JP4188549B2 - アンテナ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アンテナに係わり、特に、帯域幅が広く、かつ、高利得を要求される移動電話基地局アンテナの基本放射素子や、天井などに設置する移動通信の屋内中継装置に適用して有効なアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６は、移動電話基地局アンテナの基本放射素子として使用されている、従来の反射板付き半波長ダイポールアンテナの一例の概略構成を示す斜視図である。
同図において、１は反射板、２は誘電体基板であり、図１６に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナでは、反射板１の反射面に対して、誘電体基板２が平行になるように設けられる。
ここで、反射板１と誘電体基板２の平行間隔を維持するためには、例えば、反射板１と誘電体基板２との間に、適宜固体誘電体を充填するか、あるいは、適当な材質なるスペーサを介在させて両者を一体に結合する。
３1，３2は、第１および第２のダイポールアンテナ素子で、４は給電回路を形成する接地導体であり、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の長さは、それぞれλｏ／２の長さ（λｏは、使用中心周波数（ｆｏ）の自由空間波長）とされる。
なお、使用中心周波数（ｆｏ）は、使用することが予定されている上限周波数と下限周波数の中心の周波数である。
【０００３】
ダイポールアンテナ素子（３1，３2）および接地導体４は、誘電体基板２の一方の面（裏面または表面）に設けられ、かつ、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）は、誘電体基板２の中心点に点対称に設けられる。
図１７（ａ）に示すように、ダイポールアンテナ素子３1は、その中央部に幅方向の切込み２０が設けられ、また、接地導体４は、その中心が、誘電体基板２の中心点にほぼ一致しており、その前端部に、接地導体４の長手方向のスロット２１が設けられる。
ダイポールアンテナ素子３1の前縁中央部に設けた幅方向の切込み２０の底部と、接地導体４の前端部に設けた長手方向のスロット２１とは連続的に設けられ、ダイポールアンテナ素子３1の前縁中央部に設けた幅方向の切込み２０によって分割された導体の内端（図１７（ａ）の２２；給電点）に、接地導体４の分割前端部がそれぞれ接続されている。
なお、ダイポールアンテナ素子３2側の構成も、ダイポールアンテナ素子３1側の構成と同じである。
【０００４】
５1，５2は、給電回路を構成する折返し導体で、図１６および図１７（ｂ）に示すように、誘電体基板２の他方の面（表面または裏面）に、誘電体基板２の中心点に対称的に設けられる。
導体５1は、接地導体４の一部とともに、導体５2は、接地導体４の他の一部とともに、それぞれ分岐導体による平衡−不平衡変換回路（マイクロストリップ線路による平衡−不平衡変換回路）を構成する。
図１６、図１７には図示していないが、誘電体基板２の裏面には、同軸接栓が設けられ、その内部導体は、誘電体基板２の裏に穿った孔に挿入され、接地導体４と電気的に接続される恐れがないようにして平衡−不平衡変換回路を構成する折返し導体（５1，５2）の各内端相互の接続点に接続され、同軸接栓の外部導体は、接地導体４に接続される。
このように形成されたアンテナは、Ｚ軸方向で最大放射方向を有し、約９ｄＢｉ程度の高利得を得ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図１６、図１７に示す従来のアンテナは、高利得が得られるが、周波数の帯域幅が狭いという欠点を有する。
図１８は、図１６に示すアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
この図１８のグラフは、（１）平行に並べられたダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の等価中心を０．４２λｏ（λｏは、使用中心周波数（ｆｏ）における自由空間波長）、（２）ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の導体幅を０．０７λｏ、（３）反射板１を一辺が０．８４λｏから成る正方形、（４）反射板１と誘電体基板２との間隔を０．２１λｏとした時に、折返し導体（５1，５2）の定数を適当に調整して同軸接栓との整合を調整した際の、同軸端子から見た負荷側の反射減衰量の周波数特性を測定した結果を示すグラフである。
【０００６】
アレイアンテナの放射素子のように、反射減衰量が−２０ｄＢ以下と、比較的良好な反射特性を要求される場合、図１８の結果から判るように、図１６に示すアンテナでは、反射減衰量が−２０ｄＢ以下となる周波数範囲は、使用中心周波数（ｆｏ）に対する比帯域幅で９％程度であり、８００ＭＨｚ帯の携帯電話システムのように、送受信の周波数帯が離れ、比帯域幅が１６％以上要求される場合には、使用することができない。
このような欠点を改善するために、特願平０８−３２１１７８号に記載されている「ダイポールアンテナ」では、図１９に示すように、屈曲突出部分を有する無給電素子（６1，６2）を配置して、その周波数特性を改善している。
しかしながら、図４に示す屈曲突出部分を有する無給電素子（６1，６2）は、その構造からも分かるように、無給電素子（６1，６2）を構成する導体の導体幅を自由に拡大することが難しく、さらなる広帯域特性を得ようとした場合や、多周波数共用システムなどで、より高い周波数領域で周波数特性を安定化しなければならない場合には適用することが困難であるという問題点あった。
【０００７】
また、最大放射方向の利得を上げる必要がある場合には、図１６、または図１９に示す、平行に並べられたダイポール素子（３1，３2）を構成する導体の等価中心間隔を広げなければならないために、アンテナの形状を大きくしなければならないという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、従来のアンテナと同程度の容積ながら、広帯域化を図り、かつ、利得を向上させることが可能となるアンテナを提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、反射板と、前記反射板の前面に前記反射板と略平行で、点対称に設けられる第１および第２のダイポールアンテナ素子と、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子の前記反射板と反対の側に、前第１および第２のダイポールアンテナ素子と間隔をおいて、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子と略平行に設けられる第１および第２の無給電素子とを備えるアンテナであって、前記各無給電素子は、前記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部と、前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部と、前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方向となるように、前記第１および第２の端部を連結する連結部とを有し、前記第１および第２の無給電素子は、それぞれ前記第１および第２の端部の開放端が互いに対向して配置され、前記各無給電素子は、前記第１の端部、前記第２の端部、および前記連結部の幅方向の中心に沿った長さをＬ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５λ≦Ｌ≦λを満足することを特徴とする。
