JP3965171B2

JP3965171B2 - 多相三角波発振回路及びそれを用いたスイッチングレギュレータ

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Description

本発明は、三角波を発振出力する三角波発振回路に係わり、特に位相の異なる複数の三角波を同時に発生する多相三角波発振回路およびそれを用いるスイッチングレギュレータに関する。

三角波は、直線的な上がり下がりの電圧変化を周期的に繰り返す周波数信号であり、典型的にはパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）で用いられている。たとえば、ＰＷＭ方式のフィードバック制御は、演算増幅器からなるコンパレータの一対の入力端子に三角波および帰還信号（ＰＷＭ変調入力）をそれぞれ入力して、両入力信号の電圧レベルを比較し、三角波のレベルが帰還信号のレベルよりも高い区間では第１の論理レベル（たとえばＨレベル）、三角波のレベルが帰還信号のレベルよりも低い区間では第２の論理レベル（たとえばＬレベル）となる変調パルス幅のパルス列信号を生成し、このパルス列信号に基づいてスイッチング素子をスイッチング制御するようにしている。

１つのシステム内の複数系統でＰＷＭ制御が同時に行われるときは、複数の三角波が用いられる。その場合、それら複数の三角波の位相が同じではなく適当にずれている方が都合のよいアプリケーションもある。たとえば、多チャンネルのスイッチングレギュレータを搭載するＩＣでは、消費電力の分散化や入力ラインのノイズ低減化をはかるために、同一チップ上の複数のスイッチングレギュレータに位相をずらしてスイッチング動作を行わせるマルチフェーズ方式が採られており、多相の三角波を必要とする。

図７に、ＰＷＭ制御に用いられている従来の多相三角波発振回路の回路構成を示す。この多相三角波発振回路は、２相型であり、基準三角波発振回路１００と差動増幅器１０２と出力段回路１０４，１０６とを有する。

基準三角波発振回路１００は、たとえば方形波発振回路と積分回路とからなり、ほぼ理想に近い一定周波数の基準三角波Ｓを発振出力する。この基準三角波発振回路１００には、基準三角波Ｓの上限波高値および下限波高値に相当する基準電圧Ｖ_RH，Ｖ_RLが電源回路１０４より供給される。

差動増幅器１０２は、差動接続された一対のＮＭＯＳトランジスタ１０８，１１０と、両トランジスタのソースに共通接続された定電流源１１２と、両トランジスタのドレインと電源電圧端子Ｖ_DDとの間にそれぞれ並列に接続された負荷抵抗１１４，１１６および時定数コンデンサ１１８，１２０とからなり、低スルーレートの電圧フォロアとして構成されている。一方のＮＭＯＳトランジスタ１０８のゲート端子には基準三角波発振回路１００からの基準三角波Ｓが入力され、他方のＮＭＯＳトランジスタ１１０のゲートには基準三角波Ｓの中心レベルに等しい基準電圧Ｖ_RNが入力される。ＮＭＯＳトランジスタ１０８のドレインには基準三角波Ｓよりも位相が少し遅れたほぼ同相または正相の三角波Ａが得られ、ＭＯＳトランジスタ１１０のドレインには正相三角波Ａとは逆相の三角波Ｂが得られる。出力段回路１０４，１０６は、バッファ回路または駆動回路からなり、差動増幅器１０２からの２相三角波Ａ，Ｂをそれぞれ対応するＰＷＭコンパレータ（図示せず）に向けて駆動出力する。

図８に、基準三角波Ｓと２相三角波Ａ，Ｂとの理想的な関係および２相三角波Ａ，Ｂ同士の理想的な関係を示す。図中、基準三角波Ｓの上限波高値Ｖ_RH，下限波高値Ｖ_RLと多相三角波Ａ，Ｂの上限波高値Ｖ_GH，下限波高値Ｖ_GLとの間には幾らかのオフセットδＶがある。このオフセットδＶは、ＮＭＯＳトランジスタ１０８，１１０のしきい値電圧に因るものである。

上記のように、従来の多相三角波発振回路は、基準三角波発振回路１００により基準三角波Ｓを生成し、差動増幅器１０２で基準三角波Ｓから正相の三角波Ａと逆相の三角波Ｂとを同時に生成し、出力段回路１０４，１０６で両三角波Ａ，Ｂを駆動出力するようにしており、いわばオープンループ型で２相の三角波Ａ，Ｂを発振出力している。このようなオープンループ型は、回路素子の特性のばらつきによって多相三角波の精度が大きく左右されるという問題がある。

特に、図７の２相三角波発振回路では、差動増幅器１０２における左右の同一機能素子の間で、つまり両ＮＭＯＳトランジスタ１０８，１１０、両抵抗１１４，１１６および両コンデンサ１１８，１２０の間でそれぞれ素子特性を同一に設定している。しかし、そのような同一機能素子の間で素子特性にばらつきがあると、２相三角波Ａ，Ｂの波形や位相のバランスがくずれる。また、同一機能素子間で特性が同一であっても、元の仕様特性からずれていたり他機能素子との関係で電気的特性に誤差があれば、何らかの形で三角波の精度が下がる。

実際、図７の２相三角波発振回路においては、量産品の中に、たとえば図９Ａおよび図９Ｂに示すように、多相三角波Ａ，Ｂの波形精度、位相関係、波形レベル等に大きなばらつきがみられる。図９Ａのケースは全体的に理想（図８）に近いが、それでも両三角波Ａ，Ｂのピークがなまっている。図９Ｂのケースは両三角波Ａ，Ｂのピークが一層なまっているだけでなく波高値も理想（図８）から相当ずれている。

このように多相三角波発振回路より各ＰＷＭコンパレータに供給される三角波の精度が良くないと、当然にＰＷＭ変調結果に影響が出る。たとえば、上記のように実際の三角波Ａ（三角波Ｂも同様）のピークがなまっていると、図１０に示すように、実際のＰＷＭ変調結果（ＰＷＭコンパレータ出力）も理想から外れたものとなる。これは、ＰＷＭ制御の精度を下げる原因となる。

また、ＰＷＭコンパレータでは、ＰＷＭ変調入力の電圧レベルが三角波の波高値を振り切った（越えた）後にあまりにもかけ離れたレベルまでいかないように、電圧クランプ（またはリミッタ）機能を設けることもある。その場合、クランプレベルは理想波高値を基準として設定されるが、実際の三角波の波高値に誤差があると、クランプ機能にも狂いが生じる。たとえば、実際の波高値がクランプレベルから程遠くなるほどに絶対値の小さい方にずれていると、クランプの働くタイミングが遅れてしまい、結果としてＰＷＭ制御に支障が出る。たとえば、スイッチングレギュレータにおいては、出力にリップルが生じる等の支障が出る。あるいは、実際の波高値がクランプレベルを越えるほど絶対値の大きい方にずれている場合は、ＰＷＭ変調入力が波高値の内側でクランプされることになり、波高値付近（デューティ０％付近またはデューティ１００％付近）では所望のＰＷＭ変調結果が得られなくなる。

