JP4026903B2 - 交流点火装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、点火コイルの1次巻線をスイッチングする点火トランジスタと、該点火トランジスタを制御するための制御回路と、前記点火トランジスタのエミッタ−コレクタ間に配置されたコンデンサとダイオードから成る並列回路とが設けられている、エンジンのための交流点火装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
この種の交流点火装置は、たとえば図3に示されている回路の形態として従来技術から公知である。この場合、IGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)として構成された点火トランジスタが制御回路Aにより制御される。この制御回路は、演算増幅器(差動増幅器)、電流検出装置およびドライバ回路(以下では略してドライバと称する)のほかに時限素子も有しており、この時限素子の出力信号は点火制御信号と論理的にAND結合されて差動増幅器へ供給される。図示の回路の動作は、分路抵抗のところで降下する電圧が所定の値を超えると点火トランジスタが遮断されることに基づくものである。そして時限素子によりまえもって定められている所定の時間後、点火トランジスタのスイッチオンが行われる。時限素子の使用によって達成しようとしていることは、点火トランジスタのコレクタとエミッタの間に配置されたダイオードがアクティブ状態にある所定の時間窓内で、点火トランジスタのスイッチオン過程が行われるようにすることである。このようにした場合、回路の特性に対しスイッチオン過程が実質的に作用を及ぼさなくなる。
【0003】
しかしこれによって生じる欠点とは、点火コイルや点火プラグつまり時間に関してクリティカルなコンポーネントの許容誤差または老化や、二次側が無負荷であるときの回路の種々異なる過渡応答特性に起因して、さらにはスパーク持続時間中に、時間窓のずれが生じる可能性があることである。点火トランジスタの制御信号がダイオードDのアクティブ時相中にもはや入らなくなってしまうと、各スイッチオン過程ごとにスイッチオン電流ピークが発生して回路の全電力損失が高まり、点火電圧の供給も少なくなってしまう。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の課題は、冒頭で述べた形式の交流点火装置において、点火トランジスタの制御が常に上述の時間窓の最初に行われるように構成することにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
本発明によればこの課題は、制御回路へ点火トランジスタのコレクタ電位に比例する測定信号が供給され、該測定信号に依存して前記制御回路により点火トランジスタが制御され、該点火トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧が低いときに該点火トランジスタがスイッチングされることにより解決される。
【0006】
【発明の実施の形態】
このようにして点火トランジスタの制御が局所的な条件に整合され、その結果、許容誤差や経年変化によってもスイッチング特性に影響が及ぼされなくなる。そしてこのことは、制御回路へ点火トランジスタのコレクタ電位に比例する信号が供給され、それに基づき制御が行われることによって達成される。さらに点火トランジスタは各点火周期において最初のスイッチオンにあたり”ソフトに”スイッチングされ、このことにより点火システムの動作に対し好影響が与えられる。
【0007】
従属請求項には本発明のその他の有利な実施形態が示されている。
【0008】
次に、図面を参照しながら実施例に基づき本発明について詳細に説明する。
【0009】
【実施例】
図1には交流点火装置1が示されており、これは点火ユニット3,制御回路5および測定装置7を有している。
【0010】
点火ユニット3は点火トランジスタTを有しており、これはたとえばIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)として構成するのがよい。電圧源UとトランジスタTのコレクタとの間に、点火コイルSpの1次巻線Pが配置されている。また、トランジスタTのエミッタは、電流分路として用いられる抵抗R13を介してアースと接続されている。さらにトランジスタTのコレクタとエミッタとの間に、コンデンサC3および阻止方向に極性づけられたダイオードD3が接続されている。この場合、トランジスタTのベースへ制御回路5の出力信号が供給される。
