JP4005070B2 - Ａ／ｄ変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、アナログ信号をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換装置に関し、特にセンサ出力信号をディジタル値に変換するものに関する。

図１６（ａ）に示すように、Ａ／Ｄ変換装置の分解能より小さい振幅で変化する信号は、Ａ／Ｄ変換を行うと、サンプリングＡ及びＢのいずれのタイミングにおいても、変換後のディジタル値は「１」となる。そこで、図１６（ｂ）に示すように、オーバサンプリングにより、Ａ／Ｄ変換装置の分解能を実質的に高める手法が、特許文献１に示されている。

実線で示すセンサ出力信号に破線で示すノイズ成分が重畳された入力信号を例えば連続８回サンプリングすると、サンプリングＡでは、サンプリングにより得られるディジタル値は、２，１，２，１，１，１，２，１となり、その平均値は、１．３７５となる。またサンプリングＢでは、サンプリングにより得られるディジタル値は、１，１，０，１，０，１，１，０となり、その平均値は０．６２５となる。このように、適当な大きさのノイズ成分が重畳される場合には、量子化誤差を含まない理想値（真の値）に近いディジタル値を得ることができる。

特開平９−１５８７６４号公報

しかしながら、Ａ／Ｄ変換装置の分解能（ＬＳＢ（Least Significant Bit）の「１」に対応する入力信号振幅）に対して、ノイズ成分のレベルが小さすぎると、センサ出力信号が図１６（ａ）に示す２つの閾値のちょうど真ん中くらいのレベルであるときには、上述したような理想値に近いディジタル値を得ることができない。

本発明はこの点に着目してなされたものであり、オーバサンプリングにより分解能を確実に向上させることができるＡ／Ｄ変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため請求項１に記載の発明は、センサ（８）の出力信号をディジタル値に変換することにより、前記センサ（８）の検出対象物理量のディジタル値（ＴＨ）を出力するＡ／Ｄ変換装置において、前記センサ出力信号（ＶＳ）に重畳信号成分（ΔＶＨ、ΔＶＬ）を重畳した重畳信号を生成する重畳信号生成手段と、前記センサ出力信号（Ｖｔ４，Ｖｔ５）、及び前記重畳信号（Ｖｔ１，Ｖｔ３）に基づいて、前記検出対象物理量のディジタル値（ＴＨ）を算出する物理量算出手段とを備え、前記重畳信号生成手段は、所定信号を所定時間（ＴＳ）に亘ってコンデンサ（Ｃ０）に供給し、次に前記センサ出力信号（ＶＳ）を前記所定時間（ＴＳ）に亘って前記コンデンサ（Ｃ０）に供給することにより前記重畳信号を生成することを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＡ／Ｄ変換装置において、前記重畳信号生成手段は、前記センサ出力信号を第１所定量（ΔＶＨ）高くした増加重畳信号と、前記センサ出力信号を第２所定量（ΔＶＬ）低くした減少重畳信号とを生成することを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載のＡ／Ｄ変換装置において、前記物理量算出手段は、前記センサ出力信号をＡ／Ｄ変換して得られるディジタル値（ＤＶｔ４，ＤＶｔ５）を出力する第１変換手段と、前記増加重畳信号をＡ／Ｄ変換して得られるディジタル値（ＤＶｔ１）を出力する第２変換手段と、前記減少重畳信号をＡ／Ｄ変換して得られるディジタル値（ＤＶｔ３）を出力する第３変換手段とを備え、前記第１、第２、及び第３変換手段の出力（ＤＶｔ１，ＤＶｔ３，ＤＶｔ４，ＤＶｔ５）を平均化することにより、前記検出対象物理量のディジタル値（ＴＨ）を算出することを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項１から３の何れか１項に記載のＡ／Ｄ変換装置において、前記所定信号は、定電圧信号または前記センサ出力信号（ＶＳ）に一定加算電圧（ＶＨＸ）を加算した信号若しくは前記センサ出力信号（ＶＳ）から一定減算電圧（ＶＬＸ）を減算した信号であることを特徴とする。
請求項５に記載の発明は、請求項１から４の何れか１項に記載のＡ／Ｄ変換装置において、前記センサは、内燃機関（１）の吸気系に設けられるスロットル弁（３）の開度を検出するスロットル弁開度センサ（８）であり、前記検出対象物理量は前記スロットル弁の開度であることを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、センサ出力信号に重畳信号成分を重畳した重畳信号が生成され、センサ出力信号、及び重畳信号に基づいて、検出対象物理量のディジタル値が算出される。重畳信号成分のレベルを適切に設定すれば、Ａ／Ｄ変換の分解能を確実に向上させることができる。また所定信号とセンサ出力信号とを切り換えてコンデンサに供給することにより、重畳信号を容易に生成することができる。

