JP3957352B2 - 超再生復調回路 - Google Patents
超再生復調回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3957352B2 JP3957352B2 JP02246497A JP2246497A JP3957352B2 JP 3957352 B2 JP3957352 B2 JP 3957352B2 JP 02246497 A JP02246497 A JP 02246497A JP 2246497 A JP2246497 A JP 2246497A JP 3957352 B2 JP3957352 B2 JP 3957352B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- collector
- base
- emitter
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は超再生復調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は従来の超再生復調回路を示している。この回路はベース接地型のトランジスタ３１のエミッタとグランド間にコイル３３と抵抗３４、コンデンサ３５とから成るクェンチング発振回路３２を接続し、コレクタとＹ点との間にコンデンサ３６とコイル３７とから成る共振回路３８を接続している。Ｙ点からはコンデンサ３９を介して復調出力が導出される。
【０００３】
また、Ｙ点は抵抗４０を介して直流電圧Ｖccの電源ライン４１に接続されている。４２は電源ラインのリップル除去用のコンデンサである。コイル４３とコンデンサ４４はローパスフィルタ４５を構成している。４６、４７はトランジスタ３１のベースバイアス用の抵抗であり、４８、４９はベースバイアス安定用のコンデンサである。５０は高周波発振用の帰還コンデンサである。
【０００４】
この超再生復調回路において、共振回路３８はアンテナ３０で受信される高周波信号のキャリアと同じ周波数に選ばれている。トランジスタ３１はその共振回路３８と協同して発振動作を行なうが、その発振信号はクェンチング発振回路３２で生じる鋸歯状波の波形内だけに制限される。
【０００５】
入力された高周波信号のＡＭ分（高周波キャリアを変調している信号成分）に対応してクェンチング発振信号の振幅は変化する。ローパスフィルタ４５で高周波信号のキャリア及びクェンチング発振信号が除去されることによりＹ点にはＡＭ分だけが生じる。このＡＭ分が復調出力となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来回路は図からも明かな如く部品点数が多くＩＣ化に不向きである。また、その部品点数が多いことから必然的に調整点も多くなるので、１つを調整すると、他の部分に影響が生じるという機会が多く、調整が難しい。従って、温度変化に対する補償の調整が充分にできないため安定した動作が望めなかった。本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、部品点数及び調整点が少なく安定な動作を図ることができる超再生復調回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため本発明の超再生復調回路は、ベースにアンテナからの高周波変調信号が結合されるコレクタ接地型の発振用トランジスタと、
前記トランジスタのコレクタとエミッタ間に接続されたコンデンサと、
前記トランジスタのベースとエミッタ間に接続されたコンデンサと、
前記トランジスタのベースとコレクタ間に接続された抵抗と、
前記トランジスタのエミッタと基準電位点（例えばグランド電位点）間に接続されたクェンチング発振回路と、
前記トランジスタのベースとコレクタ間に接続された共振回路と、
前記トランジスタのコレクタ又はエミッタに接続されたローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力を復調出力として導出する手段と、
から成っている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、図面に従って本発明の実施形態について説明する。図１は、第１の実施形態であって、Ｑはコレクタ接地型の発振用トランジスタ、Ｃ１はそのコレクタとエミッタ間に接続されたコンデンサ、Ｃ２はベースとエミッタ間に接続されたコンデンサである。トランジスタＱのコレクタとベース間にはバイアス抵抗Ｒ１が接続されている。この抵抗Ｒ１は後述する抵抗Ｒ３とトランジスタＱのベースエミッタ路、及び抵抗Ｒ２と協同してトランジスタのバイアス回路を成す。
【００１０】
トランジスタＱのエミッタとグランド間にはコイルＬ２と抵抗Ｒ２が直列に接続され、その接続点（ロ）とトランジスタのベースにコンデンサＣ５が接続されている。これらのコイルＬ２、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ５はクェンチング発振回路１を構成している。
【００１１】
トランジスタＱのコレクタとベース間には、コンデンサＣ３とコイルＬ３とから成る共振回路２が接続されている。この共振回路２の共振周波数はアンテナ５で受信される高周波信号とほぼ同じ周波数に設定されている。トランジスタＱのコレクタはコイルＬ１と抵抗Ｒ３を介して直流電圧Ｖccの電源ライン３へ接続されている。コイルＬ１はコンデンサＣ４と共にローパスフィルタ４を構成している。（ニ）点には復調出力が得られ、この復調出力は線路６を通して後続回路へ供給される。トランジスタＱのベースは結合コンデンサＣoを介してアンテナ５に接続されている。
