CN1405975A - 恒压电路和使用恒压电路的红外遥控接收机 - Google Patents

Abstract

一直流输出电源电压Vcc经过具有较小Vce的PNP型输出给负载侧。其基极通过一基极电流驱动，噪音在电源噪音消除电路中从该基极电流中被消除。噪音消除电路的输入是通过用一直流电平移位电路从Vcc侧移动一电平而产生的。因为输出电压Vs参考Vcc而变化，电压降由于晶体管的作用就相对较小，就能够保证负载侧的工作电压。噪音消除电路由一个gm放大器构成。为了提高低频时的噪音消除率，通过将时间常数C/gm的gm设定为较小值，它就能够将电容设定为允许积分的值。

Description

恒压电路和使用恒压电路的红外遥控接收机

技术领域

本发明涉及一种最好在红外遥控接收机，低频高灵敏传感器电路等中使用的恒压电路，和一种配备该恒压电路的红外遥控接收机，特别是涉及一种抑制其电源噪音的对策。

背景技术

图9是一种完全表示红外遥控接收机1的接收系统实例的方框图，图10A至10D是其各部分的波形图。该接收机1将红外传输编码信号在外部光电二极管2中转换为图10A所示的光电信号Iin以能把该信号输入给作为集成电路构成的接收芯片3，和将在接收芯片3中解调过的图10D所示的输出信号OUT输出给控制电子元件等的微机。红外信号是经过大致从30kHz到60kHz的设定载波调制的ASK信号。

在接收芯片3中，图10A所示的光电信号Iin依次在第一放大器(HA)4，第二放大器(2nd AMP)5和第三放大器(3rd AMP)6中进行放大，将图10B中用参考标号α1表示的载波分量从与载波频率匹配的带通滤波器(BPF)7中取出。然后，该载波分量经过下一级检测电路8以用参考标号α2表示的载波检测电平Det进行检测，载波存在的时间在积分电路9中进行积分，如图10C中用参考标号α11表示，由此获得的积分输出Int在磁滞比较器10中与用参考标号α12表示的设定鉴别电平相比较，从而能够识别载波的存在或不存在，该信号作为图10D表示的输出信号OUT被数字输出。

低通滤波器11位于第一放大器4的输出侧，通过它检测荧光灯和日光的直流电平，在下一级的第二放大器5中，直流电平部分从第一放大器4的直流输出中被去除，将输出进行放大，由此在某一电平消除荧光灯，日光等噪音的影响。而且，根据第一放大器4设置一ABCC(自动偏流控制)电路12，通过该ABCC电路12，响应于低通滤波器11的输出来控制第一放大器4的直流偏流。

迄今为止用上述方式构成的红外遥控接收机1和高灵敏度传感器电路的电源电压是一种已成为主流的5v系统。但是，在最近几年，外围LST的电源电压，例如已降低到3v，其功耗也降低了，而且对于红外遥控接收机和高灵敏度传感器电路而言，强烈希望降低电压。另一方面，电源电压设备供应商要求具有较宽的范围。例如，在一种系统中要求保证最小的工作电压为3.3v±0.3v，在另一种使用电池的系统中要求为2.4v或1.8v。这样，针对电压降低，在一种设备中经常要求电源电压有较宽的响应范围。

根据上述的这种响应，电源噪音是设计中采取对策的问题之一。在绝大多数情况下电源噪音来自电源，在某些情况下来自负荷侧，由此引起电源电压的不稳定。在红外遥控接收机1和高灵敏度传感器电路中，一放大器(图9中用参考标号4，5表示)以一非常高的增益放大红外信号和传感器信号，因此该放大器就很容易受到电源噪音的影响。在电源噪音影响电路中放大器工作的情况下，它就被放大以自始至终引起故障。

为此，虽然在传感器电路等电源线中曾经推广插入和安装一噪音滤波器，但是电源噪音的情况根据所使用的设备是不同的，也经常产生问题。而且，由于最近几年包装尺寸的减小，因此很难在包装中安装这样的电源滤波器电阻和电容器，这样在集成电路中就没有其它选择来构建一个抑制电源噪音对策的恒压电路。

图11是一种典型现有技术用于描述抑制电源噪音对策的视图。在该现有技术中，通过在放大器21的电源偏流中插入一恒压电路22，就能降低电源噪音。该恒压电路22就是所谓的三端调节器。恒压电路22的直流输出电压Vs被固定，通过防止电源电压Vcc产生变化，即，防止电源噪音传输给输出电压Vs，就能防止或降低电源噪音对放大器21的影响。

这里，在所要求被响应的电源电压Vcc的电压范围同前述一样宽的情况下，有关保证工作的最小电压就必须设定恒压电路22的输出电压值Vs。因此，放大器21的工作范围也受到该电压的限制。换句话说，即使放大器在电源电压Vcc不是保证工作的最小电压的状态中使用的情况下，例如，即使在放大器在3.3v使用而其最小工作电压是2.4v的情况下，恒压电路22的输出电压Vs也要保持设定为低于2.4v，以便放大器21的最大输出幅值不会变为3.3v，而保持为2.4v。