請求項２に記載の発明によれば、センサ出力信号を第１所定量高くした増加重畳信号と、センサ出力信号を第２所定量低くした減少重畳信号とが生成されるので、最終的に得られる検出対象物理量に偏りが生じないようにできる。

請求項３に記載の発明によれば、センサ出力信号をＡ／Ｄ変換して得られるディジタル値と、増加重畳信号をＡ／Ｄ変換して得られるディジタル値と、減少重畳信号をＡ／Ｄ変換して得られるディジタル値とを平均化することにより、検出対象物理量のディジタル値が算出される。したがって、最終的に得られる検出対象物理量に偏りが生じることがなく、真の値に近いディジタル値を得ることができる。

請求項４に記載の発明によれば、所定信号は、定電圧信号またはセンサ出力信号に一定加算電圧を加算した信号若しくはセンサ出力信号から一定減算電圧を減算した信号とされ、適切な重畳信号を生成することができる。
請求項５に記載の発明によれば、内燃機関の吸気系に設けられるスロットル弁の開度を高精度に検出することができる。

以下本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明の一実施形態にかかるＡ／Ｄ変換装置を含むスロットル弁制御装置の構成を示す図である。内燃機関（以下「エンジン」という）１の吸気通路２には、スロットル弁３が設けられている。スロットル弁３には、該スロットル弁３を閉弁方向に付勢するリターンスプリング４と、該スロットル弁３を開弁方向に付勢する弾性部材５とが取り付けられている。またスロットル弁３は、モータ６によりギヤ（図示せず）を介して駆動できるように構成されている。モータ６による駆動力がスロットル弁３に加えられない状態では、スロットル弁３の開度ＴＨは、リターンスプリング４の付勢力と、弾性部材５の付勢力とが釣り合うデフォルト開度ＴＨＤＥＦ（例えば５度）に保持される。

モータ６は、電子制御ユニット（以下「ＥＣＵ」という）７に接続されており、その作動がＥＣＵ７により制御される。スロットル弁３には、スロットル弁開度ＴＨを検出するスロットル弁開度センサ８が設けられており、その検出信号は、ＥＣＵ７に供給される。

またＥＣＵ７には、エンジン１が搭載された車両の運転者の要求出力を示すアクセルペダルの踏み込み量ＡＰを検出するアクセルセンサ９が接続されており、その検出信号がＥＣＵ７に供給される。
ＥＣＵ７は、スロットル弁開度センサ８及びアクセルセンサ９の検出信号が供給される入力回路、入力信号をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路、各種演算処理を実行する中央演算ユニット（ＣＰＵ）、ＣＰＵが実行するプログラムやプログラムで参照されるマップやテーブルなどを格納するメモリ、及びモータ６に駆動電流を供給する出力回路を備えている。ＥＣＵ７は、アクセルペダルの踏み込み量ＡＰに応じてスロットル弁３の目標開度ＴＨＲを決定し、検出したスロットル弁開度ＴＨが目標開度ＴＨＲと一致するようにモータ６の制御量ＤＵＴを決定し、制御量ＤＵＴに応じた電気信号をモータ６に供給する。

図２は、ＥＣＵ７におけるスロットル弁開度センサ８の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部２０と、その入力回路の構成を示す図である。Ａ／Ｄ変換部２０は、３入力１出力のアナログスイッチ２１と、サンプルホールドコンデンサ（以下「ＳＨコンデンサ」という）Ｃ０と、バッファアンプ２２と、Ａ／Ｄ変換器２３とを備えており、Ａ／Ｄ変換器２３から出力されるディジタル値はＣＰＵ３０に入力される。

スロットル弁開度センサ８の出力信号は、端子１２に入力される。端子１２は、抵抗Ｒ１，Ｒ２及びコンデンサＣ１，Ｃ２からなるローパスフィルタ回路を介して、アナログスイッチ２１のＣＨ１入力に接続されている。また端子１１には、スロットル弁開度センサ出力の最大電圧より高い所定高電圧ＶＨ（例えば１．５Ｖ）が供給されている。端子１１は、アナログスイッチ２１のＣＨ０入力に接続されており、またコンデンサＣ３が端子１１（ＣＨ０入力）と、アースとの間に接続されている。また端子１３には、スロットル弁開度センサ出力の最小電圧より低い所定低電圧ＶＬ（例えば０Ｖ）が供給されている。端子１３は、アナログスイッチ２１のＣＨ２入力に接続されており、またコンデンサＣ４が端子１３（ＣＨ２入力）と、アースとの間に接続されている。

なお、ローパスフィルタ回路を構成する抵抗Ｒ１及びＲ２は、それぞれ例えば２２ｋΩ及び１．８ｋΩに設定され、コンデンサＣ１及びＣ２は、それぞれ例えば０．１μＦ及び２２００ｐＦに設定される。このローパスフィルタ回路により、センサ出力信号の周波数成分に比べて高い周波数のノイズ成分が除去される。またＳＨコンデンサＣ０の容量は、１０〜２０ｐＦ程度である。