ＰＷＭ制御を行う一般のシステムにおいて、ＰＷＭ変調という信号処理は、ＰＷＭ変調入力の微小変化をΔｅ、ＰＷＭ変調結果の微小変化をΔｍとするとΔｍ／Δｅの増幅段とみなせる。したがって、三角波の波高値またはピーク・ツー・ピーク値が理想値または設定値からずれていたり、波形（特にピーク）がなまっていると、ＰＷＭ変調の小信号特性が設計通りにいかなくなり、ゲインが高すぎて異常発振したり、ゲインが低すぎて精度不足を招くおそれがある。

本発明は、上記のような従来技術の問題点に鑑みてなされたもので、多相の三角波を設定通りの波形、波高値および位相関係で発振出力できるようにした多相三角波発振回路を提供することを目的とする。

本発明の別の目的は、回路素子の特性にばらつきがあっても所期の多相の三角波を安定確実に発振出力できるようにした多相三角波発振回路を提供することにある。

本発明の他の目的は、高性能で信頼性の高いスイッチングレギュレータを提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明の第１の多相三角波発振回路は、各々がアップスロープ波形の出力電圧とダウンスロープ波形の出力電圧とを選択的に生成して上記アップスロープ波形および上記ダウンスロープ波形を有する三角波信号を発生するＮ個（Ｎは２以上の整数）の三角波発生回路と、前記Ｎ個の三角波発生回路のそれぞれの出力電圧の相加平均値を表す中点電位を検出する中点電位検出回路と、前記中点電位検出回路により検出される前記中点電位が一定レベルの第１の基準電位に一致するように前記Ｎ個の三角波発生回路の出力電圧の少なくとも一つを制御する第１の制御回路と、前記Ｎ個の三角波発生回路のそれぞれの出力電圧を監視し、各々の出力電圧が基準の波高値に到達した時に当該三角波発生回路の出力電圧発生モードをアップスロープ波形のモードからダウンスロープ波形のモードへ、またはダウンスロープ波形のモードからアップスロープ波形のモードへ切り換える第２の制御回路とを有する。

上記第１の多相三角波発振回路では、第１の制御回路のフィードバック機能と第２の制御回路のモード切換機能とにより、Ｎ個の三角波発生回路がそれぞれの出力電圧を互いの均衡関係の中で中点電位を基準値に一致させながら一定の波高値と所定の位相差でアップスロープ波形のモードとダウンスロープ波形のモードとを交互に繰り返すことにより、Ｎ相の三角波を発振出力する。

本発明の好適な一態様によれば、中点電位検出回路が、同一の抵抗値を有するＮ個の抵抗素子を有し、それらＮ個の抵抗素子の一方の端子を共通接続するとともに、他方の端子をＮ個の三角波発生回路の出力端子にそれぞれ接続し、共通接続のノードに中点電位が得られる抵抗回路を有する。

また、好適な一態様によれば、第１の制御回路が、中点電位検出回路により検出される中点電位を第１の基準電位と比較して、比較誤差を零にするようにＮ個の三角波発生回路の少なくとも一つの出力電圧のスロープ特性を可変制御するスロープ制御回路を有する。

また、好適な一態様においては、各々の三角波発生回路が、当該三角波発生回路の出力端子と第２の基準電位との間に接続されたコンデンサと、アップスロープ波形の出力電圧を発生するためにコンデンサを充電する充電回路と、ダウンスロープ波形の出力電圧を発生するためにコンデンサを放電させる放電回路とを有する。

また、好適な一態様によれば、第２の制御回路が、各々の三角波発生回路について、アップスロープ波形の出力電圧が基準の上限波高値に到達した時にコンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換え、ダウンスロープ波形の出力電圧が基準の下限波高値に到達した時にコンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換える。

本発明の第２の多相三角波発振回路は、各々がアップスロープ波形の出力電圧とダウンスロープ波形の出力電圧とを選択的に生成して上記アップスロープ波形および上記ダウンスロープ波形を有する三角波信号を発生する第１および第２の三角波発生回路と、前記第１および第２の三角波発生回路のそれぞれの出力電圧の相加平均値を表す中点電位を検出する中点電位検出回路と、前記中点電位検出回路により検出される前記中点電位が一定レベルの第１の基準電位に一致するように前記第１および第２の三角波発生回路の出力電圧の少なくとも一方を制御する第１の制御回路と、前記第１および第２の三角波発生回路の出力電圧を監視し、どちらかの出力電圧が基準の波高値に到達した時に前記第１および第２の三角波発生回路の一方の出力電圧発生モードをアップスロープ波形のモードからダウンスロープ波形のモードに切り換えると同時に他方の出力電圧発生モードをダウンスロープ波形のモードからアップスロープ波形のモードに切り換える第２の制御回路とを有する。

上記第２の多相三角波発振回路では、第１の制御回路のフィードバック機能と第２の制御回路のモード切換機能とにより、第１のおよび第２の三角波発生回路がそれぞれの出力電圧を互いの均衡関係の中で中点電位を基準値に一致させながら一定の波高値で、しかも逆相でアップスロープ波形のモードとダウンスロープ波形のモードとを交互に繰り返すことにより、２相の三角波を発振出力する。

本発明の好適な一態様によれば、中点電位検出回路が、同一の抵抗値を有する２個の抵抗素子を有し、それら２個の抵抗素子のそれぞれの一方の端子を共通接続するとともに、それぞれの他方の端子を第１および第２の三角波発生回路の出力端子に接続し、共通接続のノードに中点電位が得られる抵抗分圧回路を有する。

また、好適な一態様によれば、第１の三角波発生回路が、第１の三角波発生回路の出力端子と第２の基準電位との間に接続された第１のコンデンサと、アップスロープ波形の出力電圧を発生するために第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、ダウンスロープ波形の出力電圧を発生するために第１のコンデンサを放電させる第１の放電回路とを有し、第２の三角波発生回路が、第２の三角波発生回路の出力端子と第２の基準電位との間に接続された第２のコンデンサと、アップスロープ波形の出力電圧を発生するために第２のコンデンサを充電する第２の充電回路と、ダウンスロープ波形の出力電圧を発生するために第２のコンデンサを放電させる第２の放電回路とを有する。

