JP3801882B2 - 充電回路および／または放電回路ならびにそれを用いるキャリア検出回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆる赤外線リモコンの受信機やキャリアを含む信号の復調器等に用いられ、キャリア検出レベルを作成する充放電回路のように、定電流で、容量に充電または放電の少なくとも一方を行う回路に関し、またそれを用いるキャリア検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
前記赤外線リモコンの受信機は、小型化が進み、外付けのフォトダイオードをＩＣチップに接続した２チップで構成できるようになっている。したがって、キャリアが検出されるか否かで充電／放電が行われ、その出力電圧がキャリア検出レベルとなる容量は、前記ＩＣチップ内に組込み可能なように微少容量となっており、微少な充放電電流を高精度に保持する必要がある。
【０００３】
図５は前記赤外線リモコンの受信機１の一構成例を示すブロック図であり、図６はその受信機１の各部の波形図である。この受信機１は、赤外線の送信コード信号を外付けのフォトダイオード２で図６（ａ）で示すような光電流信号Ｉｉｎに変換して、集積回路化された受信チップ３に入力し、該受信チップ３で復調した図６（ｅ）で示すような出力信号ＲＸＯＵＴを、電子機器を制御するマイコン等に出力するものである。前記赤外線信号は、３０〜６０ｋＨｚ程度の予め定められたキャリアで変調されたＡＳＫ信号である。
【０００４】
前記受信チップ３内で、前記図６（ａ）で示す光電流信号Ｉｉｎは、初段アンプ（ＨＡ）４、２段目アンプ（２ｎｄＡＭＰ）５および３段目アンプ（３ｒｄＡＭＰ）６において順次増幅され、キャリアの周波数に適合されているバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７において図６（ｂ）の参照符α１で示すようにキャリア成分が取出される。そして、次段の検波回路８において前記キャリア成分が参照符α２で示すキャリア検出レベルＤｅｔで検波され、さらに積分回路９において図６（ｄ）の参照符α１１で示すようにキャリアのある時間が積分されて、その積分出力Ｉｎｔがヒステリシスコンパレータ１０において参照符α１２で示す予め定めるスレッシュレベルと比較されることで、キャリアの有無が判別されて前記図６（ｅ）で示す出力信号ＲＸＯＵＴとしてデジタル出力される。
【０００５】
前記初段アンプ４の出力側にはローパスフィルタ１１が設けられており、これによって蛍光灯や太陽光による直流レベルが検出され、次段の２段目アンプ５では、初段アンプ４の直接の出力からその直流レベル分が除去されて増幅されることで、前記蛍光灯や太陽光による影響が除去されている。また、前記初段アンプ４に関連してＡＢＣＣ回路１２が設けられており、このＡＢＣＣ回路１２によって前記ローパスフィルタ１１の出力に対応して初段アンプ４の直流バイアスが制御される。さらに、バンドパスフィルタ７に関連してｆｏトリミング回路１３が設けられており、図示しない分圧抵抗の接続点から引出された端子ＴＲＭ１〜ＴＲＭ５間の図示しないツェナダイオードがトリミングされることによって、該バンドパスフィルタ７の中心周波数ｆｏが調整される。
【０００６】
図７は、前記検波回路８および積分回路９の等価回路図である。これらの検波回路８および積分回路９ならびに前記ヒステリシスコンパレータ１０は、キャリア検出回路を構成する。検波回路８は、バンドパスフィルタ７の出力Ｓｉｇからキャリア検出レベルＤｅｔを生成し、積分回路９は、前記出力Ｓｉｇを前記キャリア検出レベルＤｅｔと比較し、その比較結果を積分する。
【０００７】
検波回路８は、検波器２１と充放電回路２２とを備えて構成されており、検波器２１が図６（ｃ）の参照符α２１で示すように検出すべきキャリア周波数のパルスをグループで検出し、その出力Ｖｃ１を充放電回路２２が基準電圧Ｖ１と比較し、パルスのグループが存在する時間ｔｏｎと存在しない時間ｔｏｆｆとで、内蔵する図示しない容量にそれぞれ充電または放電を行って積分することで、入力信号に応じたキャリア検出レベルＤｅｔを決定する。
【０００８】
したがって、キャリア検出レベルＤｅｔは、以下の条件を満たすレベルとなる。
【０００９】
ｔｏｎ×Ｉｊ＝ｔｏｆｆ×Ｉｆ …（１）
ただし、Ｉｊは充電電流であり、Ｉｆは放電電流である。
【００１０】
前記時間ｔｏｎ，ｔｏｆｆはキャリア検出レベルＤｅｔに応じて変動し、キャリア検出レベルＤｅｔが上昇すると、時間ｔｏｎは減少し、時間ｔｏｆｆは増加する。こうして、式１を満たす条件、すなわち充電される電荷量と放電される電荷量とが等しくなるキャリア検出レベルとなる。一例として、充放電電流が等しい、すなわちＩｊ≒Ｉｆとすると、前記式１からｔｏｎ≒ｔｏｆｆとなり、キャリアが５０％の送信信号までが受信可能となる。５０％を超えると充電量が大きくなり、キャリア検出レベルＤｅｔが上昇して受信感度が低下する。したがって、５０％を超えるキャリアを持つ信号はノイズと判断し、ノイズとキャリアとの分離が行われる。インバータ蛍光灯のノイズキャリアは、連続発振であるので、１００％に近い。
【００１１】
一方、送信信号に対する前記時間ｔｏｎの割合をｄｕｔｙ比といい、下式で表される。
【００１２】
ｄｕｔｙ＝ｔｏｎ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）＝１／（１＋Ｉｊ／Ｉｆ）…（２）
そして、赤外線リモコンの送信信号（コード）は各社異なっており、前記ｄｕｔｙ比は１０〜６０％まであり、幅広い。ｄｕｔｙ比の高い送信信号を受信可能にするためには、前記充電電流Ｉｊを小さくし、キャリア検出レベルＤｅｔの上昇を抑え、受信感度を保持する必要がある。しかしながら、受信可能ｄｕｔｙ比を高く設定すると、前述のインバータ蛍光灯のノイズキャリアに対してもキャリア検出レベルＤｅｔが上昇しないので、ノイズとキャリアとの分離が困難になり、受信不可または誤動作の要因となる。さらに、集積回路（ＩＣ）では、前記電流Ｉｊ，Ｉｆには、プロセスパラメータのバラツキや周囲温度の変動等を考慮する必要があり、前記受信可能ｄｕｔｙ比はそれらを含めて、仕様範囲を満足する必要がある。
【００１３】
ここで、前記充放電回路２２として用いられる典型的な従来技術の充放電回路３１を図８に示す。この充放電回路３１は、容量ｃ２と、微少電流出力のコンパレータ回路３２と、微少電流入力のバッファ回路３３とを備えて構成されている。この構成では、検波器２１の出力Ｖｃ１がそのままコンパレータ回路３２に入力されるのではなく、前記図６（ｃ）で示すような、その反転出力Ｖｃ１-1が入力される場合の例を示している。
【００１４】
コンパレータ回路３２において、対を成すトランジスタｑｎ１，ｑｎ２のベースには、前記反転出力Ｖｃ１-1および基準電圧源３４からの基準電圧Ｖ１がそれぞれ与えられる。トランジスタｑｎ１，ｑｎ２のエミッタは定電流源ｆ１を介して接地され、トランジスタｑｎ１のコレクタはハイレベルの電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタｑｎ２のコレクタはトランジスタｑｎ３を介して前記電源Ｖｃｃに接続される。前記定電流源ｆ１は、トランジスタｑｎ１，ｑｎ２のエミッタから定電流Ｉｊ０を引抜いており、前記反転出力Ｖｃ１-1と基準電圧Ｖ１との差に対応した電流が前記トランジスタｑｎ３のベースから取込まれる。前記トランジスタｑｎ３のベース電流Ｉｊ１は、トランジスタｑｐ１からカレントミラー回路を構成するトランジスタｑｐ３，ｑｐ４を介してトランジスタｑｐ２に折返され、該トランジスタｑｐ２のベースから、容量ｃ２へ前記充電電流Ｉｊが出力される。
【００１５】
また、バッファ回路３３では、前記容量ｃ２からの放電電流Ｉｆとなるバイアス電流は、入力のトランジスタｑｎ４のベースに与えられる。前記トランジスタｑｎ４のエミッタは対を成すトランジスタｑｎ５のエミッタとともに定電流源ｆ２を介して接地され、またそれらのトランジスタｑｎ４，ｑｎ５のコレクタは相互に等しい面積でカレントミラー回路を構成するトランジスタｑｐ５，ｑｐ６をそれぞれ介して前記電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタｑｎ５のベースと電源Ｖｃｃとの間には、ベースが該トランジスタｑｎ５のコレクタと前記トランジスタｑｐ６のコレクタとの間に接続されるトランジスタｑｎ６が介在されており、これらトランジスタｑｎ５のベースおよびトランジスタｑｎ６のエミッタから、前記キャリア検出レベルＤｅｔが出力される。前記トランジスタｑｎ５のベースにはまた、定電流を引抜く定電流源ｆ３が接続されている。