【０００９】
また、本発明は、反射板と、前記反射板の前面に前記反射板と略平行で、点対称に設けられる第１および第２のダイポールアンテナ素子と、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子の前記反射板と反対の側に、前第１および第２のダイポールアンテナ素子と間隔をおいて、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子と略平行に設けられる第１および第２の無給電素子とを備えるアンテナであって、前記各無給電素子は、前記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部と、前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部と、前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方向となるように、前記第１および第２の端部を連結する連結部とを有し、前記第１および第２の無給電素子は、それぞれ前記連結部が互いに対向して配置され、前記各無給電素子は、前記第１の端部、前記第２の端部、および前記連結部の幅方向の中心に沿った長さをＬ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５λ≦Ｌ≦λを満足することを特徴とする。
本発明の好ましい実施の形態では、前記各無給電素子の少なくとも一方は、前記連結部の長さ方向の中央部で２つに分割されていることを特徴とする。
【００１０】
前記手段によれば、反射板上に平行に並べられた、一対のダイポールアンテナ素子と、前記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部と、前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部と、前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方向となるように、前記第１および第２の端部を連結する連結部とを有する（即ち、「コの字」形）の一対の無給電素子とが、互いに近似した共振周波数を持つ共振特性を有する場合には、一対のダイポールアンテナ素子と、一対の「コの字」形無給電素子を適当な結合が得られるように配置することで、複同調回路の調整と同様に、広帯域な特性を実現させることができる。
また、一対のダイポールアンテナ素子と、一対の「コの字」形無給電素子とが、異なる共振周波数を持つ共振特性を有する場合には、スタガ同調の原理により、２周波数共振特性を実現することができる。
いずれの場合のおいても、「コの字」形無給電素子を構成する導体の中心に沿った全長は、ほぼ０．５λより長く、１λより短い周波の範囲では、「コの字」形無給電素子を構成する導体上に分布される電流分布は２つの山を持つ定在波形となるとともに、電流位相が進むため、導波作用を生ずることから、「コの字」形無給電素子を配置しないものより、利得を増大させることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
同図において、反射板１、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）、接地導体４、および折返し導体（５1，５2）の構成および動作は、図１６、図１９に示す従来のアンテナの構成および動作と変わらないので、重複を避けるため説明は省略する。
図１において、７1，７2は、一対の無給電素子（以下、「コの字」形無給電素子という。）であり、この「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）に平行となる面に、即ち、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）と間隔をおいて、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）上に略平行に配置される。
また、「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、ダイポールアンテナ素子３1と平行な第１の端部７ａと、ダイポールアンテナ素子３2と平行な第２の端部７ｂと、第１の端部７ａおよび第２の端部７ｂの開放端が同一方向となるように、第１の端部７ａおよび第２の端部７ｂを連結する連結部７ｃとを有する。
【００１２】
この「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給電素子を構成する導体の中心（幅方向の中心）に沿った全長が、ほぼ０．５λより長く、かつ、１λより短く、さらに、「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、互いに、両端部（７ａ）の開放端同士を向かい合わせて、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）の前面（ダイポールアンテナ素子（３1，３2）の反射板と反対の側）に配置される。
図１では、この「コの字」形無給電素子（７1，７2）を板状導体で示しているが、棒状や管状の導体など様々な断面形状で、かつ導電性の良いものであれば問題ないが、必要とする周波数帯域の幅が広い場合には、表面積（板状の場合には板の面積を、棒状や管状の場合には直径）を広くする必要がある。
「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、適宜絶縁体を用いて、反射板１、または誘電体基板２に固定するか、発泡プラスチックのごとき比誘電率が１に近く、低損失からなる誘電体板を、反射板１、または誘電体基板２、あるいは、反射板１および誘電体基板２の間に介在させ、接着剤等を用いて固定させても良い。
また、「コの字」形無給電素子（７1，７2）を、適宜誘電体板上にプリント配線板で用いるエッチング手法等を用いて形成した上で、「コの字」形無給電素子（７1，７2）が形成されている部分を避けて、任意の材質からなるスペーサ等により、反射板１または誘電体基板２との間を接合させ、保持させても良い。
【００１３】
図２は、本実施の形態のアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
図２に示すグラフは、（１）平行に並べられたダイポールアンテナ素子（３1，３2）の等価中心間隔を０．４２λｏ（λｏは、使用中心周波数（ｆｏ）における自由空間波長）、（２）ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の導体幅を０．０７λｏ、（３）反射板１を一辺が０．８４λｏからなる正方形、（３）反射板１と誘電体基板２の間隔を０．１０８λｏ波長、（４）「コの字」形無給電素子（７1，７2）を構成する導体と反射板１との間隔を０．２１λｏ、その導体幅を０．０７λｏ、「コの字」形無給電素子（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長を０．７８λｏとした時に、折返し導体（５1，５2）の定数を適当に調整して、同軸接栓との整合を調整した際の、同軸端子から見た、負荷側の反射減衰量の周波数特性を測定した結果を示すグラフである。
