JP4011317B2 - 定電圧回路およびそれを用いる赤外線リモコン受信機 - Google Patents
定電圧回路およびそれを用いる赤外線リモコン受信機 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、赤外線リモコン受信機や低周波の高感度センサ回路等に好適に用いられる定電圧回路およびそれを搭載する前記赤外線リモコン受信機に関し、特にその電源ノイズの対策に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、前記赤外線リモコン受信機１の受信システムの一例を示す全体のブロック図であり、図１０はその各部の波形図である。この受信機１は、赤外線の送信コード信号を外付けのフォトダイオード２で図１０（ａ）で示すような光電流信号Ｉｉｎに変換して集積回路化された受信チップ３に入力し、該受信チップ３で復調した図１０（ｄ）で示すような出力信号ＯＵＴを、電子機器を制御するマイコン等に出力するものである。前記赤外線信号は、３０〜６０ｋＨｚ程度の予め定められたキャリアで変調されたＡＳＫ信号である。
【０００３】
前記受信チップ３内で、前記図１０（ａ）で示す光電流信号Ｉｉｎは、初段アンプ（ＨＡ）４、２段目アンプ（２ｎｄＡＭＰ）５および３段目アンプ（３ｒｄＡＭＰ）６において順次増幅され、キャリアの周波数に適合されているバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７において図１０（ｂ）の参照符α１で示すようにキャリア成分が取出される。そして、次段の検波回路８において前記キャリア成分が参照符α２で示すキャリア検出レベルＤｅｔで検波され、さらに積分回路９において図１０（ｃ）の参照符α１１で示すようにキャリアのある時間が積分されて、その積分出力Ｉｎｔがヒステリシスコンパレータ１０において参照符α１２で示す予め定める弁別レベルと比較されることで、キャリアの有無が判別されて前記図１０（ｄ）で示す出力信号ＯＵＴとしてデジタル出力される。
【０００４】
前記初段アンプ４の出力側にはローパスフィルタ１１が設けられており、これによって蛍光灯や太陽光による直流レベルが検出され、次段の２段目アンプ５では、初段アンプ４の直接の出力からその直流レベル分が除去されて増幅されることで、前記蛍光灯や太陽光等のノイズによる影響が或る程度除去されている。また、前記初段アンプ４に関連してＡＢＣＣ回路１２が設けられており、このＡＢＣＣ回路１２によって前記ローパスフィルタ１１の出力に対応して初段アンプ４の直流バイアスが制御される。
【０００５】
このように構成される赤外線リモコン受信機１や、高感度センサ回路の電源電圧は、従来では５Ｖ系が主流であった。しかしながら、近年、周辺ＬＳＩの電源電圧の３Ｖ等への低電圧化や、低消費電力化が進み、該赤外線リモコン受信機１や高感度センサ回路においても、低電圧化が強く要望さている。一方、電源電圧に対する機器メーカの要求は幅が広く、たとえば或るシステムでは３．３Ｖ±０．３Ｖであり、また電池を使う別のシステムでは、２．４Ｖや１．８Ｖの最低動作電圧の保証が求められる。このように、低電圧化と言っても、１つのデバイスで、広範囲な電源電圧への対応を要求されるケースが多い。
【０００６】
この対応で、設計上抱えている問題の１つに電源ノイズ対策が挙げられる。前記電源ノイズは、電源からを主として、場合によっては負荷側からも侵入し、電源電圧に生じる揺れとなる。前記赤外線リモコン受信機１や高感度センサ回路では、アンプ（図９では４，５）が赤外線信号やセンサ信号を非常に高いゲインで増幅するので、電源ノイズの影響を非常に受け易く、電源ノイズが回路内のアンプの動作に影響を及ぼすと、それが増幅されて、全体の誤動作となる。
【０００７】
このため、従来から、センサ回路等の電源ラインにノイズフィルタを入れて実装することが推奨されているけれども、電源ノイズの状況は使用されるセットによって違い、しばしばトラブルを引き起こす。また、最近のパッケージの小型化によって、パッケージの中に、そのような電源フィルタ用抵抗やコンデンサを実装することは困難になり、集積回路内に電源ノイズ対策用の定電圧回路を内蔵せざるを得なくなっている。
【０００８】
図１１は、典型的な従来技術の電源ノイズ対策を説明するための図である。この従来技術では、アンプ２１の電源バイアスに、定電圧回路２２が挿入されて電源ノイズが低減されている。前記定電圧回路２２は、いわゆる三端子レギュレータと呼ばれるものであり、該定電圧回路２２からの直流の出力電圧Ｖｓは固定で、電源電圧Ｖｃｃの変動、すなわち前記電源ノイズが該出力電圧Ｖｓに伝わらないようにして、アンプ２１への電源ノイズの影響を防止または低減している。
【０００９】
ここで、前記のように対応を要求される電源電圧Ｖｃｃの電圧範囲が広い場合、動作保証している最低電圧に合わせて、定電圧回路２２の出力電圧Ｖｓの値を設定する必要がある。そのため、アンプ２１の動作レンジもその電圧で制限されてしまう。すなわち、前記電源電圧Ｖｃｃが動作保証されている最低電圧でない状態で使用される場合、たとえば最低動作電圧が２．４Ｖに対して、３．３Ｖで使用されても、定電圧回路２２の出力電圧Ｖｓは、２．４Ｖ未満に設定されたままであるので、アンプ２１からの最大出力振幅は、３．３Ｖにはならず、２．４Ｖのままとなる。
【００１０】
このような問題に対する対策の一般的な例として、他の従来技術である図１２に示す構成が挙げられる。この従来技術では、電源電圧ＶｃｃをＮＰＮのトランジスタｑを介して前記アンプ２１に与えるようにし、前記トランジスタｑのベースには、前記電源電圧Ｖｃｃを抵抗ｒおよびコンデンサｃから成るローパスフィルタを介して与えている。したがって、前記ローパスフィルタで電源ノイズを低減し、トランジスタｑで電流容量を確保してアンプ２１のバイアス電圧（Ｖｓ）とすることによって、前記電源ノイズ対策を行っている。そして、前記バイアス電圧（Ｖｓ）は、電源電圧Ｖｃｃに連動して変動するので、電源電圧Ｖｃｃが高いときは、アンプ２１の動作レンジを拡大することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のような従来技術では、数十ｋＨｚ程度の低周波信号を扱う前記赤外線リモコン受信機１やセンサ回路においては、ＲＣの時定数を大きくとる必要があるため、容易に集積化できないという問題がある。たとえば、集積化できる容量値は、通常、１００ｐＦ以下である。さらに、チップ面積への影響を低減するたの現実的な容量値は、２０ｐＦ程度である。この容量値を使用して、電源ノイズ除去能力をある程度持たせるためには、非常に大きな抵抗成分により大きな時定数を必要とする。たとえば、４０ｋＨｚにおける電源ノイズ除去率ＰＳＲＲを−４０ｄＢ（１／１００）としたい場合、ｃ＝２０ｐＦとすると、前記抵抗ｒの抵抗値は、
【００１２】
【数１】
【００１３】
したがって、
【００１４】
【数２】
【００１５】
となり、このオーダーの抵抗値をそのまま集積回路内に配置することは困難である。
【００１６】
また、上述のような従来技術では、トランジスタｑの動作電圧（ＶＢＥ）が必要であるので、ＶｃｃとＶｓとの差であるＶαの値が大きくなり、アンプ２１の動作電圧があまり大きくならないという問題もある。
【００１７】
本発明の目的は、集積回路化することができる構成で、電源電圧に連動して負荷側の動作電圧を確保することができる定電圧回路およびそれを用いる赤外線リモコン受信機を提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の定電圧回路は、直流入力電源電圧に応じた電圧で、かつ直流定電圧出力することで電源ノイズを除去するようにした定電圧回路において、前記入力電源電圧から予め定める直流電圧レベルだけシフトを行う直流レベルシフト回路と、トランスコンダクタンスアンプから成り、前記直流レベルシフト回路の出力から前記電源ノイズを除去する電源ノイズ除去回路と、前記電源ノイズ除去回路からの出力によってベースが駆動され、入出力端子間の電源ラインに直列に介在されるＰＮＰトランジスタとを含むことを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、直流入力電源電圧はエミッタ−コレクタ間電圧、すなわち入出力間電圧差が小さいＰＮＰトランジスタを介して負荷側へ出力され、そのベースは電源ノイズ除去回路で、電源ノイズが除去されたベース電流で駆動される。そして、電源ノイズ除去回路への入力は、直流レベルシフト回路によって入力電源電圧側からレベルシフトして作成されている。
【００２０】
したがって、出力電圧は直流入力電源電圧に応じて変化し、かつＰＮＰトランジスタによって入力電源電圧からの電圧降下が比較的小さいので、負荷側の動作電圧を確保することができる。また、電源ノイズ除去回路は、トランスコンダクタンスアンプから成るので、低周波での電源ノイズ除去率を向上させるためには、時定数Ｃ／ｇｍの内、トランスコンダクタンスｇｍを小さく設定することで、容量Ｃを集積化可能な値とすることができる。
【００２１】
また、本発明の定電圧回路は、前記直流レベルシフト回路におけるレベルシフト量をＰＮＰトランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧付近に設定することを特徴とする。
【００２２】
上記の構成によれば、電源電圧の直流変動に対して、出力電圧を最大にできるので、電源ノイズ除去を充分に行いつつ、負荷側回路の直流動作レンジを最大限に設定することができる。
【００２３】
さらにまた、本発明の定電圧回路では、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの入力回路は、同一の導電型式の第１〜第４のトランジスタＱＮ１〜ＱＮ４および抵抗Ｒ０を備え、前記第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のベースまたはゲートが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第１の入力端子となり、またこれら第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタまたはソースは共通に第１の定電流源Ｆ１に接続され、同様に第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のベースまたはゲートが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第２の入力端子となり、またこれら第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタまたはソースは共通に第２の定電流源Ｆ２に接続され、さらに第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタまたはソースと第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタまたはソースとは抵抗Ｒ１を介して接続されるとともに、第１および第４のトランジスタＱＮ１，ＱＮ４のコレクタまたはドレインが電源端子と接続されていることを特徴とする。
【００２４】
上記の構成によれば、前記抵抗Ｒ０を集積回路内に集積可能な値としても、非常に低いトランスコンダクタンスｇｍを生成でき、充分なノイズ除去率を得ることができる。
【００２５】
また、本発明の定電圧回路では、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路は、導電型式が相互に異なる第５および第６のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５を備え、前記第５のトランジスタＱＰ５のベースまたはゲートと前記第６のトランジスタＱＮ５のべースまたはゲートとが接続されるとともに、それらのベースまたはゲート電流ｉｏによってトランスコンダクタンスアンプの容量Ｃの充放電を行うことを特徴とする。
【００２６】
上記の構成によれば、第５および第６のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５のベースまたはゲート電流ｉｏを利用して充分小さなトランスコンダクタンスｇｍを生成し、ローパスフィルタを実現しているので、容量Ｃを集積化可能な値としても、低周波信号に対応した大きな時定数を得ることができる。
