JP4483424B2 - フィルタ回路および増幅回路 - Google Patents
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Description
本発明は、低域通過型のフィルタ回路とこれを用いた増幅回路に関するものである。
図11は、2次のローパスフィルタ回路の一般的な構成例を示す図である。
図11に示すフィルタ回路は、入力端子Tiと、出力端子Toと、npnトランジスタQA,QB,QCと、抵抗RA,RB,RC,RDと、定電流回路IB,ICとを有する。
npnトランジスタQAは、ベースが入力端子Tiに接続され、エミッタが抵抗RAを介して接地ラインGに接続され、コレクタが抵抗RBを介して電源ラインVccに接続される。
npnトランジスタQBは、ベースがnpnトランジスタQAと抵抗RAとの接続点に接続され、コレクタが電源ラインVccに接続され、エミッタが定電流回路IBを介して接地ラインGに接続される。
抵抗RCは、その一方の端子がnpnトランジスタQBのエミッタに接続され、他方の端子がキャパシタCCを介して接地ラインGに接続される。
抵抗RDは、その一方の端子が抵抗RCとキャパシタCCとの接続点に接続され、他方の端子がキャパシタCDを介して接地ラインGに接続される。
抵抗RC,RDおよびキャパシタCC,CDは、図11に示すように梯子型に接続されており、2次のローパスフィルタ回路を構成している。
抵抗RDは、その一方の端子が抵抗RCとキャパシタCCとの接続点に接続され、他方の端子がキャパシタCDを介して接地ラインGに接続される。
抵抗RC,RDおよびキャパシタCC,CDは、図11に示すように梯子型に接続されており、2次のローパスフィルタ回路を構成している。
npnトランジスタQCは、ベースが抵抗RDとキャパシタCDとの接続点に接続され、コレクタが電源ラインVccに接続され、エミッタが定電流回路ICを介して接地ラインGに接続されるとともに、出力端子Toに接続される。
入力端子Tiには、バイアス回路VBによって直流バイアス電圧が与えられた信号源Viから電圧信号viが入力される。電圧信号viは、npnトランジスタQAおよび抵抗RA,RBで構成される増幅回路において増幅された後、npnトランジスタQBおよび定電流回路IBで構成されるエミッタフォロア回路を介して、梯子型のローパスフィルタ回路(抵抗RC,RD、キャパシタCC,CD)に入力される。ローパスフィルタ回路において高域成分を除去された信号は、npnトランジスタQCおよび定電流回路ICで構成されるエミッタフォロア回路を介して、出力端子Toより電圧voとして出力される。
図11に示すフィルタ回路の伝達関数(vo/vi)は、次式のように表される。
ただし、上式において‘rA’,‘rB’は抵抗RA,RBの抵抗値を示す。
‘r1’,‘r2’は抵抗RC,RDの抵抗値を示す。
‘c1’,‘c2’はキャパシタCC,CDのキャパシタンスを示す。
また、‘ω0’はカットオフ周波数、‘Q’はクオリティファクタを示す。
‘r1’,‘r2’は抵抗RC,RDの抵抗値を示す。
‘c1’,‘c2’はキャパシタCC,CDのキャパシタンスを示す。
また、‘ω0’はカットオフ周波数、‘Q’はクオリティファクタを示す。
図11に示すフィルタ回路は、基本的に抵抗とキャパシタの回路によって伝達関数が決まる受動型のフィルタ回路であるが、この他に、例えば図12に示すような能動型のフィルタ回路も一般的に用いられている。
図12に示すフィルタ回路は、図11に示すフィルタ回路におけるキャパシタCCを、接地ラインGから切り離して出力端子Toに繋ぎ替えたものである。
抵抗RC,RD、キャパシタCC,CD、エミッタフォロア回路(npnトランジスタQC、定電流回路IC)で構成される部分は、2次の能動型ローパスフィルタ回路である(特許文献1の図9を参照)。
抵抗RC,RD、キャパシタCC,CD、エミッタフォロア回路(npnトランジスタQC、定電流回路IC)で構成される部分は、2次の能動型ローパスフィルタ回路である(特許文献1の図9を参照)。
図12に示すフィルタ回路の伝達関数(vo/vi)、カットオフ周波数ω0、クオリティファクタQは、それぞれ次式のように表される。
ところで、図11および図12に示すフィルタ回路では、電圧信号を増幅するための増幅部(npnトランジスタQA、抵抗RA,RB)と、周波数特性を決定するフィルタ部とがそれぞれ別個に設けられている。そのため、入力端子Tiから出力端子Toへ至る信号経路には、信号の増幅に用いられる抵抗RA,RBと、フィルタの周波数特性を決める抵抗RC,RDとが別々に存在している。