図３は、Ａ／Ｄ変換部２０の動作を説明するためのタイミングチャートである。本実施形態では、短い周期ＴＳ（例えば１５μｓｅｃ程度）でアナログスイッチ２１を切り換えて、Ａ／Ｄ変換を行う。図３のｔ０〜ｔ５は、Ａ／Ｄ変換のタイミングを示すが、実際には、時刻ｔ１，ｔ３，ｔ４，及びｔ５においてＡ／Ｄ変換が行われ、時刻ｔ０及びｔ２では、Ａ／Ｄ変換は行われない。具体的には以下の手順によりＡ／Ｄ変換が実行される。

１）最初にアナログスイッチ２１をＣＨ０入力に接続する（時刻ｔｓ０）。これにより、ＳＨコンデンサＣ０の両端の電圧（以下「ＳＨコンデンサ電圧」という）ＶＣ０は、所定高電圧ＶＨに向かって上昇を開始する。
２）時刻ｔｓ１にアナログスイッチ２１をＣＨ１入力に切り換える。これにより、ＳＨコンデンサ電圧ＶＣ０は、センサ出力電圧ＶＳに向かって下降を開始する。時刻ｔ１においてＡ／Ｄ変換を行う。時刻ｔ１においては、ＣＨ０入力接続時にコンデンサＣ０に蓄積された電荷が僅かに残っているため、センサ出力電圧ＶＳより第１所定量ΔＶＨだけ高い電圧Ｖｔ１がＡ／Ｄ変換され、電圧Ｖｔ１に対応するディジタル値ＤＶｔ１が出力される。

３）時刻ｔｓ２にアナログスイッチ２１をＣＨ２入力に切り換える。これにより、ＳＨコンデンサ電圧ＶＣ０は、所定低電圧ＶＬに向かって下降を開始する。時刻ｔ２においてはＡ／Ｄ変換は行わない。
４）時刻ｔｓ３においてアナログスイッチ２１をＣＨ１入力に切り換える。これにより、ＳＨコンデンサ電圧ＶＣ０は、センサ出力電圧ＶＳに向かって上昇を開始する。時刻ｔ３においてＡ／Ｄ変換を行う。時刻ｔ３においては、ＣＨ２入力接続時にコンデンサＣ０から放電された電荷の減少分の影響が僅かに残っているため、センサ出力電圧ＶＳより第２所定量ΔＶＬだけ低い電圧Ｖｔ３がＡ／Ｄ変換され、電圧Ｖｔ３に対応するディジタル値ＤＶｔ３が出力される。

５）時刻ｔｓ４においてはアナログスイッチ２１がＣＨ１入力に接続された状態を維持し、時刻ｔ４においてＡ／Ｄ変換を行う。時刻ｔ４においては、ＣＨ２入力接続時の影響は残っていないので、センサ出力電圧ＶＳに対応する電圧Ｖｔ４がＡ／Ｄ変換され、対応するディジタル値ＤＶｔ４が出力される。

６）時刻ｔｓ５においてもアナログスイッチ２１がＣＨ１入力に接続された状態を維持し、時刻ｔ５においてＡ／Ｄ変換を行う。時刻ｔ５においても、ＣＨ２入力接続時の影響は残っていないので、センサ出力電圧ＶＳに対応する電圧Ｖｔ５がＡ／Ｄ変換され、対応するディジタル値ＤＶｔ５が出力される。

上記ステップ１）〜６）が１つのサンプリング（Ａ／Ｄ変換）動作であり、ＣＰＵ３０は、下記式（１）により、Ａ／Ｄ変換部２０から出力されるディジタル値ＤＶｔ１，ＤＶｔ３，ＤＶｔ４，及びＤＶｔ５を平均化して、スロットル弁開度を示すディジタル値ＴＨを算出する。
ＴＨ＝（ＤＶｔ１＋ＤＶｔ３＋ＤＶｔ４＋ＤＶｔ５）／４ （１）

図４は、Ａ／Ｄ変換の実行タイミングと、他の演算の実行タイミングとの関係を示すタイミングチャートである。すなわち、本実施形態では、２ミリ秒周期で、スロットル弁開度ＴＨを目標開度ＴＨＲに一致させるフィードバック制御演算が実行され、スロットル弁開度センサ出力ＶＳのオーバサンプリングリング処理は、そのフィードバック制御演算の前の期間に実行される。このサンプリング処理期間は、スロットル弁開度の変化速度に対して十分に短いので、サンプリング処理期間中のスロットル弁開度（センサ出力電圧ＶＳ）はほぼ一定と見なすことができる。図４に示す下向きの矢印が、上記ステップ１）〜６）のタイミングを示している。