作为解决这种问题而采取对策的一个普通实例，可引用是另一个现有技术的图12中所示的一种结构。在该现有技术中，电源电压Vcc经过一NPN晶体管q提供给放大器21，电源电压Vcc经过由电阻r和电容器c构成的低通滤波器提供给晶体管q的基极。因此，电源噪音在低通滤波器中被降低，电流容量保证在晶体管q中成为放大器21的偏压(Vs)，凭此获取抑制电源噪音的对策。由于偏压(Vs)随电源电压Vcc一起产生变化，放大器21的工作范围在电源电压Vcc较高时能被扩大。

但是，根据上述的现有技术，存在一个问题，因为处理大约几十kHz的低频信号的红外遥控接收机1和传感器电路要求RC的时间常数设定为一个较大的值，因此就不可能轻而易举地实现积分。例如，允许积分的电容值通常为100pF或更小。而且，用于降低对芯片区域影响的实际电容值为20pF左右。为了在一定程度上实现消除电源噪音的能力而同时又使用该电容值，就需要一个根据非常大电阻元件获得的较大时间常数。例如，在它需要设定电源噪音消除率PSRR在40kHz对40dB(1/100)的情况下，假定C＝20pF，电阻r的阻值R是通过下面所示的表达式获得的： $\mathrm{PSRR}=\frac{1}{\sqrt{1+{\left(2\mathrm{\πfCR}\right)}^2}}---\left(1\right)$ 因此， $R=\sqrt{\frac{1}{{\left(2\mathrm{\πfC}\right)}^2}[\frac{1}{{\mathrm{PSRR}}^2}-1]}\underset{\·}{\overset{\·}{=}}19.9\mathrm{M\Ω}---\left(2\right)$ 因此，实际上很难将这种数量级的阻值设置在集成电路中。

而且，根据上述现有技术，还存在一个问题，因为需要晶体管q的工作电压(VBE)，在Vcc和Vs之间不同的Vα值就变得较大，放大器21的工作电压不会变得如此之大。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种具有允许积分的结构和能够与电源电压一起保证负载侧工作电压的恒压电路，和提供一种使用该恒压电路的红外遥控接收机。

本发明提供一种通过输出一个响应于直流输入电源电压的直流恒压消除电源噪音的恒压电路，

该恒压电路包括：

一直流电平移位电路，用于通过一设定的直流电压电平实现从输入电源电压开始的移位；

一电源噪音消除电路，它包括一跨导放大器，用于从直流电平移位电路输出消除电源噪音；

一PNP型晶体管，它串接入输入和输出端之间的电源线，PNP型晶体管的基极通过电源噪音消除电路的输出驱动。

根据本发明，直流输入电源电压经过PNP型晶体管输出给负载侧，PNP晶体管的发射极和集电极电压之间的差，即输入和输出电压差比较小，其基极通过一基极电流驱动，其中在电源噪音消除电路中从该基极电流中消除电源噪音。然后，在直流电平移位电路中通过从输入电源电压侧移位一电平来产生电源噪音消除电路的输入。

因此，输出电压响应于直流输入电源电压而变化，由于是PNP型晶体管，所以输入电流的电压电压降就相对较低，因此就能保证负载侧的工作电压。而且，由于电源噪音消除电路包括跨导放大器，通过将时间常数C/gm的跨导gm设定为较小值就能够获得一个允许积分的电容值C，以能在低频时提高电源噪音消除率。

而且，在本发明中最好是将直流电平移位电路中的电平移位量设定成大约为PNP型晶体管集电极-发射极的饱和电压。

根据本发明，输出电压能达到电源电压的直流变化的最大值，以便它能够将负载侧电路的直流工作范围设定为一个最大值，同时能够充分地消除电源噪音。

更进一步地讲，在本发明中，最好是：

构成电源噪音消除电路的跨导放大器的输入电路设有相同导电类型的第一至第四晶体管QN1至QN4和电阻R1。

第一和第二晶体管QN1，QN2的基极或栅极相互连接以变成跨导放大器的第一输入端，第一和第二晶体管QN1，QN2的发射极或源极与第一恒流源F1共接；

第三和第四晶体管QN3，QN4的基极或栅极相互连接以变成跨导放大器的第二输入端，第三和第四晶体管QN3，QN4的发射极或源极与第二恒流源F2共接；

第一和第二晶体管QN1，QN2的发射极或源极通过电阻R1与第三和第四晶体管QN3，QN4的发射极或源极相连接；和

第一和第四晶体管QN1，QN4的集电极或漏极与电源端相连接。

根据本发明，即使在将电阻R1的容量设定为一个允许与集成电路为一体的数值的情况下，它也能够产生非常低的跨导gm和获得一足够的噪音消除率。

更进一步地讲，在本发明中，最好是：

构成电源噪音消除电路的跨导放大器的输出电路设有相互是不同导电类型的第五和第六晶体管QP5，QN5；

第五晶体管QP5的基极或栅极与第六晶体管QN5的基极或栅极相连接；和

跨导放大器的电容C通过基极或栅极电流io进行充电或放电。

根据本发明，第五和第六晶体管QP5，QN5的基极或栅极电流io用于产生充分小的跨导gm，实现低通滤波器，以便即使在将电容C设定为允许积分值的情况下，它也能够获得响应于低频信号的较大时间常数。