また、好適な一態様によれば、第１および第２の充電回路の少なくとも一方が定電流回路を有する。第１の充電回路と第２の充電回路とが１つの定電流回路を共有することもできる。また、定電流回路が可変のバイアスに応じて動作するようにしてもよい。この場合、第１の制御回路が、中点電位検出回路により検出される中点電位を第１の基準電位と比較して、比較誤差を零にするように定電流回路に対するバイアスを可変制御してよい。

また、好適な一態様によれば、第１および第２の放電回路の少なくとも一方が定電流回路を有する。第１の放電回路と前記第２の放電回路とが１つの前記定電流回路を共有することもできる。また、定電流回路が可変のバイアスに応じて動作するようにしてもよい。この場合、第１の制御回路が、中点電位検出回路により検出される中点電位を第１の基準電位と比較して、比較誤差を零にするように定電流回路に対するバイアスを可変制御してよい。

また、好適な一態様においては、第２の制御回路が、第１の三角波発生回路の出力電圧が基準の下限波高値に到達した時に第１の三角波発生回路における第１のコンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換えると同時に第２の三角波発生回路における第２のコンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換え、第２の三角波発生回路の出力電圧が基準の下限波高値に到達した時に第２の三角波発生回路における第２のコンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換えると同時に第１の三角波発生回路における第１のコンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換える。

あるいは、別の好適な一態様として、第２の制御回路が、第１の三角波発生回路の出力電圧が基準の上限波高値に到達した時に第１の三角波発生回路における第１のコンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換えると同時に第２の三角波発生回路における第２のコンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換え、第２の三角波発生回路の出力電圧が基準の上限波高値に到達した時に第２の三角波発生回路における第２のコンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換えると同時に第１の三角波発生回路における第１のコンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換える。

本発明のスイッチングレギュレータは、電圧入力端子と、電圧出力端子と、上記電圧出力端子に現れる出力電圧に応じた帰還信号を生成する帰還信号生成回路と、三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、上記帰還信号と上記三角波信号とを入力してＰＷＭ制御信号を生成する制御信号生成回路と、上記制御信号によりＰＷＭ制御されるスイッチング回路とを有するスイッチングレギュレータであって、上記三角波信号生成回路を本発明の多相三角波発振回路とする。

本発明の多相三角波発振回路によれば、上記のような構成と作用により、多相の三角波を設定通りの波形、波高値および位相関係で発振出力することができる。また、回路素子の特性にばらつきがあっても所期の多相三角波を安定確実に発振出力することができる。

本発明のスイッチングレギュレータにおいては、本発明の多相三角波発振回路を有することにより、高精度なＰＷＭ制御により高性能で信頼性の高いスイッチング動作を行うことができる。

以下、図１〜図６を参照して本発明の好適な実施形態を説明する。

図１に、本発明の一実施形態における多相三角波発振回路の構成を示す。この多相三角波発振回路は、２相型であり、互いに逆位相の２相三角波Ａ，Ｂを発生するための２つの三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂを有している。

第１の三角波発生回路１０Ａは、正相の三角波Ａを出力する第１のノードＮ_Aとグランド電位との間に接続された第１のコンデンサ１２Ａと、電源電圧端子Ｖ_DDとノードＮ_Aとの間に接続されたソース用または充電用の定電流回路１４Ａと、ノードＮ_Aとグランド電位との間に接続されたシンク用または放電用の定電流回路１６Ａとを有する。ソース定電流回路１４Ａは、ゲート端子が後述する中点電位固定部２０の制御回路２４の出力端子に接続されているＰＭＯＳトランジスタからなり、可変のバイアスでソース（充電）電流を可変できるようになっている。シンク定電流回路１６Ａはバイアス一定で固定値のシンク（放電）電流を流すようになっている。シンク定電流回路１６Ａの電流吸い込み容量はソース定電流回路１４Ａの電流供給容量よりも大きく、たとえば約２倍に選ばれている。

第１の三角波発生回路１０Ａにおいて、ノードＮ_Aとシンク定電流回路１６Ａとの間にはＯＮ／ＯＦＦスイッチ１８Ａが挿入されている。このスイッチ１８Ａがオン状態からオフ状態に切り換わると、ソース定電流回路１４Ａからのソース電流が全てコンデンサ１２Ａに流れ込み、コンデンサ１２Ａにおいて定電流の充電動作が行われる。この充電動作中は、ノードＮ_Aの電位がほぼ一定の勾配で直線的に上がって、アップスロープ波形の出力電圧が生成される。

スイッチ１８Ａがオフ状態からオン状態に切り換わると、コンデンサ１２Ａにシンク定電流回路１６Ａが接続され、コンデンサ１２Ａにおいて定電流の放電動作が行われる。ここで、シンク定電流回路１６Ａの電流吸い込み能力がソース定電流回路１４Ａの電流供給能力よりも勝るため、ソース定電流回路１４Ａからのソース電流はコンデンサ１２Ａからの放電電流と一緒にシンク定電流回路１６Ａに吸い込まれるようになっている。この放電動作中は、ノードＮ_Aの電位がほぼ一定の勾配で直線的に下がって、ダウンスロープ波形の出力電圧が生成される。

スイッチ１８Ａは一定周期で交互にオン・オフするようになっており、そのスイッチングによってコンデンサ１２Ａの充電動作と放電動作が交互に繰り返され、ノードＮ_Aよりアップスロープ波形とダウンスロープ波形とを交互に繰り返す三角波Ａが出力されるようになっている。

第２の三角波発生回路１０Ｂは、逆相の三角波Ｂを出力する第２のノードＮ_Bとグランド電位との間に接続された第２のコンデンサ１２Ｂと、電源電圧端子Ｖ_DDとノードＮ_Bとの間に接続されたソース用または充電用の定電流回路１４Ｂと、ノードＮ_Bとグランド電位との間に接続されたシンク用または放電用の定電流回路１６Ｂとを有する。ソース定電流回路１４Ｂは、ゲート端子が中点電位固定部２０の制御回路２４の出力端子に接続されているＰＭＯＳトランジスタからなり、可変のバイアスでソース（充電）電流を可変できるようになっている。シンク定電流回路１６Ｂはバイアス一定で一定のシンク（放電）電流を流すようになっている。シンク定電流回路１６Ｂの電流吸い込み容量はソース型定電流回路１４Ｂの電流供給容量よりも大きく、たとえば約２倍に選ばれている。