このように、信号の伝播経路上に抵抗が多く存在すると、各抵抗において発生する熱雑音が信号に重畳するため、ノイズ指数が大きくなり、信号の品質が低下するという不利益がある。
このように、信号の伝播経路上に抵抗が多く存在すると、各抵抗において発生する熱雑音が信号に重畳するため、ノイズ指数が大きくなり、信号の品質が低下するという不利益がある。
また、増幅部とフィルタ部とを別個に設ける構成では、両者を接続するためにバッファ回路(npnトランジスタQB、定電流回路IB)が必要になる。そのため、バッファ回路のバイアス電流によって消費電力が増えたり、バッファ回路で生じる電圧シフト(npnトランジスタQBのベース−エミッタ間の電圧シフト)により信号のダイナミックレンジが狭くなったり、部品の点数が多くなる等の不利益がある。
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ノイズ指数の増大を抑制しつつ、消費電力を削減できるフィルタ回路と、そのようなフィルタ回路を用いて構成される増幅回路を提供することにある。
上記の目的を達成するため、本発明のフィルタ回路は、入力端子および出力端子と、上記入力端子から入力される電圧信号を所定のトランスコンダクタンスをもって電流信号に変換し出力するトランスコンダクタンス増幅回路と、上記トランスコンダクタンス増幅回路の電流信号出力ノードに発生する電圧信号に比例した電圧信号を上記出力端子へ出力するバッファ回路と、一方の端子が上記電流信号出力ノードに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される、第1の抵抗および第2の抵抗の直列回路と、一方の端子が上記電流信号出力ノードに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される第1のキャパシタと、上記第1の抵抗と上記第2の抵抗との接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が上記出力端子に接続されるか、もしくは一定の電位に保持される第2のキャパシタとを有する。
また、本発明の増幅回路は、それぞれ所定のゲインを有する上記本発明のフィルタ回路を複数有しており、当該複数のフィルタ回路が縦続に接続されている。
上記本発明によると、上記入力端子の電圧信号に対する上記出力端子の電圧信号のゲインは、直流において、上記トランスコンダクタンス増幅回路のトランスコンダクタンスと、上記第1の抵抗および上記第2の抵抗の抵抗値とに応じた値を持つ。また、上記ゲインの周波数特性は、上記第1の抵抗および上記第2の抵抗の抵抗値と、上記第1のキャパシタおよび上記第2のキャパシタのキャパシタンスとに応じた特性を持つ。
すなわち、上記第1の抵抗および上記第2の抵抗が、電圧信号の増幅用とフィルタ特性の設定用に共用されるため、増幅部とフィルタ部とを別個に設けてそれぞれに抵抗を使う場合に比べて、信号経路上の抵抗の数が少なくなる。
また、増幅部とフィルタ部とを別個に設ける際に必要であったバッファ回路が不要になり、その分の消費電力が削減される。
すなわち、上記第1の抵抗および上記第2の抵抗が、電圧信号の増幅用とフィルタ特性の設定用に共用されるため、増幅部とフィルタ部とを別個に設けてそれぞれに抵抗を使う場合に比べて、信号経路上の抵抗の数が少なくなる。
また、増幅部とフィルタ部とを別個に設ける際に必要であったバッファ回路が不要になり、その分の消費電力が削減される。
上記本発明において、上記トランスコンダクタンス増幅回路は、ベースが上記入力端子に接続され、コレクタが上記電流信号出力ノードに接続される第1のトランジスタと、一方の端子が上記第1のトランジスタのエミッタに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される第3の抵抗と、を含んでも良く、上記バッファ回路は、ベースが上記電流信号出力ノードに接続され、エミッタが上記出力端子に接続される第2のトランジスタを含んでも良い。
この場合、上記第1のトランジスタおよび上記第2のトランジスタは、バイポーラトランジスタであっても良い。
この場合、上記第1のトランジスタおよび上記第2のトランジスタは、バイポーラトランジスタであっても良い。
また、上記本発明において、上記トランスコンダクタンス増幅回路は、ゲートが上記入力端子に接続され、ドレインが上記電流信号出力ノードに接続される第3のトランジスタと、一方の端子が上記第3のトランジスタのソースに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される第3の抵抗とを含んでも良く、上記バッファ回路は、ゲートが上記電流信号出力ノードに接続され、ソースが上記出力端子に接続される第4のトランジスタを含んでも良い。