【００１６】
このように構成することによって、キャリアが入力されているときには前記検波器２１の反転出力Ｖｃ１-1がローレベルとなって容量ｃ２に前記充電電流Ｉｊで充電が行われ、キャリアが入力されていないときには前記反転出力Ｖｃ１-1がハイレベルとなって容量ｃ２から前記放電電流Ｉｆで放電が行わる。そして、トランジスタｑｐ２，ｑｎ４のベース電流を利用して、微少電流Ｉｊ，Ｉｆを得て、長時間の時定数を実現し、容量ｃ２を前記受信チップ３内に内蔵可能な容量にしている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように構成される充放電回路２２において、定電流源ｆ１およびトランジスタｑｎ１，ｑｎ２で作成され、充電電流Ｉｊの基準電流となるトランジスタｑｎ３のベース電流Ｉｊ１として取出される電流と、前記充電電流Ｉｊとが等しくなるのが理想的であるけれども、トランジスタｑｐ１，ｑｐ２のアーリ効果によって誤差が発生するという問題がある。前記アーリ効果は、トランジスタのコレクタ電流Ｉｃのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅに対する依存性のことであり、一般的に下式で与えられる。
【００１８】
Ｉｃ＝Ｉｓ（１＋Ｖｃｅ／Ｖａ）ｅｘｐ（Ｖｂｅ／Ｖｔ） …（３）
ただし、Ｉｓは飽和電流であり、Ｖａはアーリ電圧であり、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の素電荷）である。
【００１９】
したがって、トランジスタｑｐ１，ｑｐ２のコレクタ−エミッタ間電圧を、それぞれＶｃｅ（ｑｐ１），Ｖｃｅ（ｑｐ２）とし、容量ｃ２の充電電圧をＶｃ２とすると、
Ｖｃｅ（ｑｐ１）＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ（ｑｐ３） …（４）
Ｖｃｅ（ｑｐ２）＝Ｖｃ２＋Ｖｂｅ（ｑｐ２） …（５）
で表される。
【００２０】
したがって、トランジスタｑｐ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ（ｑｐ１）は負の温度依存性（一般にＶｂｅの温度依存性は−２ｍＶ／℃）を持ち、トランジスタｑｐ２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ（ｑｐ２）は正の温度依存性を持つことになり、前記電流Ｉｊ１とＩｊとの誤差は、２Ｖｂｅの温度依存性で増大することになる。また、前記容量ｃ２の充電電圧をＶｃ２は、キャリア検出レベルＤｅｔによって決定され、変動する。
【００２１】
したがって、Ｖｃｅ（ｑｐ１）≠Ｖｃｅ（ｑｐ２）であり、前記アーリ効果による誤差の発生することが理解される。このアーリ効果を考慮して、仕様範囲を満足する受信可能ｄｕｔｙとするためには、該ｄｕｔｙを高く設定することになり、前記のインバータ蛍光灯のノイズとキャリアとの分離が困難になり、受信不可や誤動作の要因となる。
【００２２】
また、受信可能ｄｕｔｙ比は、前記式２から、充放電電流比Ｉｊ／Ｉｆによって決定される。ここで、充電電流Ｉｊおよび放電電流Ｉｆは、それぞれ下式で与えられる。
【００２３】
Ｉｊ＝Ｉｊ０／β（ｑｎ３）−Ｉｆ０／２β（ｑｎ４） …（６）
Ｉｆ＝Ｉｆ０／２β（ｑｎ４） …（７）
ただし、βはトランジスタの電流増幅率であり、コレクタ電流の値に依存する。
【００２４】
したがって、電流増幅率βを等しくするためには、トランジスタのコレクタ電流を等しくする必要がある。図８の従来の充放電回路３１では、トランジスタ数は、ｑｎ３（ｍ）：ｑｎ４（ｎ）＝１：１である。受信可能ｄｕｔｙ比を５０％と設定するとき、前記式６，７から、Ｉｊ０＝Ｉｆ０とすると、トランジスタｑｎ４のコレクタ電流はトランジスタｑｎ３のコレクタ電流の１／２であり、β（ｑｎ３）≠β（ｑｎ４）となり、充放電電流比に微小な誤差が発生する。
【００２５】
本発明の目的は、正確な充電電流および／または放電電流を作成することができる充電回路および／または放電回路ならびにそれを用いるキャリア検出回路を提供することである。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明の充電回路は、Ｐ型トランジスタのベース電流で容量に充電を行う充電回路において、前記充電の基準電流を作成する基準電流作成手段と、前記基準電流を折返して前記Ｐ型トランジスタのエミッタ電流として与えるカレントミラー回路と、前記基準電流作成手段において前記基準電流を取出して前記カレントミラー回路に与える出力段のトランジスタと、前記Ｐ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくするバイアス電圧源とを含むことを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、Ｐ型トランジスタのベース電流による微少電流で容量に充電を行う充電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流をカレントミラー回路で折返して前記Ｐ型トランジスタのエミッタ電流として与えるにあたって、バイアス電圧源によって、基準電流作成手段の出力段のトランジスタと、前記Ｐ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくする。
【００２８】
したがって、前記エミッタ−コレクタ間電圧に依存してコレクタ電流、したがって前記ベース電流が変化するトランジスタのアーリ効果による充電電流の誤差を低減し、正確な充電電流を作成することができる。
【００２９】
また、本発明の充電回路は、前記基準電流作成手段を、差動対を形成する一対のＮ型トランジスタと、前記一対のＮ型トランジスタのエミッタが共通に接続される基準電流源と、前記出力段のＰ型トランジスタとを備えて構成し、前記一対のＮ型トランジスタの一方のベースを入力とし、他方のベースを出力の取出しとして前記出力段のＰ型トランジスタのベースに接続することを特徴とする。
【００３０】
上記の構成によれば、上述の充電回路で最も大きな動作電圧が必要となる基準電流作成手段において、差動対を形成する一対のＮ型トランジスタの内、入力側でない方のトランジスタを前記ベース電流の取出しに共用する。
【００３１】
したがって、カレントミラー回路のトランジスタ、前記出力段のＰ型トランジスタおよび差動対を形成するＮ型トランジスタの各ベース−エミッタ間電圧に、基準電流源を構成するトランジスタの飽和電圧を加えた、たとえば２．４Ｖ程度で動作することができ、低電圧動作が可能になる。
【００３２】
さらにまた、本発明の放電回路は、Ｎ型トランジスタのベース電流で容量から放電を行う放電回路において、前記放電の基準電流を作成する基準電流作成手段と、前記基準電流を折返して前記Ｎ型トランジスタのエミッタ電流として与えるカレントミラー回路と、前記基準電流作成手段において前記基準電流を取出して前記カレントミラー回路に与える出力段のトランジスタと、前記Ｎ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくするバイアス電圧源とを含むことを特徴とする。
【００３３】
上記の構成によれば、Ｎ型トランジスタのベース電流による微少電流で容量から放電を行う放電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流をカレントミラー回路で折返して前記Ｎ型トランジスタのエミッタ電流として与えるにあたって、バイアス電圧源によって、基準電流作成手段の出力段のトランジスタと、前記Ｎ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくする。
【００３４】
したがって、前記エミッタ−コレクタ間電圧に依存してコレクタ電流、したがって前記ベース電流が変化するトランジスタのアーリ効果による放電電流の誤差を低減し、正確な放電電流を作成することができる。
【００３５】