【００２７】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路に、前記第５および第６のトランジスタに対応して、導電型式が相互に異なる第７および第８のトランジスタＱＰ６，ＱＮ６をさらに備え、一方の導電型式の前記第５のトランジスタＱＰ５と、他方の導電型式の前記第６のトランジスタＱＮ５とを組とし、また一方の導電型式の前記第７のトランジスタＱＰ６と、他方の導電型式の前記第８のトランジスタＱＮ６とを組とし、前記第７のトランジスタＱＰ６のベースまたはゲートと前記第８のトランジスタＱＮ６のベースまたはゲートとが接続され、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタまたはドレインは共にＧＮＤまたは電源に接続され、前記第６のトランジスタＱＮ５のコレクタまたはドレインが電源またはＧＮＤに接続され、この第６のトランジスタＱＮ５のエミッタまたはソースが第８のトランジスタＱＮ６のコレクタまたはドレインとが接続され、第８のトランジスタＱＮ６のエミッタまたはソースがＧＮＤまたは電源に接続され、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のエミッタまたはソースに前記入力回路から差動電流を入力することを特徴とする。
【００２８】
上記の構成によれば、入力回路を差動構成にすることによって、電源ノイズ除去回路自身が受ける電源ノイズを低減することができるとともに、ＰＮＰトランジスタのベースまたはゲート端子に寄生光電流が発生した場合でも、キャンセルされて、トランスコンダクタンスｇｍを変動しないようにすることができる。
【００２９】
また、本発明の定電圧回路は、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６がラテラル構造である場合には、該ＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６に関連して、寄生光電流補償回路を設けることを特徴とする。
【００３０】
上記の構成によれば、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６を、特殊な工程を使用せずに容易に生成できるラテラル構造とした場合に生じる寄生光電流を、寄生光電流補償回路によってキャンセルすることができる。これによって、トランスコンダクタンスｇｍの変動を抑えることができる。
【００３１】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６をバーティカル構造とすることを特徴とする。
【００３２】
上記の構成によれば、前記の寄生光電流自体を低減することができる。
【００３３】
また、本発明の定電圧回路は、前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のコレクタに電圧を与えて、それらのトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を略等しい値とすることを特徴とする。
【００３４】
上記の構成によれば、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６間のアーリー効果によるアンバランスを低減でき、直流電圧のオフセットを低減することができる。
【００３５】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のベースまたはゲートに第１のバッファ回路の入力を接続し、そのバッファ回路の出力を前記トランジスタのコレクタに接続するか、または前記第１のバッファ回路の出力に直流レベルをシフトするレベル調整回路を付加し、そのレベル調整回路の出力に第２のバッファ回路の入力を接続し、該第２のバッファ回路の出力を前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のコレクタに接続することを特徴とする。
【００３６】
上記の構成によれば、電源電圧の変動に対して、第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタ−エミッタ間電圧が一定になるように設定することによって、それぞれのトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のアーリー効果によるアンバランスを低減でき、直流電圧のオフセットを低減することができる。
【００３７】
また、本発明の赤外線リモコン受信機は、前記の何れかの定電圧回路を用いることを特徴とする。
【００３８】
上記の構成によれば、赤外線リモコン受信機は、負荷回路であるアンプが低周波信号を扱い、またそのゲインが高いので、電源ノイズの影響を非常に受け易く、上記の定電圧回路を好適に用いることができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００４０】
図１は、本発明の実施の一形態の定電圧回路３１の電気的構成を示すブロック図である。この定電圧回路３１は、直流入力電源電圧Ｖｃｃから予め定める直流電圧レベルだけシフトを行う直流レベルシフト回路３２と、前記直流レベルシフト回路の出力から前記電源ノイズを除去する電源ノイズ除去回路３３と、前記電源ノイズ除去回路３３からの出力と前記アンプ４，５などの負荷側回路への出力電圧Ｖｓとを比較し、その差に応じた電圧を出力する差動増幅回路３４と、前記差動増幅回路３４からの出力によってベースが駆動され、入出力端子間の電源ラインに直列に介在されるＰＮＰトランジスタＱとを備えて構成される。前記差動増幅回路３４とトランジスタＱとは、電圧フォロア回路を構成する。
【００４１】
前記直流レベルシフト回路３２は、具体的には、前記直流入力電源電圧Ｖｃｃを降圧して前記電源ノイズ除去回路３３に与えるバイアス抵抗Ｒと、前記入力電源電圧Ｖｃｃに応じて前記バイアス抵抗Ｒによる電圧降下を予め定める直流電圧レベルに設定するとともに、前記電源ノイズ除去回路３３および差動増幅回路３４へバイアス電流を供給するバイアス回路３５とを備えて構成されている。
【００４２】
図２は、前記バイアス回路３５の一構成例を示す電気回路図である。このバイアス回路３５は、大略的に、基準電流Ｉ０を作成する基準電流作成回路３５ａと、その基準電流Ｉ０に基づいて各回路への電流Ｉ１〜Ｉ４を作成するバイアス電流作成回路３５ｂとを備えて構成される。
【００４３】
前記基準電流作成回路３５ａは、トランジスタＱ１〜Ｑ３と、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えて構成される。前記電源電圧Ｖｃｃの電源ラインとＧＮＤラインとの間に、抵抗Ｒ１とトランジスタＱ１との直列回路およびトランジスタＱ２，Ｑ３と抵抗Ｒ２との直列回路が接続され、トランジスタＱ１のベースには抵抗Ｒ２の端子電圧が与えられ、トランジスタＱ２はダイオード接続され、トランジスタＱ３のベースはトランジスタＱ１のコレクタに接続される。したがって、抵抗Ｒ１でトランジスタＱ１をバイアスし、そのトランジスタＱ１のＶＢＥ／Ｒ２の電流がトランジスタＱ２のコレクタを流れ、前記基準電流Ｉ０となる。
【００４４】
前記バイアス電流作成回路３５ｂは、トランジスタＱ４〜Ｑ１０を備えて構成される。前記電源電圧Ｖｃｃの電源ラインとＧＮＤラインとの間に、トランジスタＱ４，Ｑ５の直列回路およびトランジスタＱ６，Ｑ７の直列回路が接続され、トランジスタＱ４のベースは該トランジスタＱ４とカレントミラー回路を構成する前記トランジスタＱ３のベースと接続されて該トランジスタＱ４のコレクタ電流が前記基準電流Ｉ０となり、トランジスタＱ５はトランジスタＱ７とカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ６のベースはトランジスタＱ５のコレクタに接続される。トランジスタＱ７は各トランジスタＱ８〜Ｑ１０とカレントミラー回路を構成する。こうして、各トランジスタＱ８〜Ｑ１０のコレクタから、前記基準電流Ｉ０に基づく電流Ｉ４；Ｉ１，Ｉ２；Ｉ３が、前記バイアス抵抗Ｒ、電源ノイズ除去回路３３および差動増幅回路３４へ、それぞれバイアス電流として供給される。
【００４５】
前記電源ノイズ除去回路３３は、たとえばローパスフィルタで実現されるけれども、除去したい電源ノイズの周波数や周波数範囲が限定されている場合は、ノッチフィルタなどのバンドエルミネーションフィルタを使用した方が、除去能力を向上することができる。
【００４６】
これによって、直流の出力電圧Ｖｓは、常に、Ｖｃｃ−レベルシフト電圧（＝Ｖα）となり、電源電圧Ｖｃｃに合わせて、負荷側の動作電圧（Ｖｓ）を最大に設定することができる。また、直流レベルシフト回路３２は、バイアス回路３５で生成されたバイアス電流とバイアス抵抗Ｒとによってレベルシフト電圧Ｖαを得るので、容易に自由なレベルシフト電圧を生成することができる。
【００４７】
前記レベルシフト電圧Ｖαは、ＰＮＰトランジスタＱのコレクタ−エミッタ間飽和電圧、たとえば０．２Ｖ付近に設定されている。これによって、直流入力電源電圧Ｖｃｃの直流変動に対して、出力電圧Ｖｓを、Ｖｃｃ−０．２Ｖ付近に設定でき、バイアス電圧を最大にできるので、負荷側回路の動作レンジを最大限に設定でき、かつ電源ノイズ除去を充分に行うことができる。
【００４８】
図３は、前記電源ノイズ除去回路３３の一構成例を示すブロック図である。前述のようにこの電源ノイズ除去回路３３はローパスフィルタから成り、トランスコンダクタンスアンプ３６と、反転入力バッファ回路３７と、コンデンサＣとを備えて構成されている。差動構成のトランスコンダクタンスアンプ３６の非反転入力が該ローパスフィルタの入力ＬＰＦｉｎとなり、トランスコンダクタンスアンプ３６の出力とバッファ回路３７の入力とが接続され、その接続点にコンデンサＣの一端が接続され、コンデンサＣの他端はＧＮＤに接地されている。前記トランスコンダクタンスアンプ３６の反転入力はバッファ回路３７の出力と接続され、その接続点が該ローパスフィルタの出力ＬＰＦｏｕｔとなっている。
【００４９】
このように構成されるローパスフィルタを使用し、トランスコンダクタンスアンプ３６のトランスコンダクタンスｇｍを小さく設定することで、容易に電源ノイズ除去能力を向上させることができる。この回路の周波数特性の伝達関数ＨLPF （ｓ）は、
【００５０】
【数３】
【００５１】
と表現でき、低周波での電源ノイズ除去率を向上させるためには、時定数Ｃ／ｇｍの値を大きく設定する必要があるけれども、Ｃが集積化可能な値に与えられた場合、ｇｍの値を小さく設定することで、容易に時定数を大きく取ることができる。
【００５２】
図４は、前記トランスコンダクタンスアンプ３６およびバッファ回路３７の具体的構成を示す電気回路図である。トランスコンダクタンスアンプ３６は、大略的に、入力回路４１と、出力回路４２と、寄生光電流補償回路４３，４４と、カレントミラー回路４５，４６とを備えて構成されている。前記入力回路４１および出力回路４２は、非常に低いトランスコンダクタンスｇｍを作成するための回路である。先ず、これらの回路について説明する。
【００５３】
前記入力回路４１は、同一の導電型式のトランジスタＱＮ１〜ＱＮ４および抵抗Ｒ０によって構成されている。トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のベースが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプ１６の第１の入力端子となっており、またこれらのトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタは共通に定電流源Ｆ１に接続される。同様に、トランジスタＱＮ３，ＱＮ４のベースが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプ３６の第２の入力端子となっており、またこれらのトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタは共通に定電流源Ｆ２に接続される。また、トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタとトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタとは抵抗Ｒ０を介して接続されるとともに、トランジスタＱＮ１，ＱＮ４のコレクタが電源端子と接続されている。
【００５４】