ここで、「コの字」形無給電素子（７1，７2）と反射板１との間隔は、図１８で説明で示した反射板１と誘電体基板２の間隔と一致している。
図２のグラフから判るように、反射減衰量が−２０ｄＢ以下の使用中心周波数（ｆｏ）に対する比帯域幅は、２０％以上におよび、図１６、図１９に示す従来のアンテナと殆ど同じ容積ながら、広帯域化が実現されており、８００ＭＨｚ帯で実用されている携帯電話システムで要求される帯域幅を十分カバーすることができる。
【００１４】
図３は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）を示すグラフであり、０．９ｆｏの周波数における測定結果を示している。
また、図４は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向性を示すグラフであり、１．１ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図３、図４に示すいずれの特性も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向性の半値角は、図３で５９°、図４で４９°となり、周波数の変化によって大きな変化が無い。
図５は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナの磁界面内指向性（図１に示Ｙ−Ｚ面）を示すグラフであり、０．９ｆｏの周波数における測定結果を示している。
また、図６は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナの磁界面内指向性を示すグラフであり、１．１ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図５、図６に示すいずれの特性も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向性の半値角は、図５で６５°、図６で５９°となり、この面の指向性もまた周波数の変化によって大きな変化がない。
【００１５】
図７は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナのＺ方向に於ける利得の周波数特性を示すグラフである。
図中の実線が、本実施の形態のアンテナの測定結果を示し、また、参考のために、前述の図１６で説明した従来のアンテナの利得の周波数特性を、図中の破線で示している。
同図から判るように、本実施の形態のアンテナでは、使用中心周波数の１．１ｆｏより高い周波数になると、次第に従来のアンテナの利得と差が縮まり、遂には逆転されてしまうものの、図２で説明した反射減衰量が良好な周波数の範囲では、従来のアンテナに比べて１〜２ｄＢ程度、利得が増大していることが判る。
このように、本実施の形態のアンテナによれば、従来のアンテナと同程度の容積ながら、広帯域に渡って反射減衰量が良好で、かつ、利得を向上させることが可能となる。
【００１６】
図８は、本実施の形態のアンテナの反射減衰量の周波数特性の他の例を示すグラフである。
図８に示すグラフは、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナにおいて、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の導体幅と、「コの字」形無給電素子（７1，７2）の導体幅を０．０８４λｏに変更し、折返し導体（５1，５2）の定数を適当に調整して同軸接栓との整合を調整した際の、同軸端子から見た、負荷側の反射減衰量の周波数特性を測定したグラフである。
図８から判るように、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の導体幅と、「コの字」形無給電素子（７1，７2）の導体幅を拡大し、整合を適当に調整することによって、反射減衰量を−１０ｄＢ以上とした場合の使用中心周波数ｆｏに対する比帯域幅を、５０％以上と広帯域化させることができる。
したがって、この図８のグラフを測定する際に使用したアンテナは、比較的、反射減衰量の値が大きくても実用可能な天井等に設置する移動通信の屋内中継装置に代表されるようなシステムのアンテナや、移動端末装置用のアンテナとして有用である。
また、図８のグラフから判るように、反射減衰量を−１０ｄＢ以下とした場合の使用中心周波数（ｆｏ）に対する比帯域幅の下限と上限附近の周波数では、反射減衰量が良好となる傾向があるため、例えば、８００ＭＨｚ／１．５ＧＨｚや、１．５ＧＨｚ／２ＧＨｚと言った複数の周波数帯を用いる携帯電話システムの共用アンテナとして有用である。
【００１７】
図９は、前述の図８のグラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）を示すグラフであり、０．８１ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図１０は、前述の図８のグラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向性を示すグラフであり、１．１４ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図９、図１０に示すいずれの特性も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向性の半値角は、図９で６３°、図１０で６０°となり、周波数の変化による変化が少ない特性になっている。
図１１は、前述の図８のグラフを測定する際に使用したアンテナの磁界面内指向性（図１におけるＹ−Ｚ面）を示すグラフであり、０．８１ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図１２は、前述の図８のグラフを測定する際に使用したアンテナの磁界面内指向性を示すグラフであり、１．１４ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図１１、図１２に示すいずれの特性も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向性の半値角は、図１１で７８°、図１２で７６°となり、周波数の変化による変化が少ない特性になっている。
【００１８】
［実施の形態２］
図１３は、本発明の実施の形態２のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
本実施の形態は、「コの字」形無給電素子（７1，７2）をＸ−Ｚ面に対して対称になるよう分割した点で、前述の実施の形態１と相違する。
本実施の形態では、「コの字」形無給電素子７1は、第１の分割素子７０1と第２の分割素子７０2とから構成され、同様に、「コの字」形無給電素子７2は、第１の分割素子７０3と第２の分割素子７０4とから構成される。
前述の実施の形態１に示す「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給電素子（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長が、０．５λより長く、１λより短いため、「コの字」形無給電素子（７1，７2）には、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体によって結合され、２つの定在波分布が形成される。