また、本発明の充放電回路は、トランジスタのベース電流で容量に充放電を行う充放電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流を充電用および放電用の前記ベース電流にそれぞれ変換するトランジスタを、充放電の電流比に応じた並列個数で形成することを特徴とする。
【００３６】
上記の構成によれば、基準電流から充電用および放電用のベース電流にそれぞれ変換するトランジスタを、それぞれのコレクタ電流値に応じた個数の並列のトランジスタで構成する。
【００３７】
したがって、１つのトランジスタに流れるコレクタ電流を等しくし、電流増幅率による誤差を低減し、正確な充放電電流を作成することができる。
【００３８】
さらにまた、本発明のキャリア検出回路は、前記の何れかの充電回路および／または放電回路を用いて、キャリア検出レベルを作成することを特徴とする。
【００３９】
上記の構成によれば、前記の微少な電流であるトランジスタのベース電流で容量に充電および／または放電を行うことで、比較的大きい時定数で変化すべきキャリア検出レベルを作成するので、キャリア検出回路における積分容量を小さくすることができる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の第１の形態について、図１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００４１】
図１は、本発明の実施の第１の形態の充放電回路４１の電気回路図である。この充放電回路４１は、容量Ｃ２と、微少電流出力のコンパレータ回路４２と、微少電流入力のバッファ回路４３とを備えて構成されている。この構成では、検波器２１の出力Ｖｃ１がそのままコンパレータ回路４２に入力されるのではなく、前記図６（ｃ）で示すような、その反転出力Ｖｃ１-1が入力される場合の例を示している。
【００４２】
コンパレータ回路４２において、差動対を形成するトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のベースには、前記反転出力Ｖｃ１-1および基準電圧源４４からの基準電圧Ｖ１がそれぞれ与えられる。トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタは定電流源Ｆ１を介して接地され、トランジスタＱＮ１のコレクタはハイレベルの電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱＮ２のコレクタはトランジスタＱＮ３を介して前記電源Ｖｃｃに接続される。前記定電流源Ｆ１は、トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタから定電流Ｉｊ０を引抜いており、前記反転出力Ｖｃ１-1と基準電圧Ｖ１との差に対応した電流が前記トランジスタＱＮ３のベースから取込まれる。前記トランジスタＱＮ３のベース電流Ｉｊ１は、トランジスタＱＰ１からカレントミラー回路を構成するトランジスタＱＰ３，ＱＰ４を介してトランジスタＱＰ２に折返され、該トランジスタＱＰ２のベースから、容量Ｃ２へ前記充電電流Ｉｊが出力される。
【００４３】
また、バッファ回路４３では、前記容量Ｃ２からの放電電流Ｉｆとなるバイアス電流は、入力のトランジスタＱＮ４のベースに与えられる。前記トランジスタＱＮ４のエミッタは対を成すトランジスタＱＮ５のエミッタとともに定電流源Ｆ２を介して接地され、またそれらのトランジスタＱＮ４，ＱＮ５のコレクタは相互に等しい面積でカレントミラー回路を構成するトランジスタＱＰ５，ＱＰ６をそれぞれ介して前記電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタＱＮ５のベースと電源Ｖｃｃとの間には、ベースが該トランジスタＱＮ５のコレクタと前記トランジスタＱＰ６のコレクタとの間に接続されるトランジスタＱＮ６が介在されており、これらトランジスタＱＮ５のベースおよびトランジスタＱＮ６のエミッタから、前記キャリア検出レベルＤｅｔが出力される。前記トランジスタＱＮ５のベースにはまた、定電流を引抜く定電流源Ｆ３が接続されている。
【００４４】
このように構成することによって、キャリアが入力されているときには前記検波器２１の反転出力Ｖｃ１-1がローレベルとなって容量Ｃ２に前記充電電流Ｉｊで充電が行われ、キャリアが入力されていないときには前記反転出力Ｖｃ１-1がハイレベルとなって容量Ｃ２から前記放電電流Ｉｆで放電が行わる。そして、トランジスタＱＰ２，ＱＮ４のベース電流を利用して、微少電流Ｉｊ，Ｉｆを得て、長時間の時定数を実現し、容量Ｃ２を前記受信チップ３内に内蔵可能な容量にしている。
【００４５】
注目すべきは、本実施の形態では、トランジスタＱＰ１のコレクタに、以下のようにして設定される電圧源４５からの電圧Ｖｒｅｆを与えることである。ここで、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のコレクタ−エミッタ間電圧をそれぞれＶｃｅ（ＱＰ１），Ｖｃｅ（ＱＰ２）とすると、次式となる。
【００４６】
Ｖｃｅ（ＱＰ１）＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ（ＱＰ３）−Ｖｒｅｆ …（８）
Ｖｃｅ（ＱＰ２）＝ＶＣ２＋Ｖｂｅ（ＱＰ２） …（９）
したがって、前記電圧ＶｒｅｆをＶｃｅ（ＱＰ１）≒Ｖｃｅ（ＱＰ２）となる電圧に設定することによって、前記アーリ効果による影響を低減することができる。
【００４７】
また、トランジスタＱＮ３，ＱＮ４を構成する並列トランジスタ数は、それぞれのコレクタ電流値に応じたトランジスタ数となっており、すなわちそれぞれｍ個およびｎ個で表すと、
ＱＮ３（ｍ）：ＱＮ４（ｎ）＝Ｉｊ０：Ｉｆ０／２ …（１０）
となっている。一方、トランジスタＱＮ４，ＱＮ５は、差動ペアであるので、同じトランジスタ数となっている。
【００４８】
これによって、１つのトランジスタに流れるコレクタ電流を等しくし、電流増幅率βによる誤差を低減することができる。
【００４９】
本発明の実施の第２の形態について、図２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５０】
図２は、本発明の実施の第２の形態の充放電回路５１の電気回路図である。この充放電回路５１は、前述の充放電回路４１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、本実施の形態では、コンパレータ回路５２では、前記電圧源４５に代えて、トランジスタＱＰ１のコレクタは、エミッタが該トランジスタＱＰ１のコレクタに接続され、コレクタが接地され、ベースが前記トランジスタＱＮ２，ＱＮ３間に接続されるトランジスタＱＰ７を介して接地されることである。
【００５１】
同様に、バッファ回路５３では、トランジスタＱＰ２のコレクタは、エミッタが該トランジスタＱＰ２のコレクタに接続され、コレクタが接地され、ベースにダイオードＤ１を介して該バッファ回路５３の出力である前記キャリア検出レベルＤｅｔ（前記ＶＣ２に略等しい）が与えられるトランジスタＱＰ８が設けられていることである。
【００５２】
このように構成することによって、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ（ＱＰ１），Ｖｃｅ（ＱＰ２）は、
となる。
【００５３】
したがって、Ｖｃｅ（ＱＰ１）＝Ｖｃｅ（ＱＰ２）となり、前記アーリ効果による影響を一層低減することができる。また、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ（ＱＰ１），Ｖｃｅ（ＱＰ２）が、共にＶｂｅの温度依存性を持つので、電流Ｉｊ１，Ｉｊの温度依存性による誤差の増大を低減することができる。
【００５４】
本発明の実施の第３の形態について、図３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５５】
図３は、本発明の実施の第３の形態の充放電回路６１の電気回路図である。この充放電回路６１は、前述の充放電回路４１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、本実施の形態では、コンパレータ回路６２では、前記トランジスタＱＮ２および基準電圧源３４を省略し、トランジスタＱＮ３とトランジスタＱＮ１とで差動対を構成することである。また、トランジスタＱＰ２のコレクタは、トランジスタＱＮ５のベースに接続される。
