JP3962745B2 - 無線通信システム、無線送信装置、無線受信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般に無線通信の技術分野に属し、特に情報シンボルの周波数及び時間軸方向における２次元インターリーブを行なう無線通信システム、無線送信装置、無線受信装置及び無線通信方法に関する。

この主の技術分野では、次世代移動通信システムに関する研究開発が日々行なわれており、とりわけ直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式や、マルチキャリア符号分割多重アクセス（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式等が特に注目されている。ＣＤＭＡ方式は、互いに直交する符号でチャネルを区別することで干渉耐性等を高めようとする技術である。ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアを互いに直交する周波数に選び、帯域を有効に利用しつつフェージング耐性やシンボル間干渉の影響を抑制しようとするものである。更には、これらを組み合わせることで、より一層の干渉抑制効果を得ようとするＯＦＣＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式又はマルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式もある。ＯＦＣＤＭ方式については、例えば、非特許文献１に記載されている。

ＯＦＣＤＭ方式では、情報シンボルは、互いに直交する拡散符号で区別されつつ複数のサブキャリアで伝送される。受信側では、拡散符号の直交性に基づいて必要な情報シンボルを抽出し、各サブキャリアで伝送された情報を復元することで復調処理が行なわれる。従って、受信側での復調を良好に行なうには、拡散符号間の直交性が良好に維持されていることを要する。しかし、移動体通信環境では、伝搬路又は通信環境の変化により、情報シンボルを表す信号の振幅や位相が所期のものと異なって受信され、符号間の直交性が乱される場合もある。直交性が乱れると、干渉信号成分が大きくなり、受信信号品質が劣化してしまう問題が懸念される。

このような問題を抑制するために、「インターリーブ」と呼ばれる技術が知られている。これは、情報シンボルをあるパターンに従って並べ替えた後に送信し、受信側ではそのパターンの逆パターンで並べ直すことで、信号劣化のリスクを分散させ、送信された情報シンボルを、より正確に復元しようとする技術である。周波数軸方向又は時間時間軸方向にて送信内容を並べ替えることで、信頼度の低い信号が連続して受信されてしまうことを抑制することが期待できる。このようなインターリーブについては、例えば特許文献１、非特許文献２乃至４に開示されている。また、インターリーブの効果をより大きくするため、周波数軸方向に加えて時間軸方向にもインターリーブを行なう技術もある。２次元インターリーブについては、例えば特許文献２に開示されている。
特開２００２−１９０７８８号公報 特開２００３−８５３５号公報 Ｎ．Ｙｅｅ ｅｔ ａｌ．，"Ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ ＣＤＭＡ ｉｎ ｉｎｄｏｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｒａｄｉｏ ｎｅｔｗｏｒｋｓ"，１９９３，ＩＥＥＥ Ｐｅｒｓｏｎａｌ ａｎｄ Ｉｎｄｏｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓ．Ｐ．Ｗ．Ｊａｒｏｔ，ｅｔ ａｌ．，"Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｏｆ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ ｅｆｆｅｃｔｓ ｉｎ ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｅｄ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ"，Ｊｕｎｅ，２００１，Ｂｕｃｈａｒｅｓｔ，ＩＥＥＥ ＩＣＴ ２００１，ｐｐ．４４３−４４８ Ｖ．Ｄ．Ｎｇｕｙｅｎ ｅｔ ａｌ．，"Ｂｌｏｃｋ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ ｆｏｒ ｓｏｆｔ ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｖｉｔｅｒｂｉ ｄｅｃｏｒｄｉｎｇ ｉｎ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ"，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ，２００１，Ｂｏｓｔｏｎ，ＩＥＥＥ ＶＴＣ２００１−Ｆａｌｌ Ｓ．Ｗ．Ｌｅｙ ｅｔ ａｌ．，"Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ａｄａｐｔｉｖｅ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ ｆｏｒ ＯＦＤＭｓｙｓｔｅｍｓ"，Ｍａｙ，２００２，Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ，ｐｐ．４３５−４４４

ところで、無線通信環境は時間と共に変化するが、上記の文献に記載されているような従来の無線通信システムでは、一定のインターリーブ方式が行われている。このため、通信環境によっては、インターリーブやＯＦＣＤＭ方式で期待される効果や恩恵が、充分に得られないことが懸念される。移動体の移動速度の高速化や、通信に利用される周波数の高周波数化等に起因して、そのような通信環境の変化は今後益々大きくなることが予想され、信号品質が著しく劣化してしまうことも懸念される。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その課題は、周波数及び時間領域の２次元インターリーブを行なうＯＦＣＤＭ方式の無線通信システムにおいて、信号品質を向上させる無線通信システム、無線通信装置、無線受信装置及び無線通信方法を提供することである。

本発明では、無線送信装置及び無線受信装置より成る、マルチキャリア変調方式及び符号拡散変調方式を採用する無線通信システムが使用される。前記無線送信装置又は前記無線受信装置に、無線伝搬路の状況に応じて複数のインターリーブ方式の中からインターリーブ方式を選択する選択手段が設けられる。前記無線送信装置に設けられたシンボル配置手段によって、情報シンボルが、前記選択手段で選択されたインターリーブ方式に従ってあるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられる。前記無線受信装置に設けられたシンボル再配置手段によって、前記無線送信装置から受信した情報シンボルが、前記あるパターンの逆パターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられる。

本発明によれば、周波数及び時間領域の２次元インターリーブを行なうＯＦＣＤＭ方式の無線通信システムにおいて、信号品質を向上させることができる。

本発明の一態様では、無線伝搬路状況の測定結果に基づいて、複数のインターリーブ方式の中から１つのインターリーブ方式が選択される。選択されたインターリーブ方式に従って、情報シンボルが、あるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられ、無線送信される。受信された情報シンボルは、そのパターンの逆パターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられ、復調される。複数のインターリーブ方式の中から、目下の通信環境に適切なインターリーブ方式が選択されるので、より良好な信号伝送を行なうことができる。