更进一步地讲，在本发明中，最好是：

构成电源噪音消除电路的跨导放大器的输出电路设有对应于第五和第六晶体管的相互是不同导电类型的第七和第八晶体管QP6，QN6；

一种导电类型的第五晶体管QP5与另一种类型的第六晶体管QN5是成对的，一种导电类型的第七晶体管QP6与另一种类型的第八晶体管QN6是成对的；

第七晶体管QP6的基极或栅极与第八晶体管QN6的基极或栅极相连接，第五和第七晶体管QP5，QP6的集电极或漏极与地(GND)或电源共接，第六晶体管QN5的集电极或漏极与电源或GND相连接，第六晶体管QN5的发射极或源极与第八晶体管QN6的集电极或漏极相连接，和第八晶体管QN6的发射极或源极与GND或电源相连接；

一差动电流从输入电路输入给第五和第七晶体管QP5，QP6的发射极或源极。

根据本发明，通过形成输入电路以具有一差动结构，它能够降低影响电源噪音消除电路自身的电源噪音，即使在PNP型晶体管的基极或栅极端产生寄生的光电流时，该光电流也能被消除，它能够防止跨导gm产生变化。

更进一步地讲，在本发明中，最好是使用微小基极或栅极电流io的第五至第八晶体管QP5，QN5，QP6，QN6中的晶体管是PNP型的晶体管QP5，QP6，其中晶体管QP5，QP6的形成为一种横向结构，相对于PNP型晶体管QP5，QP6，可设置一寄生的光电流补偿电路。

根据本发明，它能够消除寄生的光电流，该光电流是在第五至第八晶体管QP5，QN5，QP6，QN6中，使用微小基极或栅极电流io的PNP型晶体管QP5，QP6是一种能够便于生产而不需要使用特殊工艺流程的横向结构的情况下产生的，通过使用寄生的光电流补偿电路，这样说，它就能够抑制跨导gm产生变化。

更进一步地讲，在本发明中，最好是使用微小基极或栅极电流io的第五至第八晶体管QP5，QN5，QP6，QN6中的晶体管QP5，QP6是PNP型的晶体管，其中PNP型晶体管QP5，QP6形成为一种垂直结构。

根据本发明，它能够降低自身的寄生光电流。

更进一步地讲，在本发明中，最好是一电压提供给第五和第七晶体管QP5，QP6至少其中之一的集电极，晶体管的集电极-发射极的电压设定为大致相同的值。

根据本发明，能够降低由于第五和第七晶体管QP5，QP6之间的厄列效应(早期效应)产生的不平衡，和能够降低直流电压的偏移。

更进一步地讲，在本发明中，最好是第一缓冲器电路的输入与至少其中之一的第五和第七晶体管QP5，QP6的基极或栅极相连接，该缓冲器电路的输出与前述晶体管的集电极或漏极相连接。

更进一步地讲，在本发明中，最好是第一缓冲器电路的输入与至少其中之一的第五和第七晶体管QP5，QP6的基极或栅极相连接，移位直流电平的电平调节电路加在第一缓冲器电路的输出端，第二缓冲器电路的输入与电平调节电路的输出相连接，第二缓冲器电路的输出与至少其中之一的第五和第七晶体管QP5，QP6的集电极或漏极相连接。

根据本发明，第五和第七晶体管QP5，QP6的集电极-发射极电压对于电源电压的变化设定成恒定值，凭此能够降低由于相应晶体管QP5，QP6之间的厄列效应(早期效应)产生的不平衡，和能够降低直流电压的偏移。

更进一步地讲，本发明提供一种包括上述任一种恒压电路的红外遥控接收机。

根据本发明，该红外遥控接收机很容易受到电源噪音的影响，因为是一种负载电路的放大器处理低频信号，其增益较高，因此最好能够使用上述的恒压电路。

附图说明

本发明的其它目的，特征和效果从下面参考附图的详细描述中将会变得更加清楚，其中：

图1是表示本发明一个实施例的恒压电路的电气结构的方框图；

图2是表示图1所示恒压电路中偏置电路实例的电路图；

图3是表示图1所示恒压电路中电源噪音消除电路结构实例的方框图；

图4是表示构成电源噪音消除电路的跨导放大器和缓冲器电路的具体结构的电路图；

图5是表示横向PNP型晶体管的截面剖视结构的视图；

图6是表示垂直PNP型晶体管的截面剖视结构的视图；

图7是表示本发明另一个实施例的恒压电路中电源噪音消除电路的电路图；

图8A，8B是表示本发明其它实施例恒压电路中电源噪音消除电路结构的另一个实例的方框图；

图9是完全表示红外遥控接收机的接收系统实例的方框图；

图10A至10D是表示图9接收机各个部分的波形图；

图11是用于解释典型现有技术中抑制电源噪音所采取对策的视图；

图12是用于解释另一个现有技术中抑制电源噪音所采取对策的视图。

具体实施方式

现在，参考附图，在下面描述本发明的较佳实施例.