【００５６】
このように構成することによって、
以上の電源電圧Ｖｃｃで該充放電回路６１は動作するので、３Ｖ以下の２．４（＝０．７×３＋０．３）Ｖ程度まで低電圧化することができる。したがって、低電圧化、低消費電力化のための近年のＬＳＩの低電圧動作化に対応することができる。
【００５７】
これに対して、前述の充放電回路３１では、回路のダイナミックレンジを確保し、正常に動作させるためには、電源電圧Ｖｃｃに、３Ｖｂｅ（ｑｐ３＋ｑｐ１＋ｑｎ３）＋２Ｖｓａｔ（サチレーション電圧：ｑｎ２（ｓａｔ）＋Ｉｊ０（ｓａｔ））が必要になる。ここで、Ｖｂｅの温度依存性が−２ｍＶ／℃程度であることから、−３０℃程度以下の低温域で使用する場合、Ｖｂｅ＝０．８Ｖ以上となり、３Ｖ以下の低電圧でその動作を保証することは不可能である。
【００５８】
なお、上述の各充放電回路４１，５１，６１は、トランジスタの導電型式および電源極性をそのまま逆にすると、上述の説明における充電が放電となり、放電が充電となるだけで、全く同様に動作することが理解される。
【００５９】
また、バッファ回路４３の出力電圧を利用しない図１の充放電回路４１の場合、該バッファ回路４３は、Ｉｆ＝Ｉｊ／２となるような負荷抵抗で置換えることができる。この場合の構成を、図４の充放電回路７１で示す。図１の充放電回路４１と比べて、バッファ回路４３が、前記の電流値の放電電流Ｉｆに設定される負荷抵抗Ｒ１に置換えられている。このようにして、本発明を充電のみに使用することができる。また、前述のように、トランジスタの導電型式および電源極性を逆にすることで、放電のみに使用することができる。
【００６０】
さらにまた、Ｐ型のトランジスタＱＰ１〜ＱＰ８には、特殊な工程を使用せずに容易に生成することができるラテラルＰＮＰトランジスタを想定しているけれども、このラテラルＰＮＰトランジスタは、ベース端子に寄生フォトダイオードを有し、赤外線リモコン等の光をセンスするデバイスでは、デバイスに光が入射したり、回り込んだりして、前記寄生フォトダイオードを動作させてしまうので、特に微少電流を取扱う部分のＰＮＰトランジスタＱＰ２には、バーティカルＰＮＰトランジスタを使用することが望ましい。
【００６１】
本発明は、前記赤外線リモコンに限らず、赤外線通信装置や電波による通信装置等におけるキャリアを使用した通信装置の受信機に使用することができる。
【００６２】
【発明の効果】
本発明の充電回路は、以上のように、Ｐ型トランジスタのベース電流による微少電流で容量に充電を行う充電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流をカレントミラー回路で折返して前記Ｐ型トランジスタのエミッタ電流として与えるにあたって、バイアス電圧源によって、基準電流作成手段の出力段のトランジスタと、前記Ｐ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくする。
【００６３】
それゆえ、前記エミッタ−コレクタ間電圧に依存してコレクタ電流、したがって前記ベース電流が変化するトランジスタのアーリ効果による充電電流の誤差を低減し、正確な充電電流を作成することができる。
【００６４】
また、本発明の充電回路は、以上のように、上述の充電回路で最も大きな動作電圧が必要となる基準電流作成手段を、差動対を形成する一対のＮ型トランジスタと、前記一対のＮ型トランジスタのエミッタが共通に接続される基準電流源と、前記出力段のＰ型トランジスタとを備えて構成し、前記一対のＮ型トランジスタの内、入力側でない方のトランジスタを前記ベース電流の取出しに共用する。
【００６５】
それゆえ、カレントミラー回路のトランジスタ、前記出力段のＰ型トランジスタおよび差動対を形成するＮ型トランジスタの各ベース−エミッタ間電圧に、基準電流源を構成するトランジスタの飽和電圧を加えた、たとえば２．４Ｖ程度で動作することができ、低電圧動作が可能になる。
【００６６】
さらにまた、本発明の放電回路は、以上のように、Ｎ型トランジスタのベース電流による微少電流で容量から放電を行う放電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流をカレントミラー回路で折返して前記Ｎ型トランジスタのエミッタ電流として与えるにあたって、バイアス電圧源によって、基準電流作成手段の出力段のトランジスタと、前記Ｎ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくする。
【００６７】
それゆえ、前記エミッタ−コレクタ間電圧に依存してコレクタ電流、したがって前記ベース電流が変化するトランジスタのアーリ効果による放電電流の誤差を低減し、正確な放電電流を作成することができる。
【００６８】
また、本発明の充放電回路は、以上のように、トランジスタのベース電流で容量に充放電を行う充放電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流を充電用および放電用の前記ベース電流にそれぞれ変換するトランジスタを、充放電の電流比に応じた並列個数で形成し、１つのトランジスタに流れるコレクタ電流を等しくする。
【００６９】
それゆえ、電流増幅率による誤差を低減し、正確な充放電電流を作成することができる。
【００７０】
さらにまた、本発明のキャリア検出回路は、以上のように、前記の何れかの充電回路および／または放電回路を用いて、キャリア検出レベルを作成する。
【００７１】
それゆえ、前記の微少な電流であるトランジスタのベース電流で容量に充電および／または放電を行うことで、比較的大きい時定数で変化すべきキャリア検出レベルを作成するので、キャリア検出回路における積分容量を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】受信機の検波回路を構成する本発明の実施の第１の形態の充放電回路の電気回路図である。
【図２】本発明の実施の第２の形態の充放電回路の電気回路図である。
【図３】本発明の実施の第３の形態の充放電回路の電気回路図である。
【図４】本発明の実施の第４の形態の充放電回路の電気回路図である。
【図５】赤外線リモコンの受信機の一構成例を示すブロック図である。
【図６】図５で示す受信機の各部の波形図である。
【図７】前記受信機における検波回路および積分回路の等価回路図である。
【図８】前記検波回路を構成する典型的な従来技術の充放電回路の電気回路図である。
【符号の説明】
１ 赤外線リモコンの受信機
２ フォトダイオード
３ 受信チップ
４ 初段アンプ（ＨＡ）
５ ２段目アンプ（２ｎｄＡＭＰ）
６ ３段目アンプ（３ｒｄＡＭＰ）
７ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
８ 検波回路（キャリア検出回路）
９ 積分回路（キャリア検出回路）
１０ ヒステリシスコンパレータ（キャリア検出回路）
１１ ローパスフィルタ
１２ ＡＢＣＣ回路
１３ ｆｏトリミング回路
２１ 検波器
２２ 充放電回路
４１，５１，６１，７１ 充放電回路
４２，５２，６２ コンパレータ回路
４３，５３ バッファ回路
４４ 基準電圧源
４５ 電圧源（バイアス電圧源）
Ｃ２ 容量
Ｄ１ ダイオード
Ｆ１ 定電流源（基準電流作成手段、基準電流源）
Ｆ２，Ｆ３ 定電流源
ＱＮ１，ＱＮ２ トランジスタ（差動対、基準電流作成手段）
ＱＮ３ トランジスタ（基準電流作成手段）
ＱＮ４〜ＱＮ６ トランジスタ
ＱＰ１ トランジスタ（出力段のトランジスタ）
ＱＰ２ トランジスタ（Ｐ型トランジスタ）
ＱＰ３，ＱＰ４ トランジスタ（カレントミラー回路）
ＱＰ５〜ＱＰ８ トランジスタ
Ｒ１ 負荷抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆる赤外線リモコンの受信機やキャリアを含む信号の復調器等に用いられ、キャリア検出レベルを作成する充放電回路のように、定電流で、容量に充電または放電の少なくとも一方を行う回路に関し、またそれを用いるキャリア検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
前記赤外線リモコンの受信機は、小型化が進み、外付けのフォトダイオードをＩＣチップに接続した２チップで構成できるようになっている。したがって、キャリアが検出されるか否かで充電／放電が行われ、その出力電圧がキャリア検出レベルとなる容量は、前記ＩＣチップ内に組込み可能なように微少容量となっており、微少な充放電電流を高精度に保持する必要がある。