【0011】
制御回路5の入力側には、互いに並列に配置された2つのインバータI1とI2が設けられており、それらの両方の入力側はコンデンサC1を介して互いに接続されている。さらに一方のインバータI1の入力側は、抵抗R10を介して正の給電電圧源Uvと接続されている。これに対して第2のインバータI2の入力側は、点火制御信号のための入力側として用いられる。
【0012】
第1のインバータI1の出力側は、抵抗R9とダイオードD1とから成る直列回路を介してノードK1と接続されており、このノードK1自体は抵抗R6を介してインバータI2の出力側と接続されている。また、ノードK1は抵抗R1を介して給電電圧源Uvと接続されており、抵抗R2を介してアースと接続されている。
【0013】
さらに制御回路5は差動増幅器つまり演算増幅器OPを有しており、これは2つの入力側E−およびE+を有している。入力側E+はノードK1とじかに接続されているのに対し、入力側E−は抵抗R3を介して正の給電電圧源Uvと接続されている。また、入力側E−とアースとの間に、抵抗R4とコンデンサC2とから成る並列回路が設けられている。さらに抵抗R8を介して、差動増幅器の入力側E−がさらにトランジスタTのエミッタと接続されている。
【0014】
差動増幅器OPの出力側は抵抗R11を介して電圧源Uvと接続されており、さらにフィードバック抵抗R5を介して入力側E+と接続されている。この差動増幅器OPの出力信号はドライバTR1へ供給され、ドライバTR1の出力信号は抵抗R12を介してトランジスタTのベースへと導かれる。さらにドライバTR1自体の出力側は、抵抗R17を介して給電電圧源Uvと接続されている。
【0015】
測定装置7から供給される信号は制御回路5において第3のインバータI3へ導かれ、このインバータI3の出力側はダイオードD2のカソードと接続されている。また、このダイオードD2のアノードは抵抗R7を介してノードK1と接続されている。
【0016】
第3のインバータI3の出力信号はドライバTR2へ供給され、ドライバTR2の出力信号は抵抗R19を介してトランジスタTのベースへと導かれる。さらにドライバTR2の出力側は、抵抗R18を介して給電電圧源Uvと接続されている。
【0017】
測定装置7は抵抗R14〜R16から成る直列回路を有しており、その際、抵抗R16の一方の端部はトランジスタTのコレクタと接続されており、抵抗R14の一方の端部はアースと接続されている。2つの抵抗R15およびR14に対し並列に、保護用のツェナダイオードが設けられている。この場合、2つの抵抗R14およびR15の接続個所から測定信号が取り出され、既述のように第3のインバータI3へ供給される。
【0018】
次に、図2に示した電圧経過特性に基づき上述の交流点火回路の動作について説明する。
【0019】
点火制御の行われない時相0において制御信号Aはレベル”1”を有しており、これはたとえば15Vに対応させることができる。インバータI1の入力側およびインバータI2の入力側における信号”1”は、それぞれレベル”0”たとえば0Vを有する出力信号になる。したがって、ノードK1における電位さらにそれに応じて差動増幅器の入力側E+における電位は抵抗R1,R2,R3,R4の相応の大きさに基づいて、入力側E−に加わる電位の値よりも著しく低い値にされる。このことは図2に示されているとおりであり、ここで実線は入力側E+における電圧経過特性を表し、破線は入力側E−における電圧経過特性を表している。
【0020】
入力側E−は入力側E+よりも高い電位におかれているので、差動増幅器の出力側は低い電位を有しており、このため制御回路5の出力側に生じる制御信号は、トランジスタを導通状態へ切り換えるには低すぎるものである。この場合、トランジスタは阻止状態におかれ、その結果、コレクタ−エミッタ間には図2に示されているような電圧が発生する。
【0021】
時点t1において制御信号がレベル”0”にセットされ、インバータI2の出力信号はレベル”1”にジャンプし、その結果、ノードK1の電位も上昇する。インバータI2の出力信号が切り替わるのと同時に、少なくともコンデンサC1が充電されてしまうまで、インバータI1の出力信号もレベル”1”に切り替わる。インバータI1が”1”レベルになることで、結果としてノードK1における電位がさらに高められ、それによってこの電位は最終的に入力側E−の電位よりも高くなる。