一方、出力回路４２は、一方の導電型式のトランジスタＱＰ５と、他方の導電型式のトランジスタＱＮ５との組と、一方の導電型式のトランジスタＱＰ６と、他方の導電型式のトランジスタＱＮ６との組を有し、トランジスタＱＰ５のベースとトランジスタＱＮ５とのべースが接続され、またトランジスタＱＰ６のベースとトランジスタＱＮ６とのべースが接続され、トランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタは共にＧＮＤに接続され、トランジスタＱＮ５のコレクタが電源電圧Ｖｃｃに接続され、このトランジスタＱＮ５のエミッタとトランジスタＱＮ６のコレクタとが接続され、トランジスタＱＮ６のエミッタがＧＮＤに接続される。
【００５５】
そして、トランジスタＱＰ５，ＱＰ６のそれぞれのエミッタに、差動電流である前記トランジスタＱＮ２，ＱＮ３のコレクタ電流ｉｎ２，ｉｎ３がカレントミラー回路４５，４６で折返されて入力され、トランジスタＱＰ５，ＱＮ５のベースを電流出力として、その出力に前記コンデンサＣの一端が接続される。トランジスタＱＮ２とＱＮ３とのベース端子間に、前記入力ＬＰＦｉｎである電圧ｖｉｎが入力され、これらのトランジスタＱＮ２，ＱＮ３のコレクタには、前記カレントミラー回路４５，４６から、それぞれコレクタ電流として、前記電流ｉｎ２，ｉｎ３が逆相で出力される。
【００５６】
トランジスタＱＮ１とＱＮ２およびＱＮ４とＱＮ３とのエミッタ面積比を、それぞれＳ１：Ｓ２とし、トランスコンダクタンスをｇｍ１とすると、ｇｍ１，ｉｎ２，ｉｎ３は、それぞれ以下のように導出される。
【００５７】
【数４】
【００５８】
ただし、この場合、簡単のためにトランジスタＱＮ２，ＱＮ３のエミッタ抵抗は無視している。
【００５９】
次に、コレクタ電流ｉｎ２，ｉｎ３として取出された電流は、トランジスタＱＰ１とＱＰ２およびＱＰ３とＱＰ４とのそれぞれのカレントミラー回路４５，４６で電流ｉｐ２，ｉｐ３として折返されて、前記出力回路４２のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のそれぞれのエミッタに入力される。トランジスタＱＰ１とＱＰ２およびＱＰ３とＱＰ４とのそれぞれのカレントミラー回路４５，４６のミラー比を下げることによって、さらにトランスコンダクタンスｇｍを低減できるけれども、ここでは簡単のため、ミラー比を１：１とする。
【００６０】
このトランスコンダクタンスアンプ３６の出力は、前記トランジスタＱＰ５のベースとトランジスタＱＮ５のベースとが接続されたノードとなっている。これらのトランジスタＱＰ５のベース電流ｉｐ５ｂとＱＮ５のベース電流ｉｎ５ｂとを導出し、トランスコンダクタンスアンプ３６の全体のトランスコンダクタンスｇｍを求めると、以下のとおりとなる。ただし、トランジスタの電流増幅率ｈｆｅを、ＰＮＰではｈｆｅｐ、ＮＰＮではｈｆｅｎとしている。
【００６１】
先ず、
【００６２】
【数５】
【００６３】
で表され、上記式５〜８から、
【００６４】
【数６】
【００６５】
が得られる。上記式９，１０から、前記コンデンサＣへの電流ｉｏは、
【００６６】
【数７】
【００６７】
となる。したがって、
【００６８】
【数８】
【００６９】
となる。
【００７０】
ここで、たとえばＲ０＝４００ｋΩ（集積回路内で現実的な最大限の抵抗値）、Ｓ１：Ｓ２＝４：１、ｈｆｅｐ＝５０、Ｃ＝２０ｐＦとすると、
【００７１】
【数９】
【００７２】
となり、容易に非常に高い抵抗、すなわち非常に低いトランスコンダクタンスｇｍを生成でき、たとえばローパスフィルタの４０ｋＨｚ付近のノイズ除去率を計算すると、
【００７３】
【数１０】
【００７４】
となる。そして、ノイズ除去能力は、上記約０．００４から、約−４８ｄＢとなり、従来必要としてきた電源ノイズ除去能力を充分に満足することができる。
【００７５】
なお、直流入力電源電圧Ｖｃｃからローパスフィルタ自体に直接電源ノイズが乗ってくることが予測されるけれども、トランスコンダクタンスアンプ３６を前記トランジスタＱＮ２とＱＮ３とのように差動構成にして、対称構造としているので、そのようなノイズはキャンセルすることができる。
【００７６】
以上のように、トランジスタＱＰ５，ＱＮ５のベース電流ｉｏを利用して充分小さなトランスコンダクタンスｇｍを生成し、ローパスフィルタを実現しているので、容量Ｃを集積化可能な値としても、低周波信号に対応した大きな時定数を得ることができる。また、集積回路のプロセスは、一般的に普及し、充分安価なプロセスを使用して実現することもできる。さらにまた、数十個の回路素子で実現できるので、低コストに構成することができる。
【００７７】
ところで、前述のような赤外線リモコン等の光をセンスするデバイスにおいては、概して、デバイスに光が入射したり、回り込んだりして、集積回路の寄生フォトダイオードを動作させてしまうことは避けられない。この場合、特にＰＮＰトランジスタは注意が必要である。一般的なバイポーラ集積回路では、ＰＮＰトランジスタには、特殊な工程を使用せずに容易に生成できるラテラル構造を使用するケースが多い。しかしながら、ラテラルＰＮＰトランジスタは、ベース端子の寄生フォトダイオードを持つ構造となっている。図５にその断面構造図を示す。
【００７８】
したがって、前記図４のような回路で微少電流を使用してラテラルＰＮＰを使用すると、光の回り込みによって、設計値通りには動作しない。通常、前記寄生光電流は、最悪数ｎＡあると想定すべきである。したがって、小さな電流を取り扱う場合は問題となる。本発明においては、前述のように入力回路４１を差動構成にすることによって、トランジスタＱＰ５，ＱＰ６のベース端子に寄生光電流が発生した場合でも、キャンセルされて、トランスコンダクタンスｇｍは変動しないような構成となっているけれども、非常に小さなベース電流を扱うトランジスタを使用しているこれらの箇所については、同構造のトランジスタで形成した寄生光電流補償回路４３，４４をさらに付加して、寄生光電流の影響を低減している。
【００７９】
すなわち、図４の回路例では、ラテラルＰＮＰトランジスタを使用した前記トランジスタＱＰ５，ＱＰ６で構成されるトランスコンダクタンスアンプ３６の出力回路４２に対して、トランジスタＱＰ９，ＱＰ１０；ＱＰ１１，ＱＰ１２によるカレントミラー回路でそれぞれ構成される寄生光電流補償回路４３，４４が設けられている。これによって、微少電流に対する前記寄生光電流の影響を低減することができる。
【００８０】
一方、前記寄生光電流の影響に対して、ＰＮＰトランジスタにバーティカルＰＮＰトランジスタを使用することによって、該寄生光電流自体を低減することもできる。図６に、通常のバーティカルＰＮＰトランジスタの断面構造を示す。
【００８１】
この場合でも、光の回り込みによって、寄生フォトダイオードに寄生光電流が発生するけれども、ベース端子の寄生フォトダイオードは回り込みの影響を受けにくく、回り込みの影響を受け易い寄生フォトダイオードの電流は、この図６で示すようにエピタキシャルアイランドからサブストレートヘ流れるので、回路動作への影響は殆どない。このようにしてもまた、微少電流に対する前記寄生光電流の影響を低減することができる。
【００８２】
本発明の実施の他の形態について、図７および図８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００８３】
図７は、本発明の実施の他の形態の定電圧回路における電源ノイズ除去回路３３ａの電気回路図である。この電源ノイズ除去回路３３ａは、前述の図４で示す電源ノイズ除去回路３３に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、この電源ノイズ除去回路３３ａでは、トランスコンダクタンスアンプの出力回路４２ａにおいて、ＰＮＰトランジスタＱＰ５のコレクタが、基準電圧源５０を介してＧＮＤに接続されていることである。
【００８４】
これは、トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅがトランジスタ毎に異なるためにトランジスタ間で電流差が発生して、前述の式７〜１０に対して誤差が生じ、差動増幅回路３４への出力ＬＰＦｏｕｔの直流電圧がずれてオフセットが発生し、図１の直流レベルシフト電圧に対して、Ｖｓ＝Ｖｃｃ−Ｖαの関係がずれて引き起こされる性能変動を抑制するものである。すなわち、トランジスタＱＰ５のコレクタに、該トランジスタＱＰ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが整合が必要とされるトランジスタＱＰ６のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅに略等しい値となるように、前述の基準電圧源５０からの基準電圧Ｖｒｅｆが調整されている。これによって、前記の出力ＬＰＦｏｕｔのオフセットを抑制することができる。
【００８５】
また、一般的にＮＰＮトランジスタに対して、ＰＮＰトランジスタの方がアーリー電圧が低く、前記コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅによって電流増幅率が影響を受け易いためにＰＮＰトランジスタについて述べているけれども、ＮＰＮトランジスタについても同様のことが言える。
【００８６】
図８は、前記コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの影響をさらに改善する構成のブロック図である。前述の図４の構成では、電源電圧Ｖｃｃの直流レベルが変動したとき、トランスコンダクタンスアンプの出力回路４２のトランジスタＱＰ６のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは、トランジスタＱＮ６のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥと該トランジスタＱＰ６のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥとで、略２ＶＢＥに固定されているのに対して、トランジスタＱＰ５のベースの直流電圧が変動すると、結果として両トランジスタＱＰ５，ＱＰ６の特性にアンバランスが生じ、前記のオフセット電圧が発生する。
【００８７】
そこでこの図８の構成では、トランジスタＱＰ５のベース電圧をバッファ５１を介してレベル調整回路５２に取込み、そのベース電圧に応じて、バッファ５３によって前記トランジスタＱＰ５のコレクタ電圧をバイアスすることによって、該トランジスタＱＰ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅを常に一定に保つ。これによって、該トランジスタＱＰ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが電源電圧Ｖｃｃの変動に拘わらず固定した電圧となるので、殆どアーリー効果の影響を受けずに動作させることができる。
【００８８】
【発明の効果】
本発明の定電圧回路は、以上のように、直流入力電源電圧に応じた電圧で、かつ直流定電圧出力することで電源ノイズを除去するようにした定電圧回路において、前記直流入力電源電圧はエミッタ−コレクタ間電圧、すなわち入出力間電圧差が小さいＰＮＰトランジスタを介して負荷側へ出力するようにし、そのベースは電源ノイズ除去回路で電源ノイズが除去されたベース電流で駆動され、また前記電源ノイズ除去回路への入力は直流レベルシフト回路によって入力電源電圧側からレベルシフトして作成する。
【００８９】
それゆえ、出力電圧は直流入力電源電圧に応じて変化し、かつＰＮＰトランジスタによって入力電源電圧からの電圧降下が比較的小さいので、負荷側の動作電圧を確保することができる。また、電源ノイズ除去回路は、トランスコンダクタンスアンプから成るので、低周波での電源ノイズ除去率を向上させるためには、時定数Ｃ／ｇｍの内、トランスコンダクタンスｇｍを小さく設定することで、容量Ｃを集積化可能な値とすることができる。
【００９０】
また、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記直流レベルシフト回路におけるレベルシフト量をＰＮＰトランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧付近に設定する。
【００９１】
それゆえ、電源電圧の直流変動に対して、出力電圧を最大にできるので、電源ノイズ除去を充分に行いつつ、負荷側回路の直流動作レンジを最大限に設定することができる。