第２の三角波発生回路１０Ｂにおいて、ノードＮ_Bとシンク定電流回路１６Ｂとの間にはＯＮ／ＯＦＦスイッチ１８Ｂが挿入されている。このスイッチ１８Ｂがオン状態からオフ状態に切り換わると、ソース定電流回路１４Ｂからのソース電流が全てコンデンサ１２Ｂに流れ込み、コンデンサ１２Ｂにおいて定電流の充電動作が行われる。この充電動作中は、ノードＮ_Bの電位がほぼ一定の勾配で直線的に上がって、アップスロープ波形の出力電圧が生成される。

スイッチ１８Ｂがオフ状態からオン状態に切り換わると、コンデンサ１２Ｂにシンク定電流回路１６Ｂが接続され、コンデンサ１２Ｂにおいて放電動作が行われる。ここで、シンク定電流回路１６Ｂの電流吸い込み能力がソース型定電流回路１６Ｂの電流供給能力よりも勝るため、ソース定電流回路１４Ｂからのソース電流はコンデンサ１２Ｂからの放電電流と一緒にシンク型定電流回路１６Ｂに吸い込まれるようになっている。この放電動作中は、ノードＮ_Bの電位がほぼ一定の勾配で直線的に下がって、ダウンスロープ波形の出力電圧が生成される。

スイッチ１８Ｂは一定周期で交互にオン・オフするようになっており、そのスイッチングによってコンデンサ１２Ｂの充電動作と放電動作が交互に繰り返され、ノードＮ_Bよりアップスロープ波形とダウンスロープ波形とを交互に繰り返す三角波Ｂが出力されるようになっている。

また、第１の三角波発生回路１０Ａにおけるスイッチ１８Ａと第２の三角波発生回路１０Ｂにおけるスイッチ１８Ｂとの間では、両者が互いに逆相でオン・オフする関係になっている。すなわち、スイッチ１８Ａがオン状態になっている期間中はスイッチ１８Ｂがオフ状態になり、スイッチ１８Ｂがオン状態になっている期間中はスイッチ１８Ａがオフ状態になる。これにより、第１の三角波発生回路１０Ａにおけるコンデンサ１２Ａの充電動作（アップスロープ波形出力）と第２の三角波発生回路１０Ｂにおけるコンデンサ１２Ｂの放電動作（ダウンスロープ波形出力）とが同時または並行して行われ、第１の三角波発生回路１０Ａにおけるコンデンサ１２Ａの放電動作（ダウンスロープ波形出力）と第２の三角波発生回路１０Ｂにおけるコンデンサ１２Ｂの充電動作（アップスロープ波形出力）とが同時または並行して行われる。こうして、第１の三角波発生回路１０ＡのノードＮ_Aより正相の三角波Ａが発振出力される同時に、第２の三角波発生回路１０ＢのノードＮ_Bより逆相の三角波Ｂが発振出力されるようになっている。

この２相三角波発振回路において、２相三角波Ａ，Ｂを一般的な二等辺三角形の波形で発振出力する場合は、第１および第２の三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂにおいてそれぞれのコンデンサ１２Ａ，１２Ｂのキャパシタンスを同一の値に設定し、かつそれぞれのシンク定電流回路１６Ａ，１６Ｂの電流引き込み容量も同一の値に設定してよい。

この２相三角波発振回路は、上記のような一対の三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂに加えて、両三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂの出力電圧Ａ，Ｂの中点電位を常時一定値に固定するための中点電位固定部２０と、両三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂにおける出力電圧発生モード（アップスロープ波形モード／ダウンスロープ波形モード）を予め設定した基準の波高値レベルで瞬時に切り換えるためのモード切換部３０とを有している。

中点電位固定部２０は、第１のノードＮ_Aと第２のノードＮ_Bとの間に接続された中点電位検出回路２２と、この中点電位検出回路２２により検出される中点電位Ｖ_Nが予め設定した基準中点電位Ｖ_RNに一致するように両三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂの出力電圧Ａ，Ｂの少なくとも一方を制御する中点電位制御回路２４とを有している。

中点電位検出回路２２は、両ノードＮ_A，Ｎ_Bの間に抵抗値の等しい２つの抵抗２６Ａ，２６Ｂを直列接続してなる抵抗分圧回路からなり、両抵抗２６Ａ，２６Ｂの接続点のノードＮ_nを中点電位検出端子としている。この中点電位検出回路２２においては、ノードＮ_Aの電位（三角波Ａの電圧レベル）とノードＮ_Bの電位（三角波Ｂの電圧レベル）が抵抗値の等しい２つの抵抗２６Ａ，２６Ｂによって分圧されることにより、中点ノードＮ_nに両三角波Ａ，Ｂの電圧レベルの相加平均値（Ａ＋Ｂ）／２を表す中点電位Ｖ_Nが得られる。

中点電位制御回路２４は、反転増幅器として動作する演算増幅器からなり、その反転入力端子に中点電位検出回路２２からの中点電位Ｖ_Nを入力する。中点電位制御回路（演算増幅器）２４の非反転入力端子には、基準電圧発生回路２８からの予め設定された基準の中点電位Ｖ_RNが入力される。上記したように、中点電位制御回路（演算増幅器）２４の出力端子は、第１および第２の三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂにおけるソース定電流回路（ＰＭＯＳトランジスタ）１４Ａ，１４Ｂの制御端子に接続されている。

かかる中点電位制御回路（演算増幅器）２４は、入力側でイマジナリ・ショートが形成されるように増幅動作を行う。つまり、中点電位検出回路２２で検出される実際の中点電位Ｖ_Nを基準の中点電位Ｖ_RNに一致させるように、中点電位制御回路２４の出力電圧がバイアス電圧として両三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂのソース型定電流回路（ＰＭＯＳトランジスタ）１４Ａ，１４Ｂに作用する。

両ソース型定電流回路１４Ａ，１４Ｂは、上記したようにそれぞれの三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂのモードに応じて機能する。すなわち、第１の三角波発生回路１０Ａがアップスロープ波形モード中のときは、ソース定電流回路１４Ａがコンデンサ１２Ａに充電電流を供給し、コンデンサ１２Ａの充電電圧が一定の勾配で直線的に上昇する。ここで、コンデンサ１２Ａにおける充電特性（三角波Ａのアップスロープ特性）がソース定電流回路１４Ａを介して中点電位制御回路２４からのフィードバック制御を受けることになる。一方、この時、第２の三角波発生回路１０Ｂの方はダウンスロープ波形モードになっており、コンデンサ１２Ｂの放電特性（三角波Ｂのダウンスロープ特性）が一定のシンク電流ないし放電電流を流すシンク定電流回路１６Ｂによって一定に管理される。