この場合、上記第3のトランジスタおよび上記第4のトランジスタは、電界効果トランジスタであっても良い。
この場合、上記第3のトランジスタおよび上記第4のトランジスタは、電界効果トランジスタであっても良い。
また、上記本発明において、上記トランスコンダクタンス増幅回路は、入力される制御信号に応じてトランスコンダクタンスを変化させても良い。
これにより、上記入力端子の電圧信号に対する上記出力端子の電圧信号の直流ゲインは上記制御信号に応じて変化する。
これにより、上記入力端子の電圧信号に対する上記出力端子の電圧信号の直流ゲインは上記制御信号に応じて変化する。
本発明によれば、電圧信号の増幅に用いる抵抗とフィルタ特性の設定に用いる抵抗とを共用することで、ノイズ指数の増大を抑制しつつ、消費電力を削減することができる。
以下、本発明を4つの実施形態について、図面を参照して説明する。
<第1の実施形態>
図1は、本発明の第1の実施形態に係るフィルタ回路の構成の一例を示す図である。
図1に示すフィルタ回路は、入力端子Tiおよび出力端子Toと、トランスコンダクタンス増幅回路10と、抵抗R1およびR2と、キャパシタC1およびC2と、バッファ回路20とを有する。
図1は、本発明の第1の実施形態に係るフィルタ回路の構成の一例を示す図である。
図1に示すフィルタ回路は、入力端子Tiおよび出力端子Toと、トランスコンダクタンス増幅回路10と、抵抗R1およびR2と、キャパシタC1およびC2と、バッファ回路20とを有する。
なお、入力端子Tiおよび出力端子Toは、本発明の入力端子および出力端子の一実施形態である。
トランスコンダクタンス増幅回路10は、本発明のトランスコンダクタンス増幅回路の一実施形態である。
抵抗R1およびR2は、本発明の第1の抵抗および第2の抵抗の一実施形態である。
キャパシタC1は、本発明の第1のキャパシタの一実施形態である。
キャパシタC2は、本発明の第2のキャパシタの一実施形態である。
バッファ回路20は、本発明のバッファ回路の一実施形態である。
トランスコンダクタンス増幅回路10は、本発明のトランスコンダクタンス増幅回路の一実施形態である。
抵抗R1およびR2は、本発明の第1の抵抗および第2の抵抗の一実施形態である。
キャパシタC1は、本発明の第1のキャパシタの一実施形態である。
キャパシタC2は、本発明の第2のキャパシタの一実施形態である。
バッファ回路20は、本発明のバッファ回路の一実施形態である。
トランスコンダクタンス増幅回路10は、入力端子Tiから入力される電圧信号viをトランスコンダクタンスgmをもって電流信号isに変換し、ノードN1へ出力する。
電流信号isは、電圧信号viおよびトランスコンダクタンスgmを用いて次式のように表される。
電流信号isは、電圧信号viおよびトランスコンダクタンスgmを用いて次式のように表される。
バッファ回路20は、ノードN1に発生する電圧信号に比例した電圧信号voを出力端子Toへ出力する。
バッファ回路20は、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器として機能するため、ノードN1に流れ込む電流信号isのほとんどは抵抗R2とキャパシタC2へ分流する。
バッファ回路20は、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器として機能するため、ノードN1に流れ込む電流信号isのほとんどは抵抗R2とキャパシタC2へ分流する。
抵抗R1およびR2は直列に接続されており、当該直列回路の一方の端子がノードN1に、他方の端子が接地ラインGに接続される。図11の例では、抵抗R2がノードN1に接続され、抵抗R1が接地ラインGに接続されている。
なお、この抵抗直列回路においてノードN1に接続されてない側の端子は、少なくとも一定の電位に保持されていれば良いため、例えば後述する図2のフィルタ回路のように、電源ラインVccへ接続しても良い。
なお、この抵抗直列回路においてノードN1に接続されてない側の端子は、少なくとも一定の電位に保持されていれば良いため、例えば後述する図2のフィルタ回路のように、電源ラインVccへ接続しても良い。
キャパシタC1は、抵抗R1およびR2の接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が出力端子Toに接続される。
キャパシタC2は、一方の端子がノードN1に接続され、他方の端子が接地ラインGに接続される。なお、この他方の端子は、少なくとも一定の電位に保持されていれば良いため、例えば電源ラインVccへ接続しても良い。