【０００３】
図５は前記赤外線リモコンの受信機１の一構成例を示すブロック図であり、図６はその受信機１の各部の波形図である。この受信機１は、赤外線の送信コード信号を外付けのフォトダイオード２で図６（ａ）で示すような光電流信号Ｉｉｎに変換して、集積回路化された受信チップ３に入力し、該受信チップ３で復調した図６（ｅ）で示すような出力信号ＲＸＯＵＴを、電子機器を制御するマイコン等に出力するものである。前記赤外線信号は、３０〜６０ｋＨｚ程度の予め定められたキャリアで変調されたＡＳＫ信号である。
【０００４】
前記受信チップ３内で、前記図６（ａ）で示す光電流信号Ｉｉｎは、初段アンプ（ＨＡ）４、２段目アンプ（２ｎｄＡＭＰ）５および３段目アンプ（３ｒｄＡＭＰ）６において順次増幅され、キャリアの周波数に適合されているバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７において図６（ｂ）の参照符α１で示すようにキャリア成分が取出される。そして、次段の検波回路８において前記キャリア成分が参照符α２で示すキャリア検出レベルＤｅｔで検波され、さらに積分回路９において図６（ｄ）の参照符α１１で示すようにキャリアのある時間が積分されて、その積分出力Ｉｎｔがヒステリシスコンパレータ１０において参照符α１２で示す予め定めるスレッシュレベルと比較されることで、キャリアの有無が判別されて前記図６（ｅ）で示す出力信号ＲＸＯＵＴとしてデジタル出力される。
【０００５】
前記初段アンプ４の出力側にはローパスフィルタ１１が設けられており、これによって蛍光灯や太陽光による直流レベルが検出され、次段の２段目アンプ５では、初段アンプ４の直接の出力からその直流レベル分が除去されて増幅されることで、前記蛍光灯や太陽光による影響が除去されている。また、前記初段アンプ４に関連してＡＢＣＣ回路１２が設けられており、このＡＢＣＣ回路１２によって前記ローパスフィルタ１１の出力に対応して初段アンプ４の直流バイアスが制御される。さらに、バンドパスフィルタ７に関連してｆｏトリミング回路１３が設けられており、図示しない分圧抵抗の接続点から引出された端子ＴＲＭ１〜ＴＲＭ５間の図示しないツェナダイオードがトリミングされることによって、該バンドパスフィルタ７の中心周波数ｆｏが調整される。
【０００６】
図７は、前記検波回路８および積分回路９の等価回路図である。これらの検波回路８および積分回路９ならびに前記ヒステリシスコンパレータ１０は、キャリア検出回路を構成する。検波回路８は、バンドパスフィルタ７の出力Ｓｉｇからキャリア検出レベルＤｅｔを生成し、積分回路９は、前記出力Ｓｉｇを前記キャリア検出レベルＤｅｔと比較し、その比較結果を積分する。
【０００７】
検波回路８は、検波器２１と充放電回路２２とを備えて構成されており、検波器２１が図６（ｃ）の参照符α２１で示すように検出すべきキャリア周波数のパルスをグループで検出し、その出力Ｖｃ１を充放電回路２２が基準電圧Ｖ１と比較し、パルスのグループが存在する時間ｔｏｎと存在しない時間ｔｏｆｆとで、内蔵する図示しない容量にそれぞれ充電または放電を行って積分することで、入力信号に応じたキャリア検出レベルＤｅｔを決定する。
【０００８】
したがって、キャリア検出レベルＤｅｔは、以下の条件を満たすレベルとなる。
【０００９】
ｔｏｎ×Ｉｊ＝ｔｏｆｆ×Ｉｆ …（１）
ただし、Ｉｊは充電電流であり、Ｉｆは放電電流である。
【００１０】
前記時間ｔｏｎ，ｔｏｆｆはキャリア検出レベルＤｅｔに応じて変動し、キャリア検出レベルＤｅｔが上昇すると、時間ｔｏｎは減少し、時間ｔｏｆｆは増加する。こうして、式１を満たす条件、すなわち充電される電荷量と放電される電荷量とが等しくなるキャリア検出レベルとなる。一例として、充放電電流が等しい、すなわちＩｊ≒Ｉｆとすると、前記式１からｔｏｎ≒ｔｏｆｆとなり、キャリアが５０％の送信信号までが受信可能となる。５０％を超えると充電量が大きくなり、キャリア検出レベルＤｅｔが上昇して受信感度が低下する。したがって、５０％を超えるキャリアを持つ信号はノイズと判断し、ノイズとキャリアとの分離が行われる。インバータ蛍光灯のノイズキャリアは、連続発振であるので、１００％に近い。
【００１１】
一方、送信信号に対する前記時間ｔｏｎの割合をｄｕｔｙ比といい、下式で表される。
【００１２】
ｄｕｔｙ＝ｔｏｎ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）＝１／（１＋Ｉｊ／Ｉｆ）…（２）
そして、赤外線リモコンの送信信号（コード）は各社異なっており、前記ｄｕｔｙ比は１０〜６０％まであり、幅広い。ｄｕｔｙ比の高い送信信号を受信可能にするためには、前記充電電流Ｉｊを小さくし、キャリア検出レベルＤｅｔの上昇を抑え、受信感度を保持する必要がある。しかしながら、受信可能ｄｕｔｙ比を高く設定すると、前述のインバータ蛍光灯のノイズキャリアに対してもキャリア検出レベルＤｅｔが上昇しないので、ノイズとキャリアとの分離が困難になり、受信不可または誤動作の要因となる。さらに、集積回路（ＩＣ）では、前記電流Ｉｊ，Ｉｆには、プロセスパラメータのバラツキや周囲温度の変動等を考慮する必要があり、前記受信可能ｄｕｔｙ比はそれらを含めて、仕様範囲を満足する必要がある。
【００１３】
ここで、前記充放電回路２２として用いられる典型的な従来技術の充放電回路３１を図８に示す。この充放電回路３１は、容量ｃ２と、微少電流出力のコンパレータ回路３２と、微少電流入力のバッファ回路３３とを備えて構成されている。この構成では、検波器２１の出力Ｖｃ１がそのままコンパレータ回路３２に入力されるのではなく、前記図６（ｃ）で示すような、その反転出力Ｖｃ１-1が入力される場合の例を示している。
【００１４】
コンパレータ回路３２において、対を成すトランジスタｑｎ１，ｑｎ２のベースには、前記反転出力Ｖｃ１-1および基準電圧源３４からの基準電圧Ｖ１がそれぞれ与えられる。トランジスタｑｎ１，ｑｎ２のエミッタは定電流源ｆ１を介して接地され、トランジスタｑｎ１のコレクタはハイレベルの電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタｑｎ２のコレクタはトランジスタｑｎ３を介して前記電源Ｖｃｃに接続される。前記定電流源ｆ１は、トランジスタｑｎ１，ｑｎ２のエミッタから定電流Ｉｊ０を引抜いており、前記反転出力Ｖｃ１-1と基準電圧Ｖ１との差に対応した電流が前記トランジスタｑｎ３のベースから取込まれる。前記トランジスタｑｎ３のベース電流Ｉｊ１は、トランジスタｑｐ１からカレントミラー回路を構成するトランジスタｑｐ３，ｑｐ４を介してトランジスタｑｐ２に折返され、該トランジスタｑｐ２のベースから、容量ｃ２へ前記充電電流Ｉｊが出力される。
【００１５】
また、バッファ回路３３では、前記容量ｃ２からの放電電流Ｉｆとなるバイアス電流は、入力のトランジスタｑｎ４のベースに与えられる。前記トランジスタｑｎ４のエミッタは対を成すトランジスタｑｎ５のエミッタとともに定電流源ｆ２を介して接地され、またそれらのトランジスタｑｎ４，ｑｎ５のコレクタは相互に等しい面積でカレントミラー回路を構成するトランジスタｑｐ５，ｑｐ６をそれぞれ介して前記電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタｑｎ５のベースと電源Ｖｃｃとの間には、ベースが該トランジスタｑｎ５のコレクタと前記トランジスタｑｐ６のコレクタとの間に接続されるトランジスタｑｎ６が介在されており、これらトランジスタｑｎ５のベースおよびトランジスタｑｎ６のエミッタから、前記キャリア検出レベルＤｅｔが出力される。前記トランジスタｑｎ５のベースにはまた、定電流を引抜く定電流源ｆ３が接続されている。
【００１６】