本発明の一態様では、無線送信装置は、最大ドップラ周波数に基づいて、時間軸方向に関する情報シンボルの配置パターンを決定するように構成される。これにより、無線送信装置及び無線受信装置間の相対的な運動に起因する、時間領域における信号レベル変動を適切に把握することができる。

本発明の一態様では、無線送信装置は、最大ドップラ周波数が所定値より大きい場合に、ビットインターリーブ又はシンボルインターリーブ方式が選択手段にて選択されるように構成される。これにより、無線送信装置及び無線受信装置間の相対速度が小さい場合に、インターリーブ効果を大きくすることができる。

本発明の一態様では、無線送信装置は、最大ドップラ周波数が所定値より小さい場合に、チップインターリーブ方式が選択手段にて選択されるように構成される。これにより、無線送信装置及び無線受信装置間の相対速度が大きい場合に、インターリーブ効果よりも符号間の直交性を維持するように配慮することができる。

本発明の一態様では、最大ドップラ周波数及び／又は遅延スプレッドが所定値より大きい場合に、１以上の送信パラメータ（変調多値数、拡散率、チャネル符号化率、コード多重数等）に依存して、選択されるインターリーブ方式の選択肢が異なる。例えば、（コード多重数Ｃ_ｍｕｘ）／（拡散率ＳＦ）が閾値より大きければ、チップインターリーブ方式が採用され、そうでなければビット又はシンボルインターリーブ方式が採用される。この場合に、変調多値数の大小に合わせて、閾値の大きさを変更してもよい。このようにすることで、通信環境の実情に即した適切なインターリーブ方式を効率的に選択することができる。

図１は、本願実施例による無線送信装置のブロック図を示す。図１では、ＯＦＣＤＭ方式を採用する無線通信システムにおける無線送信装置に必要な要素の内、本発明に関連する主要な機能要素のみが描かれている点に留意を要する。無線送信装置１００は、Ｎ個の情報チャネル毎に、送信すべき内容を含む情報シンボルを形成し、それらを合成し、ガードインターバルを付加することで、ＯＦＣＤＭシンボルを形成する。無線送信装置１００は、伝搬路状況推定部１０２と、シンボル配置構成選択部１０４と、Ｎ個の信号処理部１０６＿１〜Ｎと、信号合成部１０８と、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）１１０と、ガードインターバル挿入部１１２とを有する。

更に、Ｎ個の信号処理部の各々は同様な構成及び機能を有するので、信号処理部１０６＿１がそれらを代表して説明される。信号処理部１０６＿１は、情報シンボル生成部１１４と、誤り訂正符号化部１１６と、第１シンボル配置部１１８と、データ変調部１２０と、直並列変換部１２２と、第２シンボル配置部１２４と、複数のシンボル複製部１２６と、複数の乗算部１２８と、拡散符号生成部１３０と、第２シンボル配置部１３２とを有する。

伝搬路状況推定部１０２は、無線送信装置１００が受信した制御チャネル（受信情報）に基づいて、伝搬路状況に関するパラメータを測定する。このパラメータには、マルチパスフェージングに起因して生じる遅延プロファイル又は遅延スプレッド特性や、送信装置及び受信装置間の相対的な運動に起因するドップラ周波数シフト（最大ドップラ周波数シフト）等が含まれてもよい。

シンボル配置構成選択部１０４は、伝搬路状況推定部１０２の測定結果と、所与の送信パラメータとに基づいて、適切なシンボル配置構成又はインターリーブ方式を選択又は決定する。所与の送信パラメータには、例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭのような変調方式、誤り訂正符号の符号化率、拡散率、チャネル当たりのコード多重化率等が含まれてもよい。選択されるインターリーブ方式としては、例えば、ビット（ｂｉｔ）インターリーブ、シンボル（ｓｙｍｂｏｌ）インターリーブ、コーディネート（ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ）インターリーブ、チップ（ｃｈｉｐ）インターリーブ、等が挙げられる。以下、各インターリーブ方式を概説する。

（１）ビットインターリーブ
この方式は、情報シンボルを構成するビット毎にインターリーブを行なう方式である。情報シンボルが拡散される前にインターリーブが行なわれるので、この方式は、符号間の直交性を維持しつつインターリーブを行なうことができるという性質を有する。

（２）シンボルインターリーブ
この方式は、情報シンボル毎にインターリーブを行なう方式である。この方式も、情報シンボルが拡散される前にインターリーブが行なわれるので、符号間の直交性を維持しつつインターリーブを行なうことができるという性質を有する。情報シンボル毎にインターリーブを行なうので、ビットインターリーブよりもインターリーブ効果（信号を並べ替えて送信することによって受信信号の誤り耐性を高める効果）が少なくなるが、インターリーブに要する演算負担や回路構成はビットインターリーブよりも簡易になる。

（３）コーディネートインターリーブ
この方式は、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とで異なるパターンを採用するところのシンボルインターリーブ方式である。同相成分及び直交成分共にシンボルインターリーブが行なわれるのであるが、インターリーブの並べ替えのパターンが同相成分及び直交成分で異なる。この方式は、同相成分及び直交成分で同時に誤る確率を減らすことを可能にする。

（４）チップインターリーブ
この方式は、１チップ毎にインターリーブを行なう方式である。１ビットよりも小さな単位でインターリーブを行なうので、非常に大きなインターリーブ効果を得ることが可能になる。但し、情報シンボルが拡散された後にインターリーブが行なわれるので、この方式は、符号間の直交性を崩しやすいという性質を有する。

情報シンボル生成部１１４は、送信される情報シンボルを生成する。

誤り訂正符号化部１１６は、情報シンボルにターボ符号化や畳込み符号化等の所定の符号化を施す。受信側にてデコードする際に、これらの符号化に関する知識を利用することによって、伝搬路で導入された誤りを検出及び訂正することができる。