第１の三角波発生回路１０Ａがダウンスロープ波形モードで第２の三角波発生回路１０Ｂがアップスロープ波形モードのときは、両者の状態または関係が上記と反対になるだけで、同様の動作が行われる。すなわち、第１の三角波発生回路１０Ａにおけるコンデンサ１２Ａの放電特性（三角波Ａのダウンスロープ特性）がシンク定電流回路１６Ａによって一定に管理され、第２の三角波発生回路１０Ｂにおけるコンデンサ１２Ｂの充電特性（三角波Ｂのアップスロープ特性）がソース定電流回路１４Ｂを介して中点電位制御回路２４からのフィードバック制御を受けることになる。

このように、この実施形態では、第１および第２の三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂにより発生される２相三角波Ａ，Ｂのうち、ダウンスロープ波形モードになっている方のダウンスロープ特性を一定バイアスのシンク定電流回路１６Ａ（１６Ｂ）によって一定の勾配に管理する。そして、アップスロープ波形モードになっている方のアップスロープ特性を可変バイアスのソース定電流回路１４Ａ（１４Ｂ）を介して中点電位固定部２０（中点電位検出回路２２、中点電位制御回路２４）が両三角波Ａ，Ｂの実際の中点電位Ｖ_Nが基準の中点電位Ｖ_RNに一致するようにフィードバック制御で管理する。これにより、図２の（ａ）に示すように、２相三角波Ａ，Ｂの電圧レベルは基準の中点電位Ｖ_RNを中心として常に上下対称のスロープで変化することになり、両者は互いに上下反転の逆相関係に維持される。

モード切換部３０は、切換スイッチ３２、コンパレータ３４、切換制御回路３６および反転回路３８を有している。切換スイッチ３２は、一方の入力端子が第１のノードＮ_Aに接続されるとともに、他方の入力端子が第２のノードＮ_Bに接続されており、出力端子がコンパレータ３４の一方の入力端子に接続され、切換制御回路３６の出力信号（切換制御信号）ＣＳに応じて切り換わるようになっている。ここで、切換制御回路３６より出力される切換制御信号ＣＳは、第１の三角波発生回路１０ＡのＯＮ／ＯＦＦスイッチ１８Ａにも与えられ、第２の三角波発生回路１０ＢのＯＮ／ＯＦＦスイッチ１８Ｂにも反転回路３８を介して与えられる。すなわち、切換制御信号ＣＳがＨレベルのときはスイッチ１８Ａがオンしてスイッチ１８Ｂがオフし、切換制御信号ＣＳがＬレベルのときはスイッチ１８Ａがオフしてスイッチ１８Ｂがオンするようになっている。

切換スイッチ３２は、ＯＮ／ＯＦＦスイッチ１８Ａがオンしている間（第１の三角波発生回路１０Ａがダウンスロープ波形モードになっている間）はノードＮ_A側に切り換わり、三角波Ａのダウンスロープ波形をコンパレータ３４に転送する。また、ＯＮ／ＯＦＦスイッチ１８Ｂがオンしている間（第２の三角波発生回路１０Ｂがダウンスロープ波形モードになっている間）はノードＮ_B側に切り換わり、三角波Ｂのダウンスロープ波形をコンパレータ３４に転送するようになっている。図２の（ｂ）に、切換スイッチ３２の出力端子に得られる監視電圧（ダウンスロープ波形）を示す。

コンパレータ３４は、基準電圧発生回路４０より他方の入力端子に基準の下限波高値電位Ｖ_RLを入力し、両入力Ａ（またはＢ），Ｖ_RLの電圧レベルの大小を比較して、その比較結果を２値出力する。たとえば、Ａ（またはＢ）＞Ｖ_RLのときはＬレベルを出力し、Ａ（またはＢ）≦Ｖ_RLのときにＨレベルを出力する。したがって、図２の（ｂ），（ｃ）に示すように、第１の三角波発生回路１０Ａにおいてダウンスロープ波形モードの三角波Ａが基準の下限波高値電位Ｖ_RLまで下がった時に、コンパレータ３４の出力がそれまでのＬレベルからＨレベルに変わる。また、第２の三角波発生回路１０Ｂにおいてダウンスロープ波形モードの三角波Ｂが基準の下限波高値電位Ｖ_RLまで下がった時も、その時点でコンパレータ３４の出力がそれまでのＬレベルからＨレベルに変わる。

切換制御回路３６は、コンパレータ３４の出力がＬレベルからＨレベルに変わると、図２の（ｃ），（ｄ）に示すように、これに応答して切換制御信号ＣＳの論理レベルを反転させる。切換制御信号ＣＳがＬレベルからＨレベルに反転すると、第１の三角波発生回路１０Ａではスイッチ１８Ａがオンしてそれまでのアップスロープ波形のモードからダウンスロープ波形のモードへ切り換わり、第２の三角波発生回路１０Ｂではスイッチ１８Ｂがオフしてそれまでのダウンスロープ波形のモードからアップスロープ波形のモードへ切り換わる。切換スイッチ３２はそれまで第２のノードＮ_Bに切り換わっていたのが今度は第１のノードＮ_Aに切り換わり、コンパレータ３４の出力はＨレベルからＬレベルに戻る。

また、切換制御信号ＣＳがＨレベルからＬレベルに反転すると、第１の三角波発生回路１０Ａではスイッチ１８Ａがオフしてそれまでのダウンスロープ波形のモードからアップスロープ波形のモードへ切り換わり、第２の三角波発生回路１０Ｂではスイッチ１８Ｂがオフしてそれまでのアップスロープ波形のモードからダウンスロープ波形のモードへ切り換わる。切換スイッチ３２はそれまで第１のノードＮ_Aに切り換わっていたのが今度は第２のノードＮ_Bに切り換わり、コンパレータ３４の出力はＨレベルからＬレベルに戻る。

このように、モード切換部３０は、切換スイッチ３２とコンパレータ３４により、２相三角波Ａ，Ｂのうちダウンスロープ中の方の電圧レベルを監視し、その電圧レベルが基準の下限波高値Ｖ_RLに到達したタイミングを検出するようにしている。ここで、重要なことは、この実施形態では、上記のように中点電位固定部２０の働きにより２相三角波Ａ，Ｂの電圧レベルは基準の中点電位Ｖ_RNを中心として常に上下対称の関係を維持しており、一方の電圧レベルが基準の下限波高値Ｖ_RLに到達するタイミングと他方の電圧レベルが基準の上限波高値Ｖ_RHに到達するタイミングは常に一致するということである。なお、Ｖ_RH−Ｖ_RN＝Ｖ_RN−Ｖ_RLという関係がある。