下面将根据图1至6解释本发明的一个实施例.

图1是表示本发明恒压电路31实施例的电路结构的方框图。该恒压电路31包括一直流电平移位电路32，它通过一设定直流电压电平从直流输入电源电压Vcc中实现移位；一电源噪音消除电路33，它从直流电平移位电路的输出中消除电源噪音；一差动放大电路34，它将电源噪音消除电路33的输出与如图9中所示的放大器4，5的负载侧电路的输出电压Vs相比较，响应于该差动输出一电压；和一PNP型晶体管Q，它的基极由差动放大电路34的输出驱动，它串接在输入和输出端之间的电源线上。该差动放大电路34和晶体管Q构成一电压跟随电路。

直流电平移位电路32具体包括：一偏置电阻R，它逐步降低直流输入电源电压Vcc，并提供给电源噪音消除电路33；和一偏置电路35，它响应于输入电源电压Vcc将偏置电阻R的电压降设定为一预设的直流电压电平，并将偏置电流提供给电源噪音消除电路33和差动放大电路34。

图2是表示偏置电路35结构实例的电路图。该偏置电路35一般包括：一参考电流产生电路35a，它产生一参考电流I0；和一偏置电流产生电路35b，根据参考电流I0为相应电路产生电流I1至I4。

参考电流产生电路35a包括晶体管Q1至Q3和电阻R1，R2。在本发明的实施例中，晶体管Q1是PNP型晶体管，晶体管Q2，Q3是NPN型晶体管。电阻R1和晶体管Q1的串联电路和晶体管Q2，Q3和电阻R2的串联电路连接在电源电压Vcc的电源线和接地(GND)线之间。电阻R2的端电压提供给晶体管Q1的基极，晶体管Q2的基极和集电极通过二级管连接相互连接，晶体管Q3的基极与晶体管Q1的集电极相连接。因此，晶体管Q1通过电阻R1进行偏置，晶体管Q1的电流VBE/R2流过晶体管Q2集电极中以成为参考电流I0。

偏置电流产生电路35b包括晶体管Q4至Q10。在本发明的实施例中，晶体管Q4是PNP型晶体管，晶体管Q5至Q10是NPN型晶体管。晶体管Q4，Q5的串联电路和晶体管Q6，Q7的串联电路连接在电源电压Vcc的电源线和GND线之间，晶体管Q4的基极与晶体管Q4一起组成电流镜像电路的晶体管Q2的基极相连接，晶体管Q4的集电极电流变成参考电流I0。晶体管Q5与晶体管Q7一起组成一电流镜像电路，晶体管Q6的基极与晶体管Q5的集电极相连接。晶体管Q7与相应的晶体管Q8至Q10一起组成电流镜像电路。其结果，根据参考电流I0从晶体管Q8至Q10的集电极流出的电流I4；I1，I2；I3作为偏置电流分别提供给偏置电阻R，电源噪音消除电路33和差动放大电路34。

虽然电源噪音消除电路33在被消除的电源噪音的频率和频率范围受到限制时是通过，例如低通滤波器实现的，但是最好使用如陷波滤波器的带阻滤波器以提高消除噪音的能力。

这样说，直流输出电压Vs一直保持为Vcc-电平移位电压(＝Vα)，它能够响应于电源电压Vcc将负载侧的工作电压(Vs)设定为最大值。而且，由于直流电平移位电路32从偏置电路35产生的偏置电流和偏置电阻R中获得一电平移位电压Vα，因此就能很容易地产生无限制的电平移位电压。

该电平移位电压Vα设定成大约为NPN型晶体管Q的集电极-发射极饱和电压，例如，为0.2v。这样说，它就能够响应于直流输入电源电压Vcc的直流变化将输出电压Vs设定成大约为Vcc-0.2v，使偏置电压达到最大值，以便它能够将负载侧电路的工作范围设定为最大值，充分地消除电源的噪音。

图3是表示电源噪音消除电路3结构实例的方框图。如前所述，该电源噪音消除电路33是通过一低通滤波器而形成的，它包括一跨导放大器36，一反相输入缓冲器电路37，和一电容器C。差动结构的跨导放大器36的非反相输入成为低通滤波器的输入LPFin，跨导放大器36的输出与反相输入缓冲器电路37的输入相连接，其连接点与电容器C的一端相连接，电容器C的另一端接地GND。跨导放大器36的反相输入与反相输入缓冲器电路37的输出相连接，其连接点成为低通滤波器的输出LPFout。

通过使用这种方式构成的低通滤波器和将跨导放大器36的跨导gm设定为较小值，它能够很容易地提高电源噪音消除能力。该电路的频率特性的传输功能H_LPF(s)可用下面所示的表达式表示： $H_{\mathrm{LPF}}\left(s\right)=\frac{1}{1+s\frac{C}{\mathrm{gm}}}---\left(3\right)$