この定在波分布は、Ｘ−Ｚ面において、電流分布が最小になる部分があるため、この部分で「コの字」形無給電素子（７1，７2）を分割して、４つの「Ｌの字」形分割素子（７０1，７０2，７０3，７０4）に置き換えても何ら特性に差異を生じない。
本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同様な作用・効果を得ることが可能となる。
【００１９】
［実施の形態３］
図１４は、本発明の実施の形態３のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
本実施の形態は、一対の「コの字」形無給電素子（７1，７2）を、互いに連結部７ｃを対向させて配置するようにした点で、前述の実施の形態１のアンテナと相違する。
前述したように、実施の形態１に示す「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給電素子（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長は、ほぼ０．５λより長く、１λより短いため、「コの字」形無給電素子（７1，７2）には、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体によって結合され、２つの定在波分布が形成される。
そのため、本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同じ特性を得ることができる。
実験では、「コの字」形無給電素子（７1，７2）と、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）との結合が、前述の実施の形態１の場合と比べて疎になるため、図２で説明したよりも、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体をＺ方向に移動させて、「コの字」形無給電素子（７1，７2）を構成する導体に近づけることによって、前述の実施の形態１と同様な作用・効果を得ることができた。
【００２０】
［実施の形態４］
図１５は、本発明の実施の形態４のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
本実施の形態は、「コの字」形無給電素子（７1，７2）をＸ−Ｚ面に対して対称になるよう分割した点で、前述の実施の形態３と相違する。
前述したように、実施の形態１に示す「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給電素子（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長は、ほぼ０．５λより長く、１λより短いため、「コの字」形無給電素子（７1，７2）には、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体によって結合され、２つの定在波分布が形成される。
この定在波分布は、Ｘ−Ｚ面に於いて分布が最小になる部分があるため、この部分で「コの字」形無給電素子（７1，７2）を分割して、４つの「Ｌの字」形分割素子（７０1，７０2，７０3，７０4）に置き換えても何ら特性に差異を生じない。
本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同様な作用・効果を得ることが可能となる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範図において種々変更可能であることは勿論である。
【００２１】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明のアンテナによれば、従来のアンテナと同程度の容積ながら、広帯域に渡って反射減衰量が良好で、かつ、利得を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図２】本発明の実施の形態１のアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図３】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の一例を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図５】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の一例を示すグラフである。
【図６】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図７】本発明の実施の形態１のアンテナのＺ方向に於ける利得の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図８】本発明の実施の形態１のアンテナの反射減衰量の周波数特性の他の例を示すグラフである。
【図９】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図１０】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図１１】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図１２】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図１３】本発明の実施の形態２のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図１４】本発明の実施の形態３のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図１５】本発明の実施の形態４のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図１６】従来のアンテナの一例の概略構成を示す斜視図である。
【図１７】図１６に示すダイポールアンテナ素子、接地導体、折返し導体の形状を示す図である。
【図１８】図１６に示すアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図１９】従来のアンテナの他の例の概略構成を示す斜視図である。
【符号の説明】
１…反射板、２…誘電体基板、３1，３2…ダイポールアンテナ素子、４…接地導体、５1，５2…折返し導体、６1，６2，７1，７2…無給電素子、７ａ，７ｂ…端部、７ｃ…連結部、２０…幅方向の切込み、２１…長手方向のスロット、２２…給電点、７０1，７０2，７０3，７０4…分割素子。
【発明の属する技術分野】
本発明は、アンテナに係わり、特に、帯域幅が広く、かつ、高利得を要求される移動電話基地局アンテナの基本放射素子や、天井などに設置する移動通信の屋内中継装置に適用して有効なアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６は、移動電話基地局アンテナの基本放射素子として使用されている、従来の反射板付き半波長ダイポールアンテナの一例の概略構成を示す斜視図である。
同図において、１は反射板、２は誘電体基板であり、図１６に示す反射板付き半波長ダイポールアンテナでは、反射板１の反射面に対して、誘電体基板２が平行になるように設けられる。
ここで、反射板１と誘電体基板２の平行間隔を維持するためには、例えば、反射板１と誘電体基板２との間に、適宜固体誘電体を充填するか、あるいは、適当な材質なるスペーサを介在させて両者を一体に結合する。