したがって、モード切換部３０が２相三角波Ａ，Ｂのうちダウンスロープ中の方の電圧レベルを直接監視することは同時にアップスロープ中の方の電圧レベルを間接的に監視していることにもなり、ダウンスロープ中の方の電圧レベルが下限波高値Ｖ_RLに到達したタイミングを直接検出することは同時にアップスロープ中の方の電圧レベルが基準の上限波高値Ｖ_RHに到達したタイミングを間接的に検出することにもなる。

上記のように、中点電位固定部２０とモード切換部３０の働きにより、両三角波発振回路１０Ａ，１０Ｂより波形形状、波高値、位相関係、周波数のいずれにおいても設定（理想）通りの高精度な２相三角波Ａ，Ｂを安定に発振出力することができる。したがって、本発明の多相三角波発振回路をＰＷＭ制御に用いることで、信頼性の高いマルチフェーズ方式のＰＷＭ制御を実現することができる。

さらに、この実施形態では、上記のように、フィードバックループで２相三角波Ａ，Ｂのスロープ特性を動的に設定値に一致させるので、回路素子のばらつきを吸収することができる。図３Ａおよび図３Ｂに、この実施形態における２相三角波発振回路において回路素子の素子特性のばらつきを盛り込んだシミュレーションの２相三角波形を示す。図３Ａは素子特性のばらつき度合いが小さいケースであり、図３Ｂはばらつき度合いが大きいケースである。図示のように、両者に殆ど差はなく、いずれも設定通りの２相三角波Ａ，Ｂが得られる。

この実施形態では、第１および第２の三角波発振回路１０Ａ，１０Ｂにそれぞれシンク定電流回路１６Ａ，１６Ｂを設けている。上記のように、第１の三角波発振回路１０Ａ側のシンク定電流回路１６Ａは直接には当該三角波Ａのダウンスロープの傾斜角を規定し、ひいては中点電位固定部２０の働きを通じて第２の三角波発振回路１０Ｂにおける三角波Ｂのアップスロープの傾斜角を規定する。他方、第２の三角波発振回路１０Ｂ側のシンク定電流回路１６Ｂは当該三角波Ｂのダウンスロープの傾斜を規定し、ひいては中点電位固定部２０の働きを通じて第１の三角波発振回路１０Ａにおける三角波Ａのアップスロープの傾斜角を規定する。したがって、両シンク定電流回路１６Ａ，１６Ｂの電流引き込み容量に所定量の違いを持たせることで、２相三角波Ａ，Ｂを所定勾配ののこぎり波やランプ波の波形で発振出力することも可能である。

他にもこの実施形態では様々な変形が可能であり、その幾つかを盛り込んだ変形例の回路構成を図４に示す。

図４の回路構成では、第１および第２の三角波発振回路１０Ａ，１０Ｂに１つのソース定電流回路１４Ｍと１つのシンク定電流回路１６Ｍとを切換使用で共有させるようにしている。詳細には、ソース定電流回路１４Ｍは切換スイッチ１８Ｐを介して第１のノードＮ_Aおよび第２のノードＮ_Bのいずれか一方に選択的に接続されるようになっている。一方、シンク定電流回路１６Ｍは、切換スイッチ１８Ｑを介して第１のノードＮ_Aおよび第２のノードＮ_Bのいずれか一方に選択的に接続されるようになっている。両切換スイッチ１８Ｐ，１８Ｑは切換制御回路３６からの切換制御信号ＣＳに応じて動作する。

たとえば、切換制御信号ＣＳがＨレベルのときは、切換スイッチ１８Ｐが第２のノードＮ_B側に切り換わるとともに切換スイッチ１８Ｑが第１のノードＮ_A側に切り換わる。この時、第１の三角波発生回路１０Ａではコンデンサ１２Ａの放電動作（ダウンスロープ波形出力）が行われ、第２の三角波発生回路１０Ｂではコンデンサ１２Ｂの充電動作（アップスロープ波形出力）が行われる。また、切換制御信号ＣＳがＬレベルのときは、切換スイッチ１８Ｐが第１のノードＮ_A側に切り換わるとともに切換スイッチ１８Ｑが第２のノードＮ_B側に切り換わる。この時、第１の三角波発生回路１０Ａではコンデンサ１２Ａの充電動作（アップスロープ波形出力）が行われ、第２の三角波発生回路１０Ｂではコンデンサ１２Ｂの放電動作（ダウンスロープ波形出力）が行われる

また、図４の回路構成では、シンク定電流回路１６Ｍをバイアス可変のＮＭＯＳトランジスタで構成し、中点電位制御回路２４の出力をバイアスとしてシンク定電流回路（ＮＭＯＳトランジスタ）１６Ｍの制御端子に与えるようにしている。一方、ソース定電流回路１４Ｍは、バイアス一定の定電流回路であり、予め設定された一定（固定値）のソース電流を流すようになっている。この場合は、第１および第２の三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂにより発生される２相三角波Ａ，Ｂのうち、アップスロープ波形モードになっている方のアップスロープ特性を一定バイアスのソース定電流回路１４Ｍによって一定の勾配に管理することになる。そして、ダウンスロープ波形モードになっている方のダウンスロープ特性を可変バイアスのシンク定電流回路１６Ｍを介して中点電位固定部２０（中点電位検出回路２２、中点電位制御回路２４）が両三角波Ａ，Ｂの実際の中点電位Ｖ_Nが基準の中点電位Ｖ_RNに一致するようにフィードバック制御で管理することになる。

また、図４の回路構成では、モード切換部３０において、切換スイッチ（３２）を省き、代わりに２つのコンパレータ３４Ａ，３４Ｂを設けている。両コンパレータ３４Ａ，３４Ｂには基準電圧発生回路４２より基準の上限波高値Ｖ_RHに相当する基準電圧が与えられる。一方のコンパレータ３４Ａは、第１の三角波発生回路１０Ａより出力される三角波Ａの電圧レベルを監視し、その電圧レベルが基準の上限波高値Ｖ_RHに到達したタイミングを検出する。他方のコンパレータ３４Ｂは、第２の三角波発生回路１０Ｂより出力される三角波Ｂの電圧レベルを監視し、その電圧レベルが基準の上限波高値Ｖ_RHに到達したタイミングを検出する。切換制御回路３６は、両コンパレータ３４Ａ，３４Ｂの出力に応動して、切換制御信号ＣＳの論理レベルを交互に反転させる。

なお、図１および図２の回路構成ではコンデンサ１２Ａ、１２Ｂをグランド電位に接続しているが、任意の基準電位に接続することができる。また、上記した実施形態は２相の三角波を発振出力する回路構成であったが、本発明の多相三角波発振回路は３相以上の多相三角波を発振出力することも可能である。