虽然为了提高低频时电源噪音消除率需要将时间常数C/gm设定为较大值，但是它能够通过在C设定为允许积分的值时将gm设定为较小值而很容易地将时间常数设定为较大值。

图4是表示跨导放大器36和反相输入缓冲器电路37具体结构的电路图。该跨导放大器36通常包括：一输入电路41，一输出电路42，寄生光电流补偿电路43，44和电流镜像电路45，46。输入电路41和输出电路42是用于产生非常低跨导gm的电路。首先，将解释这些电路。

输入电路41是由相同导电类型的晶体管QN1至QN4和电阻R0构成。在本发明的实施例中，晶体管QN1至QN4是NPN型晶体管。晶体管QN1，QN2的基极相互连接成为跨导放大器36的第一输入端。而且，晶体管QN1，QN2的发射极与提供电流I1的恒流源F1共接。同样，晶体管QN3，QN4的基极相互连接成为跨导放大器36的第二输入端。而且，晶体管QN3，QN4的发射极与提供电流I1的恒流源F2共接。此外，晶体管QN1，QN2的发射极通过电阻R0与晶体管QN3，QN4的发射极相连接，晶体管QN1，QN4的集电极与电源端相连接。

另一方面，输出电路42具有一对一个是一种导电型的晶体管QP5，一个是另一种导电型的晶体管QN5和一对一个是一种导电型的晶体管QP6，一个是另一种导电型的晶体管QN6。在本发明的实施例中，晶体管QP5，QP6是PNP型的晶体管，晶体管QN5，QN6是NPN型的晶体管。晶体管QP5的基极与晶体管QN5的基极相连接，晶体管QP6的基极与晶体管QN6的基极相连接，晶体管QP5，QP6的集电极与GND共接，晶体管QN5的集电极与电源电压Vcc相连接，晶体管QN5的发射极与晶体管QN6的集电极相连接，晶体管QN6的发射极与GND相连接。

电流镜像电路45，46分别由相同导电类型的晶体管QP1，QP2；QP3，QP4构成。在本发明的实施例中，晶体管QP1至QP4是PNP型的晶体管。

在一个电流镜像电路45中，晶体管QP1，QP2的基极相互连接，晶体管QP1的集电极与晶体管QP1，QP2的基极共接。晶体管QP1，QP2的发射极分别与电源电压Vcc相连接。晶体管QP1的集电极与输入电路41的晶体管QN2的集电极相连接。晶体管QP2的集电极与输出电路42的晶体管QP5的发射极相连接。

在另一个电流镜像电路46中，晶体管QP3，QP4的基极相互连接，晶体管QP3的集电极与晶体管QP3，QP4的基极共接。晶体管QP3，QP4的发射极分别与电源电压Vcc相连接。晶体管QP3的集电极与输入电路41的晶体管QN3的集电极相连接。晶体管QP4的集电极与输出电路42的晶体管QP6的发射极相连接。

这里，晶体管QP1，QP2；QP3，QP4的发射极面积比分别为S3∶S4。

寄生光电流补偿电路43分别由相同导电类型的晶体管QP9，QP10；QP11，QP12构成。在本发明的实施例中，晶体管QP9至QP12是PNP型的晶体管。

在一个寄生光电流补偿电路43中，晶体管QP9，QP10的基极相互连接，晶体管QP9的集电极与晶体管QP9，QP10的基极共接。晶体管QP9，QP10的发射极分别与电源电压Vcc相连接。晶体管QP10的集电极与输出电路42的晶体管QP5，QN5的基极共接。

在另一个寄生光电流补偿电路44中，晶体管QP11，QP12的基极相互连接，晶体管QP11的集电极与晶体管QP11，QP12的基极共接。晶体管QP11，QP12的发射极分别与电源电压Vcc相连接。晶体管QP12的集电极与输出电路42的晶体管QP6，QN6的基极共接。

反相输入缓冲器电路37是由相互为不同导电类型的晶体管QP7，QP8，QN7，QN8和提供电流I2的恒流源F3构成。在本发明的实施例中，一种导电类型的晶体管QP7，QP8是PNP型的晶体管，另一种导电类型的晶体管QN7，QN8是NPN型的晶体管。

晶体管QN7，QN8的基极相互连接，晶体管QN8的集电极与晶体管QN7，QN8的基极共接。晶体管QN7，QN8的发射极分别与GND相连接。晶体管QN7的集电极与晶体管QP7的基极相连接。

晶体管QP7的基极与输出电路42的晶体管QP5，QN5的基极相连接。晶体管QP7的发射极经过恒流源F3与电源电压Vcc相连接，还与作为跨导放大器36的第二输入端工作的输入电路41的晶体管QN3，QN4的基极相连接。晶体管QP7的集电极与晶体管QP8的发射极相连接。晶体管QP8的基极与晶体管QN8的集电极相连接。晶体管QP8的集电极与GND相连接。晶体管QP7的发射极作为反相输入缓冲器电路37的输出端工作，成为低通滤波器的输出LPFout。

作为差动电流的晶体管QN2，QN3的集电极电流in2，in3在电流镜像电路45，46中被返回，分别输入给晶体管QP5，QP6的发射极，将晶体管QP5，QN5的基极作为电流输出，电容器C的一端与该输出相连接。作为输入LPFin的电压Vin在晶体管QN2，QN3的基极端之间输入，电流in2，in3以反相分别从电流镜像电路45，46作为集电极电流输出给晶体管QN2，QN3的集电极。