図５は、１０ｍＶ（ＬＳＢに対応する振幅（５ｍＶ）の約２倍の振幅）の正弦波信号を入力したときに得られるディジタル値を示す図である。同図（ａ）は、通常の２ミリ秒周期のＡ／Ｄ変換処理により得られるディジタル値を示す。出力されるディジタル値は３値のみであり、中間の値が出力されないことが明らかである。

同図（ｂ）は、本実施形態のオーバサンプリングによるＡ／Ｄ変換処理により得られるディジタル値を示す。中間的な値も出力されるので、入力信号により忠実なディジタル値が得られていることが明らかである。

以上のように本実施形態では、スロットル弁開度センサ出力信号、及び重畳信号成分である第１所定量ΔＶＨ及び第２所定量ΔＶＬをセンサ出力信号に重畳した信号（厳密には第１所定量ΔＶＨが加算された信号、及び第２所定量ΔＶＬが減算された信号）について、短い周期で４回Ａ／Ｄ変換を行い、その結果得られるディジタル値を平均化することにより、スロットル弁開度のディジタル値ＴＨを得るようにしたので、第１所定量ΔＶＨ及び第２所定量ΔＶＬを適切に設定することにより、Ａ／Ｄ変換部２０の分解能を確実に向上させることができる。

なお、第１所定量ΔＶＨ及び第２所定量ΔＶＬは、Ａ／Ｄ変換器２３が出力するディジタル値のＬＳＢの「１」に対応する電圧（分解能に対応する電圧）の１／２程度とすることが望ましい。

本実施形態では、検出対象物理量は、スロットル弁開度であり、ＶＨが供給される端子１１、ＶＬが供給される端子１２、アナログスイッチ２１のＣＨ０入力及びＣＨ２入力、並びにＳＨコンデンサＣ０が、重畳信号成分生成手段を構成する。また、アナログスイッチ２１、バッファアンプ２２、Ａ／Ｄ変換器２３及びＣＰＵ３０が、第１変換手段、第２変換手段、及び第３変換手段を含む物理量算出手段を構成する。より具体的には、前記ステップ５）及び６）におけるＡ／Ｄ変換動作が、第１変換手段に相当し、前記ステップ２）におけるＡ／Ｄ変換動作が、第２変換手段に相当し、前記ステップ４）におけるＡ／Ｄ変換動作が、第３変換手段に相当する。

（変形例）
上述した実施形態では、アナログスイッチ２１のＣＨ０入力には、所定高電圧ＶＨを供給し、ＣＨ２入力には、所定低電圧ＶＬを供給するようにしたが、ＣＨ０入力及びＣＨ２入力には、一定の電圧ではなく、センサ出力電圧ＶＳに加算電圧ＶＨＸを加えた電圧（ＶＳ＋ＶＨＸ）、及びセンサ出力電圧ＶＳから減算電圧ＶＬＸを引いた電圧（ＶＳ−ＶＬＸ）を供給することが望ましい。さらには、加算電圧ＶＨＸ及び減算電圧ＶＬＸは等しくすることが望ましい。これにより、上述した条件、すなわち第１所定量ΔＶＨ及び第２所定量ΔＶＬを、Ａ／Ｄ変換器２３が出力するディジタル値のＬＳＢの「１」に対応する電圧（分解能に対応する電圧）の１／２程度とするという条件を常に満たすことが可能となり、オーバサンプリング処理の効果を最大とすることができる。

図１に示すような制御系では、信頼性確保のために、スロットル弁開度センサを２個並列に設けることが多い。その場合には、第１のセンサの出力を図２の端子１２に供給する一方、第２のセンサ出力が、第１のセンサ出力より常に加算電圧ＶＨＸだけ高くなるように構成するとともに、第２のセンサ出力を図２の端子１１に供給するように構成するとよい。

また物理量を検出するセンサは、スロットル弁開度センサに限るものではなく、アクセルセンサ、温度センサや圧力センサなどであってもよい。
また上述した実施形態では、センサ出力電圧ＶＳに第１所定量ΔＶＨを加算した高め電圧ＶＳＨ（＝Ｖｔ１）と、センサ出力電圧ＶＳから第２所定量ΔＶＬを減算した低め電圧ＶＳＬ（＝Ｖｔ３）と、２つのセンサ出力電圧（Ｖｔ４，Ｖｔ５）とを平均化することにより、スロットル弁開度を示すディジタル値ＴＨを算出するようにしたが、平均化するデータの数は、これに限るものではなく、種々の組み合わせが可能である。一般には、高め電圧ＶＳＨと低め電圧ＶＳＬの組をｍ（１以上の整数）個、Ａ／Ｄ変換するとともに、センサ出力電圧をｎ（１以上の整数）個、Ａ／Ｄ変換し、その結果得られる（２ｍ＋ｎ）個のデータを平均化することで、検出対象物理量のディジタル値を得ることができる。データの数が増加するほど、外乱のような変動の影響を受け難くなるが、１つの平均化したディジタル値を得るために要する時間は長くなる。したがって、上述した実施形態のように、ｍ＝１、ｎ＝２程度とすることが妥当である。