３1，３2は、第１および第２のダイポールアンテナ素子で、４は給電回路を形成する接地導体であり、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の長さは、それぞれλｏ／２の長さ（λｏは、使用中心周波数（ｆｏ）の自由空間波長）とされる。
なお、使用中心周波数（ｆｏ）は、使用することが予定されている上限周波数と下限周波数の中心の周波数である。
【０００３】
ダイポールアンテナ素子（３1，３2）および接地導体４は、誘電体基板２の一方の面（裏面または表面）に設けられ、かつ、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）は、誘電体基板２の中心点に点対称に設けられる。
図１７（ａ）に示すように、ダイポールアンテナ素子３1は、その中央部に幅方向の切込み２０が設けられ、また、接地導体４は、その中心が、誘電体基板２の中心点にほぼ一致しており、その前端部に、接地導体４の長手方向のスロット２１が設けられる。
ダイポールアンテナ素子３1の前縁中央部に設けた幅方向の切込み２０の底部と、接地導体４の前端部に設けた長手方向のスロット２１とは連続的に設けられ、ダイポールアンテナ素子３1の前縁中央部に設けた幅方向の切込み２０によって分割された導体の内端（図１７（ａ）の２２；給電点）に、接地導体４の分割前端部がそれぞれ接続されている。
なお、ダイポールアンテナ素子３2側の構成も、ダイポールアンテナ素子３1側の構成と同じである。
【０００４】
５1，５2は、給電回路を構成する折返し導体で、図１６および図１７（ｂ）に示すように、誘電体基板２の他方の面（表面または裏面）に、誘電体基板２の中心点に対称的に設けられる。
導体５1は、接地導体４の一部とともに、導体５2は、接地導体４の他の一部とともに、それぞれ分岐導体による平衡−不平衡変換回路（マイクロストリップ線路による平衡−不平衡変換回路）を構成する。
図１６、図１７には図示していないが、誘電体基板２の裏面には、同軸接栓が設けられ、その内部導体は、誘電体基板２の裏に穿った孔に挿入され、接地導体４と電気的に接続される恐れがないようにして平衡−不平衡変換回路を構成する折返し導体（５1，５2）の各内端相互の接続点に接続され、同軸接栓の外部導体は、接地導体４に接続される。
このように形成されたアンテナは、Ｚ軸方向で最大放射方向を有し、約９ｄＢｉ程度の高利得を得ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図１６、図１７に示す従来のアンテナは、高利得が得られるが、周波数の帯域幅が狭いという欠点を有する。
図１８は、図１６に示すアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
この図１８のグラフは、（１）平行に並べられたダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の等価中心を０．４２λｏ（λｏは、使用中心周波数（ｆｏ）における自由空間波長）、（２）ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の導体幅を０．０７λｏ、（３）反射板１を一辺が０．８４λｏから成る正方形、（４）反射板１と誘電体基板２との間隔を０．２１λｏとした時に、折返し導体（５1，５2）の定数を適当に調整して同軸接栓との整合を調整した際の、同軸端子から見た負荷側の反射減衰量の周波数特性を測定した結果を示すグラフである。
【０００６】
アレイアンテナの放射素子のように、反射減衰量が−２０ｄＢ以下と、比較的良好な反射特性を要求される場合、図１８の結果から判るように、図１６に示すアンテナでは、反射減衰量が−２０ｄＢ以下となる周波数範囲は、使用中心周波数（ｆｏ）に対する比帯域幅で９％程度であり、８００ＭＨｚ帯の携帯電話システムのように、送受信の周波数帯が離れ、比帯域幅が１６％以上要求される場合には、使用することができない。
このような欠点を改善するために、特願平０８−３２１１７８号に記載されている「ダイポールアンテナ」では、図１９に示すように、屈曲突出部分を有する無給電素子（６1，６2）を配置して、その周波数特性を改善している。
しかしながら、図４に示す屈曲突出部分を有する無給電素子（６1，６2）は、その構造からも分かるように、無給電素子（６1，６2）を構成する導体の導体幅を自由に拡大することが難しく、さらなる広帯域特性を得ようとした場合や、多周波数共用システムなどで、より高い周波数領域で周波数特性を安定化しなければならない場合には適用することが困難であるという問題点あった。
【０００７】
また、最大放射方向の利得を上げる必要がある場合には、図１６、または図１９に示す、平行に並べられたダイポール素子（３1，３2）を構成する導体の等価中心間隔を広げなければならないために、アンテナの形状を大きくしなければならないという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、従来のアンテナと同程度の容積ながら、広帯域化を図り、かつ、利得を向上させることが可能となるアンテナを提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、反射板と、前記反射板の前面に前記反射板と略平行で、点対称に設けられる第１および第２のダイポールアンテナ素子と、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子の前記反射板と反対の側に、前第１および第２のダイポールアンテナ素子と間隔をおいて、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子と略平行に設けられる第１および第２の無給電素子とを備えるアンテナであって、前記各無給電素子は、前記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部と、前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部と、前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方向となるように、前記第１および第２の端部を連結する連結部とを有し、前記第１および第２の無給電素子は、それぞれ前記第１および第２の端部の開放端が互いに対向して配置され、前記各無給電素子は、前記第１の端部、前記第２の端部、および前記連結部の幅方向の中心に沿った長さをＬ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５λ≦Ｌ≦λを満足することを特徴とする。
【０００９】
また、本発明は、反射板と、前記反射板の前面に前記反射板と略平行で、点対称に設けられる第１および第２のダイポールアンテナ素子と、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子の前記反射板と反対の側に、前第１および第２のダイポールアンテナ素子と間隔をおいて、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子と略平行に設けられる第１および第２の無給電素子とを備えるアンテナであって、前記各無給電素子は、前記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部と、前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部と、前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方向となるように、前記第１および第２の端部を連結する連結部とを有し、前記第１および第２の無給電素子は、それぞれ前記連結部が互いに対向して配置され、前記各無給電素子は、前記第１の端部、前記第２の端部、および前記連結部の幅方向の中心に沿った長さをＬ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５λ≦Ｌ≦λを満足することを特徴とする。