晶体管QN1，QN2的发射极面积比和晶体管QN4，QN3的发射极面积比分别用S1∶S2表示，跨导是gm1，gm1，in2和in3分别从下面的所示表达式中获得： $\mathrm{gm}1=\frac{1}{R2}\×\frac{S2}{S1+S2}---\left(4\right)$ $\mathrm{in}2=\mathrm{vin}\×\mathrm{gm}1=\mathrm{vin}\×\frac{1}{R2}\×\frac{S2}{S1+S2}---\left(5\right)$ $\mathrm{in}3=-\mathrm{vin}\×\mathrm{gm}1=-\mathrm{vin}\×\frac{1}{R2}\×\frac{S2}{S1+S2}---\left(6\right)$

在此情况下，为了方便起见晶体管QN2，QN3的发射极电阻可忽略。

下面，作为集电极电流in2，in3取出的电流分别在晶体管QP1，QP2和晶体管QP3，QP4的电流镜像电路45，46中作为电流ip2，ip3被返回，输入给输出电路42的相应晶体管QP5，QP6的发射极。在本发明的实施例中，晶体管QP1至QP4是PNP型的晶体管。虽然通过降低晶体管QP1，QP2和晶体管QP3，QP4的电流镜像电路45，46的反射系数能够较多地降低跨导gm，但是这里为了方便假定反射系数是1∶1。

跨导放大器36的输出是晶体管QP5的基极与晶体管QN5的基极相连接的节点。获得晶体管QP5的基极电流ip5b和晶体管QN5的基极电流in5b和得到整个跨导放大器36的跨导gm可用下面的表达式表示。这里，晶体管的电流放大率hfe在PNP型晶体管中用hfep表示，在NPN型晶体管中用hfen表示。

首先，下面的表达式为： $\mathrm{ip}5b=\mathrm{ip}2\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}=\mathrm{in}2\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}---\left(7\right)$ $\mathrm{in}5b=\mathrm{ip}3\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}\×\mathrm{hfen}\×\frac{1}{\mathrm{hfen}}$ $=\mathrm{in}3\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}---\left(8\right)$ 根据上述的表达式5至8，可获得下面的表达式： $\mathrm{in}5b=\mathrm{in}2\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}$ $=\mathrm{vin}\×\frac{1}{R2}\×\frac{S2}{S1+S2}\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}---\left(9\right)$ $\mathrm{in}5b=\mathrm{in}3\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}$ $=-\mathrm{vin}\×\frac{1}{R2}\×\frac{S2}{S1+S2}\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}---\left(10\right)$ 根据上述的表达式9，10，电容器C的电流io表达如下：io＝ip5b-in5b $=\mathrm{vin}\×\frac{1}{R2}\×\frac{S2}{S1+S2}\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}\×2---\left(11\right)$ 因此，可得到下面的表达式： $\mathrm{gm}=\frac{\mathrm{io}}{\mathrm{vin}}=\frac{1}{R2}\×\frac{S2}{S1+S2}\×\frac{1}{\mathrm{hfep}}\×2---\left(12\right)$

这里，例如，假定R2＝400kΩ(集成电路中电阻的实际最大值)，S1∶S2＝4∶1，hfep＝50和C＝20pF，可得到下面的表达式： $\mathrm{gm}=\frac{1}{400\mathrm{k\Ω}}\×\frac{1}{4+1}\×\frac{1}{50}\×2=\frac{1}{50\mathrm{M\Ω}}---\left(13\right)$

因此，能够很容易地产生非常大的电阻，即，非常小的跨导gm。例如，在大约为40kHz的低通滤波器的噪音消除率用下面的方式计算出： $\left|H_{\mathrm{LPF}}\left(s\right)\right|=\frac{1}{\sqrt{1+{\left[\frac{2\mathrm{\πfC}}{\mathrm{gm}}\right]}^2}}$ $=\frac{1}{\sqrt{1+[\frac{2\mathrm{\π}\×40\mathrm{kHz}\×20\mathrm{pE}}{1/50\mathrm{M\Ω}}}}\underset{\·}{\overset{\·}{=}}0.004---\left(14\right)$

然后，从上述值大致为0.004中噪音消除能力变为大致为48dB，它能够充分满足迄今为止所要求的电源噪音消除的能力。

虽然预言电源噪音从直流输入电源电压Vcc中直接影响低通滤波器自身，但是这种噪音能被消除，因为跨导放大器36具有一个与晶体管QN2，QN3相同的差动结构，是一对称结构。

如上所述，由于使用了晶体管QP5，QN5的基极电流io，和产生足够小的跨导gm以实现低通滤波器，因此即使在电容C设定为允许积分的值时，它也能够获得对应于低频信号的较大时间常数。而且，集成电路的方法通常是非常广泛的，通过使用非常低的成本方法就能够实现。此外，由于它能够使用数十个电路元件就能实现，因此它的构成成本就较低。