【００９２】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの入力回路として、同一の導電型式の第１〜第４のトランジスタＱＮ１〜ＱＮ４および抵抗Ｒ０を備え、前記第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のベースまたはゲートが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第１の入力端子となり、またこれら第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタまたはソースは共通に第１の定電流源Ｆ１に接続され、同様に第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のベースまたはゲートが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第２の入力端子となり、またこれら第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタまたはソースは共通に第２の定電流源Ｆ２に接続され、さらに第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタまたはソースと第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタまたはソースとは抵抗Ｒ０を介して接続されるとともに、第１および第４のトランジスタＱＮ１，ＱＮ４のコレクタまたはドレインが電源端子と接続されて構成される。
【００９３】
それゆえ、前記抵抗Ｒ０を集積回路内に集積可能な値としても、非常に低いトランスコンダクタンスｇｍを生成でき、充分なノイズ除去率を得ることができる。
【００９４】
また、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路に、導電型式が相互に異なる第５および第６のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５を備え、前記第５のトランジスタＱＰ５のベースまたはゲートと前記第６のトランジスタＱＮ５のべースまたはゲートとが接続されるとともに、それらのベースまたはゲート電流ｉｏによってトランスコンダクタンスアンプの容量Ｃの充放電を行う。
【００９５】
それゆえ、第５および第６のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５のベースまたはゲート電流ｉｏを利用して充分小さなトランスコンダクタンスｇｍを生成し、ローパスフィルタを実現しているので、容量Ｃを集積化可能な値としても、低周波信号に対応した大きな時定数を得ることができる。
【００９６】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路に、前記第５および第６のトランジスタに対応して、導電型式が相互に異なる第７および第８のトランジスタＱＰ６，ＱＮ６をさらに備え、一方の導電型式の前記第５のトランジスタＱＰ５と、他方の導電型式の前記第６のトランジスタＱＮ５とを組とし、また一方の導電型式の前記第７のトランジスタＱＰ６と、他方の導電型式の前記第８のトランジスタＱＮ６とを組とし、前記第７のトランジスタＱＰ６のベースまたはゲートと前記第８のトランジスタＱＮ６のベースまたはゲートとが接続され、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタまたはドレインは共にＧＮＤまたは電源に接続され、前記第６のトランジスタＱＮ５のコレクタまたはドレインが電源またはＧＮＤに接続され、この第６のトランジスタＱＮ５のエミッタまたはソースと第８のトランジスタＱＮ６のコレクタまたはドレインとが接続され、第８のトランジスタＱＮ６のエミッタまたはソースがＧＮＤまたは電源に接続され、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のエミッタまたはソースに前記入力回路から差動電流を入力する。
【００９７】
それゆえ、入力回路を差動構成にすることによって、電源ノイズ除去回路自身が受ける電源ノイズを低減することができるとともに、ＰＮＰトランジスタのベースまたはゲート端子に寄生光電流が発生した場合でも、キャンセルされて、トランスコンダクタンスｇｍを変動しないようにすることができる。
【００９８】
また、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６がラテラル構造である場合には、該ＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６に関連して、寄生光電流補償回路を設ける。
【００９９】
それゆえ、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６を、特殊な工程を使用せずに容易に生成できるラテラル構造とした場合に生じる寄生光電流を、寄生光電流補償回路によってキャンセルすることができる。これによって、トランスコンダクタンスｇｍの変動を抑えることができる。
【０１００】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６をバーティカル構造とする。
【０１０１】
それゆえ、前記の寄生光電流自体を低減することができる。
【０１０２】
また、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のコレクタに電圧を与えて、それらのトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を略等しい値とする。
【０１０３】
それゆえ、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６間のアーリー効果によるアンバランスを低減でき、直流電圧のオフセットを低減することができる。
【０１０４】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のベースまたはゲートに第１のバッファ回路の入力を接続し、そのバッファ回路の出力を前記トランジスタのコレクタに接続するか、または前記第１のバッファ回路の出力に直流レベルをシフトするレベル調整回路を付加し、そのレベル調整回路の出力に第２のバッファ回路の入力を接続し、該第２のバッファ回路の出力を前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のコレクタに接続する。
【０１０５】
それゆえ、電源電圧の変動に対して、第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタ−エミッタ間電圧が一定になるように設定することによって、それぞれのトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のアーリー効果によるアンバランスを低減でき、直流電圧のオフセットを低減することができる。
【０１０６】
また、本発明の赤外線リモコン受信機は、以上のように、前記の何れかの定電圧回路を用いる。
【０１０７】
前記赤外線リモコン受信機は、負荷回路であるアンプが低周波信号を扱い、またそのゲインが高いので、電源ノイズの影響を非常に受け易く、それゆえ上記の定電圧回路を好適に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の定電圧回路の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示す定電圧回路におけるバイアス回路の一構成例を示す電気回路図である。
【図３】図１で示す定電圧回路における電源ノイズ除去回路の一構成例を示すブロック図である。
【図４】前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプおよびバッファ回路の具体的構成を示す電気回路図である。
【図５】ラテラルＰＮＰトランジスタの断面構造図を示す図である。
【図６】バーティカルＰＮＰトランジスタの断面構造図を示す図である。
【図７】本発明の実施の他の形態の定電圧回路における電源ノイズ除去回路の電気回路図である。
【図８】本発明の実施の他の形態の定電圧回路における電源ノイズ除去回路の他の構成例のブロック図である。
【図９】赤外線リモコン受信機の受信システムの一例を示す全体のブロック図である。
【図１０】図９の受信機の各部の波形図である。
【図１１】典型的な従来技術の電源ノイズ対策を説明するための図である。
【図１２】他の従来技術の電源ノイズ対策を説明するための図である。
【符号の説明】
１ 赤外線リモコン受信機
２ フォトダイオード
３ 受信チップ
４ 初段アンプ（負荷側回路）
５ ２段目アンプ（負荷側回路）
６ ３段目アンプ
７ バンドパスフィルタ
８ 検波回路
９ 積分回路
１０ ヒステリシスコンパレータ
３１ 定電圧回路
３２ 直流レベルシフト回路
３３，３３ａ 電源ノイズ除去回路
３４ 差動増幅回路
３５ バイアス回路
３５ａ 基準電流作成回路
３５ｂ バイアス電流作成回路
３６ トランスコンダクタンスアンプ
３７ 反転入力バッファ回路
４１ 入力回路
４２，４２ａ 出力回路
４３，４４ 寄生光電流補償回路
４５，４６ カレントミラー回路
５０ 基準電圧源
５１ バッファ（第１のバッファ）
５２ レベル調整回路
５３ バッファ（第２のバッファ）
Ｃ コンデンサ
Ｆ１，Ｆ２ 定電流源
Ｑ ＰＮＰトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ１０ トランジスタ
ＱＮ１〜ＱＮ７ トランジスタ
ＱＰ１〜ＱＰ１２ トランジスタ
Ｒ バイアス抵抗
Ｒ０ 抵抗
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、赤外線リモコン受信機や低周波の高感度センサ回路等に好適に用いられる定電圧回路およびそれを搭載する前記赤外線リモコン受信機に関し、特にその電源ノイズの対策に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、前記赤外線リモコン受信機１の受信システムの一例を示す全体のブロック図であり、図１０はその各部の波形図である。この受信機１は、赤外線の送信コード信号を外付けのフォトダイオード２で図１０（ａ）で示すような光電流信号Ｉｉｎに変換して集積回路化された受信チップ３に入力し、該受信チップ３で復調した図１０（ｄ）で示すような出力信号ＯＵＴを、電子機器を制御するマイコン等に出力するものである。前記赤外線信号は、３０〜６０ｋＨｚ程度の予め定められたキャリアで変調されたＡＳＫ信号である。
【０００３】
前記受信チップ３内で、前記図１０（ａ）で示す光電流信号Ｉｉｎは、初段アンプ（ＨＡ）４、２段目アンプ（２ｎｄＡＭＰ）５および３段目アンプ（３ｒｄＡＭＰ）６において順次増幅され、キャリアの周波数に適合されているバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７において図１０（ｂ）の参照符α１で示すようにキャリア成分が取出される。そして、次段の検波回路８において前記キャリア成分が参照符α２で示すキャリア検出レベルＤｅｔで検波され、さらに積分回路９において図１０（ｃ）の参照符α１１で示すようにキャリアのある時間が積分されて、その積分出力Ｉｎｔがヒステリシスコンパレータ１０において参照符α１２で示す予め定める弁別レベルと比較されることで、キャリアの有無が判別されて前記図１０（ｄ）で示す出力信号ＯＵＴとしてデジタル出力される。
【０００４】
前記初段アンプ４の出力側にはローパスフィルタ１１が設けられており、これによって蛍光灯や太陽光による直流レベルが検出され、次段の２段目アンプ５では、初段アンプ４の直接の出力からその直流レベル分が除去されて増幅されることで、前記蛍光灯や太陽光等のノイズによる影響が或る程度除去されている。また、前記初段アンプ４に関連してＡＢＣＣ回路１２が設けられており、このＡＢＣＣ回路１２によって前記ローパスフィルタ１１の出力に対応して初段アンプ４の直流バイアスが制御される。
【０００５】