図６は、ｍを１とし、ｎを１〜６と変化させた場合の平均化ディジタル値を示す図である。例えば、ｎ＝１の例では、「０．３３」は、１，０，０の平均値であり、「０．６６」は１，０，１の平均値であり、「１．３３」は、２，１，１の平均値であり、「１．６６」は、２，１，２の平均値である。またｎ＝２の例では、「０．２５」は、１，０，０，０の平均値であり、「０．７５」は、１，０，１，１の平均値であり、「１．２５」は、２，１，１，１の平均値であり、「１．７５」は、２，１，２，２の平均値である。中間値（０，１，２以外の値）が、最も理想値に近くなるのはｎ＝１とした場合、換言すれば、ｍ＝ｎとした場合であることがわかる。上述した実施形態でｍ＝１であるのにｎ＝２としたのは、外乱変動に対する強さを考慮したからである。

（第２の実施形態）
図７は、本発明の第２の実施形態にかかるＡ／Ｄ変換装置の構成を示す図である。本実施形態は、以下に説明する点以外は、第１の実施形態と同一である。
図７において、センサ出力電圧ＶＳは、端子１２に供給され、抵抗Ｒ１１及びコンデンサＣ１１からなるローパスフィルタを介して、Ａ／Ｄ変換部２０ａに入力される。Ａ／Ｄ変換部２０ａの入力端子は、抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＱ１のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１のエミッタは電源に接続され、ベースは、ＣＰＵ３０のポートＰ１に接続されている。またトランジスタＱ２のエミッタはアースに接続され、ベースは、ＣＰＵ３０のポートＰ２に接続されている。

Ａ／Ｄ変換部２０ａは、図２に示すＡ／Ｄ変換部２０のアナログスイッチ２１を、アナログスイッチ２４に変更したものである。アナログスイッチ２４は、センサ出力のサンプリングを行う期間中、常にオンされる。
トランジスタＱ１のベースには、図８（ａ）に示すように、時刻ｔｓ１で高レベルから低レベルに変化し、時刻ｔｓ２で低レベルから高レベルに変換する制御信号ＳＣＴＬ１が供給される。したがって、トランジスタＱ１は、時刻ｔｓ１からｔｓ２までの期間、オンする。また、トランジスタＱ２のベースには、図８（ｂ）に示すように、時刻ｔｓ３で低レベルから高レベルに変化し、時刻ｔｓ４で高レベルから低レベルに変換する制御信号ＳＣＴＬ２が供給される。したがって、トランジスタＱ２は、時刻ｔｓ３からｔｓ４までの期間、オンする。

このときＳＨコンデンサ電圧ＶＣ０は、図８（ｃ）に示すように変化する。すなわち、時刻ｔｓ１からｔｓ２までの期間は、電源電圧に向かって上昇し、時刻ｔｓ２からｔｓ３までの期間は、センサ出力電圧ＶＳに向かって下降する。そして、時刻ｔｓ３の直前の時刻ｔ１において、Ａ／Ｄ変換を行う。時刻ｔ１においては、トランジスタＱ１がオンしているときにＳＨコンデンサＣ０に蓄積された電荷が僅かに残っているため、センサ出力電圧ＶＳより若干高い電圧Ｖｔ１がＡ／Ｄ変換され、電圧Ｖｔ１に対応するディジタル値ＤＶｔ１が出力される。

次に時刻ｔｓ３からｔｓ４までの期間は、ＳＨコンデンサ電圧ＶＣ０は、アース電位に向かって下降し、時刻ｔｓ４以降は、センサ出力電圧ＶＳに向かって上昇する。そして、時刻ｔ２から時間ＴＳ（サンプリングタイマ周期）経過後の時刻ｔ３において、Ａ／Ｄ変換を行う。時刻ｔ３においては、トランジスタＱ２がオンしているときにＳＨコンデンサＣ０から放電された電荷の減少分の影響が僅かに残っているため、センサ出力電圧ＶＳより若干低い電圧Ｖｔ３がＡ／Ｄ変換され、電圧Ｖｔ３に対応するディジタル値ＤＶｔ３が出力される。

次に時刻ｔ３から時間ＴＳ経過後の時刻ｔ４において、Ａ／Ｄ変換を行う。時刻ｔ４においては、トランジスタＱ２がオンしているときにＳＨコンデンサＣ０から放電された電荷の減少分の影響がなくなっており、センサ出力電圧ＶＳそのものに対応するディジタル値ＤＶｔ４が出力される。