在一种检测如上述红外遥控光等的设备中，总的来说，它就不能避免光进入或回绕该设备以使集成电路的寄生光电二极管工作。在此情况下，就特别需要注意PNP型晶体管。在一般的双极性集成电路中，能够便于制造而不需要使用特殊工艺过程的横向结构就经常用作PNP型晶体管。但是，横向的PNP型晶体管具有一种设有基极端的寄生光电二极管的结构。其截面结构视图如图5所示。

因此，在使用微小电流和横向PNP型晶体管用于图4所示的电路中的情况下，该电路由于光的回绕不能根据设计值而工作。通常假定在最坏的情况下寄生光电流为几个nA。因此，在处理较小电流的情况下它是个问题。本发明的构成方式能使输入电路41具有如上所述的差动结构，因此，即使在晶体管QP5，QP6的基极端产生寄生光电流时，该寄生光电流也能被消除，跨导gm不会产生变化。但是，在使用晶体管的处理非常小的基极电流的这些部件中，能够通过添加由相同结构的晶体管而形成的寄生光电流补偿电路43，44降低寄生光电流的影响。

换句话说，在图4电路的实例中，由使用横向PNP型的晶体管QP5，QP6构成的跨导放大器36的输出电路42配备分别用晶体管QP9，QP10，QP11，QP12形成的电流镜像电路构成的寄生光电流补偿电路43，44。因此，它能够降低寄生光电流对微小电流的影响。

另一方面，考虑到寄生光电流的影响，它还能够通过使用垂直的PNP型晶体管作为PNP型晶体管来降低寄生光电流本身。在图6中，图示的是常用垂直PNP型晶体管的截面结构图。

虽然即使在此情况下，由于光的回绕在寄生的光电二极管中产生寄生光电流，但是基极端的寄生光电二极管很难受到这种回绕的影响，易于受到这种回绕影响的寄生光电二极管的电流从外延岛流向图6所示的衬底，以便对电路工作不会产生影响。而且在上述方式中，寄生光电流对微小电流的影响能被降低。

下面将根据图7，8A，8B解释本发明的另一个实施例。

图7是表示本发明另一个实施例的恒压电路中电源噪音消除电路33a的电路图。该电源噪音消除电路33a与图4中所示的电源噪音消除电路33相似。相应的部分设有相同的参考标号，省略对其所作的解释。应该注意在该电源噪音消除电路33a中，在跨导放大器的输出电路42a内，PNP型晶体管QP5的集电极经过参考电压源50与GND相连接。

这是起抑制作用，因为单个晶体管具有不同的集电极-发射极电压Vce，在晶体管之间就会产生电流差，在上述的表达式7至10中产生误差，输出到差动放大电路34的输出LPFout的直流电压偏离而产生一个偏差，对于图1的直流电平移位电压来说，关系式Vs＝Vcc-Vα偏离而产生特性变化。换句话说，对于晶体管QP5的集电极来说，参考电压源50的参考电压Vref经过调节以便晶体管QP5的集电极-发射极电压Vce具有与晶体管QP6集电极-发射极电压Vce值大致相等的值，晶体管QP5的集电极-发射极电压Vce要求与晶体管QP6的集电极-发射极电压Vce相匹配。因此它能够抑制输出LPFout的偏差。

而且，虽然在此描述的是PNP型晶体管，因为在PNP型晶体管中，厄列电压(早期电压)是较低的，与NPN型晶体管相比较电流放大率通常易于受到集电极-发射极电压Vce的影响，但是它也对NPN型晶体管适用。

图8A是进一步降低集电极-发射极电压Vce影响的一种结构的方框图。在图4的结构中，电源电压Vcc的直流电平产生变化时，跨导放大器输出电路42的晶体管QP6的集电极-发射极电压Vcc就通过晶体管QN6的基极-发射极电压VBE和晶体管QP6的基极-发射极电压VBE基本上固定为2VBE，而在晶体管QP5基极的直流电压产生变化时，因此就会在晶体管QP5，QP6的特性中产生不平衡，产生偏差电压。

参考图8A，第一缓冲器电路51的输入与晶体管QP5的基极相连接。移位直流电平的电平调节电路52的输入与第一缓冲器电路的输出相连接。因此，电平调节电路52添加在第一缓冲器电路51的输出。第二缓冲器电路53与电平调节电路52的输出相连接，第二缓冲器电路53的输出与晶体管QP5的集电极相连接。

在图8A的结构中，通过将晶体管QP5的基极电压经过第一缓冲器电路51加给电平调节电路52，和响应于该基极电压偏置第二缓冲器电路53中的晶体管QP5的集电极电压，晶体管QP5的集电极-发射极电压Vce一直保持恒定。因此，晶体管QP5的集电极-发射极电压Vce就变为固定电压而不管电源电压Vcc的变化，其结果它就能够工作而不会产生厄列效应的影响。

而且，虽然集电极-发射极Vcc的影响通过本发明实施例中图8A所示的结构能够改善很多，但是也可用图8B所示的结构来替换它。换句话说，参考图8B，第一缓冲器电路51的输入与晶体管QP5的基极相连接。第一缓冲器电路51的输出与上述晶体管的集电极相连接。而且在这种结构中，它能够获得与图8A所示结构的同样效果。