第１シンボル配置部１１８は、ビットインターリーブを行なうための要素である。仮にシンボル構成選択部１０４がビットインターリーブを選択したとすると、図８に示されるように、情報シンボルは、時間軸方向及び周波数軸方向に対して、あるパターンで並べ替えられる。ここでは、太枠で囲まれたブロックが１つの情報シンボルを表し、その中の「１」乃至「６」で示される個々のブロックがビットを表す。図中左側に示されるようにインターリーブ前では、６ビットより成る３つの情報シンボルが時間の順に並んでいる。インターリーブ後では、各情報シンボルを構成するビットが周波数軸方向及び時間軸方向に並べ替えられている。後述するように、「１」乃至「６」の個々のブロックは、インターリーブ方式に応じて様々な情報単位であってもよい。即ち、個々のブロックは、ビットインターリーブではビットであるが、シンボルインターリーブではシンボルであり、チップインターリーブではチップを表現する。

図２は、第１シンボル配置部１１８の更なる機能ブロック図を示す。図２に示されるように、第１シンボル配置部１１８は、直並列変換部２０２と、所定のサイズのメモリ２０４と、シンボル配置部２０６と、直並列変換部２０８とを有する。所定のサイズは、例えば、Ｎ_ｃ×Ｎ_ｂである。但し、Ｎ_ｃはサブキャリア数であり、Ｎ_ｂは１シンボル内のビット数である。

第１シンボル配置部１１８では、シンボル配置構成選択部１０４からの指示に従って、時間軸方向及び／又は周波数軸方向にシンボルインターリーブが行なわれる。何れの方向にインターリーブを行なう場合にも、入力される信号系列は、メモリ２０４に格納され、それをシンボル配置部２０６により適切なパターンで並べ替えながら出力することで、インターリーブが行なわれる。尚、直並列変換部２０２，２０８を用いないで、このインターリーブを行なってもよい。

図１のデータ変調部１２０は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭのような所定の変調方式に従って、誤り訂正後の情報シンボルを変調する。

直並列変換部１２２は、データ変調部１２０から出力される信号系列を、少なくともサブキャリア数で定められる所定数（より具体的には、サブキャリア数／拡散率）の並列的な複数の信号系列に変換する。

第２シンボル配置部１２４は、シンボルインターリーブを行なうための要素である。シンボル配置構成選択部１０４が、適切なインターリーブ方式としてシンボルインターリーブを採用したとすると、第２シンボル配置部１２４は、直並列変換部１２２からの並列信号にシンボルインターリーブを施す。シンボルインターリーブでは、図８に示される「１」乃至「６」の各ブロックがシンボルを表すことになる。

図３は、第２シンボル配置部１２４に関する機能ブロック図を示す。図３（Ａ）に示されるように、第２シンボル配置部１２４は、所定のサイズのメモリ３０２と、シンボル配置部３０４とを有する。所定のサイズは、直並列変換部からの並列信号数及び１フレーム内のシンボル数に依存して定められる。１例としては、そのサイズは、Ｎ_ｃ／ＳＦ_Ｆｒｅｑ×Ｎ_ｄ／ＳＦ_Ｔｉｍｅである。但し、Ｎ_ｃはサブキャリア数であり、Ｎ_ｄは１フレーム内のＯＦＣＤＭシンボル数であり、ＳＦ_Ｆｒｅｑは周波数領域の拡散率であり、ＳＦ_Ｔｉｍｅは時間領域の拡散率を示す。

第２シンボル配置部１２４では、シンボル配置構成選択部１０４からの指示に従って、時間軸方向及び／又は周波数軸方向にシンボルインターリーブが行なわれる。何れの方向にインターリーブを行なう場合にも、入力される信号系列は一旦メモリ３０２に格納され、それをシンボル配置部３０４により適切なパターンで並べ替えながら出力することで、インターリーブが行なわれる。図３（Ｂ）は時間軸方向にインターリーブを行なう場合の概念図を示す。図３（Ｂ）では、時間軸方向にそれぞれ格納される信号系列を、適切なパターンで並べ替えることによって、時間軸方向のインターリーブが行なわれることを示す。図３（Ｃ）は周波数軸方向にインターリーブを行なう場合の概念図を示す。図３（Ｃ）は、周波数方向に格納される信号系列を、適切なパターンで並べ替えることによって、周波数軸方向のインターリーブが行なわれることを示す。当然に、時間軸方向及び周波数軸方向のインターリーブを組み合わせることが可能である。

図４も、第２シンボル配置部１２４の更なる機能ブロック図を示す。図４では、コーディネートインターリーブが行なわれる場合の様子を示す。同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）で別々にシンボルインターリーブが行なわれる点を除いて、構成及び動作は図３に示されるものと同様である。

図１のシンボル複製部１２６は、拡散符号生成部１３０で生成される拡散符号の長さ又は周期に合わせて、第２シンボル配置部からの信号を複製する。

乗算部１２８は、シンボル複製部１２６からの出力と拡散符号生成部１３０からの拡散符号とを乗算することで信号系列を符号拡散する。

第３シンボル配置部１３２は、チップインターリーブを行なうための要素である。シンボル配置構成選択部１０４が、適切なインターリーブ方式としてチップインターリーブを採用したとすると、第３シンボル配置部１３２は、シンボル複製部１２６（乗算部１２２）からの並列信号にチップインターリーブを施す。チップインターリーブでは、図８に示される「１」乃至「６」の各ブロックがチップを表すことになる。

図５は、第３シンボル配置部１３２に関する機能ブロック図を示す。図５（Ａ）に示されるように、第３シンボル配置部１３２は、所定のサイズのメモリ５０２と、シンボル配置部５０４とを有する。所定のサイズは、シンボル複製部からの並列信号数及び１フレーム内のシンボル数に依存して定めされる。１例としては、そのサイズは、Ｎ_ｃ×Ｎ_ｄである。但し、Ｎ_ｃはサブキャリア数であり、Ｎ_ｄは１フレーム内のＯＦＣＤＭシンボル数である。