上述した動作が、１つのサンプリング（Ａ／Ｄ変換）動作であり、ＣＰＵ３０は、下記式（２）により、Ａ／Ｄ変換部２０ａから出力されるディジタル値ＤＶｔ１，ＤＶｔ３，及びＤＶｔ４を平均化して、スロットル弁開度を示すディジタル値ＴＨを算出する。
ＴＨ＝（ＤＶｔ１＋ＤＶｔ３＋ＤＶｔ４）／３ （２）

以上のように本実施形態では、トランジスタＱ１及びＱ２を、それぞれ図８（ａ）及び（ｂ）に示す制御信号によりオンオフ動作させることにより、重畳信号成分がセンサ出力信号に重畳されるので、第１の実施形態と同様に、Ａ／Ｄ変換の分解能を確実に向上させることができる。
本実施形態では、トランジスタＱ１，Ｑ２及び抵抗Ｒ１２，Ｒ１３が、重畳信号成分生成手段を構成する。

（第３の実施形態）
上述した実施形態では、センサ出力信号に重畳する信号は、増加成分１つ（所定高電圧）と、減少成分１つ（所定低電圧）とからなるが、本実施形態は、増加成分及び減少成分をそれぞれ２つずつとしたものである。本実施形態は、以下に説明する点以外は、第１の実施形態と同一である。

図９は、本実施形態にかかるＡ／Ｄ変換装置の構成を示す図であり、Ａ／Ｄ変換部２０ｂは、５つの入力チャネルＣＨＲ１，ＣＨＲ２，ＣＨＳ，ＣＨＲ３，及びＣＨＲ４を有する。チャネルＣＨＲ１には、抵抗Ｒ２１及びＲ２２により電源電圧を分割して得られる第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が供給され、チャネルＣＨＲ２には、抵抗Ｒ２３及びＲ２４により電源電圧を分割して得られる第２基準電圧Ｖｒｅｆ２が供給され、チャネルＣＨＲ３には、抵抗Ｒ２５及びＲ２６により電源電圧を分割して得られる第３基準電圧Ｖｒｅｆ３が供給され、チャネルＣＨＲ４には、抵抗Ｒ２７及びＲ２８により電源電圧を分割して得られる第４基準電圧Ｖｒｅｆ４が供給されている。ここで、第１〜第４基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ４は、Ｖｒｅｆ４＜Ｖｒｅｆ３＜ＶＳ＜Ｖｒｅｆ２＜Ｖｒｅｆ１なる関係を有するように設定されている。

またチャネルＣＨＳには、ＣＲフィルタ３１を介して、センサ出力電圧ＶＳが供給される。ＣＲフィルタ３１は、例えば図２に示す抵抗Ｒ１，Ｒ２，及びコンデンサＣ１，Ｃ２からなるローパスフィルタである。
Ａ／Ｄ変換部２０ｂは、５入力１出力のアナログスイッチ、該アナログスイッチの出力側に接続されたＳＨコンデンサ、及びＳＨコンデンサの両端電圧が入力されるＡ／Ｄ変換器を備えている。

各チャネルは、図１０（ａ）に示すように順次選択され、そのときのＳＨコンデンサ電圧ＶＣ０は、同図（ｂ）に示すように変化する。すなわちチャネルＣＨＲ１が選択されているとき、ＳＨコンデンサ電圧ＶＣ０は、第１基準電圧Ｖｒｅｆ１に向かって上昇し、次にチャネルＣＨＳが選択されているとき、センサ出力電圧ＶＳに向かって下降し、次にチャネルＣＨＲ４が選択されているとき、第４基準電圧Ｖｒｅｆ４に向かって下降し、次にチャネルＣＨＳが選択されているとき、センサ出力電圧ＶＳに向かって上昇し、次にチャネルＣＨＲ２が選択されているとき、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２に向かって上昇し、次にチャネルＣＨＳが選択されているとき、センサ出力電圧ＶＳに向かって下降し、次にチャネルＣＨＲ３が選択されているとき、第３基準電圧Ｖｒｅｆ３に向かって下降し、次にチャネルＣＨＳが選択されて、センサ出力電圧ＶＳに向かって上昇し、次もチャネルＣＨＳが選択されて、ほぼセンサ出力電圧ＶＳに一致する。

このようにアナログスイッチを切り換えつつ、上述した実施形態と同様に、アナログスイッチの切換直前の時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，及びｔ８において、Ａ／Ｄ変換が行われ、対応するディジタル値ＤＶｔ１，ＤＶｔ３，ＤＶｔ５，ＤＶｔ７，及びＤＶｔ８が出力される。そして、下記式（３）により、Ａ／Ｄ変換部２０ｂから出力されるディジタル値ＤＶｔ１，ＤＶｔ３，ＤＶｔ５，ＤＶｔ７，及びＤＶｔ８を平均化して、スロットル弁開度を示すディジタル値ＴＨを算出する。
ＴＨ＝（ＤＶｔ１＋ＤＶｔ３＋ＤＶｔ５＋ＤＶｔ７＋ＤＶｔ８）／５
（３）