このように構成することによって、キャリアが入力されているときには前記検波器２１の反転出力Ｖｃ１-1がローレベルとなって容量ｃ２に前記充電電流Ｉｊで充電が行われ、キャリアが入力されていないときには前記反転出力Ｖｃ１-1がハイレベルとなって容量ｃ２から前記放電電流Ｉｆで放電が行わる。そして、トランジスタｑｐ２，ｑｎ４のベース電流を利用して、微少電流Ｉｊ，Ｉｆを得て、長時間の時定数を実現し、容量ｃ２を前記受信チップ３内に内蔵可能な容量にしている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように構成される充放電回路２２において、定電流源ｆ１およびトランジスタｑｎ１，ｑｎ２で作成され、充電電流Ｉｊの基準電流となるトランジスタｑｎ３のベース電流Ｉｊ１として取出される電流と、前記充電電流Ｉｊとが等しくなるのが理想的であるけれども、トランジスタｑｐ１，ｑｐ２のアーリ効果によって誤差が発生するという問題がある。前記アーリ効果は、トランジスタのコレクタ電流Ｉｃのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅに対する依存性のことであり、一般的に下式で与えられる。
【００１８】
Ｉｃ＝Ｉｓ（１＋Ｖｃｅ／Ｖａ）ｅｘｐ（Ｖｂｅ／Ｖｔ） …（３）
ただし、Ｉｓは飽和電流であり、Ｖａはアーリ電圧であり、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の素電荷）である。
【００１９】
したがって、トランジスタｑｐ１，ｑｐ２のコレクタ−エミッタ間電圧を、それぞれＶｃｅ（ｑｐ１），Ｖｃｅ（ｑｐ２）とし、容量ｃ２の充電電圧をＶｃ２とすると、
Ｖｃｅ（ｑｐ１）＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ（ｑｐ３） …（４）
Ｖｃｅ（ｑｐ２）＝Ｖｃ２＋Ｖｂｅ（ｑｐ２） …（５）
で表される。
【００２０】
したがって、トランジスタｑｐ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ（ｑｐ１）は負の温度依存性（一般にＶｂｅの温度依存性は−２ｍＶ／℃）を持ち、トランジスタｑｐ２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ（ｑｐ２）は正の温度依存性を持つことになり、前記電流Ｉｊ１とＩｊとの誤差は、２Ｖｂｅの温度依存性で増大することになる。また、前記容量ｃ２の充電電圧をＶｃ２は、キャリア検出レベルＤｅｔによって決定され、変動する。
【００２１】
したがって、Ｖｃｅ（ｑｐ１）≠Ｖｃｅ（ｑｐ２）であり、前記アーリ効果による誤差の発生することが理解される。このアーリ効果を考慮して、仕様範囲を満足する受信可能ｄｕｔｙとするためには、該ｄｕｔｙを高く設定することになり、前記のインバータ蛍光灯のノイズとキャリアとの分離が困難になり、受信不可や誤動作の要因となる。
【００２２】
また、受信可能ｄｕｔｙ比は、前記式２から、充放電電流比Ｉｊ／Ｉｆによって決定される。ここで、充電電流Ｉｊおよび放電電流Ｉｆは、それぞれ下式で与えられる。
【００２３】
Ｉｊ＝Ｉｊ０／β（ｑｎ３）−Ｉｆ０／２β（ｑｎ４） …（６）
Ｉｆ＝Ｉｆ０／２β（ｑｎ４） …（７）
ただし、βはトランジスタの電流増幅率であり、コレクタ電流の値に依存する。
【００２４】
したがって、電流増幅率βを等しくするためには、トランジスタのコレクタ電流を等しくする必要がある。図８の従来の充放電回路３１では、トランジスタ数は、ｑｎ３（ｍ）：ｑｎ４（ｎ）＝１：１である。受信可能ｄｕｔｙ比を５０％と設定するとき、前記式６，７から、Ｉｊ０＝Ｉｆ０とすると、トランジスタｑｎ４のコレクタ電流はトランジスタｑｎ３のコレクタ電流の１／２であり、β（ｑｎ３）≠β（ｑｎ４）となり、充放電電流比に微小な誤差が発生する。
【００２５】
本発明の目的は、正確な充電電流および／または放電電流を作成することができる充電回路および／または放電回路ならびにそれを用いるキャリア検出回路を提供することである。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明の充電回路は、Ｐ型トランジスタのベース電流で容量に充電を行う充電回路において、前記充電の基準電流を作成する基準電流作成手段と、前記基準電流を折返して前記Ｐ型トランジスタのエミッタ電流として与えるカレントミラー回路と、前記基準電流作成手段において前記基準電流を取出して前記カレントミラー回路に与える出力段のトランジスタと、前記Ｐ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくするバイアス電圧源とを含むことを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、Ｐ型トランジスタのベース電流による微少電流で容量に充電を行う充電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流をカレントミラー回路で折返して前記Ｐ型トランジスタのエミッタ電流として与えるにあたって、バイアス電圧源によって、基準電流作成手段の出力段のトランジスタと、前記Ｐ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくする。
【００２８】
したがって、前記エミッタ−コレクタ間電圧に依存してコレクタ電流、したがって前記ベース電流が変化するトランジスタのアーリ効果による充電電流の誤差を低減し、正確な充電電流を作成することができる。
【００２９】
また、本発明の充電回路は、前記基準電流作成手段を、差動対を形成する一対のＮ型トランジスタと、前記一対のＮ型トランジスタのエミッタが共通に接続される基準電流源と、前記出力段のＰ型トランジスタとを備えて構成し、前記一対のＮ型トランジスタの一方のベースを入力とし、他方のベースを出力の取出しとして前記出力段のＰ型トランジスタのベースに接続することを特徴とする。
【００３０】
上記の構成によれば、上述の充電回路で最も大きな動作電圧が必要となる基準電流作成手段において、差動対を形成する一対のＮ型トランジスタの内、入力側でない方のトランジスタを前記ベース電流の取出しに共用する。
【００３１】
したがって、カレントミラー回路のトランジスタ、前記出力段のＰ型トランジスタおよび差動対を形成するＮ型トランジスタの各ベース−エミッタ間電圧に、基準電流源を構成するトランジスタの飽和電圧を加えた、たとえば２．４Ｖ程度で動作することができ、低電圧動作が可能になる。
【００３２】
さらにまた、本発明の放電回路は、Ｎ型トランジスタのベース電流で容量から放電を行う放電回路において、前記放電の基準電流を作成する基準電流作成手段と、前記基準電流を折返して前記Ｎ型トランジスタのエミッタ電流として与えるカレントミラー回路と、前記基準電流作成手段において前記基準電流を取出して前記カレントミラー回路に与える出力段のトランジスタと、前記Ｎ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくするバイアス電圧源とを含むことを特徴とする。
【００３３】
上記の構成によれば、Ｎ型トランジスタのベース電流による微少電流で容量から放電を行う放電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流をカレントミラー回路で折返して前記Ｎ型トランジスタのエミッタ電流として与えるにあたって、バイアス電圧源によって、基準電流作成手段の出力段のトランジスタと、前記Ｎ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくする。
【００３４】
したがって、前記エミッタ−コレクタ間電圧に依存してコレクタ電流、したがって前記ベース電流が変化するトランジスタのアーリ効果による放電電流の誤差を低減し、正確な放電電流を作成することができる。
【００３５】
また、本発明の充放電回路は、トランジスタのベース電流で容量に充放電を行う充放電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流を充電用および放電用の前記ベース電流にそれぞれ変換するトランジスタを、充放電の電流比に応じた並列個数で形成することを特徴とする。
【００３６】
上記の構成によれば、基準電流から充電用および放電用のベース電流にそれぞれ変換するトランジスタを、それぞれのコレクタ電流値に応じた個数の並列のトランジスタで構成する。
【００３７】
したがって、１つのトランジスタに流れるコレクタ電流を等しくし、電流増幅率による誤差を低減し、正確な充放電電流を作成することができる。
【００３８】
さらにまた、本発明のキャリア検出回路は、前記の何れかの充電回路および／または放電回路を用いて、キャリア検出レベルを作成することを特徴とする。
【００３９】