第３シンボル配置部１３２では、シンボル配置構成選択部１０４からの指示に従って、時間軸方向及び／又は周波数軸方向にシンボルインターリーブが行なわれる。何れの方向にインターリーブを行なう場合にも、入力される信号系列は一旦メモリ５０２に格納され、それをシンボル配置部５０４により適切なパターンで並べ替えながら出力することで、インターリーブが行なわれる。図５（Ｂ）では、時間方向にそれぞれ格納される信号系列を、適切なパターンで並べ替えることによって、時間軸方向のインターリーブが行なわれることを示す。図５（Ｃ）は、周波数方向に格納される信号系列を、適切なパターンで並べ替えることによって、周波数軸方向のインターリーブが行なわれることを示す。当然に、時間軸方向及び周波数軸方向のインターリーブを組み合わせることが可能である。

図１に戻って、信号合成部１０８は、各情報チャネル（１〜Ｎ）に関して出力される情報をサブキャリア毎に合成する。

ＩＦＦＴ部１１０は、合成された信号系列を高速逆フーリエ変換することによって、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し、ＯＦＤＭ方式の変調を行う。この時間領域の信号に、ガードインターバル挿入部１２２にてガードインターバルが付加されることによって、ＯＦＣＤＭシンボルが形成される。

尚、当業者に理解されるように、第１，第２及び第３シンボル配置部１１８，１２４，１３２におけるインターリーブ処理が同時に行なわれることは、本発明に必須ではない。シンボル配置構成選択部１０４における判断内容に従って、使用されるシンボル配置部、及び時間軸又は周波数軸におけるシンボルの配置内容が決定される。

図６は、本願実施例による無線受信装置のブロック図を示す。図６では、ＯＦＣＤＭ方式を採用する無線通信システムにおける無線受信装置に必要な要素の内、本発明に関連する主要な機能要素のみが描かれている点に留意を要する。無線送信装置６００は、無線送信装置６００は、ガードインターバル除去部６０２と、ＦＦＴ部６０４と、シンボル配置構成選択部６０６と、第３シンボル再配置部６０８と、拡散符号生成部６１０と、複数の乗算部６１２と、複数のシンボル合成部６１４と、第２シンボル再配置部６１６と、直並列変換部６１８と、データ復調部６２０と、第１シンボル再配置部６２２と、誤り訂正符号部６２４と、情報シンボル復元部６２４とを有する。

ガードインターバル除去部６０２では、無線受信装置６００で受信したＯＦＣＤＭシンボルからガードインターバルを除去し、情報シンボルを抽出する。

ＦＦＴ部６０４では、情報シンボルを高速フーリエ変換し、サブキャリア毎の並列的な信号系列に変換する。

シンボル配置構成選択部６０６では、無線送信装置から送信される制御チャネルに基づいて、受信したＯＦＣＤＭシンボルに施されているインターリーブ方式が判別される。即ち、無線送信装置は、ＯＦＣＤＭシンボルにどのようなインターリーブを施したかを示す情報を、制御チャネルを通じて無線受信装置に通知している。

第３シンボル再配置部６０８は、チップデインターリーブ（チップインターリーブの逆操作）を行なうための要素である。受信した情報シンボルにチップインターリーブが施されていることが、シンボル配置構成選択部６０６にて判別されたとすると、第３シンボル再配置部６０８は、フーリエ変換されたサブキャリア毎の信号を、施されているチップインターリーブによるパターンとは逆のパターンで並べ替える。第３シンボル再配置部６０８は、第３シンボル配置部１３２（図１）と同様に、メモリ及びシンボル配置部により構成されてもよい。

拡散符号生成部６１０は、逆拡散用の所定の拡散符号を生成する。

乗算部６１２は、サブキャリア毎の信号に拡散符号を乗算することで、逆拡散を行なう。

複数のシンボル合成部６１４の各々は、逆拡散された所定数の信号系列を１つに合成する。

第２シンボル再配置部６１６は、シンボルデインターリーブ（シンボルインターリーブの逆操作）又はコーディネートデインターリーブ（コーディネートインターリーブの逆操作）を行なうための要素である。受信した情報シンボルにシンボルインターリーブが施されていることが、シンボル配置構成選択部６０６にて判別されたとすると、第２シンボル再配置部６１６は、シンボル合成部６１４からの信号を、施されているシンボルインターリーブによるパターンとは逆のパターンで並べ替える。第２シンボル再配置部６１６は、第２シンボル配置部１２４（図１）と同様に、メモリ及びシンボル配置部により構成されてもよい。

直並列変換部６１８は、並列的な複数の信号系列を直列的な信号系列に変換する。

データ復調部６２０は、直並列変換後の直列的な信号系列を復調する。

第１シンボル再配置部６２２は、ビットデインターリーブ（ビットインターリーブの逆操作）を行なうための要素である。受信した情報シンボルにビットインターリーブが施されていることが、シンボル配置構成選択部６０６にて判別されたとすると、第１シンボル再配置部６１６は、データ変調部６２０からの信号に対して、施されているビットインターリーブによるパターンとは逆のパターンで並べ替える。第１シンボル再配置部６２２は、第１シンボル配置部１１８（図１）と同様に、メモリ及びシンボル配置部により構成されてもよい。

誤り訂正復号部６２４は、信号系列に対して誤りを検出してそれを訂正する。

情報シンボル復元部６２６は、誤り訂正後の信号系列に基づいて、送信された情報シンボルを復元する。

図７は、本願実施例による無線送信装置における動作を示すフローチャートである。概して、このフローは、受信信号レベルやＳＩＮＲ等の測定値に基づいて伝搬路状況を推定し、その推定結果に基づいて、時間軸方向のインターリーブ方式、及び周波数軸方向のインターリーブ方式を別々に選択する。この動作は、主に、図１の伝搬路状況推定部１０２、シンボル配置構成選択部１０４及び第１乃至第３シンボル配置部１１８，１２４，１３２にて行なわれる。