このように構成される赤外線リモコン受信機１や、高感度センサ回路の電源電圧は、従来では５Ｖ系が主流であった。しかしながら、近年、周辺ＬＳＩの電源電圧の３Ｖ等への低電圧化や、低消費電力化が進み、該赤外線リモコン受信機１や高感度センサ回路においても、低電圧化が強く要望さている。一方、電源電圧に対する機器メーカの要求は幅が広く、たとえば或るシステムでは３．３Ｖ±０．３Ｖであり、また電池を使う別のシステムでは、２．４Ｖや１．８Ｖの最低動作電圧の保証が求められる。このように、低電圧化と言っても、１つのデバイスで、広範囲な電源電圧への対応を要求されるケースが多い。
【０００６】
この対応で、設計上抱えている問題の１つに電源ノイズ対策が挙げられる。前記電源ノイズは、電源からを主として、場合によっては負荷側からも侵入し、電源電圧に生じる揺れとなる。前記赤外線リモコン受信機１や高感度センサ回路では、アンプ（図９では４，５）が赤外線信号やセンサ信号を非常に高いゲインで増幅するので、電源ノイズの影響を非常に受け易く、電源ノイズが回路内のアンプの動作に影響を及ぼすと、それが増幅されて、全体の誤動作となる。
【０００７】
このため、従来から、センサ回路等の電源ラインにノイズフィルタを入れて実装することが推奨されているけれども、電源ノイズの状況は使用されるセットによって違い、しばしばトラブルを引き起こす。また、最近のパッケージの小型化によって、パッケージの中に、そのような電源フィルタ用抵抗やコンデンサを実装することは困難になり、集積回路内に電源ノイズ対策用の定電圧回路を内蔵せざるを得なくなっている。
【０００８】
図１１は、典型的な従来技術の電源ノイズ対策を説明するための図である。この従来技術では、アンプ２１の電源バイアスに、定電圧回路２２が挿入されて電源ノイズが低減されている。前記定電圧回路２２は、いわゆる三端子レギュレータと呼ばれるものであり、該定電圧回路２２からの直流の出力電圧Ｖｓは固定で、電源電圧Ｖｃｃの変動、すなわち前記電源ノイズが該出力電圧Ｖｓに伝わらないようにして、アンプ２１への電源ノイズの影響を防止または低減している。
【０００９】
ここで、前記のように対応を要求される電源電圧Ｖｃｃの電圧範囲が広い場合、動作保証している最低電圧に合わせて、定電圧回路２２の出力電圧Ｖｓの値を設定する必要がある。そのため、アンプ２１の動作レンジもその電圧で制限されてしまう。すなわち、前記電源電圧Ｖｃｃが動作保証されている最低電圧でない状態で使用される場合、たとえば最低動作電圧が２．４Ｖに対して、３．３Ｖで使用されても、定電圧回路２２の出力電圧Ｖｓは、２．４Ｖ未満に設定されたままであるので、アンプ２１からの最大出力振幅は、３．３Ｖにはならず、２．４Ｖのままとなる。
【００１０】
このような問題に対する対策の一般的な例として、他の従来技術である図１２に示す構成が挙げられる。この従来技術では、電源電圧ＶｃｃをＮＰＮのトランジスタｑを介して前記アンプ２１に与えるようにし、前記トランジスタｑのベースには、前記電源電圧Ｖｃｃを抵抗ｒおよびコンデンサｃから成るローパスフィルタを介して与えている。したがって、前記ローパスフィルタで電源ノイズを低減し、トランジスタｑで電流容量を確保してアンプ２１のバイアス電圧（Ｖｓ）とすることによって、前記電源ノイズ対策を行っている。そして、前記バイアス電圧（Ｖｓ）は、電源電圧Ｖｃｃに連動して変動するので、電源電圧Ｖｃｃが高いときは、アンプ２１の動作レンジを拡大することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のような従来技術では、数十ｋＨｚ程度の低周波信号を扱う前記赤外線リモコン受信機１やセンサ回路においては、ＲＣの時定数を大きくとる必要があるため、容易に集積化できないという問題がある。たとえば、集積化できる容量値は、通常、１００ｐＦ以下である。さらに、チップ面積への影響を低減するたの現実的な容量値は、２０ｐＦ程度である。この容量値を使用して、電源ノイズ除去能力をある程度持たせるためには、非常に大きな抵抗成分により大きな時定数を必要とする。たとえば、４０ｋＨｚにおける電源ノイズ除去率ＰＳＲＲを−４０ｄＢ（１／１００）としたい場合、ｃ＝２０ｐＦとすると、前記抵抗ｒの抵抗値は、
【００１２】
【数１】
したがって、
【００１４】
【数２】
となり、このオーダーの抵抗値をそのまま集積回路内に配置することは困難である。
【００１６】
また、上述のような従来技術では、トランジスタｑの動作電圧（ＶＢＥ）が必要であるので、ＶｃｃとＶｓとの差であるＶαの値が大きくなり、アンプ２１の動作電圧があまり大きくならないという問題もある。
【００１７】
本発明の目的は、集積回路化することができる構成で、電源電圧に連動して負荷側の動作電圧を確保することができる定電圧回路およびそれを用いる赤外線リモコン受信機を提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の定電圧回路は、直流入力電源電圧に応じた電圧で、かつ直流定電圧出力することで電源ノイズを除去するようにした定電圧回路において、前記入力電源電圧から予め定める直流電圧レベルだけシフトを行う直流レベルシフト回路と、トランスコンダクタンスアンプから成り、前記直流レベルシフト回路の出力から前記電源ノイズを除去する電源ノイズ除去回路と、前記電源ノイズ除去回路からの出力によってベースが駆動され、入出力端子間の電源ラインに直列に介在されるＰＮＰトランジスタとを含むことを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、直流入力電源電圧はエミッタ−コレクタ間電圧、すなわち入出力間電圧差が小さいＰＮＰトランジスタを介して負荷側へ出力され、そのベースは電源ノイズ除去回路で、電源ノイズが除去されたベース電流で駆動される。そして、電源ノイズ除去回路への入力は、直流レベルシフト回路によって入力電源電圧側からレベルシフトして作成されている。
【００２０】
したがって、出力電圧は直流入力電源電圧に応じて変化し、かつＰＮＰトランジスタによって入力電源電圧からの電圧降下が比較的小さいので、負荷側の動作電圧を確保することができる。また、電源ノイズ除去回路は、トランスコンダクタンスアンプから成るので、低周波での電源ノイズ除去率を向上させるためには、時定数Ｃ／ｇｍの内、トランスコンダクタンスｇｍを小さく設定することで、容量Ｃを集積化可能な値とすることができる。
【００２１】
また、本発明の定電圧回路は、前記直流レベルシフト回路におけるレベルシフト量をＰＮＰトランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧付近に設定することを特徴とする。
【００２２】
上記の構成によれば、電源電圧の直流変動に対して、出力電圧を最大にできるので、電源ノイズ除去を充分に行いつつ、負荷側回路の直流動作レンジを最大限に設定することができる。
【００２３】
さらにまた、本発明の定電圧回路では、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの入力回路は、同一の導電型式の第１〜第４のトランジスタＱＮ１〜ＱＮ４および抵抗Ｒ０を備え、前記第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のベースまたはゲートが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第１の入力端子となり、またこれら第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタまたはソースは共通に第１の定電流源Ｆ１に接続され、同様に第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のベースまたはゲートが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第２の入力端子となり、またこれら第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタまたはソースは共通に第２の定電流源Ｆ２に接続され、さらに第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタまたはソースと第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタまたはソースとは抵抗Ｒ１を介して接続されるとともに、第１および第４のトランジスタＱＮ１，ＱＮ４のコレクタまたはドレインが電源端子と接続されていることを特徴とする。
【００２４】
上記の構成によれば、前記抵抗Ｒ０を集積回路内に集積可能な値としても、非常に低いトランスコンダクタンスｇｍを生成でき、充分なノイズ除去率を得ることができる。
【００２５】
また、本発明の定電圧回路では、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路は、導電型式が相互に異なる第５および第６のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５を備え、前記第５のトランジスタＱＰ５のベースまたはゲートと前記第６のトランジスタＱＮ５のべースまたはゲートとが接続されるとともに、それらのベースまたはゲート電流ｉｏによってトランスコンダクタンスアンプの容量Ｃの充放電を行うことを特徴とする。
【００２６】
上記の構成によれば、第５および第６のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５のベースまたはゲート電流ｉｏを利用して充分小さなトランスコンダクタンスｇｍを生成し、ローパスフィルタを実現しているので、容量Ｃを集積化可能な値としても、低周波信号に対応した大きな時定数を得ることができる。
【００２７】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路に、前記第５および第６のトランジスタに対応して、導電型式が相互に異なる第７および第８のトランジスタＱＰ６，ＱＮ６をさらに備え、一方の導電型式の前記第５のトランジスタＱＰ５と、他方の導電型式の前記第６のトランジスタＱＮ５とを組とし、また一方の導電型式の前記第７のトランジスタＱＰ６と、他方の導電型式の前記第８のトランジスタＱＮ６とを組とし、前記第７のトランジスタＱＰ６のベースまたはゲートと前記第８のトランジスタＱＮ６のベースまたはゲートとが接続され、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタまたはドレインは共にＧＮＤまたは電源に接続され、前記第６のトランジスタＱＮ５のコレクタまたはドレインが電源またはＧＮＤに接続され、この第６のトランジスタＱＮ５のエミッタまたはソースが第８のトランジスタＱＮ６のコレクタまたはドレインとが接続され、第８のトランジスタＱＮ６のエミッタまたはソースがＧＮＤまたは電源に接続され、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のエミッタまたはソースに前記入力回路から差動電流を入力することを特徴とする。
【００２８】
上記の構成によれば、入力回路を差動構成にすることによって、電源ノイズ除去回路自身が受ける電源ノイズを低減することができるとともに、ＰＮＰトランジスタのベースまたはゲート端子に寄生光電流が発生した場合でも、キャンセルされて、トランスコンダクタンスｇｍを変動しないようにすることができる。
【００２９】
また、本発明の定電圧回路は、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６がラテラル構造である場合には、該ＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６に関連して、寄生光電流補償回路を設けることを特徴とする。
【００３０】
上記の構成によれば、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６を、特殊な工程を使用せずに容易に生成できるラテラル構造とした場合に生じる寄生光電流を、寄生光電流補償回路によってキャンセルすることができる。これによって、トランスコンダクタンスｇｍの変動を抑えることができる。
【００３１】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６をバーティカル構造とすることを特徴とする。
【００３２】
上記の構成によれば、前記の寄生光電流自体を低減することができる。
【００３３】