図５に、上記実施形態の一変形例による３相三角波発振回路の回路構成を示す。図中、実施形態の２相三角波発振回路（図１）のものと同様の構成または機能を有する部分には同一の符号を附してある。

この変形例においては、図５に示すように、図１の回路構成に、第３の三角波Ｃを発生するための１相分の三角波発生回路１０Ｃを並列に増設している。それに伴って、中点電位固定部２０の中点電位検出回路２２において、第３の三角波発生回路１０Ｃのノード（出力端子）Ｎ_Cに接続される第３の抵抗２６Ｃを追加して、第１および第２の抵抗２６Ａ，２６Ｂと共に３者でスター結線の抵抗回路を構成している。ここで、３つの抵抗２６Ａ，２６Ｂ，２６Ｃの抵抗値は同じ値に設定される。この場合、中点電位検出回路２２の中点ノードＮ_nには、第１、第２および第３の三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃより出力される３つの三角波Ａ，Ｂ，Ｃの電圧レベルの相加平均値（Ａ＋Ｂ＋Ｃ）／３を表す中点電位Ｖ_Nが得られる。

この３相三角波発振回路では、３つの三角波Ａ，Ｂ，Ｃが１２０°の位相差でそれぞれアップスロープ波形とダウンスロープ波形を繰り返し、常に３つの第３の三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃの中のいずれか１つまたは２つがアップスロープ波形モードで動作している。中点電位制御回路２４は、３つの三角波Ａ，Ｂ，Ｃの実際の中点電位Ｖ_Nが基準の中点電位Ｖ_RNに一致するように、アップスロープ波形モード中の三角波発生回路１０に作用し、当該三角波のアップスロープ特性を当該可変バイアスのソース定電流回路１４を介してフィードバック制御で管理する。

モード切換部３０は、第１、第２および第３の三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃより出力される３つの三角波Ａ，Ｂ，Ｃの各々について電圧レベルを監視する電圧レベル監視回路４４を有する。この電圧レベル監視回路４４は、各三角波Ａ，Ｂ，Ｃに共通の基準下限波高値Ｖ_RLと基準上限波高値Ｖ_RHを設定し、各ダウンスロープが基準下限波高値Ｖ_RLに到達したタイミングと基準上限波高値Ｖ_RHに到達したタイミングとを各三角波Ａ，Ｂ，Ｃ別に検出する。切換制御回路３６は、電圧レベル監視回路４４からの出力（監視情報）に応じて動作し、三角波発生回路１０Ａ，１０Ｂ，１０ＣのＯＮ／ＯＦＦスイッチ１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃに個別の切換制御信号ＣＳ_A，ＣＳ_B，ＣＳ_Cを与える。

図６に示すように、この３相多相三角波発振回路においても、２相三角波発振回路（図１）の場合と同様に、波形形状、波高値、位相関係、周波数のいずれにおいても設定通りの高精度な３相三角波Ａ，Ｂ，Ｃを安定に発振出力することができる。

本発明の一実施形態におけるスイッチングレギュレータは、図示省略するが、電圧入力端子と、電圧出力端子と、この電圧出力端子に現れる出力電圧に応じた帰還信号を生成する帰還信号生成回路と、三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、該帰還信号と該三角波信号とを入力してＰＷＭ制御信号を生成する制御信号生成回路と、該ＰＷＭ制御信号によりＰＷＭ制御されるスイッチング回路とを有し、該三角波信号生成回路として上記実施形態の多相三角波発振回路を有する。したがって、上記実施形態の多相三角波発振回路における作用効果をスイッチングレギュレータの諸機能に反映して、高精度なＰＷＭ制御により高性能で信頼性の高いスイッチング動作を行うことができる。特に、本発明は、同一システム内の複数のスイッチングレギュレータに位相をずらしてスイッチング動作を行わせるマルチフェーズ方式において大なる利点が得られる。

もっとも、本発明の多相三角波発振回路は、スイッチングレギュレータへの用途に限られるものではなく、任意の用途のＰＷＭ制御またはＰＷＭ応用（たとえばＰＷＭ通信）に好適に適用可能であり、たとえばオーディオ分野のＤ級アンプ等のＰＷＭにも適用可能である。

本発明の一実施形態による多相三角波発振回路の構成を示す回路図である。実施形態の多相三角波発振回路における各部の信号の波形を示す信号波形図である。実施形態の多相三角波発振回路においてシミュレーションで得られる２相三角波の波形（一例）を示す波形図である。実施形態の多相三角波発振回路においてシミュレーションで得られる２相三角波の波形（別の例）を示す波形図である。実施形態による多相三角波発振回路の一変形例の構成を示す回路図である。実施形態における多相三角波発振回路の別の変形例の構成を示す回路図である。図５の多相三角波発振回路で得られる３相三角波の波形を示す信号波形図である。従来の多相三角波発振回路の構成を示す回路図である。従来の多相三角波発振回路における理想波形の波形図である。従来の多相三角波発振回路において実際に得られる２相三角波（一例）の波形図である。従来の多相三角波発振回路において実際に得られる２相三角波（別の例）の波形図である。従来の多相三角波発振回路を使用する場合のＰＷＭの信号処理を示す波形図である。

符号の説明

１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ三角波発生回路
１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃコンデンサ
１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ，１４Ｍソース定電流回路
１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ，１６Ｍシンク定電流回路
１８Ａ，１８Ｂ，１８ＣＯＮ／ＯＦＦスイッチ
１８Ｐ，１８Ｑ切換スイッチ
２０中点電位固定部
２２中点電位検出回路
２４中点電位制御回路
２６Ａ，２６Ｂ，２６Ｃ抵抗
２８基準電圧発生回路
３０モード切換部
３２切換スイッチ
３４，３４Ａ，３４Ｂコンパレータ
３６切換制御回路
４０，４２基準電圧発生回路
４４電圧レベル監視回路