【００１２】
今、アンテナ５によって受信された振幅変調の高周波信号が図２（イ）のようなバースト的な変調を受けたものであるとすると、図１の（ロ）と（ハ）点には、それぞれ図２の（ロ）（ハ）のような波形が生じる。ここで、１０はクェンチング発振波形であり、鋸歯状波をしている。受信信号の高周波キャリア１１は、その鋸歯状波形の内部に制限される。（ハ）点の信号はローパスフィルタ４によって高周波キャリア１１とクェンチング発振波形１０が除去されるので、（ニ）点には図２（ニ）に示す如き復調された信号が得られる。
【００１３】
この回路において、トランジスタＱとコンデンサＣ１、Ｃ２、抵抗Ｒ１が例えば図４に示すように１つのＩＣ回路として形成することができる。図４において、１２、１３、１４はパッドである。このパッドに外部接続端子を結合して１つの半導体回路部品として形成してもよい。また、これとは別に図５に示す如く他の関連回路と共に１つのＩＣチップ１５内に設けることもできる。
【００１４】
このように本実施形態の超再生復調回路は図６の従来例に比べて部品点数が少なく、その分、調整が少なく有利である。特に、上述の如くトランジスタＱ、コンデンサＣ１、Ｃ２、抵抗Ｒ１をＩＣ回路として形成した場合には、それが１つの部品とみなせるので、一層、部品点数が少なくなる。
【００１５】
図３は第２の実施形態を示しており、この実施形態はトランジスタＱのエミッタ側から復調出力を取り出すようにしている。そのため、ローパスフィルタ４がトランジスタＱのエミッタとグランド間に設けられている。尚、コンデンサＣ５の一端はベースに接続せずに、グランドに接続している。図３において、図１と同一の部分には同一の符号を付してある。
【００１６】
この第２の実施形態も第１の実施形態と同様に部品点数が少なく、調整が容易で、安定した動作を行なうことができる。ただし、再生感度は第１実施形態に比し、少し低い。例えば、所定の出力レベルを得るのに入力するべき入力信号のレベルは、第１実施形態では−１００ｄＢと小さく、一方、第２実施形態では−９５ｄＢと大きかった。このように再生感度は第１実施形態の方が第２実施形態よりも５ｄＢ程度優れている。
【００１７】
前述した図５は、図１の超再生復調回路を搭載した受信処理回路を有しており、アンテナ５から端子１６を介してＩＣ１５内に入力された入力信号はＲＦ増幅器１７で増幅された後、超再生復調回路で復調され、データフィルタ１８を通った後、コンパレータ１９でデジタル化されてＩＣ１５から出力される。
【００１８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の超再生復調回路によれば、部品点数が少ないので、調整すべき箇所も少なく、従って、１つの調整が他の箇所に影響を与える機会も少なくなる。よって、温度変化等に対する調整を充分に施すことができ、安定した動作を期待できる。また、ＩＣ化しやすいので、他の関連回路と複合化できるというメリットがある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る超再生復調回路を示す回路図。
【図２】その各部の信号波形図。
【図３】本発明の第２実施形態に係る超再生復調回路を示す回路図。
【図４】本発明の発振用トランジスタ装置の回路図。
【図５】図１のの超再生復調回路を用いた受信処理回路を示す回路図。
【図６】従来例の回路図。
【符号の説明】
１ クェンチング発振回路
２ 共振回路
３ 電源ライン
４ ローパスフィルタ
５ アンテナ
Ｑ トランジスタ
Ｃ１、コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｒ１ 抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は超再生復調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は従来の超再生復調回路を示している。この回路はベース接地型のトランジスタ３１のエミッタとグランド間にコイル３３と抵抗３４、コンデンサ３５とから成るクェンチング発振回路３２を接続し、コレクタとＹ点との間にコンデンサ３６とコイル３７とから成る共振回路３８を接続している。Ｙ点からはコンデンサ３９を介して復調出力が導出される。
【０００３】
また、Ｙ点は抵抗４０を介して直流電圧Ｖccの電源ライン４１に接続されている。４２は電源ラインのリップル除去用のコンデンサである。コイル４３とコンデンサ４４はローパスフィルタ４５を構成している。４６、４７はトランジスタ３１のベースバイアス用の抵抗であり、４８、４９はベースバイアス安定用のコンデンサである。５０は高周波発振用の帰還コンデンサである。
【０００４】
この超再生復調回路において、共振回路３８はアンテナ３０で受信される高周波信号のキャリアと同じ周波数に選ばれている。トランジスタ３１はその共振回路３８と協同して発振動作を行なうが、その発振信号はクェンチング発振回路３２で生じる鋸歯状波の波形内だけに制限される。
【０００５】