本発明の好ましい実施の形態では、前記各無給電素子の少なくとも一方は、前記連結部の長さ方向の中央部で２つに分割されていることを特徴とする。
【００１０】
前記手段によれば、反射板上に平行に並べられた、一対のダイポールアンテナ素子と、前記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部と、前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部と、前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方向となるように、前記第１および第２の端部を連結する連結部とを有する（即ち、「コの字」形）の一対の無給電素子とが、互いに近似した共振周波数を持つ共振特性を有する場合には、一対のダイポールアンテナ素子と、一対の「コの字」形無給電素子を適当な結合が得られるように配置することで、複同調回路の調整と同様に、広帯域な特性を実現させることができる。
また、一対のダイポールアンテナ素子と、一対の「コの字」形無給電素子とが、異なる共振周波数を持つ共振特性を有する場合には、スタガ同調の原理により、２周波数共振特性を実現することができる。
いずれの場合のおいても、「コの字」形無給電素子を構成する導体の中心に沿った全長は、ほぼ０．５λより長く、１λより短い周波の範囲では、「コの字」形無給電素子を構成する導体上に分布される電流分布は２つの山を持つ定在波形となるとともに、電流位相が進むため、導波作用を生ずることから、「コの字」形無給電素子を配置しないものより、利得を増大させることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
同図において、反射板１、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）、接地導体４、および折返し導体（５1，５2）の構成および動作は、図１６、図１９に示す従来のアンテナの構成および動作と変わらないので、重複を避けるため説明は省略する。
図１において、７1，７2は、一対の無給電素子（以下、「コの字」形無給電素子という。）であり、この「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）に平行となる面に、即ち、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）と間隔をおいて、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）上に略平行に配置される。
また、「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、ダイポールアンテナ素子３1と平行な第１の端部７ａと、ダイポールアンテナ素子３2と平行な第２の端部７ｂと、第１の端部７ａおよび第２の端部７ｂの開放端が同一方向となるように、第１の端部７ａおよび第２の端部７ｂを連結する連結部７ｃとを有する。
【００１２】
この「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給電素子を構成する導体の中心（幅方向の中心）に沿った全長が、ほぼ０．５λより長く、かつ、１λより短く、さらに、「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、互いに、両端部（７ａ）の開放端同士を向かい合わせて、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）の前面（ダイポールアンテナ素子（３1，３2）の反射板と反対の側）に配置される。
図１では、この「コの字」形無給電素子（７1，７2）を板状導体で示しているが、棒状や管状の導体など様々な断面形状で、かつ導電性の良いものであれば問題ないが、必要とする周波数帯域の幅が広い場合には、表面積（板状の場合には板の面積を、棒状や管状の場合には直径）を広くする必要がある。
「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、適宜絶縁体を用いて、反射板１、または誘電体基板２に固定するか、発泡プラスチックのごとき比誘電率が１に近く、低損失からなる誘電体板を、反射板１、または誘電体基板２、あるいは、反射板１および誘電体基板２の間に介在させ、接着剤等を用いて固定させても良い。
また、「コの字」形無給電素子（７1，７2）を、適宜誘電体板上にプリント配線板で用いるエッチング手法等を用いて形成した上で、「コの字」形無給電素子（７1，７2）が形成されている部分を避けて、任意の材質からなるスペーサ等により、反射板１または誘電体基板２との間を接合させ、保持させても良い。
【００１３】
図２は、本実施の形態のアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
図２に示すグラフは、（１）平行に並べられたダイポールアンテナ素子（３1，３2）の等価中心間隔を０．４２λｏ（λｏは、使用中心周波数（ｆｏ）における自由空間波長）、（２）ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の導体幅を０．０７λｏ、（３）反射板１を一辺が０．８４λｏからなる正方形、（３）反射板１と誘電体基板２の間隔を０．１０８λｏ波長、（４）「コの字」形無給電素子（７1，７2）を構成する導体と反射板１との間隔を０．２１λｏ、その導体幅を０．０７λｏ、「コの字」形無給電素子（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長を０．７８λｏとした時に、折返し導体（５1，５2）の定数を適当に調整して、同軸接栓との整合を調整した際の、同軸端子から見た、負荷側の反射減衰量の周波数特性を測定した結果を示すグラフである。
ここで、「コの字」形無給電素子（７1，７2）と反射板１との間隔は、図１８で説明で示した反射板１と誘電体基板２の間隔と一致している。
図２のグラフから判るように、反射減衰量が−２０ｄＢ以下の使用中心周波数（ｆｏ）に対する比帯域幅は、２０％以上におよび、図１６、図１９に示す従来のアンテナと殆ど同じ容積ながら、広帯域化が実現されており、８００ＭＨｚ帯で実用されている携帯電話システムで要求される帯域幅を十分カバーすることができる。
【００１４】
図３は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）を示すグラフであり、０．９ｆｏの周波数における測定結果を示している。
また、図４は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向性を示すグラフであり、１．１ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図３、図４に示すいずれの特性も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向性の半値角は、図３で５９°、図４で４９°となり、周波数の変化によって大きな変化が無い。