本実施形態では、センサ出力電圧ＶＳの重畳成分が、第１及び第２基準電圧に対応する２つの増加成分と、第３及び第４基準電圧に対応する２つの減少成分とからなるので、第１または第２の実施形態に比べて、出力されるディジタル値の分解能を高めることができる。図１１は、図５に示す例と同様の条件でＡ／Ｄ変換を行った場合の出力ディジタル値の変化を示すタイムチャートであり、図１１（ａ）の波形が第１の実施形態に対応し、図１１（ｂ）の波形が本実施形態に対応する。
本実施形態では、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２８、Ａ／Ｄ変換部２０ｂに内蔵されるアナログスイッチ及びＳＨコンデンサが、重畳信号成分生成手段を構成する。

（変形例１）
図１２に示すように、上述したＡ／Ｄ変換部２０ｂに含まれるアナログスイッチを、マルチプレクサ４１とし、マルチプレクサ４１により選択されるサンプリング信号ＶＳＰＬを、マイクロコンピュータ４２のＡ／Ｄ変換器に入力するようにしてもよい。この場合には、どのチャネルを選択するかを制御する制御信号ＳＣＴＬ１１〜ＳＣＴＬ１３が、マイクロコンピュータ４２からマルチプレクサ４１に供給される。

（変形例２）
Ａ／Ｄ変換部に供給する基準電圧の数をさらに増やす、すなわち、図１３に示すように第１〜第６基準電圧Ｖｒｅｆ１１〜Ｖｒｅｆ１６を生成し、これらとセンサ出力電圧ＶＳとを順次切り換えて、スロットル弁開度を示すディジタル値ＴＨを算出するようにしてもよい。

図１３に示すＡ／Ｄ変換部２０ｃは、７つの入力チャネルＣＨＲ１〜ＣＨＲ３，ＣＨＳ，ＣＨＲ４〜ＣＨＲ６を有する。チャネルＣＨＲ１には、第１基準電圧Ｖｒｅｆ１１が供給され、チャネルＣＨＲ２には、第２基準電圧Ｖｒｅｆ１２が供給され、チャネルＣＨＲ３には、第３基準電圧Ｖｒｅｆ１３が供給され、チャネルＣＨＲ４には、第４基準電圧Ｖｒｅｆ１４が供給され、チャネルＣＨＲ５には、第５基準電圧Ｖｒｅｆ１５が供給され、チャネルＣＨＲ６には、第６基準電圧Ｖｒｅｆ１６が供給されている。ここで、第１〜第６基準電圧Ｖｒｅｆ１１〜Ｖｒｅｆ１６は、Ｖｒｅｆ１６＜Ｖｒｅｆ１５＜Ｖｒｅｆ１４＜ＶＳ＜Ｖｒｅｆ１３＜Ｖｒｅｆ１２＜Ｖｒｅｆ１１なる関係を有するように設定されている。
またチャネルＣＨＳには、ＣＲフィルタ３１を介して、センサ出力電圧ＶＳが供給される。

本変形例では、図１４（ａ）に示すように、チャネル切換が行われ、ＳＨコンデンサ電圧ＶＣ０は、同図（ｂ）に示すように変化する。チャネル切換直前の時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，ｔ１１，ｔ１２，及びｔ１３において、Ａ／Ｄ変換が行われ、対応するディジタル値ＤＶｔ１，ＤＶｔ３，ＤＶｔ５，ＤＶｔ７，ＤＶｔ９，ＤＶｔ１１，ＤＶｔ１２，及びＤＶｔ１３が出力される。そして、下記式（４）により、Ａ／Ｄ変換部２０ｃから出力されるディジタル値ＤＶｔ１，ＤＶｔ３，ＤＶｔ５，ＤＶｔ７，ＤＶｔ９，ＤＶｔ１１，ＤＶｔ１２，及びＤＶｔ１３を平均化して、スロットル弁開度を示すディジタル値ＴＨを算出する。
ＴＨ＝（ＤＶｔ１＋ＤＶｔ３＋ＤＶｔ５＋ＤＶｔ７＋ＤＶｔ９
＋ＤＶｔ１１＋ＤＶｔ１２＋ＤＶｔ１３）／８
（４）

本変形例では、センサ出力電圧ＶＳの重畳成分が、第１〜第３基準電圧に対応する３つの増加成分と、第４〜第６基準電圧に対応する３つの減少成分とからなるので、出力されるディジタル値の分解能をさらに高めることができる。