また、本発明の定電圧回路は、前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のコレクタに電圧を与えて、それらのトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を略等しい値とすることを特徴とする。
【００３４】
上記の構成によれば、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６間のアーリー効果によるアンバランスを低減でき、直流電圧のオフセットを低減することができる。
【００３５】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のベースまたはゲートに第１のバッファ回路の入力を接続し、そのバッファ回路の出力を前記トランジスタのコレクタに接続するか、または前記第１のバッファ回路の出力に直流レベルをシフトするレベル調整回路を付加し、そのレベル調整回路の出力に第２のバッファ回路の入力を接続し、該第２のバッファ回路の出力を前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のコレクタに接続することを特徴とする。
【００３６】
上記の構成によれば、電源電圧の変動に対して、第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタ−エミッタ間電圧が一定になるように設定することによって、それぞれのトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のアーリー効果によるアンバランスを低減でき、直流電圧のオフセットを低減することができる。
【００３７】
また、本発明の赤外線リモコン受信機は、前記の何れかの定電圧回路を用いることを特徴とする。
【００３８】
上記の構成によれば、赤外線リモコン受信機は、負荷回路であるアンプが低周波信号を扱い、またそのゲインが高いので、電源ノイズの影響を非常に受け易く、上記の定電圧回路を好適に用いることができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００４０】
図１は、本発明の実施の一形態の定電圧回路３１の電気的構成を示すブロック図である。この定電圧回路３１は、直流入力電源電圧Ｖｃｃから予め定める直流電圧レベルだけシフトを行う直流レベルシフト回路３２と、前記直流レベルシフト回路の出力から前記電源ノイズを除去する電源ノイズ除去回路３３と、前記電源ノイズ除去回路３３からの出力と前記アンプ４，５などの負荷側回路への出力電圧Ｖｓとを比較し、その差に応じた電圧を出力する差動増幅回路３４と、前記差動増幅回路３４からの出力によってベースが駆動され、入出力端子間の電源ラインに直列に介在されるＰＮＰトランジスタＱとを備えて構成される。前記差動増幅回路３４とトランジスタＱとは、電圧フォロア回路を構成する。
【００４１】
前記直流レベルシフト回路３２は、具体的には、前記直流入力電源電圧Ｖｃｃを降圧して前記電源ノイズ除去回路３３に与えるバイアス抵抗Ｒと、前記入力電源電圧Ｖｃｃに応じて前記バイアス抵抗Ｒによる電圧降下を予め定める直流電圧レベルに設定するとともに、前記電源ノイズ除去回路３３および差動増幅回路３４へバイアス電流を供給するバイアス回路３５とを備えて構成されている。
【００４２】
図２は、前記バイアス回路３５の一構成例を示す電気回路図である。このバイアス回路３５は、大略的に、基準電流Ｉ０を作成する基準電流作成回路３５ａと、その基準電流Ｉ０に基づいて各回路への電流Ｉ１〜Ｉ４を作成するバイアス電流作成回路３５ｂとを備えて構成される。
【００４３】
前記基準電流作成回路３５ａは、トランジスタＱ１〜Ｑ３と、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えて構成される。前記電源電圧Ｖｃｃの電源ラインとＧＮＤラインとの間に、抵抗Ｒ１とトランジスタＱ１との直列回路およびトランジスタＱ２，Ｑ３と抵抗Ｒ２との直列回路が接続され、トランジスタＱ１のベースには抵抗Ｒ２の端子電圧が与えられ、トランジスタＱ２はダイオード接続され、トランジスタＱ３のベースはトランジスタＱ１のコレクタに接続される。したがって、抵抗Ｒ１でトランジスタＱ１をバイアスし、そのトランジスタＱ１のＶＢＥ／Ｒ２の電流がトランジスタＱ２のコレクタを流れ、前記基準電流Ｉ０となる。
【００４４】
前記バイアス電流作成回路３５ｂは、トランジスタＱ４〜Ｑ１０を備えて構成される。前記電源電圧Ｖｃｃの電源ラインとＧＮＤラインとの間に、トランジスタＱ４，Ｑ５の直列回路およびトランジスタＱ６，Ｑ７の直列回路が接続され、トランジスタＱ４のベースは該トランジスタＱ４とカレントミラー回路を構成する前記トランジスタＱ３のベースと接続されて該トランジスタＱ４のコレクタ電流が前記基準電流Ｉ０となり、トランジスタＱ５はトランジスタＱ７とカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ６のベースはトランジスタＱ５のコレクタに接続される。トランジスタＱ７は各トランジスタＱ８〜Ｑ１０とカレントミラー回路を構成する。こうして、各トランジスタＱ８〜Ｑ１０のコレクタから、前記基準電流Ｉ０に基づく電流Ｉ４；Ｉ１，Ｉ２；Ｉ３が、前記バイアス抵抗Ｒ、電源ノイズ除去回路３３および差動増幅回路３４へ、それぞれバイアス電流として供給される。
【００４５】
前記電源ノイズ除去回路３３は、たとえばローパスフィルタで実現されるけれども、除去したい電源ノイズの周波数や周波数範囲が限定されている場合は、ノッチフィルタなどのバンドエルミネーションフィルタを使用した方が、除去能力を向上することができる。
【００４６】
これによって、直流の出力電圧Ｖｓは、常に、Ｖｃｃ−レベルシフト電圧（＝Ｖα）となり、電源電圧Ｖｃｃに合わせて、負荷側の動作電圧（Ｖｓ）を最大に設定することができる。また、直流レベルシフト回路３２は、バイアス回路３５で生成されたバイアス電流とバイアス抵抗Ｒとによってレベルシフト電圧Ｖαを得るので、容易に自由なレベルシフト電圧を生成することができる。
【００４７】
前記レベルシフト電圧Ｖαは、ＰＮＰトランジスタＱのコレクタ−エミッタ間飽和電圧、たとえば０．２Ｖ付近に設定されている。これによって、直流入力電源電圧Ｖｃｃの直流変動に対して、出力電圧Ｖｓを、Ｖｃｃ−０．２Ｖ付近に設定でき、バイアス電圧を最大にできるので、負荷側回路の動作レンジを最大限に設定でき、かつ電源ノイズ除去を充分に行うことができる。
【００４８】
図３は、前記電源ノイズ除去回路３３の一構成例を示すブロック図である。前述のようにこの電源ノイズ除去回路３３はローパスフィルタから成り、トランスコンダクタンスアンプ３６と、反転入力バッファ回路３７と、コンデンサＣとを備えて構成されている。差動構成のトランスコンダクタンスアンプ３６の非反転入力が該ローパスフィルタの入力ＬＰＦｉｎとなり、トランスコンダクタンスアンプ３６の出力とバッファ回路３７の入力とが接続され、その接続点にコンデンサＣの一端が接続され、コンデンサＣの他端はＧＮＤに接地されている。前記トランスコンダクタンスアンプ３６の反転入力はバッファ回路３７の出力と接続され、その接続点が該ローパスフィルタの出力ＬＰＦｏｕｔとなっている。
【００４９】
このように構成されるローパスフィルタを使用し、トランスコンダクタンスアンプ３６のトランスコンダクタンスｇｍを小さく設定することで、容易に電源ノイズ除去能力を向上させることができる。この回路の周波数特性の伝達関数ＨLPF （ｓ）は、
【００５０】
【数３】
と表現でき、低周波での電源ノイズ除去率を向上させるためには、時定数Ｃ／ｇｍの値を大きく設定する必要があるけれども、Ｃが集積化可能な値に与えられた場合、ｇｍの値を小さく設定することで、容易に時定数を大きく取ることができる。
【００５２】
図４は、前記トランスコンダクタンスアンプ３６およびバッファ回路３７の具体的構成を示す電気回路図である。トランスコンダクタンスアンプ３６は、大略的に、入力回路４１と、出力回路４２と、寄生光電流補償回路４３，４４と、カレントミラー回路４５，４６とを備えて構成されている。前記入力回路４１および出力回路４２は、非常に低いトランスコンダクタンスｇｍを作成するための回路である。先ず、これらの回路について説明する。
【００５３】
前記入力回路４１は、同一の導電型式のトランジスタＱＮ１〜ＱＮ４および抵抗Ｒ０によって構成されている。トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のベースが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプ１６の第１の入力端子となっており、またこれらのトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタは共通に定電流源Ｆ１に接続される。同様に、トランジスタＱＮ３，ＱＮ４のベースが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプ３６の第２の入力端子となっており、またこれらのトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタは共通に定電流源Ｆ２に接続される。また、トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタとトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタとは抵抗Ｒ０を介して接続されるとともに、トランジスタＱＮ１，ＱＮ４のコレクタが電源端子と接続されている。
【００５４】
一方、出力回路４２は、一方の導電型式のトランジスタＱＰ５と、他方の導電型式のトランジスタＱＮ５との組と、一方の導電型式のトランジスタＱＰ６と、他方の導電型式のトランジスタＱＮ６との組を有し、トランジスタＱＰ５のベースとトランジスタＱＮ５とのべースが接続され、またトランジスタＱＰ６のベースとトランジスタＱＮ６とのべースが接続され、トランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタは共にＧＮＤに接続され、トランジスタＱＮ５のコレクタが電源電圧Ｖｃｃに接続され、このトランジスタＱＮ５のエミッタとトランジスタＱＮ６のコレクタとが接続され、トランジスタＱＮ６のエミッタがＧＮＤに接続される。
【００５５】
そして、トランジスタＱＰ５，ＱＰ６のそれぞれのエミッタに、差動電流である前記トランジスタＱＮ２，ＱＮ３のコレクタ電流ｉｎ２，ｉｎ３がカレントミラー回路４５，４６で折返されて入力され、トランジスタＱＰ５，ＱＮ５のベースを電流出力として、その出力に前記コンデンサＣの一端が接続される。トランジスタＱＮ２とＱＮ３とのベース端子間に、前記入力ＬＰＦｉｎである電圧ｖｉｎが入力され、これらのトランジスタＱＮ２，ＱＮ３のコレクタには、前記カレントミラー回路４５，４６から、それぞれコレクタ電流として、前記電流ｉｎ２，ｉｎ３が逆相で出力される。
【００５６】
トランジスタＱＮ１とＱＮ２およびＱＮ４とＱＮ３とのエミッタ面積比を、それぞれＳ１：Ｓ２とし、トランスコンダクタンスをｇｍ１とすると、ｇｍ１，ｉｎ２，ｉｎ３は、それぞれ以下のように導出される。
【００５７】
【数４】
ただし、この場合、簡単のためにトランジスタＱＮ２，ＱＮ３のエミッタ抵抗は無視している。
【００５９】
次に、コレクタ電流ｉｎ２，ｉｎ３として取出された電流は、トランジスタＱＰ１とＱＰ２およびＱＰ３とＱＰ４とのそれぞれのカレントミラー回路４５，４６で電流ｉｐ２，ｉｐ３として折返されて、前記出力回路４２のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のそれぞれのエミッタに入力される。トランジスタＱＰ１とＱＰ２およびＱＰ３とＱＰ４とのそれぞれのカレントミラー回路４５，４６のミラー比を下げることによって、さらにトランスコンダクタンスｇｍを低減できるけれども、ここでは簡単のため、ミラー比を１：１とする。
【００６０】
このトランスコンダクタンスアンプ３６の出力は、前記トランジスタＱＰ５のベースとトランジスタＱＮ５のベースとが接続されたノードとなっている。これらのトランジスタＱＰ５のベース電流ｉｐ５ｂとＱＮ５のベース電流ｉｎ５ｂとを導出し、トランスコンダクタンスアンプ３６の全体のトランスコンダクタンスｇｍを求めると、以下のとおりとなる。ただし、トランジスタの電流増幅率ｈｆｅを、ＰＮＰではｈｆｅｐ、ＮＰＮではｈｆｅｎとしている。