図1に示すフィルタ回路の伝達関数(vo/vi)、カットオフ周波数ω0、クオリティファクタQは、それぞれ次式で表される。
ただし、上式において、‘r1’,‘r2’は抵抗R1,R2の抵抗値を示す。
‘c1’,‘c2’はキャパシタC1,C2のキャパシタンスを示す。
‘c1’,‘c2’はキャパシタC1,C2のキャパシタンスを示す。
図2は、図1に示すフィルタ回路の伝達関数の周波数特性の一例を図解した図である。
図2に示すように、図1に示すフィルタ回路の直流ゲインA0は、トランスコンダクタンスgmと抵抗値r1およびr2とに応じた値を有する。
また、カットオフ周波数ω0より高い周波数において、2次のローパスフィルタとして動作する。すなわち、周波数が2倍になるごとにゲインが約12dB減少する。
図2に示すように、図1に示すフィルタ回路の直流ゲインA0は、トランスコンダクタンスgmと抵抗値r1およびr2とに応じた値を有する。
また、カットオフ周波数ω0より高い周波数において、2次のローパスフィルタとして動作する。すなわち、周波数が2倍になるごとにゲインが約12dB減少する。
ただし、次式に示す周波数ω1より高い周波数では、式(8)の分子に含まれる変数sの1次の項の影響により、1次のローパスフィルタとして動作する。
したがって、周波数ω1が周波数ω0に対して十分大きくなるように抵抗とキャパシタの値を設定することにより、図1に示すフィルタ回路は2次のローパスフィルタとして動作する。
ここで、図1に示すフィルタ回路のより具体的な構成について説明する。
図3は、図1に示すフィルタ回路の一具体例を示す図である。
図3に示すフィルタ回路は、入力端子Tiおよび出力端子Toと、抵抗R1,R2,R3と、キャパシタC1,C2と、npnトランジスタQ1およびQ2と、定電流回路I2とを有する。
図3に示すフィルタ回路は、入力端子Tiおよび出力端子Toと、抵抗R1,R2,R3と、キャパシタC1,C2と、npnトランジスタQ1およびQ2と、定電流回路I2とを有する。
npnトランジスタQ1は、ベースが入力端子Tiに接続され、コレクタがノードN1に接続され、エミッタが抵抗R3を介して接地ラインGに接続される。
npnトランジスタQ1および抵抗R3は、図1に示すフィルタ回路におけるトランスコンダクタンス増幅回路10に相当する。抵抗R3の抵抗値を‘r3’とすると、トランスコンダクタンスgmは抵抗値r3の逆数(1/r3)に概ね等しくなる。
npnトランジスタQ1および抵抗R3は、図1に示すフィルタ回路におけるトランスコンダクタンス増幅回路10に相当する。抵抗R3の抵抗値を‘r3’とすると、トランスコンダクタンスgmは抵抗値r3の逆数(1/r3)に概ね等しくなる。
npnトランジスタQ2は、ベースがノードN1に接続され、コレクタが電源ラインVccに接続され、エミッタが出力端子Toおよび定電流回路I2の一方の端子に接続される。定電流回路I2の他方の端子は接地ラインGに接続される。
npnトランジスタQ2および定電流回路I2は、図1に示すフィルタ回路におけるバッファ回路20に相当する。
npnトランジスタQ2および定電流回路I2は、図1に示すフィルタ回路におけるバッファ回路20に相当する。
抵抗R1およびR2は直列に接続されており、当該直列回路の一方の端子がノードN1に、他方の端子が電源ラインVccに接続される。
キャパシタC1は、抵抗R1およびR2の接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が出力端子Toに接続される。
キャパシタC2は、一方の端子がノードN1に接続され、他方の端子が接地ラインGに接続される。
キャパシタC1は、抵抗R1およびR2の接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が出力端子Toに接続される。
キャパシタC2は、一方の端子がノードN1に接続され、他方の端子が接地ラインGに接続される。
図3に示すフィルタ回路では、バイアス回路VBによって直流バイアス電圧が与えられた信号源Viから電圧信号viが発生し、入力端子Tinへ入力される。電圧信号viは、npnトランジスタQ1および抵抗R3で構成されるトランスコンダクタンス増幅回路において電流信号に変換され、ノードN1に出力される。ノードN1の電圧信号は、npnトランジスタQ2および定電流回路I2で構成されるバッファ回路においてnpnトランジスタQ2のベース−エミッタ間電圧だけ低電圧側にシフトされて、出力端子Toより電圧信号voとして出力される。