フローはステップ７０２から始まり、ステップ７０４に進む。ステップ７０４では、受信信号レベルや受信ＳＩＮＲ等に基づいて、伝搬路状況が推定される。以下の説明では、伝搬路状況を示す量として、最大ドップラ周波数シフト（偏移）及び遅延スプレッドが採用されているが、他の量を採用することも可能である。但し、無線送信装置及び無線受信装置間の相対的な運動（速度）を明確に把握する観点からは、最大ドップラ周波数シフトを測定することが望ましい。また、マルチパス伝搬路の長短に起因する周波数領域におけるフェージングに対処する観点からは、遅延スプレッドを測定することが望ましい。

ステップ７０６では、推定された最大ドップラ周波数シフトが、所定の閾値より大きいか否かが判別される。所定値より大きい場合は、無線送信装置及び無線受信装置間の相対速度は大きく、それが小さい場合は相対速度も小さい。相対速度が小さい場合は、両者間の相対運動に起因する信号レベルの時間変化は緩やかであり、その結果、時間軸方向における信号の伝送特性は良好であると考えられる。

ドップラ周波数シフトを評価する量としては、様々なものが考えられる。一例として、以下の数式に示されるようなフェージング相関値ρでそれが評価されてもよい。

ρ＝Ｊ_０（２πＳＦΔＴｆ_Ｄ）
ここで、ＳＦは符号拡散率を表し、ΔＴはＯＦＣＤＭシンボルのシンボル長に相当する期間を表し、ｆ_Ｄは最大ドップラ周波数を表す。Ｊ_０（・）は第１種のベッセル関数の内のゼロ次のものを表す。この式によれば、フェージング相関値ρは、最大ドップラ周波数ｆ_Ｄが小さい場合に１に近くなり（Ｊ_０（０）＝１）、最大ドップラ周波数ｆ_Ｄが大きい場合に０に近づく。例えば、フェージング相関値ρが、閾値Ｔｈ＝０．８より大きいか否かによって、最大ドップラ周波数ｆ_Ｄの大小を判断することができる。

最大ドップラ周波数シフトが所定値より小さい場合は、フローはステップ７０８に進む。

ステップ７０８では、時間領域に関してインターリーブ効果の大きいインターリーブ方式（シンボル配置構成）が選択される。即ち、時間ダイバーシチ効果の大きいインターリーブ方式が選択される。例えば、時間領域におけるチップインターリーブのようなインターリーブ効果の大きい方式が採用されてもよい。上述したように、チップインターリーブは、インターリーブ効果は大きいが、直交性を崩しやすい性質を有する。一方、ステップ７０８に到達するような場合は、時間領域における信号伝送特性が良好である。従って、時間領域でチップインターリーブを行なって多少直交性が崩れたとしても、伝送特性が良好であるので、その直交性の崩れは信号品質の劣化に直結しないと考えることができる。

一方、ステップ７０６にて、相対速度が大きいと判断された場合は、信号レベルの時間変化も大きく、その結果、時間軸方向における拡散符号の直交性が乱れる（崩れる）虞があると考えられる。この場合は、フローはステップ７１０に進む。

ステップ７１０では、目下採用されている送信パラメータによる信号伝送が、拡散符号の直交性の崩れに耐え得るか否か（所望の信号品質を維持し得るか否か）が判別される。ここで、送信パラメータとしては、以下に説明されるように、変調方式、符号化率、拡散率、コード多重数等が挙げられる。

ＱＰＳＫ及び１６ＱＡＭ変調方式を例にとって説明すると、ＱＰＳＫ変調方式では、１つのシンボルを「０１」のような２ビットで表現するが、１６ＱＡＭ変調方式では「００１１」のように４ビットを要する。従って、同じ送信電力で信号を送信する場合には、前者よりも後者の方が、１ビット当たりの電力が小さい。このため、ＱＰＳＫ変調方式は１６ＱＡＭ方式よりも伝搬路における誤り耐性や干渉耐性が強い。従って、時間領域における拡散符号の直交性の崩れに関しては、１６ＱＡＭ変調方式は、ＱＰＳＫ変調方式よりも、伝送信号品質を劣化させることが懸念される（逆に、ＱＰＳＫ変調方式は、１６ＱＡＭ変調方式よりも、伝送信号品質を劣化させないことが期待できる。）。尚、例示した変調方式における、直交性の崩れに対する耐性の強弱は、絶対的なものではなく相対的なものである点に留意を要する。例えば、１６ＱＡＭ変調方式と６４ＱＡＭ変調方式を比較すると、１６ＱＡＭ変調方式の方が、その耐性は強い。一般的には、変調多値数が増えるほど、直交性の崩れが信号品質を劣化させやすい。従って、変調多値数が大きい場合には、目下の信号伝送は直交性の崩れに耐えることができないと判断されてもよい。

同様にチャネル符号化率や拡散率が大きいことは、１ビット当たりの電力が小さいことを意味するので、チャネル符号化率が大きいこと及び小さいことは、信号の伝送特性が悪くなりやすいこと及び良好になりやすいことにそれぞれ関連する。伝送特性が良好であれば、時間領域における拡散符号の直交性が多少崩れたとしても、目下の伝送方式は信号品質を維持できるかもしれない。しかし、伝送特性が良好でなければ、拡散符号の直交性の崩れは伝送信号品質の劣化に直結してしまう。このため、チャネル符号化率等が大きい場合には、目下の信号伝送は直交性の崩れに耐えることができないと判断されてもよい。

更に、あるチャネルに多重するコード数の多少は、信号伝送における干渉の多少に関連する。従って、干渉が少なく伝送特性が良好であれば、時間領域における拡散符号の直交性が多少崩れたとしても、目下の伝送方式はそれに耐え得る。しかし、そうでなければ、拡散符号の直交性の崩れは伝送信号品質の劣化に直結してしまう。このため、コード多重数が大きい場合は、目下の信号伝送は直交性の崩れに耐えることができないと判断されてもよい。