【0022】
この電位が入力側E−における電位を超えることで差動増幅器の出力信号はレベル”1”に切り替わり、その結果、ドライバTR1は出力信号を抵抗R12へ送出し、ひいてはトランジスタTのベースへ送出することになる。この時相においてドライバTR2の出力側はレベル”0”に切り換えられているので、抵抗R12とR19により分圧器が形成され、この分圧器によってトランジスタのゲート電圧が”通常のON”(時相3,3a,...)よりも低くなり、このことによってトランジスタの大きなスイッチング電流(コンデンサC3の放電)も回避されることになる。コレクタ−エミッタ間の電圧は、ゆっくりとしか低減していかない。
【0023】
トランジスタTのベースにおける電圧が上昇することによりコレクタ−エミッタ接続の導電性も次第に上昇し、その結果、コレクタにおける電位が低減する。この電位は測定装置7により取り出され、制御回路5の第3のインバータI3へ供給される。測定信号つまりはコレクタにおける電位が所定の閾値よりも低くなると、インバータI3の出力信号がレベル”1”へ切り替わる。このことにより一方では、抵抗R7とダイオードD2において電位を低下させる作用が取り除かれ、それによりノードK1における電位つまりは入力側E+における電位が再び上昇することになる。このことは図2中、時相2のところで明瞭に示されている。他方、上述のレベル”1”により、ドライバ回路TR2および抵抗R19を介してトランジスタTがただちに導通状態へ切り換えられることになる。
【0024】
時相1のはじめにおいてすでに電流はトランジスタTを介して流れており、これにより差動増幅器の入力側E−における電位が常に上昇し続けるようになる。
【0025】
制御回路5の入力側においてコンデンサC1が充電されてしまうと、インバータI1の出力信号はただちにレベル”0”にリセットされ、それにより電位を上昇させる作用がなくなる。その結果、図2における時相3のはじめのところに示されているように、ノードK1つまりは入力側E+において電位が降下する。時相3において、入力側E−における電位はトランジスタTを介して流れるコイル電流に起因して連続的に上昇し続け、この上昇は時点t2において所期の遮断電流に対応する入力側E+におけるレベルに達するまで続く。時相4がはじまると、入力側E−における電位は入力側E+における値よりも大きくなり、その結果、差動増幅器の出力側はレベル”0”にセットされることになる。そしてフィードバック抵抗R5を介して、図2に示されているようにそれに応じて入力側E+における電位の低減が行われる。しかし、入力側E+における電位レベルは時相0のときの入力側E−におけるレベルよりもまだ大きく、つまりコイル電流がゼロのときよりもまだ大きい。
【0026】
時相4の間、トランジスタTが遮断されているにもかかわらず、入力側E−における電位がさらに上昇していく。これは、トランジスタTの遮断後、コンデンサC3の充電に起因してコイル電流が流れ続けることによる。
【0027】
測定装置7により取り出された電位置が抵抗R14〜R16の選定により調整可能な閾値を超えるとただちに、インバータI3の出力信号がレベル”0”に切り替わる。その結果、ノードK1に生じる電位が抵抗R7およびダイオードD2を介して引き下げられる。このことは図2中、時相5の開始部分に示されている。
【0028】
そして時相5において入力側E−における電位レベルが低減するが、これは常に入力側E+における電位値よりも高いままである。これと同時に、トランジスタTのコレクタ−エミッタ間電圧は図2に示されているように半波形状で経過し、その際、この半波終了時のコイル電流は負の最大値に達する。時相5の終わりのこの時点t3においてトランジスタTのコレクタ−エミッタ間電圧は、インバータI3の出力信号がレベル”1”にセットされるまでしか低減せず、その結果、ノードK1は以前に時相3ですでにとっていたレベルに達することになる。時点t3において入力側E+におけるレベルは入力側E−におけるレベルよりも高いので、トランジスタTは再び導通状態に切り替わり、したがってそれに応じて時相3,4,5が再び経過していく。これらの時相の繰り返しは、制御信号Aがレベル”0”にセットされるまで行われる。