図3に示すフィルタ回路の伝達関数は、図1に示すフィルタ回路と同様に式(8)〜(10)で表される。
図3に示すフィルタ回路の伝達関数は、図1に示すフィルタ回路と同様に式(8)〜(10)で表される。
なお、図1に示すフィルタ回路は、図3に示すようにバイポーラトランジスタを用いて構成可能であるが、これに限らず、例えばMOSトランジスタ等の電界効果トランジスタを用いても構成可能である。
図4は、図1に示すフィルタ回路をMOSトランジスタを用いて構成する例を示す図である。
図4に示すフィルタ回路は、図3に示すフィルタ回路におけるnpnトランジスタQ1,Q2をn型MOSトランジスタQ3,Q4にそれぞれ置き換えたものであり、その他の構成は同一である。
図4に示すフィルタ回路は、図3に示すフィルタ回路におけるnpnトランジスタQ1,Q2をn型MOSトランジスタQ3,Q4にそれぞれ置き換えたものであり、その他の構成は同一である。
n型MOSトランジスタQ3は、ゲートが入力端子Tiに接続され、ドレインがノードN1に接続され、ソースが抵抗R3を介して接地ラインGに接続される。
n型MOSトランジスタQ4は、ゲートがノードN1に接続され、ドレインが電源ラインVccに接続され、ソースが出力端子Toに接続される。
n型MOSトランジスタQ4は、ゲートがノードN1に接続され、ドレインが電源ラインVccに接続され、ソースが出力端子Toに接続される。
図4に示すフィルタ回路において、n型MOSトランジスタQ3の相互コンダクタンスを‘gm(Q3)’とすると、n型MOSトランジスタQ3および抵抗R3で構成されるトランスコンダクタンス増幅回路のトランスコンダクタンスgmは、概ね次式のように表される。
従って、r3>>1/gm(Q3)が成立する場合、トランスコンダクタンスgmは抵抗値r3の逆数(1/r3)とほぼ等しくなる。
逆に、r3<<1/gm(Q3)が成立する場合、トランスコンダクタンスgmはn型MOSトランジスタQ3の相互コンダクタンスgm(Q3)とほぼ等しくなる。
逆に、r3<<1/gm(Q3)が成立する場合、トランスコンダクタンスgmはn型MOSトランジスタQ3の相互コンダクタンスgm(Q3)とほぼ等しくなる。
図4に示すフィルタ回路の伝達関数についても、図1に示すフィルタ回路と同様に式(8)〜(10)で表される。
以上説明したように、本実施形態に係るフィルタ回路のゲイン(vo/vi)は、直流において、トランスコンダクタンスgmと抵抗値r1,r2とに応じた値(gm×(r1+r2))を有しており、また、このゲイン(vo/vi)の周波数特性は、抵抗値r1,r2とキャパシタンスc1,c2とに応じた2次のローパスフィルタの特性を持つ。
すなわち、抵抗R1およびR2を、電圧信号の増幅用とフィルタ特性の設定用に共有することができる。したがって、図11や図12に示す従来のフィルタ回路のように、増幅部とフィルタ部とを別個に設けてそれぞれに抵抗を使用する場合に比べて、信号経路上の抵抗の数を少なくすることができる。例えば図12に示すフィルタ回路では信号経路上に4個の抵抗(RA,RB,RC,RD)が存在するのに対し、図3に示すフィルタ回路ではこれより1つ少ない3つの抵抗(R1,R2,R3)で済んでいる。その結果、抵抗で発生する熱雑音によるノイズ指数の増大を抑えて、出力信号の品質を向上させることができる。
すなわち、抵抗R1およびR2を、電圧信号の増幅用とフィルタ特性の設定用に共有することができる。したがって、図11や図12に示す従来のフィルタ回路のように、増幅部とフィルタ部とを別個に設けてそれぞれに抵抗を使用する場合に比べて、信号経路上の抵抗の数を少なくすることができる。例えば図12に示すフィルタ回路では信号経路上に4個の抵抗(RA,RB,RC,RD)が存在するのに対し、図3に示すフィルタ回路ではこれより1つ少ない3つの抵抗(R1,R2,R3)で済んでいる。その結果、抵抗で発生する熱雑音によるノイズ指数の増大を抑えて、出力信号の品質を向上させることができる。
また、従来のフィルタ回路では増幅部とフィルタ部とを別個に設けていたために必要であったバッファ回路が、本実施形態に係るフィルタ回路では不要になる。その結果、バッファ回路における消費電力を削減することが可能になり、低消費電力化を図ることができる。
しかも、バッファ回路において生じる電圧シフトがなくなることから、信号のダイナミックレンジを広げることができる。例えば図12に示すフィルタ回路では、npnトランジスタQAのゲート−ソース間電圧だけ信号が低電圧側にシフトしているが、図3に示すフィルタ回路ではそのような電圧シフトがないため、ダイナミックレンジを広くすることができる。ダイナミックレンジが広くなる結果として、電源電圧を低下させることが可能になるため、消費電力を更に削減することが可能になる。