ステップ７１０における判断は、これらの様々な送信パラメータの内の１つに基づいて行なってもよいし、複数の送信パラメータの組み合わせに基づいて行なってもよい。一例として、ＱＰＳＫ変調方式の場合に、Ｃ_ｍｕｘ／ＳＦが閾値Ｔｈ_１＝０．５より大きい場合には直交性の崩れが大きく信号品質を維持できないと判断し、そうでなければ信号品質を維持できると判断してもよい。但し、Ｃ_ｍｕｘはコード多重数を表し、ＳＦは符号拡散率を表す。また、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ変調方式の場合に、Ｃ_ｍｕｘ／ＳＦが閾値Ｔｈ_２＝０．２５より大きい場合には直交性の崩れが大きく信号品質を維持できないと判断し、そうでなければ直交性の崩れは小さいと判断してもよい。１６，６４ＱＡＭのような多値数の大きい変調方式では、拡散符号の直交性の崩れによる信号劣化の影響が大きく、これを反映するために、閾値Ｔｈ_２は閾値Ｔｈ_１より小さく設定されている（０．５や０．２５のような値は単なる一例に過ぎない）。

目下の信号伝送が、直交性の崩れに耐え得ると判断された場合は、フローはステップ７０８に進み、上述した処理が行なわれる。一方、目下の信号伝送が、直交性の崩れに耐えられないと判断された場合は、フローはステップ７１２に進む。

ステップ７１２では、時間領域に関して、直交性を維持しやすいインターリーブ方式が選択される。即ち、インターリーブ効果よりも符号間の直交性をなるべく乱さない観点からインターリーブ方式が採用される。例えば、直交性を崩しやすいチップインターリーブよりも、ビットインターリーブやシンボルインターリーブが採用されてもよい。

ステップ７１４では、ステップ７０８及び７１０で選択されたインターリーブ方式を実行するために、第１，第２，第３シンボル配置部１１８，１２４，１３２に必要な設定が行なわれる。

以後、フローはステップ７２６に進み、時間領域に関するインターリーブ方式の選択に関する処理は終了する。

一方、このフローは、ステップ７０４の後に、ステップ７０６の処理を行なうのと並行して又はその前後において、ステップ７１６における処理を行なう。

ステップ７１６では、推定された遅延スプレッドが、所定の閾値より広いか否かが判別される。遅延スプレッドが広い場合は、周波数領域における振幅レベル変動が激しく、遅延スプレッドが狭い場合は周波数領域における振幅レベル変動も穏やかである。従って、遅延スプレッドが所定値より狭い場合は、周波数領域における振幅レベル変化も緩やかであり、その結果、周波数軸方向における信号の伝送特性は良好であると考えられる。

遅延スプレッドを評価する量としては、様々なものが考えられる。一例として、以下の数式に示されるようなフェージング相関値ρでそれが評価されてもよい。

ここで、ＳＦは符号拡散率を表し、Δｆはサブキャリア間の周波数間隔を表し、σは遅延スプレッドを表す。この式によれば、フェージング相関値ρは、０以上１以下の値をとり、遅延スプレッドσが小さい場合に１に近くなり、遅延スプレッドσが大きい場合に０に近づく。例えば、フェージング相関値ρが、閾値Ｔｈ＝０．８より大きいか否かによって、遅延スプレッドの大小を判断することができる。

遅延スプレッドが所定値より小さい場合は、フローはステップ７１８に進む。

ステップ７１８では、周波数領域に関してインターリーブ効果の大きいインターリーブ方式（シンボル配置構成）が選択される。即ち、周波数ダイバーシチ効果の大きいインターリーブ方式が選択される。例えば、周波数領域におけるチップインターリーブのような誤り耐性の大きい方式が採用されてもよい。

一方、ステップ７１６にて、遅延スプレッドが所定の閾値より広いと判断された場合は、周波数領域における信号レベルの変化も大きく、その結果、周波数軸方向における拡散符号の直交性が乱れる（崩れる）虞があると考えられる。この場合は、フローはステップ７２０に進む。

ステップ７２０では、目下採用されている送信パラメータによる信号伝送が、拡散符号の直交性の崩れに耐え得るか否かが判別される。ここで、送信パラメータとしては、変調方式、符号化率、拡散率、コード多重数等が挙げられる。

ＱＰＳＫ及び１６ＱＡＭ変調方式を例にとって説明すると、周波数領域における拡散符号の直交性が多少崩れたとしても、ＱＰＳＫ変調方式はそれに耐え得るかもしれないが、１６ＱＡＭ変調ではそれが伝送信号品質の劣化に直結してしまう。このため、変調多値数が大きい場合に、目下の信号伝送が直交性の崩れに耐えることができないと判断されてもよい。

チャネル符号化率が大きいこと及び小さいことは、信号の伝送特性が悪くなりやすいこと及び良好になりやすいことにそれぞれ関連する。伝送特性が良好であれば、周波数領域における拡散符号の直交性が多少崩れたとしても、目下の伝送方式がそれに耐え得る。しかし、伝送特性が良好でなければ、拡散符号の直交性の崩れは伝送信号品質の劣化に直結してしまう。このため、チャネル符号化率が大きい場合に、目下の信号伝送が直交性の崩れに耐えることができないと判断されてもよい。

更に、あるチャネルに多重するコード数の多少は、信号伝送における干渉の多少に関連する。干渉が少なく伝送特性が良好であれば、周波数領域における拡散符号の直交性が多少崩れたとしても、目下の伝送方式はそれに耐え得る。しかし、そうでなければ、拡散符号の直交性の崩れは伝送信号品質の劣化に直結してしまう。このため、コード多重数が大きい場合に、目下の信号伝送が直交性の崩れに耐えることができないと判断されてもよい。