Claims

各々がアップスロープ波形の出力電圧とダウンスロープ波形の出力電圧とを選択的に生成して上記アップスロープ波形および上記ダウンスロープ波形を有する三角波信号を発生するＮ個（Ｎは２以上の整数）の三角波発生回路と、
前記Ｎ個の三角波発生回路のそれぞれの出力電圧の相加平均値を表す中点電位を検出する中点電位検出回路と、
前記中点電位検出回路により検出される前記中点電位が一定レベルの第１の基準電位に一致するように前記Ｎ個の三角波発生回路の出力電圧の少なくとも一つを制御する第１の制御回路と、
前記Ｎ個の三角波発生回路のそれぞれの出力電圧を監視し、各々の出力電圧が基準の波高値に到達した時に当該三角波発生回路の出力電圧発生モードをアップスロープ波形のモードからダウンスロープ波形のモードへ、またはダウンスロープ波形のモードからアップスロープ波形のモードへ切り換える第２の制御回路と
を有する多相三角波発振回路。
前記中点電位検出回路が、同一の抵抗値を有するＮ個の抵抗素子を有し、それらＮ個の抵抗素子の一方の端子を共通接続するとともに、他方の端子を前記Ｎ個の三角波発生回路の出力端子にそれぞれ接続し、前記共通接続のノードに前記中点電位が得られる抵抗回路を有する請求項１に記載の多相三角波発振回路。
前記第１の制御回路が、前記中点電位検出回路により検出される前記中点電位を前記第１の基準電位と比較して、比較誤差を零にするように前記Ｎ個の三角波発生回路の少なくとも一つの出力電圧のスロープ特性を可変制御するスロープ制御回路を有する請求項１または請求項２に記載の多相三角波発振回路。
各々の前記三角波発生回路が、
当該三角波発生回路の出力端子と第２の基準電位との間に接続されたコンデンサと、
アップスロープ波形の出力電圧を発生するために前記コンデンサを充電する充電回路と、
ダウンスロープ波形の出力電圧を発生するために前記コンデンサを放電させる放電回路と
を有する請求項１〜３のいずれか一項に記載の多相三角波発振回路。
前記第２の制御回路が、各々の前記三角波発生回路について、アップスロープ波形の出力電圧が基準の上限波高値に到達した時に前記コンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換え、ダウンスロープ波形の出力電圧が基準の下限波高値に到達した時に前記コンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換える請求項４に記載の多相三角波発振回路。
各々がアップスロープ波形の出力電圧とダウンスロープ波形の出力電圧とを選択的に生成して上記アップスロープ波形および上記ダウンスロープ波形を有する三角波信号を発生する第１および第２の三角波発生回路と、
前記第１および第２の三角波発生回路のそれぞれの出力電圧の相加平均値を表す中点電位を検出する中点電位検出回路と、
前記中点電位検出回路により検出される前記中点電位が一定レベルの第１の基準電位に一致するように前記第１および第２の三角波発生回路の出力電圧の少なくとも一方を制御する第１の制御回路と、
前記第１および第２の三角波発生回路の出力電圧を監視し、どちらかの出力電圧が基準の波高値に到達した時に前記第１および第２の三角波発生回路の一方の出力電圧発生モードをアップスロープ波形のモードからダウンスロープ波形のモードに切り換えると同時に他方の出力電圧発生モードをダウンスロープ波形のモードからアップスロープ波形のモードに切り換える第２の制御回路と
を有する多相三角波発振回路。
前記中点電位検出回路が、同一の抵抗値を有する２個の抵抗素子を有し、それら２個の抵抗素子のそれぞれの一方の端子を共通接続するとともに、それぞれの他方の端子を前記第１および第２の三角波発生回路の出力端子に接続し、前記共通接続のノードに前記中点電位が得られる抵抗分圧回路を有する請求項６に記載の多相三角波発振回路。
前記第１の三角波発生回路が、前記第１の三角波発生回路の出力端子と第２の基準電位との間に接続された第１のコンデンサと、アップスロープ波形の出力電圧を発生するために前記第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、ダウンスロープ波形の出力電圧を発生するために前記第１のコンデンサを放電させる第１の放電回路とを有し、
前記第２の三角波発生回路が、前記第２の三角波発生回路の出力端子と前記第２の基準電位との間に接続された第２のコンデンサと、アップスロープ波形の出力電圧を発生するために前記第２のコンデンサを充電する第２の充電回路と、ダウンスロープ波形の出力電圧を発生するために前記第２のコンデンサを放電させる第２の放電回路とを有する請求項６または請求項７に記載の多相三角波発振回路。
前記第１および第２の充電回路の少なくとも一方が定電流回路を有する請求項８に記載の多相三角波発振回路。
前記第１の充電回路と前記第２の充電回路とが１つの前記定電流回路を共有する請求項９に記載の多相三角波発振回路。
前記定電流回路が可変のバイアスに応じて動作する請求項９または請求項１０に記載の多相三角波発振回路。
前記第１の制御回路が、前記中点電位検出回路により検出される前記中点電位を前記第１の基準電位と比較して、比較誤差を零にするように前記定電流回路に対するバイアスを可変制御する請求項１１に記載の多相三角波発振回路。
前記第１および第２の放電回路の少なくとも一方が定電流回路を有する請求項８〜１２のいずれか一項に記載の多相三角波発振回路。
前記第１の放電回路と前記第２の放電回路とが１つの前記定電流回路を共有する請求項１３に記載の多相三角波発振回路。
前記定電流回路が可変のバイアスに応じて動作する請求項１３または請求項１４に記載の多相三角波発振回路。
前記第１の制御回路が、前記中点電位検出回路により検出される前記中点電位を前記第１の基準電位と比較して、比較誤差を零にするように前記定電流回路に対するバイアスを可変制御する請求項１５に記載の多相三角波発振回路。
前記第２の制御回路が、前記第１の三角波発生回路の出力電圧が基準の下限波高値に到達した時に前記第１の三角波発生回路における前記第１のコンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換えると同時に前記第２の三角波発生回路における前記第２のコンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換え、前記第２の三角波発生回路の出力電圧が前記基準の下限波高値に到達した時に前記第２の三角波発生回路における前記第２のコンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換えると同時に前記第１の三角波発生回路における前記第１のコンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換える請求項８〜１６のいずれか一項に記載の多相三角波発振回路。
前記第２の制御回路が、前記第１の三角波発生回路の出力電圧が基準の上限波高値に到達した時に前記第１の三角波発生回路における前記第１のコンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換えると同時に前記第２の三角波発生回路における前記第２のコンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換え、前記第２の三角波発生回路の出力電圧が前記基準の上限波高値に到達した時に前記第２の三角波発生回路における前記第２のコンデンサの動作モードを充電モードから放電モードに切り換えると同時に前記第１の三角波発生回路における前記第１のコンデンサの動作モードを放電モードから充電モードに切り換える請求項８〜１６のいずれか一項に記載の多相三角波発振回路。
電圧入力端子と、電圧出力端子と、上記電圧出力端子に現れる出力電圧に応じた帰還信号を生成する帰還信号生成回路と、三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、上記帰還信号と上記三角波信号とを入力してＰＷＭ制御信号を生成する制御信号生成回路と、上記制御信号によりＰＷＭ制御されるスイッチング回路とを有するスイッチングレギュレータであって、
上記三角波信号生成回路が請求項１〜１８のいずれか一項に記載の多相三角波発振回路であるスイッチングレギュレータ。