図５は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナの磁界面内指向性（図１に示Ｙ−Ｚ面）を示すグラフであり、０．９ｆｏの周波数における測定結果を示している。
また、図６は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナの磁界面内指向性を示すグラフであり、１．１ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図５、図６に示すいずれの特性も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向性の半値角は、図５で６５°、図６で５９°となり、この面の指向性もまた周波数の変化によって大きな変化がない。
【００１５】
図７は、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナのＺ方向に於ける利得の周波数特性を示すグラフである。
図中の実線が、本実施の形態のアンテナの測定結果を示し、また、参考のために、前述の図１６で説明した従来のアンテナの利得の周波数特性を、図中の破線で示している。
同図から判るように、本実施の形態のアンテナでは、使用中心周波数の１．１ｆｏより高い周波数になると、次第に従来のアンテナの利得と差が縮まり、遂には逆転されてしまうものの、図２で説明した反射減衰量が良好な周波数の範囲では、従来のアンテナに比べて１〜２ｄＢ程度、利得が増大していることが判る。
このように、本実施の形態のアンテナによれば、従来のアンテナと同程度の容積ながら、広帯域に渡って反射減衰量が良好で、かつ、利得を向上させることが可能となる。
【００１６】
図８は、本実施の形態のアンテナの反射減衰量の周波数特性の他の例を示すグラフである。
図８に示すグラフは、前述の図２のグラフを測定する際に使用したアンテナにおいて、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の導体幅と、「コの字」形無給電素子（７1，７2）の導体幅を０．０８４λｏに変更し、折返し導体（５1，５2）の定数を適当に調整して同軸接栓との整合を調整した際の、同軸端子から見た、負荷側の反射減衰量の周波数特性を測定したグラフである。
図８から判るように、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体の導体幅と、「コの字」形無給電素子（７1，７2）の導体幅を拡大し、整合を適当に調整することによって、反射減衰量を−１０ｄＢ以上とした場合の使用中心周波数ｆｏに対する比帯域幅を、５０％以上と広帯域化させることができる。
したがって、この図８のグラフを測定する際に使用したアンテナは、比較的、反射減衰量の値が大きくても実用可能な天井等に設置する移動通信の屋内中継装置に代表されるようなシステムのアンテナや、移動端末装置用のアンテナとして有用である。
また、図８のグラフから判るように、反射減衰量を−１０ｄＢ以下とした場合の使用中心周波数（ｆｏ）に対する比帯域幅の下限と上限附近の周波数では、反射減衰量が良好となる傾向があるため、例えば、８００ＭＨｚ／１．５ＧＨｚや、１．５ＧＨｚ／２ＧＨｚと言った複数の周波数帯を用いる携帯電話システムの共用アンテナとして有用である。
【００１７】
図９は、前述の図８のグラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）を示すグラフであり、０．８１ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図１０は、前述の図８のグラフを測定する際に使用したアンテナの電界面内指向性を示すグラフであり、１．１４ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図９、図１０に示すいずれの特性も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向性の半値角は、図９で６３°、図１０で６０°となり、周波数の変化による変化が少ない特性になっている。
図１１は、前述の図８のグラフを測定する際に使用したアンテナの磁界面内指向性（図１におけるＹ−Ｚ面）を示すグラフであり、０．８１ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図１２は、前述の図８のグラフを測定する際に使用したアンテナの磁界面内指向性を示すグラフであり、１．１４ｆｏの周波数における測定結果を示している。
図１１、図１２に示すいずれの特性も、Ｚ軸方向で最大放射となる特性となっており、指向性の半値角は、図１１で７８°、図１２で７６°となり、周波数の変化による変化が少ない特性になっている。
【００１８】
［実施の形態２］
図１３は、本発明の実施の形態２のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
本実施の形態は、「コの字」形無給電素子（７1，７2）をＸ−Ｚ面に対して対称になるよう分割した点で、前述の実施の形態１と相違する。
本実施の形態では、「コの字」形無給電素子７1は、第１の分割素子７０1と第２の分割素子７０2とから構成され、同様に、「コの字」形無給電素子７2は、第１の分割素子７０3と第２の分割素子７０4とから構成される。
前述の実施の形態１に示す「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給電素子（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長が、０．５λより長く、１λより短いため、「コの字」形無給電素子（７1，７2）には、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体によって結合され、２つの定在波分布が形成される。
この定在波分布は、Ｘ−Ｚ面において、電流分布が最小になる部分があるため、この部分で「コの字」形無給電素子（７1，７2）を分割して、４つの「Ｌの字」形分割素子（７０1，７０2，７０3，７０4）に置き換えても何ら特性に差異を生じない。
本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同様な作用・効果を得ることが可能となる。
【００１９】
［実施の形態３］
図１４は、本発明の実施の形態３のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
本実施の形態は、一対の「コの字」形無給電素子（７1，７2）を、互いに連結部７ｃを対向させて配置するようにした点で、前述の実施の形態１のアンテナと相違する。
前述したように、実施の形態１に示す「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給電素子（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長は、ほぼ０．５λより長く、１λより短いため、「コの字」形無給電素子（７1，７2）には、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体によって結合され、２つの定在波分布が形成される。
そのため、本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同じ特性を得ることができる。