【0029】
この動作説明から明らかにされたことは、トランジスタTの導通制御はもっぱら電圧経過特性に依存して行われ、しかもこれは常にトランジスタTのコレクタ−エミッタ間における電圧経過特性の半波終了部分において行われることである。したがって、導通制御は図2に書き込まれた時間窓の最初のところで常に行われる。
【0030】
すでに述べたようにこのことの利点として挙げられるのは、回路がロバストであり、部品の許容誤差とは全く無関係であり、さらに励起と固有周波数との間のずれが不可能であり、しかもすべてのスイッチング過程が固有周波数から導出されることである。このことによって最小の電力損失を実現することができ、その際、IGBT電流ピークが発生しない。また、IGBTの再度のスイッチオンは許可された時間窓のはじめに常に行われるので、IGBTのスイッチング特性に関して特別な要求が課されることもない。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による実施例の回路図である。
【図2】回路中の複数のノードにおける信号経過特性を表す電圧ダイアグラムである。
【図3】従来技術による交流点火装置を示す図である。
【符号の説明】
1 点火装置
3 点火ユニット
5 制御回路
7 測定装置
Sp 点火コイル
I1,I2,I3 インバータ
TR1,TR2 ドライバ回路
OP 差動増幅器
T トランジスタ
Claims (12)
- 点火コイルの1次巻線をスイッチングする点火トランジスタと、該点火トランジスタを制御するための制御回路と、前記点火トランジスタのエミッタ−コレクタ間に配置されたコンデンサとダイオードから成る並列回路とが設けられており、制御回路へ点火トランジスタのコレクタ電位に比例する測定信号が測定装置から供給される、エンジンのための交流点火装置において、
前記制御回路(5)は、前記測定装置(7)から供給されたコレクタ電位に比例する測定信号が該測定装置(7)により設定された閾値よりも低くなったとき、前記点火トランジスタ(T)を再びスイッチオンする手段(7,I3)を有することを特徴とする、
交流点火装置。 - 点火周期において前記点火トランジスタ(T)は最初のスイッチオン時、それ以降のスイッチオン時よりも低い電圧でスイッチングされる、請求項1記載の装置。
- 前記制御回路(5)は差動増幅器(OP)を有しており、該差動増幅器の一方の入力側(E+)へ前記測定信号が供給される、請求項1記載の装置。
- 前記の一方の入力側(E+)へ制御点火信号(A)に相応する信号が供給される、請求項3記載の装置。
- 前記の一方の入力側(E+)へ点火制御の開始時に短い時相の間、電圧を高める信号が供給される、請求項3または4記載の装置。
- 前記差動増幅器(OP)の出力信号はドライバ回路(TR1)へ供給され、該ドライバ回路(TR1)の出力信号は前記点火トランジスタ(T)のベースへ導かれる、請求項1〜5のいずれか1項記載の装置。
- 前記測定信号は分圧器回路(R16,R15,R14)からインバータ(I3)へ導かれ、該インバータ(I3)の出力側は、抵抗(R7)とダイオード(D2)から成る直列回路を介して前記差動増幅器(OP)の入力側(E+)と接続されている、請求項1〜6のいずれか1項記載の装置。
- 前記差動増幅器(OP)の他方の入力側(E−)は前記点火トランジスタ(T)のエミッタと接続されている、請求項1〜7のいずれか1項記載の装置。
- 前記トランジスタ(T)のエミッタとアースとの間に電流分路として用いられる抵抗(R13)が設けられている、請求項1〜8のいずれか1項記載の装置。
- 前記他方の入力側(E−)とアースとの間において前記電流分路(R13)に対し並列に、抵抗(R4)とコンデンサ(C2)から成る並列回路が設けられている、請求項9記載の装置。
- 前記インバータ(I3)の出力信号はドライバ回路(TR2)へ導かれ、該ドライバ回路(TR2)の出力信号は前記点火トランジスタ(T)のベースへ供給される、請求項1〜10のいずれか1項記載の装置。
- 前記トランジスタ(T)はIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)である、請求項1〜11のいずれか1項記載の装置。
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