上記の構成によれば、前記の微少な電流であるトランジスタのベース電流で容量に充電および／または放電を行うことで、比較的大きい時定数で変化すべきキャリア検出レベルを作成するので、キャリア検出回路における積分容量を小さくすることができる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の第１の形態について、図１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００４１】
図１は、本発明の実施の第１の形態の充放電回路４１の電気回路図である。この充放電回路４１は、容量Ｃ２と、微少電流出力のコンパレータ回路４２と、微少電流入力のバッファ回路４３とを備えて構成されている。この構成では、検波器２１の出力Ｖｃ１がそのままコンパレータ回路４２に入力されるのではなく、前記図６（ｃ）で示すような、その反転出力Ｖｃ１-1が入力される場合の例を示している。
【００４２】
コンパレータ回路４２において、差動対を形成するトランジスタＱＮ１，ＱＮ２のベースには、前記反転出力Ｖｃ１-1および基準電圧源４４からの基準電圧Ｖ１がそれぞれ与えられる。トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタは定電流源Ｆ１を介して接地され、トランジスタＱＮ１のコレクタはハイレベルの電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱＮ２のコレクタはトランジスタＱＮ３を介して前記電源Ｖｃｃに接続される。前記定電流源Ｆ１は、トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のエミッタから定電流Ｉｊ０を引抜いており、前記反転出力Ｖｃ１-1と基準電圧Ｖ１との差に対応した電流が前記トランジスタＱＮ３のベースから取込まれる。前記トランジスタＱＮ３のベース電流Ｉｊ１は、トランジスタＱＰ１からカレントミラー回路を構成するトランジスタＱＰ３，ＱＰ４を介してトランジスタＱＰ２に折返され、該トランジスタＱＰ２のベースから、容量Ｃ２へ前記充電電流Ｉｊが出力される。
【００４３】
また、バッファ回路４３では、前記容量Ｃ２からの放電電流Ｉｆとなるバイアス電流は、入力のトランジスタＱＮ４のベースに与えられる。前記トランジスタＱＮ４のエミッタは対を成すトランジスタＱＮ５のエミッタとともに定電流源Ｆ２を介して接地され、またそれらのトランジスタＱＮ４，ＱＮ５のコレクタは相互に等しい面積でカレントミラー回路を構成するトランジスタＱＰ５，ＱＰ６をそれぞれ介して前記電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタＱＮ５のベースと電源Ｖｃｃとの間には、ベースが該トランジスタＱＮ５のコレクタと前記トランジスタＱＰ６のコレクタとの間に接続されるトランジスタＱＮ６が介在されており、これらトランジスタＱＮ５のベースおよびトランジスタＱＮ６のエミッタから、前記キャリア検出レベルＤｅｔが出力される。前記トランジスタＱＮ５のベースにはまた、定電流を引抜く定電流源Ｆ３が接続されている。
【００４４】
このように構成することによって、キャリアが入力されているときには前記検波器２１の反転出力Ｖｃ１-1がローレベルとなって容量Ｃ２に前記充電電流Ｉｊで充電が行われ、キャリアが入力されていないときには前記反転出力Ｖｃ１-1がハイレベルとなって容量Ｃ２から前記放電電流Ｉｆで放電が行わる。そして、トランジスタＱＰ２，ＱＮ４のベース電流を利用して、微少電流Ｉｊ，Ｉｆを得て、長時間の時定数を実現し、容量Ｃ２を前記受信チップ３内に内蔵可能な容量にしている。
【００４５】
注目すべきは、本実施の形態では、トランジスタＱＰ１のコレクタに、以下のようにして設定される電圧源４５からの電圧Ｖｒｅｆを与えることである。ここで、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のコレクタ−エミッタ間電圧をそれぞれＶｃｅ（ＱＰ１），Ｖｃｅ（ＱＰ２）とすると、次式となる。
【００４６】
Ｖｃｅ（ＱＰ１）＝Ｖｃｃ−Ｖｂｅ（ＱＰ３）−Ｖｒｅｆ …（８）
Ｖｃｅ（ＱＰ２）＝ＶＣ２＋Ｖｂｅ（ＱＰ２） …（９）
したがって、前記電圧ＶｒｅｆをＶｃｅ（ＱＰ１）≒Ｖｃｅ（ＱＰ２）となる電圧に設定することによって、前記アーリ効果による影響を低減することができる。
【００４７】
また、トランジスタＱＮ３，ＱＮ４を構成する並列トランジスタ数は、それぞれのコレクタ電流値に応じたトランジスタ数となっており、すなわちそれぞれｍ個およびｎ個で表すと、
ＱＮ３（ｍ）：ＱＮ４（ｎ）＝Ｉｊ０：Ｉｆ０／２ …（１０）
となっている。一方、トランジスタＱＮ４，ＱＮ５は、差動ペアであるので、同じトランジスタ数となっている。
【００４８】
これによって、１つのトランジスタに流れるコレクタ電流を等しくし、電流増幅率βによる誤差を低減することができる。
【００４９】
本発明の実施の第２の形態について、図２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５０】
図２は、本発明の実施の第２の形態の充放電回路５１の電気回路図である。この充放電回路５１は、前述の充放電回路４１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、本実施の形態では、コンパレータ回路５２では、前記電圧源４５に代えて、トランジスタＱＰ１のコレクタは、エミッタが該トランジスタＱＰ１のコレクタに接続され、コレクタが接地され、ベースが前記トランジスタＱＮ２，ＱＮ３間に接続されるトランジスタＱＰ７を介して接地されることである。
【００５１】
同様に、バッファ回路５３では、トランジスタＱＰ２のコレクタは、エミッタが該トランジスタＱＰ２のコレクタに接続され、コレクタが接地され、ベースにダイオードＤ１を介して該バッファ回路５３の出力である前記キャリア検出レベルＤｅｔ（前記ＶＣ２に略等しい）が与えられるトランジスタＱＰ８が設けられていることである。
【００５２】
このように構成することによって、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ（ＱＰ１），Ｖｃｅ（ＱＰ２）は、
【００５３】
したがって、Ｖｃｅ（ＱＰ１）＝Ｖｃｅ（ＱＰ２）となり、前記アーリ効果による影響を一層低減することができる。また、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ（ＱＰ１），Ｖｃｅ（ＱＰ２）が、共にＶｂｅの温度依存性を持つので、電流Ｉｊ１，Ｉｊの温度依存性による誤差の増大を低減することができる。
【００５４】
本発明の実施の第３の形態について、図３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５５】
図３は、本発明の実施の第３の形態の充放電回路６１の電気回路図である。この充放電回路６１は、前述の充放電回路４１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、本実施の形態では、コンパレータ回路６２では、前記トランジスタＱＮ２および基準電圧源３４を省略し、トランジスタＱＮ３とトランジスタＱＮ１とで差動対を構成することである。また、トランジスタＱＰ２のコレクタは、トランジスタＱＮ５のベースに接続される。
【００５６】
このように構成することによって、
【００５７】
これに対して、前述の充放電回路３１では、回路のダイナミックレンジを確保し、正常に動作させるためには、電源電圧Ｖｃｃに、３Ｖｂｅ（ｑｐ３＋ｑｐ１＋ｑｎ３）＋２Ｖｓａｔ（サチレーション電圧：ｑｎ２（ｓａｔ）＋Ｉｊ０（ｓａｔ））が必要になる。ここで、Ｖｂｅの温度依存性が−２ｍＶ／℃程度であることから、−３０℃程度以下の低温域で使用する場合、Ｖｂｅ＝０．８Ｖ以上となり、３Ｖ以下の低電圧でその動作を保証することは不可能である。
【００５８】
なお、上述の各充放電回路４１，５１，６１は、トランジスタの導電型式および電源極性をそのまま逆にすると、上述の説明における充電が放電となり、放電が充電となるだけで、全く同様に動作することが理解される。
【００５９】