【００６１】
先ず、
【００６２】
【数５】
で表され、上記式５〜８から、
【００６４】
【数６】
が得られる。上記式９，１０から、前記コンデンサＣへの電流ｉｏは、
【００６６】
【数７】
となる。したがって、
【００６８】
【数８】
となる。
【００７０】
ここで、たとえばＲ０＝４００ｋΩ（集積回路内で現実的な最大限の抵抗値）、Ｓ１：Ｓ２＝４：１、ｈｆｅｐ＝５０、Ｃ＝２０ｐＦとすると、
【００７１】
【数９】
となり、容易に非常に高い抵抗、すなわち非常に低いトランスコンダクタンスｇｍを生成でき、たとえばローパスフィルタの４０ｋＨｚ付近のノイズ除去率を計算すると、
【００７３】
【数１０】
となる。そして、ノイズ除去能力は、上記約０．００４から、約−４８ｄＢとなり、従来必要としてきた電源ノイズ除去能力を充分に満足することができる。
【００７５】
なお、直流入力電源電圧Ｖｃｃからローパスフィルタ自体に直接電源ノイズが乗ってくることが予測されるけれども、トランスコンダクタンスアンプ３６を前記トランジスタＱＮ２とＱＮ３とのように差動構成にして、対称構造としているので、そのようなノイズはキャンセルすることができる。
【００７６】
以上のように、トランジスタＱＰ５，ＱＮ５のベース電流ｉｏを利用して充分小さなトランスコンダクタンスｇｍを生成し、ローパスフィルタを実現しているので、容量Ｃを集積化可能な値としても、低周波信号に対応した大きな時定数を得ることができる。また、集積回路のプロセスは、一般的に普及し、充分安価なプロセスを使用して実現することもできる。さらにまた、数十個の回路素子で実現できるので、低コストに構成することができる。
【００７７】
ところで、前述のような赤外線リモコン等の光をセンスするデバイスにおいては、概して、デバイスに光が入射したり、回り込んだりして、集積回路の寄生フォトダイオードを動作させてしまうことは避けられない。この場合、特にＰＮＰトランジスタは注意が必要である。一般的なバイポーラ集積回路では、ＰＮＰトランジスタには、特殊な工程を使用せずに容易に生成できるラテラル構造を使用するケースが多い。しかしながら、ラテラルＰＮＰトランジスタは、ベース端子の寄生フォトダイオードを持つ構造となっている。図５にその断面構造図を示す。
【００７８】
したがって、前記図４のような回路で微少電流を使用してラテラルＰＮＰを使用すると、光の回り込みによって、設計値通りには動作しない。通常、前記寄生光電流は、最悪数ｎＡあると想定すべきである。したがって、小さな電流を取り扱う場合は問題となる。本発明においては、前述のように入力回路４１を差動構成にすることによって、トランジスタＱＰ５，ＱＰ６のベース端子に寄生光電流が発生した場合でも、キャンセルされて、トランスコンダクタンスｇｍは変動しないような構成となっているけれども、非常に小さなベース電流を扱うトランジスタを使用しているこれらの箇所については、同構造のトランジスタで形成した寄生光電流補償回路４３，４４をさらに付加して、寄生光電流の影響を低減している。
【００７９】
すなわち、図４の回路例では、ラテラルＰＮＰトランジスタを使用した前記トランジスタＱＰ５，ＱＰ６で構成されるトランスコンダクタンスアンプ３６の出力回路４２に対して、トランジスタＱＰ９，ＱＰ１０；ＱＰ１１，ＱＰ１２によるカレントミラー回路でそれぞれ構成される寄生光電流補償回路４３，４４が設けられている。これによって、微少電流に対する前記寄生光電流の影響を低減することができる。
【００８０】
一方、前記寄生光電流の影響に対して、ＰＮＰトランジスタにバーティカルＰＮＰトランジスタを使用することによって、該寄生光電流自体を低減することもできる。図６に、通常のバーティカルＰＮＰトランジスタの断面構造を示す。
【００８１】
この場合でも、光の回り込みによって、寄生フォトダイオードに寄生光電流が発生するけれども、ベース端子の寄生フォトダイオードは回り込みの影響を受けにくく、回り込みの影響を受け易い寄生フォトダイオードの電流は、この図６で示すようにエピタキシャルアイランドからサブストレートヘ流れるので、回路動作への影響は殆どない。このようにしてもまた、微少電流に対する前記寄生光電流の影響を低減することができる。
【００８２】
本発明の実施の他の形態について、図７および図８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００８３】
図７は、本発明の実施の他の形態の定電圧回路における電源ノイズ除去回路３３ａの電気回路図である。この電源ノイズ除去回路３３ａは、前述の図４で示す電源ノイズ除去回路３３に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、この電源ノイズ除去回路３３ａでは、トランスコンダクタンスアンプの出力回路４２ａにおいて、ＰＮＰトランジスタＱＰ５のコレクタが、基準電圧源５０を介してＧＮＤに接続されていることである。
【００８４】
これは、トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅがトランジスタ毎に異なるためにトランジスタ間で電流差が発生して、前述の式７〜１０に対して誤差が生じ、差動増幅回路３４への出力ＬＰＦｏｕｔの直流電圧がずれてオフセットが発生し、図１の直流レベルシフト電圧に対して、Ｖｓ＝Ｖｃｃ−Ｖαの関係がずれて引き起こされる性能変動を抑制するものである。すなわち、トランジスタＱＰ５のコレクタに、該トランジスタＱＰ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが整合が必要とされるトランジスタＱＰ６のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅに略等しい値となるように、前述の基準電圧源５０からの基準電圧Ｖｒｅｆが調整されている。これによって、前記の出力ＬＰＦｏｕｔのオフセットを抑制することができる。
【００８５】
また、一般的にＮＰＮトランジスタに対して、ＰＮＰトランジスタの方がアーリー電圧が低く、前記コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅによって電流増幅率が影響を受け易いためにＰＮＰトランジスタについて述べているけれども、ＮＰＮトランジスタについても同様のことが言える。
【００８６】
図８は、前記コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの影響をさらに改善する構成のブロック図である。前述の図４の構成では、電源電圧Ｖｃｃの直流レベルが変動したとき、トランスコンダクタンスアンプの出力回路４２のトランジスタＱＰ６のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは、トランジスタＱＮ６のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥと該トランジスタＱＰ６のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥとで、略２ＶＢＥに固定されているのに対して、トランジスタＱＰ５のベースの直流電圧が変動すると、結果として両トランジスタＱＰ５，ＱＰ６の特性にアンバランスが生じ、前記のオフセット電圧が発生する。
【００８７】
そこでこの図８の構成では、トランジスタＱＰ５のベース電圧をバッファ５１を介してレベル調整回路５２に取込み、そのベース電圧に応じて、バッファ５３によって前記トランジスタＱＰ５のコレクタ電圧をバイアスすることによって、該トランジスタＱＰ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅを常に一定に保つ。これによって、該トランジスタＱＰ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが電源電圧Ｖｃｃの変動に拘わらず固定した電圧となるので、殆どアーリー効果の影響を受けずに動作させることができる。
【００８８】
【発明の効果】
本発明の定電圧回路は、以上のように、直流入力電源電圧に応じた電圧で、かつ直流定電圧出力することで電源ノイズを除去するようにした定電圧回路において、前記直流入力電源電圧はエミッタ−コレクタ間電圧、すなわち入出力間電圧差が小さいＰＮＰトランジスタを介して負荷側へ出力するようにし、そのベースは電源ノイズ除去回路で電源ノイズが除去されたベース電流で駆動され、また前記電源ノイズ除去回路への入力は直流レベルシフト回路によって入力電源電圧側からレベルシフトして作成する。
【００８９】
それゆえ、出力電圧は直流入力電源電圧に応じて変化し、かつＰＮＰトランジスタによって入力電源電圧からの電圧降下が比較的小さいので、負荷側の動作電圧を確保することができる。また、電源ノイズ除去回路は、トランスコンダクタンスアンプから成るので、低周波での電源ノイズ除去率を向上させるためには、時定数Ｃ／ｇｍの内、トランスコンダクタンスｇｍを小さく設定することで、容量Ｃを集積化可能な値とすることができる。
【００９０】
また、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記直流レベルシフト回路におけるレベルシフト量をＰＮＰトランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧付近に設定する。
【００９１】
それゆえ、電源電圧の直流変動に対して、出力電圧を最大にできるので、電源ノイズ除去を充分に行いつつ、負荷側回路の直流動作レンジを最大限に設定することができる。
【００９２】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの入力回路として、同一の導電型式の第１〜第４のトランジスタＱＮ１〜ＱＮ４および抵抗Ｒ０を備え、前記第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のベースまたはゲートが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第１の入力端子となり、またこれら第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタまたはソースは共通に第１の定電流源Ｆ１に接続され、同様に第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のベースまたはゲートが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第２の入力端子となり、またこれら第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタまたはソースは共通に第２の定電流源Ｆ２に接続され、さらに第１および第２のトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタまたはソースと第３および第４のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４のエミッタまたはソースとは抵抗Ｒ０を介して接続されるとともに、第１および第４のトランジスタＱＮ１，ＱＮ４のコレクタまたはドレインが電源端子と接続されて構成される。
【００９３】
それゆえ、前記抵抗Ｒ０を集積回路内に集積可能な値としても、非常に低いトランスコンダクタンスｇｍを生成でき、充分なノイズ除去率を得ることができる。
【００９４】
また、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路に、導電型式が相互に異なる第５および第６のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５を備え、前記第５のトランジスタＱＰ５のベースまたはゲートと前記第６のトランジスタＱＮ５のべースまたはゲートとが接続されるとともに、それらのベースまたはゲート電流ｉｏによってトランスコンダクタンスアンプの容量Ｃの充放電を行う。
【００９５】
それゆえ、第５および第６のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５のベースまたはゲート電流ｉｏを利用して充分小さなトランスコンダクタンスｇｍを生成し、ローパスフィルタを実現しているので、容量Ｃを集積化可能な値としても、低周波信号に対応した大きな時定数を得ることができる。