しかも、バッファ回路において生じる電圧シフトがなくなることから、信号のダイナミックレンジを広げることができる。例えば図12に示すフィルタ回路では、npnトランジスタQAのゲート−ソース間電圧だけ信号が低電圧側にシフトしているが、図3に示すフィルタ回路ではそのような電圧シフトがないため、ダイナミックレンジを広くすることができる。ダイナミックレンジが広くなる結果として、電源電圧を低下させることが可能になるため、消費電力を更に削減することが可能になる。
また、本実施形態に係るフィルタ回路によれば、抵抗R1およびR2を電圧信号の増幅用とフィルタ特性の設定用に共有することによって必要な抵抗の数が減り、その上、従来必要とされていたバッファ回路が不要になるため、回路の素子数が減り、構成を簡易化することができる。
更に、カットオフ周波数ω0やクオリティファクタQは、抵抗R1,R2やキャパシタC1,C2の値を調節することにより、任意に設定することが可能である。
また、クオリティファクタQを高く設定することにより、図12に示すフィルタ回路より急峻に信号を減衰させることも可能である。
また、クオリティファクタQを高く設定することにより、図12に示すフィルタ回路より急峻に信号を減衰させることも可能である。
<第2の実施形態>
次に、本発明の第2の実施形態を述べる。
図5は、本発明の第2の実施形態に係るフィルタ回路の構成の一例を示す図である。
次に、本発明の第2の実施形態を述べる。
図5は、本発明の第2の実施形態に係るフィルタ回路の構成の一例を示す図である。
図5に示すフィルタ回路は、図1に示すフィルタ回路におけるキャパシタC1を、出力端子Toから切り離して接地ラインGに繋ぎ替えたものであり、その点を除いて2つの回路の構成は同一である。
図5に示すフィルタ回路の伝達関数(vo/vi)、カットオフ周波数ω0、クオリティファクタQは、それぞれ次式で表される。
式(8)〜(10)と式(13)〜(15)とを比較して分かるように、図5に示すフィルタ回路は、図1に示すフィルタ回路と同様な2次のローパスフィルタの特性を有している。
図6は、図5に示すフィルタ回路の一具体例を示す図である。
図6に示すフィルタ回路は、図3に示すフィルタ回路におけるキャパシタC1を、出力端子Toから切り離して接地ラインGに繋ぎ替えたものであり、その点を除いて2つの回路の構成は同一である。
図6に示すフィルタ回路の伝達関数は、図5に示すフィルタ回路と同様に、式(13)〜(15)で表される。
図6に示すフィルタ回路は、図3に示すフィルタ回路におけるキャパシタC1を、出力端子Toから切り離して接地ラインGに繋ぎ替えたものであり、その点を除いて2つの回路の構成は同一である。
図6に示すフィルタ回路の伝達関数は、図5に示すフィルタ回路と同様に、式(13)〜(15)で表される。
図7は、図6に示すフィルタ回路をMOSトランジスタを用いて構成する例を示す図である。
図7に示すフィルタ回路は、図4に示すフィルタ回路におけるキャパシタC1を、出力端子Toから切り離して接地ラインGに繋ぎ替えたものであり、その点を除いて2つの回路の構成は同一である。
図7に示すフィルタ回路の伝達関数は、図5に示すフィルタ回路と同様に、式(13)〜(15)で表される。
図7に示すフィルタ回路は、図4に示すフィルタ回路におけるキャパシタC1を、出力端子Toから切り離して接地ラインGに繋ぎ替えたものであり、その点を除いて2つの回路の構成は同一である。
図7に示すフィルタ回路の伝達関数は、図5に示すフィルタ回路と同様に、式(13)〜(15)で表される。
以上の通り、キャパシタC1を出力端子Toから接地ラインGへ繋ぎ替えた本実施形態に係るフィルタ回路においても、第1の実施形態に係るフィルタ回路と同様に2次のローパスフィルタとして動作するため、これと同様な効果を奏することが可能である。
<第3の実施形態>
次に、本発明の第3の実施形態を述べる。
図8は、本発明の第3の実施形態に係るフィルタ回路の構成の一例を示す図である。
次に、本発明の第3の実施形態を述べる。
図8は、本発明の第3の実施形態に係るフィルタ回路の構成の一例を示す図である。
図8に示すフィルタ回路は、図3に示すフィルタ回路にnpnトランジスタQ11およびQ12と抵抗R4を付加したものであり、その他の構成において2つの回路は同一である。
npnトランジスタQ11は、npnトランジスタQ1のコレクタとノードN1とを接続する配線上に挿入される。すなわち、npnトランジスタQ11のコレクタはノードN1に接続され、npnトランジスタQ11のエミッタはnpnトランジスタQ1のコレクタに接続される。