実験では、「コの字」形無給電素子（７1，７2）と、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）との結合が、前述の実施の形態１の場合と比べて疎になるため、図２で説明したよりも、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体をＺ方向に移動させて、「コの字」形無給電素子（７1，７2）を構成する導体に近づけることによって、前述の実施の形態１と同様な作用・効果を得ることができた。
【００２０】
［実施の形態４］
図１５は、本発明の実施の形態４のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
本実施の形態は、「コの字」形無給電素子（７1，７2）をＸ−Ｚ面に対して対称になるよう分割した点で、前述の実施の形態３と相違する。
前述したように、実施の形態１に示す「コの字」形無給電素子（７1，７2）は、無給電素子（７1，７2）を構成する導体の中心に沿った全長は、ほぼ０．５λより長く、１λより短いため、「コの字」形無給電素子（７1，７2）には、ダイポールアンテナ素子（３1，３2）を構成する導体によって結合され、２つの定在波分布が形成される。
この定在波分布は、Ｘ−Ｚ面に於いて分布が最小になる部分があるため、この部分で「コの字」形無給電素子（７1，７2）を分割して、４つの「Ｌの字」形分割素子（７０1，７０2，７０3，７０4）に置き換えても何ら特性に差異を生じない。
本実施の形態においても、前述の実施の形態１と同様な作用・効果を得ることが可能となる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範図において種々変更可能であることは勿論である。
【００２１】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明のアンテナによれば、従来のアンテナと同程度の容積ながら、広帯域に渡って反射減衰量が良好で、かつ、利得を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図２】本発明の実施の形態１のアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図３】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の一例を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図５】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の一例を示すグラフである。
【図６】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図７】本発明の実施の形態１のアンテナのＺ方向に於ける利得の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図８】本発明の実施の形態１のアンテナの反射減衰量の周波数特性の他の例を示すグラフである。
【図９】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図１０】本発明の実施の形態１のアンテナの電界面内指向性（図１に示すＸ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図１１】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図１２】本発明の実施の形態１のアンテナの磁界面内指向性（図１に示すＹ−Ｚ面）の他の例を示すグラフである。
【図１３】本発明の実施の形態２のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図１４】本発明の実施の形態３のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図１５】本発明の実施の形態４のアンテナの概略構成を示す斜視図である。
【図１６】従来のアンテナの一例の概略構成を示す斜視図である。
【図１７】図１６に示すダイポールアンテナ素子、接地導体、折返し導体の形状を示す図である。
【図１８】図１６に示すアンテナの反射減衰量の周波数特性の一例を示すグラフである。
【図１９】従来のアンテナの他の例の概略構成を示す斜視図である。
【符号の説明】
１…反射板、２…誘電体基板、３1，３2…ダイポールアンテナ素子、４…接地導体、５1，５2…折返し導体、６1，６2，７1，７2…無給電素子、７ａ，７ｂ…端部、７ｃ…連結部、２０…幅方向の切込み、２１…長手方向のスロット、２２…給電点、７０1，７０2，７０3，７０4…分割素子。
Claims (3)
- 反射板と、
前記反射板の前面に前記反射板と略平行で、点対称に設けられる第１および第２のダイポールアンテナ素子と、
前記第１および第２のダイポールアンテナ素子の前記反射板と反対の側に、前第１および第２のダイポールアンテナ素子と間隔をおいて、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子と略平行に設けられる第１および第２の無給電素子とを備えるアンテナであって、
前記各無給電素子は、前記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部と、
前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部と、
前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方向となるように、前記第１および第２の端部を連結する連結部とを有し、
前記第１および第２の無給電素子は、それぞれ前記第１および第２の端部の開放端が互いに対向して配置され、
前記各無給電素子は、前記第１の端部、前記第２の端部、および前記連結部の幅方向の中心に沿った長さをＬ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５λ≦Ｌ≦λを満足することを特徴とするアンテナ。 - 反射板と、
前記反射板の前面に前記反射板と略平行で、点対称に設けられる第１および第２のダイポールアンテナ素子と、
前記第１および第２のダイポールアンテナ素子の前記反射板と反対の側に、前第１および第２のダイポールアンテナ素子と間隔をおいて、前記第１および第２のダイポールアンテナ素子と略平行に設けられる第１および第２の無給電素子とを備えるアンテナであって、
前記各無給電素子は、前記第１のダイポールアンテナ素子と平行な第１の端部と、
前記第２のダイポールアンテナ素子と平行な第２の端部と、
前記第１の端部および前記第２の端部の開放端が同一方向となるように、前記第１および第２の端部を連結する連結部とを有し、
前記第１および第２の無給電素子は、それぞれ前記連結部が互いに対向して配置され、
前記各無給電素子は、前記第１の端部、前記第２の端部、および前記連結部の幅方向の中心に沿った長さをＬ、使用周波数の自由空間波長をλとするとき、０．５λ≦Ｌ≦λを満足することを特徴とするアンテナ。 - 前記各無給電素子の少なくとも一方は、前記連結部の長さ方向の中央部で２つに分割されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のアンテナ。
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