また、バッファ回路４３の出力電圧を利用しない図１の充放電回路４１の場合、該バッファ回路４３は、Ｉｆ＝Ｉｊ／２となるような負荷抵抗で置換えることができる。この場合の構成を、図４の充放電回路７１で示す。図１の充放電回路４１と比べて、バッファ回路４３が、前記の電流値の放電電流Ｉｆに設定される負荷抵抗Ｒ１に置換えられている。このようにして、本発明を充電のみに使用することができる。また、前述のように、トランジスタの導電型式および電源極性を逆にすることで、放電のみに使用することができる。
【００６０】
さらにまた、Ｐ型のトランジスタＱＰ１〜ＱＰ８には、特殊な工程を使用せずに容易に生成することができるラテラルＰＮＰトランジスタを想定しているけれども、このラテラルＰＮＰトランジスタは、ベース端子に寄生フォトダイオードを有し、赤外線リモコン等の光をセンスするデバイスでは、デバイスに光が入射したり、回り込んだりして、前記寄生フォトダイオードを動作させてしまうので、特に微少電流を取扱う部分のＰＮＰトランジスタＱＰ２には、バーティカルＰＮＰトランジスタを使用することが望ましい。
【００６１】
本発明は、前記赤外線リモコンに限らず、赤外線通信装置や電波による通信装置等におけるキャリアを使用した通信装置の受信機に使用することができる。
【００６２】
【発明の効果】
本発明の充電回路は、以上のように、Ｐ型トランジスタのベース電流による微少電流で容量に充電を行う充電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流をカレントミラー回路で折返して前記Ｐ型トランジスタのエミッタ電流として与えるにあたって、バイアス電圧源によって、基準電流作成手段の出力段のトランジスタと、前記Ｐ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくする。
【００６３】
それゆえ、前記エミッタ−コレクタ間電圧に依存してコレクタ電流、したがって前記ベース電流が変化するトランジスタのアーリ効果による充電電流の誤差を低減し、正確な充電電流を作成することができる。
【００６４】
また、本発明の充電回路は、以上のように、上述の充電回路で最も大きな動作電圧が必要となる基準電流作成手段を、差動対を形成する一対のＮ型トランジスタと、前記一対のＮ型トランジスタのエミッタが共通に接続される基準電流源と、前記出力段のＰ型トランジスタとを備えて構成し、前記一対のＮ型トランジスタの内、入力側でない方のトランジスタを前記ベース電流の取出しに共用する。
【００６５】
それゆえ、カレントミラー回路のトランジスタ、前記出力段のＰ型トランジスタおよび差動対を形成するＮ型トランジスタの各ベース−エミッタ間電圧に、基準電流源を構成するトランジスタの飽和電圧を加えた、たとえば２．４Ｖ程度で動作することができ、低電圧動作が可能になる。
【００６６】
さらにまた、本発明の放電回路は、以上のように、Ｎ型トランジスタのベース電流による微少電流で容量から放電を行う放電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流をカレントミラー回路で折返して前記Ｎ型トランジスタのエミッタ電流として与えるにあたって、バイアス電圧源によって、基準電流作成手段の出力段のトランジスタと、前記Ｎ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくする。
【００６７】
それゆえ、前記エミッタ−コレクタ間電圧に依存してコレクタ電流、したがって前記ベース電流が変化するトランジスタのアーリ効果による放電電流の誤差を低減し、正確な放電電流を作成することができる。
【００６８】
また、本発明の充放電回路は、以上のように、トランジスタのベース電流で容量に充放電を行う充放電回路において、基準電流作成手段で作成された基準電流を充電用および放電用の前記ベース電流にそれぞれ変換するトランジスタを、充放電の電流比に応じた並列個数で形成し、１つのトランジスタに流れるコレクタ電流を等しくする。
【００６９】
それゆえ、電流増幅率による誤差を低減し、正確な充放電電流を作成することができる。
【００７０】
さらにまた、本発明のキャリア検出回路は、以上のように、前記の何れかの充電回路および／または放電回路を用いて、キャリア検出レベルを作成する。
【００７１】
それゆえ、前記の微少な電流であるトランジスタのベース電流で容量に充電および／または放電を行うことで、比較的大きい時定数で変化すべきキャリア検出レベルを作成するので、キャリア検出回路における積分容量を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】受信機の検波回路を構成する本発明の実施の第１の形態の充放電回路の電気回路図である。
【図２】本発明の実施の第２の形態の充放電回路の電気回路図である。
【図３】本発明の実施の第３の形態の充放電回路の電気回路図である。
【図４】本発明の実施の第４の形態の充放電回路の電気回路図である。
【図５】赤外線リモコンの受信機の一構成例を示すブロック図である。
【図６】図５で示す受信機の各部の波形図である。
【図７】前記受信機における検波回路および積分回路の等価回路図である。
【図８】前記検波回路を構成する典型的な従来技術の充放電回路の電気回路図である。
【符号の説明】
１ 赤外線リモコンの受信機
２ フォトダイオード
３ 受信チップ
４ 初段アンプ（ＨＡ）
５ ２段目アンプ（２ｎｄＡＭＰ）
６ ３段目アンプ（３ｒｄＡＭＰ）
７ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
８ 検波回路（キャリア検出回路）
９ 積分回路（キャリア検出回路）
１０ ヒステリシスコンパレータ（キャリア検出回路）
１１ ローパスフィルタ
１２ ＡＢＣＣ回路
１３ ｆｏトリミング回路
２１ 検波器
２２ 充放電回路
４１，５１，６１，７１ 充放電回路
４２，５２，６２ コンパレータ回路
４３，５３ バッファ回路
４４ 基準電圧源
４５ 電圧源（バイアス電圧源）
Ｃ２ 容量
Ｄ１ ダイオード
Ｆ１ 定電流源（基準電流作成手段、基準電流源）
Ｆ２，Ｆ３ 定電流源
ＱＮ１，ＱＮ２ トランジスタ（差動対、基準電流作成手段）
ＱＮ３ トランジスタ（基準電流作成手段）
ＱＮ４〜ＱＮ６ トランジスタ
ＱＰ１ トランジスタ（出力段のトランジスタ）
ＱＰ２ トランジスタ（Ｐ型トランジスタ）
ＱＰ３，ＱＰ４ トランジスタ（カレントミラー回路）
ＱＰ５〜ＱＰ８ トランジスタ
Ｒ１ 負荷抵抗
Claims (5)
- Ｐ型トランジスタのベース電流で容量に充電を行う充電回路において、
前記充電の基準電流を作成する基準電流作成手段と、
前記基準電流を折返して前記Ｐ型トランジスタのエミッタ電流として与えるカレントミラー回路と、
前記基準電流作成手段において前記基準電流を取出して前記カレントミラー回路に与える出力段のトランジスタと、前記Ｐ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくするバイアス電圧源とを含むことを特徴とする充電回路。 - 前記基準電流作成手段を、差動対を形成する一対のＮ型トランジスタと、前記一対のＮ型トランジスタのエミッタが共通に接続される基準電流源と、前記出力段のＰ型トランジスタとを備えて構成し、前記一対のＮ型トランジスタの一方のベースを入力とし、他方のベースを出力の取出しとして前記出力段のＰ型トランジスタのベースに接続することを特徴とする請求項１記載の充電回路。
- Ｎ型トランジスタのベース電流で容量から放電を行う放電回路において、
前記放電の基準電流を作成する基準電流作成手段と、
前記基準電流を折返して前記Ｎ型トランジスタのエミッタ電流として与えるカレントミラー回路と、
前記基準電流作成手段において前記基準電流を取出して前記カレントミラー回路に与える出力段のトランジスタと、前記Ｎ型トランジスタとのエミッタ−コレクタ間電圧を略等しくするバイアス電圧源とを含むことを特徴とする放電回路。 - トランジスタのベース電流で容量に充放電を行う充放電回路において、
基準電流作成手段で作成された基準電流を充電用および放電用の前記ベース電流にそれぞれ変換するトランジスタを、充放電の電流比に応じた並列個数で形成することを特徴とする充放電回路。 - 前記請求項１〜４の何れかに記載の充電回路および／または放電回路を用いて、キャリア検出レベルを作成することを特徴とするキャリア検出回路。
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