npnトランジスタQ12は、npnトランジスタQ11とエミッタが共通に接続される。npnトランジスタQ12のコレクタは、抵抗R4を介して電源ラインVccに接続される。抵抗R4は、例えば抵抗R1およびR2の直列回路と同一の抵抗値を有する。
上記の構成によると、npnトランジスタQ1のコレクタ電流Ic1に対するnpnトランジスタQ11のコレクタ電流Icsの電流比K(=Ics/Ic1)は、npnトランジスタQ11およびQ12のベース間に入力される制御信号vcに応じて変化する。
例えば、npnトランジスタQ11およびQ12が特性の等しいトランジスタである場合、ベース間の電位差がゼロとすると、両者のコレクタ電流は等しくなり、電流比K=0.5になる。
npnトランジスタQ11のベース電位をnpnトランジスタQ12のベース電位より僅かに高くすると、電流比Kは0.5より大きくなり、逆にnpnトランジスタQ11のベース電位をnpnトランジスタQ12のベース電位より僅かに低くすると、電流比Kは0.5より小さくなる。
例えば、npnトランジスタQ11およびQ12が特性の等しいトランジスタである場合、ベース間の電位差がゼロとすると、両者のコレクタ電流は等しくなり、電流比K=0.5になる。
npnトランジスタQ11のベース電位をnpnトランジスタQ12のベース電位より僅かに高くすると、電流比Kは0.5より大きくなり、逆にnpnトランジスタQ11のベース電位をnpnトランジスタQ12のベース電位より僅かに低くすると、電流比Kは0.5より小さくなる。
一方、npnトランジスタQ1,Q11,Q12および抵抗R4,R3を1つのトランスコンダクタンス増幅回路と見なすと、そのトランスコンダクタンスgmは、電流比Kに比例する。
式(8)に示すように、フィルタ回路の直流ゲインはトランスコンダクタンスgmに比例するため、トランスコンダクタンスgmが変化すると、これに応じてフィルタ回路の直流ゲインも変化する。
従って、図8に示すフィルタ回路によれば、制御信号vcに応じてトランスコンダクタンスgmを変化させることにより、カットオフ周波数ω0やクオリティファクタQを一定に保ちつつ、直流ゲインを任意に変化させることが可能になる。
従って、図8に示すフィルタ回路によれば、制御信号vcに応じてトランスコンダクタンスgmを変化させることにより、カットオフ周波数ω0やクオリティファクタQを一定に保ちつつ、直流ゲインを任意に変化させることが可能になる。
なお、図8に示すフィルタ回路は、図3に示すフィルタ回路にnpnトランジスタQ11およびQ12と抵抗R4を付加したものであるが、図6に示すフィルタ回路に同様の構成を付加しても良い。この場合も、図8に示すフィルタ回路と同様に、制御信号に応じたゲインの調節が可能になる。
また、図4,図7に示すフィルタ回路についても、同様な機能を有するn型MOSトランジスタと抵抗を付加することによって、制御信号に応じたゲインの調節が可能になる。
また、図4,図7に示すフィルタ回路についても、同様な機能を有するn型MOSトランジスタと抵抗を付加することによって、制御信号に応じたゲインの調節が可能になる。
<第4の実施形態>
次に、本発明の第4の実施形態を述べる。
図9は、本発明の第4の実施形態に係る増幅回路の構成の一例を示す図である。
次に、本発明の第4の実施形態を述べる。
図9は、本発明の第4の実施形態に係る増幅回路の構成の一例を示す図である。
図9に示す増幅回路は、第1の実施形態や第2の実施形態に係るフィルタ回路101〜103を多段に縦続接続したものである。
一般に、60dBやそれ以上の非常に高いゲインを持つ増幅回路は、電源ラインや寄生的な容量成分などを介して出力部から入力部に僅かな信号が帰還しても、容易に発振を起こしてしまう。
そこで、図9に示すように、それぞれ所定のゲインを有するローパスフィルタ回路を多段に縦続接続すると、各段の出力において高周波の信号が減衰しているため、出力部から入力部への高周波信号の帰還を抑制することができる。これにより、高周波信号の帰還による発振を効果的に防止しつつ、60dBといった非常に高いゲインを達成することが可能である。
更に、ローパスフィルタ回路として上述した実施形態のフィルタ回路を用いることにより、回路を多段に接続する構成でありながら、ノイズ指数の増大を抑えて、信号の品質を保つことができる。また、消費電力の低減や、ダイナミックレンジの確保、回路の簡易化といった効果も奏することができる。
なお、本実施形態の増幅回路は、例えば図10に示すように、第4の実施形態に係るフィルタ回路104〜106を多段に縦続接続して増幅回路を構成しても良い。この場合、各段のフィルタ回路へそれぞれ制御信号vcを供給することにより、増幅回路のトータルのゲインを任意に変化させることが可能になる。