（第４の実施形態）
図１５は、本発明の第４の実施形態にかかるＡ／Ｄ変換装置の構成を示す図である。本実施形態は、以下に説明する点以外は、第１の実施形態と同一である。
図１５に示すマイクロコンピュータ１５は、６個の入力チャネルＣＨＲ１，ＣＨＲ２，ＣＨＳ１〜ＣＨＳ４を有し、チャネルＣＨＲ１には第１基準電圧Ｖｒｅｆ２１が供給され、チャネルＣＨＲ２には第２基準電圧Ｖｒｅｆ２２が供給される。またチャネルＣＨＳ１〜ＣＨＳ４には、４つのＣＲフィルタ３１を介して、センサ出力電圧ＶＳが並列に供給される。

マイクロコンピュータ５１には、４つのチャネルＣＨＳ１〜ＣＨＳ４のそれぞれに対応して、図２に示すＡ／Ｄ変換部２０と同様の回路ブロックが、並列に４個設けられている。マイクロコンピュータ５１は、４つのチャネルＣＨＳ１〜ＣＨＳ４に入力される信号を、スキャンモードでＡ／Ｄ変換し、その４つディジタル値を平均化することにより、スロットル弁開度ＴＨを算出する。スキャンモードでは、４つのチャネルＣＨＳ１〜ＣＨＳ４に対応するＡ／Ｄ変換の結果の取り込みがハードウエアで自動的に順次実行され、ＣＰＵは、ソフトウエアで指定される必要なときに、Ａ／Ｄ変換されたデータを読み込む。
これにより、ＣＰＵがＡ／Ｄ変換するチャネルの選択をソフトウエアで指定する必要がなくなり、演算負荷を軽減することができる。

本発明の一実施形態にかかるスロットル弁駆動装置及びその制御装置を示す図である。 Ａ／Ｄ変換部とその周辺部の構成を示す図である。 Ａ／Ｄ変換の実行手順を説明するためのタイミングチャートである。 ＣＰＵにおける演算タイミングを説明するためのタイミングチャートである。 振幅の小さい正弦波をＡ／Ｄ変換した結果を示す図である。 平均化処理を行う最適なデータ数を説明するための図である。 本発明の第２の実施形態にかかるＡ／Ｄ変換装置の構成を示す図である。 図７に示す装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第３の実施形態にかかるＡ／Ｄ変換装置の構成を示す図である。 図９に示す装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 分解能の向上を説明するための図である。 図９に示す装置の変形例を示す図である。 図９に示す装置の他の変形例を示す図である。 図１３に示す装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第４の実施形態にかかるＡ／Ｄ変換装置の構成を示す図である。 オーバサンプリングにより分解能を高める手法を説明するための図である。

符号の説明

７ 電子制御ユニット
８ スロットル弁開度センサ
１１，１３ 端子（重畳信号成分生成手段）
２０ Ａ／Ｄ変換部
２２ バッファアンプ（物理量算出手段）
２１ アナログスイッチ（重畳信号成分生成手段、物理量算出手段）
２３ Ａ／Ｄ変換器（物理量算出手段）
３０ ＣＰＵ（物理量算出手段）
Ｃ０ サンプルホールドコンデンサ（重畳信号成分生成手段）

Claims (5)

1. センサの出力信号をディジタル値に変換することにより、前記センサの検出対象物理量のディジタル値を出力するＡ／Ｄ変換装置において、
   前記センサ出力信号に重畳信号成分を重畳した重畳信号を生成する重畳信号生成手段と、
   前記センサ出力信号、及び前記重畳信号に基づいて、前記検出対象物理量のディジタル値を算出する物理量算出手段とを備え、
   前記重畳信号生成手段は、所定信号を所定時間に亘ってコンデンサに供給し、次に前記センサ出力信号を前記所定時間に亘って前記コンデンサに供給することにより前記重畳信号を生成することを特徴とするＡ／Ｄ変換装置。
2. 前記重畳信号生成手段は、前記センサ出力信号を第１所定量高くした増加重畳信号と、前記センサ出力信号を第２所定量低くした減少重畳信号とを生成することを特徴とする請求項１に記載のＡ／Ｄ変換装置。
3. 前記物理量算出手段は、前記センサ出力信号をＡ／Ｄ変換して得られるディジタル値を出力する第１変換手段と、前記増加重畳信号をＡ／Ｄ変換して得られるディジタル値を出力する第２変換手段と、前記減少重畳信号をＡ／Ｄ変換して得られるディジタル値を出力する第３変換手段とを備え、前記第１、第２、及び第３変換手段の出力を平均化することにより、前記検出対象物理量のディジタル値を算出することを特徴とする請求項２に記載のＡ／Ｄ変換装置。
4. 前記所定信号は、定電圧信号または前記センサ出力信号に一定加算電圧を加算した信号若しくは前記センサ出力信号から一定減算電圧を減算した信号であることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のＡ／Ｄ変換装置。
5. 前記センサは、内燃機関の吸気系に設けられるスロットル弁の開度を検出するスロットル弁開度センサであり、前記検出対象物理量は前記スロットル弁の開度であることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載のＡ／Ｄ変換装置。

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