【００９６】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路に、前記第５および第６のトランジスタに対応して、導電型式が相互に異なる第７および第８のトランジスタＱＰ６，ＱＮ６をさらに備え、一方の導電型式の前記第５のトランジスタＱＰ５と、他方の導電型式の前記第６のトランジスタＱＮ５とを組とし、また一方の導電型式の前記第７のトランジスタＱＰ６と、他方の導電型式の前記第８のトランジスタＱＮ６とを組とし、前記第７のトランジスタＱＰ６のベースまたはゲートと前記第８のトランジスタＱＮ６のベースまたはゲートとが接続され、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタまたはドレインは共にＧＮＤまたは電源に接続され、前記第６のトランジスタＱＮ５のコレクタまたはドレインが電源またはＧＮＤに接続され、この第６のトランジスタＱＮ５のエミッタまたはソースと第８のトランジスタＱＮ６のコレクタまたはドレインとが接続され、第８のトランジスタＱＮ６のエミッタまたはソースがＧＮＤまたは電源に接続され、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のエミッタまたはソースに前記入力回路から差動電流を入力する。
【００９７】
それゆえ、入力回路を差動構成にすることによって、電源ノイズ除去回路自身が受ける電源ノイズを低減することができるとともに、ＰＮＰトランジスタのベースまたはゲート端子に寄生光電流が発生した場合でも、キャンセルされて、トランスコンダクタンスｇｍを変動しないようにすることができる。
【００９８】
また、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６がラテラル構造である場合には、該ＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６に関連して、寄生光電流補償回路を設ける。
【００９９】
それゆえ、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６を、特殊な工程を使用せずに容易に生成できるラテラル構造とした場合に生じる寄生光電流を、寄生光電流補償回路によってキャンセルすることができる。これによって、トランスコンダクタンスｇｍの変動を抑えることができる。
【０１００】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記第５〜第８のトランジスタＱＰ５，ＱＮ５，ＱＰ６，ＱＮ６の内、微少なベースまたはゲート電流ｉｏを使用するＰＮＰトランジスタＱＰ５，ＱＰ６をバーティカル構造とする。
【０１０１】
それゆえ、前記の寄生光電流自体を低減することができる。
【０１０２】
また、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のコレクタに電圧を与えて、それらのトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を略等しい値とする。
【０１０３】
それゆえ、前記第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６間のアーリー効果によるアンバランスを低減でき、直流電圧のオフセットを低減することができる。
【０１０４】
さらにまた、本発明の定電圧回路は、以上のように、前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のベースまたはゲートに第１のバッファ回路の入力を接続し、そのバッファ回路の出力を前記トランジスタのコレクタに接続するか、または前記第１のバッファ回路の出力に直流レベルをシフトするレベル調整回路を付加し、そのレベル調整回路の出力に第２のバッファ回路の入力を接続し、該第２のバッファ回路の出力を前記第５または第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６の少なくとも一方のコレクタに接続する。
【０１０５】
それゆえ、電源電圧の変動に対して、第５および第７のトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のコレクタ−エミッタ間電圧が一定になるように設定することによって、それぞれのトランジスタＱＰ５，ＱＰ６のアーリー効果によるアンバランスを低減でき、直流電圧のオフセットを低減することができる。
【０１０６】
また、本発明の赤外線リモコン受信機は、以上のように、前記の何れかの定電圧回路を用いる。
【０１０７】
前記赤外線リモコン受信機は、負荷回路であるアンプが低周波信号を扱い、またそのゲインが高いので、電源ノイズの影響を非常に受け易く、それゆえ上記の定電圧回路を好適に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の定電圧回路の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示す定電圧回路におけるバイアス回路の一構成例を示す電気回路図である。
【図３】図１で示す定電圧回路における電源ノイズ除去回路の一構成例を示すブロック図である。
【図４】前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプおよびバッファ回路の具体的構成を示す電気回路図である。
【図５】ラテラルＰＮＰトランジスタの断面構造図を示す図である。
【図６】バーティカルＰＮＰトランジスタの断面構造図を示す図である。
【図７】本発明の実施の他の形態の定電圧回路における電源ノイズ除去回路の電気回路図である。
【図８】本発明の実施の他の形態の定電圧回路における電源ノイズ除去回路の他の構成例のブロック図である。
【図９】赤外線リモコン受信機の受信システムの一例を示す全体のブロック図である。
【図１０】図９の受信機の各部の波形図である。
【図１１】典型的な従来技術の電源ノイズ対策を説明するための図である。
【図１２】他の従来技術の電源ノイズ対策を説明するための図である。
【符号の説明】
１ 赤外線リモコン受信機
２ フォトダイオード
３ 受信チップ
４ 初段アンプ（負荷側回路）
５ ２段目アンプ（負荷側回路）
６ ３段目アンプ
７ バンドパスフィルタ
８ 検波回路
９ 積分回路
１０ ヒステリシスコンパレータ
３１ 定電圧回路
３２ 直流レベルシフト回路
３３，３３ａ 電源ノイズ除去回路
３４ 差動増幅回路
３５ バイアス回路
３５ａ 基準電流作成回路
３５ｂ バイアス電流作成回路
３６ トランスコンダクタンスアンプ
３７ 反転入力バッファ回路
４１ 入力回路
４２，４２ａ 出力回路
４３，４４ 寄生光電流補償回路
４５，４６ カレントミラー回路
５０ 基準電圧源
５１ バッファ（第１のバッファ）
５２ レベル調整回路
５３ バッファ（第２のバッファ）
Ｃ コンデンサ
Ｆ１，Ｆ２ 定電流源
Ｑ ＰＮＰトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ１０ トランジスタ
ＱＮ１〜ＱＮ７ トランジスタ
ＱＰ１〜ＱＰ１２ トランジスタ
Ｒ バイアス抵抗
Ｒ０ 抵抗
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Claims (8)
- 直流入力電源電圧に応じた電圧で、かつ直流定電圧出力することで電源ノイズを除去するようにした定電圧回路において、
前記入力電源電圧から予め定める直流電圧レベルだけシフトを行う直流レベルシフト回路と、
トランスコンダクタンスアンプから成り、前記直流レベルシフト回路の出力から前記電源ノイズを除去する電源ノイズ除去回路と、
前記電源ノイズ除去回路からの出力に接続されたバッファ回路の出力と電源ラインとの間に設けられたＰＮＰトランジスタとを含み、
前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路は、導電型式が相互に異なる第５および第６のバイポーラトランジスタを備え、
前記第５のバイポーラトランジスタのベースと前記第６のバイポーラトランジスタのべースとが接続されるとともに、それらのベース電流によってトランスコンダクタンスアンプの容量の充放電を行うことを特徴とする定電圧回路。 - 前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの入力回路は、同一の導電型式の第１〜第４のバイポーラトランジスタおよび抵抗を備え、
前記第１および第２のバイポーラトランジスタのベースが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第１の入力端子となり、またこれら第１および第２のバイポーラトランジスタのエミッタは共通に第１の定電流源に接続され、同様に第３および第４のバイポーラトランジスタのベースが相互に接続されて該トランスコンダクタンスアンプの第２の入力端子となり、またこれら第３および第４のバイポーラトランジスタのエミッタは共通に第２の定電流源に接続され、さらに第１および第２のバイポーラトランジスタのエミッタと第３および第４のバイポーラトランジスタのエミッタとは前記抵抗を介して接続されるとともに、第１および第４のバイポーラトランジスタのコレクタが電源端子と接続されており、
前記電源ノイズ除去回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの出力回路に、前記第５および第６のバイポーラトランジスタに対応して、導電型式が相互に異なる第７および第８のバイポーラトランジスタをさらに備え、
一方の導電型式の前記第５のバイポーラトランジスタと、他方の導電型式の前記第６のバイポーラトランジスタとを組とし、また一方の導電型式の前記第７のバイポーラトランジスタと、他方の導電型式の前記第８のバイポーラトランジスタとを組とし、前記第７のバイポーラトランジスタのベースと前記第８のバイポーラトランジスタのベースとが接続され、前記第５および第７のバイポーラトランジスタのコレクタは共にＧＮＤまたは電源に接続され、前記第６のバイポーラトランジスタのコレクタが電源またはＧＮＤに接続され、この第６のバイポーラトランジスタのエミッタと第８のバイポーラトランジスタのコレクタとが接続され、第８のバイポーラトランジスタのエミッタがＧＮＤまたは電源に接続され、前記第５および第７のバイポーラトランジスタのエミッタに前記入力回路の第２および第３のバイポーラトランジスタのコレクタ電流が第１および第２のカレントミラー回路で折り返して入力することを特徴とする請求項１記載の定電圧回路。 - 前記直流レベルシフト回路におけるレベルシフト量を前記ＰＮＰトランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧付近に設定することを特徴とする請求項１または２記載の定電圧回路。
- 前記第５〜第８のバイポーラトランジスタの内、微少なベース電流を使用するＰＮＰトランジスタがラテラル構造である場合には、該ＰＮＰトランジスタに関連して、寄生光電流補償回路を設けることを特徴とする請求項２記載の定電圧回路。
- 前記第５〜第８のバイポーラトランジスタの内、微少なベース電流を使用するＰＮＰトランジスタをバーティカル構造とすることを特徴とする請求項２記載の定電圧回路。
- 前記第５または第７のバイポーラトランジスタの少なくとも一方のコレクタに電圧を与えて、それらのトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を略等しい値とすることを特徴とする請求項２記載の定電圧回路。
- 前記第５または第７のバイポーラトランジスタの少なくとも一方のベースに第１のバッファ回路の入力を接続し、そのバッファ回路の出力を前記トランジスタのコレクタに接続するか、または前記第１のバッファ回路の出力に直流レベルをシフトするレベル調整回路を付加し、そのレベル調整回路の出力に第２のバッファ回路の入力を接続し、該第２のバッファ回路の出力を前記第５または第７のトランジスタの少なくとも一方のコレクタに接続することを特徴とする請求項２記載の定電圧回路。
- 前記請求項１〜７の何れかに記載の定電圧回路を用いることを特徴とする赤外線リモコン受信機。
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