以上、本発明の幾つかの実施形態について述べたが、本発明はこれらの形態にのみ限定されるものではなく、種々のバリエーションを含む。
例えば、上述した実施形態ではnpnトランジスタやn型MOSトランジスタを用いる例を挙げたが、これに限らず、pnpトランジスタやp型MOSトランジスタを用いて同様なフィルタ回路を構成することも可能である。また、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタに限らず、同様な機能を持つ他の種々のトランジスタを用いて同様なフィルタ回路を構成することも可能である。
Ti…入力端子、To…出力端子、10…トランスコンダクタンス増幅回路、20…バッファ回路、R1〜R4…抵抗、C1,C2…キャパシタ、Q1,Q2,Q11,Q12…npnトランジスタ、Q3,Q4…n型MOSトランジスタ
Claims (6)
- 入力端子および出力端子と、
上記入力端子から入力される電圧信号を所定のトランスコンダクタンスをもって電流信号に変換し出力するトランスコンダクタンス増幅回路と、
上記トランスコンダクタンス増幅回路の電流信号出力ノードに発生する電圧信号に比例した電圧信号を上記出力端子へ出力するバッファ回路と、
一方の端子が上記電流信号出力ノードに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される、第1の抵抗および第2の抵抗の直列回路と、
上記第1の抵抗と上記第2の抵抗との接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が上記出力端子に接続されるか、もしくは一定の電位に保持される第1のキャパシタと、
一方の端子が上記電流信号出力ノードに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される第2のキャパシタと、
を有するフィルタ回路。 - 上記トランスコンダクタンス増幅回路は、
ベースが上記入力端子に接続され、コレクタが上記電流信号出力ノードに接続される第1のトランジスタと、
一方の端子が上記第1のトランジスタのエミッタに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される第3の抵抗と、を含み、
上記バッファ回路は、
ベースが上記電流信号出力ノードに接続され、エミッタが上記出力端子に接続される第2のトランジスタを含む、
請求項1に記載のフィルタ回路。 - 上記トランスコンダクタンス増幅回路は、
ゲートが上記入力端子に接続され、ドレインが上記電流信号出力ノードに接続される第3のトランジスタと、
一方の端子が上記第3のトランジスタのソースに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される第3の抵抗と、を含み、
上記バッファ回路は、
ゲートが上記電流信号出力ノードに接続され、ソースが上記出力端子に接続される第4のトランジスタを含む、
請求項1に記載のフィルタ回路。 - 上記トランスコンダクタンス増幅回路は、入力される制御信号に応じてトランスコンダクタンスを変化させる、
請求項1に記載のフィルタ回路。 - それぞれ所定のゲインを有する複数の縦続接続されたフィルタ回路を有し、
上記フィルタ回路は、
入力端子および出力端子と、
上記入力端子から入力される電圧信号を所定のトランスコンダクタンスをもって電流信号に変換し出力するトランスコンダクタンス増幅回路と、
上記トランスコンダクタンス増幅回路の電流信号出力ノードに発生する電圧信号に比例した電圧信号を上記出力端子へ出力するバッファ回路と、
一方の端子が上記電流信号出力ノードに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される、第1の抵抗および第2の抵抗の直列回路と、
上記第1の抵抗と上記第2の抵抗との接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が上記出力端子に接続されるか、もしくは一定の電位に保持される第1のキャパシタと、
一方の端子が上記電流信号出力ノードに接続され、他方の端子が一定の電位に保持される第2のキャパシタと、
を有する、
増幅回路。 - 上記トランスコンダクタンス増幅回路は、入力される制御信号に応じてトランスコンダクタンスを変化させる、
請求項5に記載の増幅回路。
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