ステップ７２０における判断は、これら様々な送信パラメータの内の１つに基づいて行なってもよいし、複数の送信パラメータの組み合わせに基づいて行なってもよい。ステップ７１０に関して説明したのと同様に、一例として、ＱＰＳＫ変調方式の場合に、Ｃ_ｍｕｘ／ＳＦが閾値Ｔｈ_１＝０．５より大きいか否かで直交性の崩れの大小を判断してもよい。１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ変調方式の場合に、Ｃ_ｍｕｘ／ＳＦが閾値Ｔｈ_２＝０．２５より大きいか否かで直交性の崩れの大小を判断してもよい。

目下の信号伝送が、直交性の崩れに耐え得ると判断された場合は、フローはステップ７１８に進み、上述した処理が行なわれる。一方、目下の信号伝送が、直交性の崩れに耐えられないと判断された場合は、フローはステップ７２２に進む。

ステップ７２２では、周波数領域に関して、直交性を維持しやすいインターリーブ方式が選択される。即ち、インターリーブ効果よりも符号間の直交性をなるべく乱さない観点からインターリーブ方式が採用される。例えば、直交性を崩しやすいチップインターリーブよりも、ビットインターリーブやシンボルインターリーブが採用されてもよい。

ステップ７２４では、ステップ７１８及び７２０で選択されたインターリーブ方式を実行するために、第１，第２，第３シンボル配置部１１８，１２４，１３２に必要な設定が行なわれる。

以後、フローはステップ７２６に進み、周波数領域に関するインターリーブ方式の選択に関する処理を終了する。尚、ステップ７１４及び７２４にてどのようなインターリーブ方式が採用されたかは、制御チャネルを通じて無線受信装置に通知される。無線受信装置では、制御チャネルの内容に従って、適切なデインターリーブその他の信号処理が行なわれ、情報シンボルが復元される。

尚、説明の便宜上、伝搬路状況の推定やインターリーブ方式の選択は、無線送信装置にて行なわれている。しかしながら、これらの一方又は双方が無線受信装置にて行なわれることも当然に可能である。但し、無線受信装置にてそのような処理を行なう場合には、推定結果や選択結果が、例えば制御チャネルを通じて無線送信装置に通知される必要がある。

以上説明したように、本願実施例によれば、周波数領域及び時間領域の各領域で別個にインターリーブが行なわれるので、拡散符号間の直交性を維持しつつ、より大きなインターリーブ効果を得ることができる。例えば、周波数領域の観点からはインターリーブ効果を犠牲にして符号間の直交性を維持しなければならないが、時間領域ではインターリーブ効果が大きくても直交性がさほど崩れない場合がある。このような場合に、周波数領域に関しては符号間の直交性を維持するのに好都合なインターリーブ方式を採用し、時間領域に関しては大きなインターリーブ効果を得るのに好都合な方式を採用することで、従来の無線通信システムでは行い得ない高品質な信号伝送を行なうことができる。

本願実施例による無線送信装置のブロック図を示す。 第１シンボル配置部のブロック図を示す。 第２シンボル配置部のブロック図を示す。 第２シンボル配置部の別のブロック図を示す。 第３シンボル配置部のブロック図を示す。 本願実施例による無線受信装置のブロック図を示す。 本願実施例による無線通信方法のフローチャートを示す。 インターリーブ前後の様子を示す図である。

符号の説明

１００ 無線送信装置
１０２ 伝搬路状況推定部
１０４ シンボル配置構成選択部
１０６ 信号処理部
１０８ 信号合成部
１１０ ＩＦＦＴ部
１１２ ガードインターバル挿入部
１１４ 情報シンボル生成部
１１６ 誤り訂正符号化部
１１８ 第１シンボル配置部
１２０ データ変調部
１２２ 直並列変換部
１２４ 第２シンボル配置部
１２６ シンボル複製部
１２８ 乗算部
１３０ 拡散符号生成部
１３２ 第３シンボル配置部
２０２，２０８ 直並列変換部
２０４ メモリ
２０６ シンボル配置部
３０２ メモリ
３０４ シンボル配置部
４０２ メモリ
４０４ シンボル配置部
５０２ メモリ
５０４ シンボル配置部
６００ 無線受信装置
６０２ ガードインターバル除去部
６０４ ＦＦＴ部
６０６ シンボル配置構成選択部
６０８ 第３シンボル再配置部
６１０ 拡散符号生成部
６１２ 乗算部
６１４ シンボル合成部
６１６ 第２シンボル再配置部
６１８ 直並列変換部
６２０ データ復調部
６２２ 第１シンボル再配置部
６２４ 誤り訂正復号部
６２６ 情報シンボル復元部

Claims (12)