更进一步地讲，通过使用图1至8B所示的本发明实施例的恒压电路代替用在图9所示红外遥控接收机1中的恒压电路20，它能够实现很难受到电源噪音影响的红外遥控接收机。

虽然双极性晶体管可用作构成本发明实施例中电源噪音消除电路33的晶体管，但是也可用场效应管(FET)来代替它。而且，场效应管或者是结型场效应管，或者是MOS型场效应管(MOS FET)。在使用场效应管的情况下，在本说明书有关电源噪音消除电路33的描述中，PNP型晶体管可考虑作为p沟道型FET，NPN型晶体管可考虑作为n沟道型FET，基极，集电极和发射极可分别看作是栅极，漏极和源极。而且，在这种结构中，它能够获得与本发明实施例中相同的效果。

在没有脱离本发明的精神或实质特征的情况下本发明可以其它的具体形式来体现。因此本发明的实施例无论从哪方面来看可被看作是起解释作用的，而不是起限制作用，本发明的保护范围用后面的权利要求而不是前面的描述来表示，因此所有落在权利要求的意义和等效范围内的变化都被认为包含在此中。

Claims (11)

1.一种通过响应于直流输入电源电压输出一个直流恒压来消除电源噪音的恒压电路，

该恒压电路包括：

一直流电平移位电路，用于通过一设定的直流电压电平实现从输入电源电压开始的移位；

一电源噪音消除电路，它包括一跨导放大器，用于从直流电平移位电路输出消除电源噪音；

一NPN型晶体管，它串接入输入和输出端之间的电源线，NPN型晶体管的基极通过电源噪音消除电路的输出驱动。

2.如权利要求1所述的恒压电路，

其中，直流电平移位电路中的电平移位量设定成大约为PNP型晶体管集电极-发射极的饱和电压。

3.如权利要求1所述的恒压电路，

其中，构成电源噪音消除电路的跨导放大器的输入电路设有相同导电类型的第一至第四晶体管和电阻；

第一和第二晶体管的基极或栅极相互连接以变成跨导放大器的第一输入端，第一和第二晶体管的发射极或源极与第一恒流源共接；

第三和第四晶体管的基极或栅极相互连接以变成跨导放大器的第二输入端，第三和第四晶体管的发射极或源极与第二恒流源共接；

第一和第二晶体管的发射极或源极通过电阻与第三和第四晶体管的发射极或源极相连接；和

第一和第四晶体管的集电极或漏极与电源端相连接。

4.如权利要求1所述的恒压电路，

其中，构成电源噪音消除电路的跨导放大器的输出电路设有相互是不同导电类型的第五和第六晶体管；

第五晶体管的基极或栅极与第六晶体管的基极或栅极相连接；和

跨导放大器的电容通过基极或栅极电流进行充电或放电。

5.如权利要求4所述的恒压电路，

其中，构成电源噪音消除电路的跨导放大器的输出电路还设有与第五和第六晶体管一致的相互是不同导电类型的第七和第八晶体管；

一种导电类型的第五晶体管与另一种类型的第六晶体管是成对的，一种导电类型的第七晶体管与另一种类型的第八晶体管是成对的；

第七晶体管的基极或栅极与第八晶体管的基极或栅极相连接，第五和第七晶体管的集电极或漏极与接地极(GND)或电源共接，第六晶体管的集电极或漏极与电源或GND相连接，第六晶体管的发射极或源极与第八晶体管的集电极或漏极相连接，和第八晶体管的发射极或源极与GND或电源相连接；

一差动电流从输入电路输入给第五和第七晶体管的发射极或源极。

6.如权利要求5所述的恒压电路，

其中，在第五至第八晶体管中，使用微小基极或栅极电流的晶体管是PNP型的晶体管，其中晶体管的形成为一种横向结构，相对于PNP型晶体管，可设置一寄生的光电流补偿电路。

7.如权利要求5所述的恒压电路，

其中，在第五至第八晶体管中，最好是使用微小基极或栅极电流的晶体管是PNP型的晶体管，其中PNP型晶体管的形成为一种垂直结构。

8.如权利要求5所述的恒压电路，

其中，一电压提供给第五和第七晶体管的至少其中之一的集电极，晶体管的集电极-发射极的电压设定为大致相同的值。

9.如权利要求5所述的恒压电路，

其中，第一缓冲器电路的输入与第五和第七晶体管的至少其中之一的基极或栅极相连接，该缓冲器电路的输出与前述晶体管的集电极或漏极相连接。

10.如权利要求5所述的恒压电路，

其中，第一缓冲器电路的输入与第五和第七晶体管的至少其中之一的基极或栅极相连接，移位直流电平的电平调节电路加在第一缓冲器电路的输出端，第二缓冲器电路的输入与电平调节电路的输出相连接，第二缓冲器电路的输出与第五和第七晶体管的至少其中之一的集电极或漏极相连接。

11.一种红外遥控接收机，它包括权利要求1所述的恒压电路。

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