1. 無線送信装置及び無線受信装置を有する、マルチキャリア変調方式及び符号拡散変調方式を採用する無線通信システムであって、
   前記無線送信装置又は前記無線受信装置に、無線伝搬路の状況に応じて複数のインターリーブ方式の中からインターリーブ方式を選択する選択手段が設けられ、
   前記無線送信装置に設けられたシンボル配置手段によって、情報シンボルが、前記選択手段で選択されたインターリーブ方式に従ってあるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられ、
   前記無線受信装置に設けられたシンボル再配置手段によって、前記無線送信装置から受信した情報シンボルが、前記あるパターンの逆パターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられ、
   前記選択手段が、無線伝搬路における最大ドップラ周波数の測定結果に基づいてインターリーブ方式を選択し、時間軸方向の情報シンボルの配置パターンを決定する
   ことを特徴とする無線通信システム。
2. 無線送信装置及び無線受信装置を有する、マルチキャリア変調方式及び符号拡散変調方式を採用する無線通信システムであって、
   前記無線送信装置又は前記無線受信装置に、無線伝搬路の状況に応じて複数のインターリーブ方式の中からインターリーブ方式を選択する選択手段が設けられ、
   前記無線送信装置に設けられたシンボル配置手段によって、情報シンボルが、前記選択手段で選択されたインターリーブ方式に従ってあるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられ、
   前記無線受信装置に設けられたシンボル再配置手段によって、前記無線送信装置から受信した情報シンボルが、前記あるパターンの逆パターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられ、
   前記選択手段が、無線伝搬路における遅延スプレッド特性の測定結果に基づいてインターリーブ方式を選択し、周波数軸方向の情報シンボルの配置パターンを決定する
   ことを特徴とする無線通信システム。
3. マルチキャリア変調方式及び符号拡散変調方式を採用する無線通信システムにおける無線送信装置であって、
   無線伝搬路の状況に応じて複数のインターリーブ方式の中からインターリーブ方式を選択する選択手段と、
   前記選択手段で選択されたインターリーブ方式に従って、情報シンボルをあるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べるシンボル配置手段と、
   を備え、無線伝搬路における最大ドップラ周波数に基づいて、時間軸方向に関する情報シンボルの配置パターンが決定されることを特徴とする無線送信装置。
4. 前記最大ドップラ周波数が所定値より大きい場合に、ビットインターリーブ又はシンボルインターリーブ方式が、前記最大ドップラ周波数が所定値より小さい場合に、チップインターリーブ方式が前記選択手段にて選択されることを特徴とする請求項３記載の無線送信装置。
5. 変調多値数、拡散率、チャネル符号化率、コード多重数を含む送信パラメータの内の１以上に依存して、選択されるインターリーブ方式の選択肢が異なる
   ことを特徴とする請求項３記載の無線送信装置。
6. マルチキャリア変調方式及び符号拡散変調方式を採用する無線通信システムにおける無線送信装置であって、
   無線伝搬路の状況に応じて複数のインターリーブ方式の中からインターリーブ方式を選択する選択手段と、
   前記選択手段で選択されたインターリーブ方式に従って、情報シンボルをあるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べるシンボル配置手段と、
   を備え、無線伝搬路における遅延スプレッド特性に基づいて、周波数軸方向に関する情報シンボルの配置パターンが決定されることを特徴とする無線送信装置。
7. 前記遅延スプレッドが所定値より大きい場合に、ビットインターリーブ又はシンボルインターリーブ方式が、前記遅延スプレッド特性が所定値より小さい場合に、チップインターリーブ方式が前記選択手段にて選択されることを特徴とする請求項６記載の無線送信装置。
8. マルチキャリア変調方式及び符号拡散変調方式を採用する無線通信システムにおける無線受信装置であって、
   無線伝搬路の状況に応じて複数のインターリーブ方式の中からインターリーブ方式を選択する選択手段と、
   選択したインターリーブ方式を無線送信装置に通知する通知手段と、
   前記選択したインターリーブ方式に従ってあるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられた情報シンボルを、前記無線送信装置から受信し、前記あるパターンの逆パターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べるシンボル再配置手段と、
   を備え、前記選択手段が、無線伝搬路における最大ドップラ周波数の測定結果に基づいてインターリーブ方式を選択し、時間軸方向の情報シンボルの配置パターンを決定する
   ことを特徴とする無線受信装置。
9. マルチキャリア変調方式及び符号拡散変調方式を採用する無線通信システムにおける無線受信装置であって、
   無線伝搬路の状況に応じて複数のインターリーブ方式の中からインターリーブ方式を選択する選択手段と、
   選択したインターリーブ方式を無線送信装置に通知する通知手段と、
   前記選択したインターリーブ方式に従ってあるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べられた情報シンボルを、前記無線送信装置から受信し、前記あるパターンの逆パターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べるシンボル再配置手段と、
   を備え、前記選択手段が、無線伝搬路における遅延スプレッド特性の測定結果に基づいてインターリーブ方式を選択し、周波数軸方向の情報シンボルの配置パターンを決定する
   ことを特徴とする無線受信装置。
10. マルチキャリア変調方式及び符号拡散変調方式を採用する無線通信システムにおける無線通信方法であって、
    無線伝搬路の状況を、無線送信装置又は無線受信装置にて測定する測定ステップと、
    測定結果に基づいて、無線送信装置又は無線受信装置にて、複数のインターリーブ方式の中からインターリーブ方式を選択する選択ステップと、
    選択されたインターリーブ方式に従って、情報シンボルを、あるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べ、無線送信するステップと、
    無線送信された情報シンボルを無線受信装置にて受信するステップと、
    受信された情報シンボルを、前記あるパターンの逆パターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べ、復調するステップと
    を有し、前記選択ステップが、無線伝搬路における最大ドップラ周波数の測定結果に基づいてインターリーブ方式を選択し、時間軸方向の情報シンボルの配置パターンを決定する
    ことを特徴とする無線通信方法。
11. マルチキャリア変調方式及び符号拡散変調方式を採用する無線通信システムにおける無線通信方法であって、
    無線伝搬路の状況を、無線送信装置又は無線受信装置にて測定する測定ステップと、
    測定結果に基づいて、無線送信装置又は無線受信装置にて、複数のインターリーブ方式の中からインターリーブ方式を選択する選択ステップと、
    選択されたインターリーブ方式に従って、情報シンボルを、あるパターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べ、無線送信するステップと、
    無線送信された情報シンボルを無線受信装置にて受信するステップと、
    受信された情報シンボルを、前記あるパターンの逆パターンで周波数軸方向及び時間軸方向に並べ、復調するステップと
    を有し、前記選択ステップが、無線伝搬路における遅延スプレッド特性の測定結果に基づいてインターリーブ方式を選択し、周波数軸方向の情報シンボルの配置パターンを決定する
    ことを特徴とする無線通信方法。
12. 前記測定ステップ又は前記選択ステップが、無線受信装置にて行なわれる場合に、測定結果又は選択されたインターリーブ方式が無線送信装置に通知されることを特徴とする請求項１１記載の無線通信方法。

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