入力された高周波信号のＡＭ分（高周波キャリアを変調している信号成分）に対応してクェンチング発振信号の振幅は変化する。ローパスフィルタ４５で高周波信号のキャリア及びクェンチング発振信号が除去されることによりＹ点にはＡＭ分だけが生じる。このＡＭ分が復調出力となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来回路は図からも明かな如く部品点数が多くＩＣ化に不向きである。また、その部品点数が多いことから必然的に調整点も多くなるので、１つを調整すると、他の部分に影響が生じるという機会が多く、調整が難しい。従って、温度変化に対する補償の調整が充分にできないため安定した動作が望めなかった。本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、部品点数及び調整点が少なく安定な動作を図ることができる超再生復調回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため本発明の超再生復調回路は、ベースにアンテナからの高周波変調信号が結合されるコレクタ接地型の発振用トランジスタと、
前記トランジスタのコレクタとエミッタ間に接続されたコンデンサと、
前記トランジスタのベースとエミッタ間に接続されたコンデンサと、
前記トランジスタのベースとコレクタ間に接続された抵抗と、
前記トランジスタのエミッタと基準電位点（例えばグランド電位点）間に接続されたクェンチング発振回路と、
前記トランジスタのベースとコレクタ間に接続された共振回路と、
前記トランジスタのコレクタ又はエミッタに接続されたローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力を復調出力として導出する手段と、
から成っている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、図面に従って本発明の実施形態について説明する。図１は、第１の実施形態であって、Ｑはコレクタ接地型の発振用トランジスタ、Ｃ１はそのコレクタとエミッタ間に接続されたコンデンサ、Ｃ２はベースとエミッタ間に接続されたコンデンサである。トランジスタＱのコレクタとベース間にはバイアス抵抗Ｒ１が接続されている。この抵抗Ｒ１は後述する抵抗Ｒ３とトランジスタＱのベースエミッタ路、及び抵抗Ｒ２と協同してトランジスタのバイアス回路を成す。
【００１０】
トランジスタＱのエミッタとグランド間にはコイルＬ２と抵抗Ｒ２が直列に接続され、その接続点（ロ）とトランジスタのベースにコンデンサＣ５が接続されている。これらのコイルＬ２、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ５はクェンチング発振回路１を構成している。
【００１１】
トランジスタＱのコレクタとベース間には、コンデンサＣ３とコイルＬ３とから成る共振回路２が接続されている。この共振回路２の共振周波数はアンテナ５で受信される高周波信号とほぼ同じ周波数に設定されている。トランジスタＱのコレクタはコイルＬ１と抵抗Ｒ３を介して直流電圧Ｖccの電源ライン３へ接続されている。コイルＬ１はコンデンサＣ４と共にローパスフィルタ４を構成している。（ニ）点には復調出力が得られ、この復調出力は線路６を通して後続回路へ供給される。トランジスタＱのベースは結合コンデンサＣoを介してアンテナ５に接続されている。
【００１２】
今、アンテナ５によって受信された振幅変調の高周波信号が図２（イ）のようなバースト的な変調を受けたものであるとすると、図１の（ロ）と（ハ）点には、それぞれ図２の（ロ）（ハ）のような波形が生じる。ここで、１０はクェンチング発振波形であり、鋸歯状波をしている。受信信号の高周波キャリア１１は、その鋸歯状波形の内部に制限される。（ハ）点の信号はローパスフィルタ４によって高周波キャリア１１とクェンチング発振波形１０が除去されるので、（ニ）点には図２（ニ）に示す如き復調された信号が得られる。
【００１３】
この回路において、トランジスタＱとコンデンサＣ１、Ｃ２、抵抗Ｒ１が例えば図４に示すように１つのＩＣ回路として形成することができる。図４において、１２、１３、１４はパッドである。このパッドに外部接続端子を結合して１つの半導体回路部品として形成してもよい。また、これとは別に図５に示す如く他の関連回路と共に１つのＩＣチップ１５内に設けることもできる。
【００１４】
このように本実施形態の超再生復調回路は図６の従来例に比べて部品点数が少なく、その分、調整が少なく有利である。特に、上述の如くトランジスタＱ、コンデンサＣ１、Ｃ２、抵抗Ｒ１をＩＣ回路として形成した場合には、それが１つの部品とみなせるので、一層、部品点数が少なくなる。
【００１５】
図３は第２の実施形態を示しており、この実施形態はトランジスタＱのエミッタ側から復調出力を取り出すようにしている。そのため、ローパスフィルタ４がトランジスタＱのエミッタとグランド間に設けられている。尚、コンデンサＣ５の一端はベースに接続せずに、グランドに接続している。図３において、図１と同一の部分には同一の符号を付してある。
【００１６】
この第２の実施形態も第１の実施形態と同様に部品点数が少なく、調整が容易で、安定した動作を行なうことができる。ただし、再生感度は第１実施形態に比し、少し低い。例えば、所定の出力レベルを得るのに入力するべき入力信号のレベルは、第１実施形態では−１００ｄＢと小さく、一方、第２実施形態では−９５ｄＢと大きかった。このように再生感度は第１実施形態の方が第２実施形態よりも５ｄＢ程度優れている。
【００１７】
前述した図５は、図１の超再生復調回路を搭載した受信処理回路を有しており、アンテナ５から端子１６を介してＩＣ１５内に入力された入力信号はＲＦ増幅器１７で増幅された後、超再生復調回路で復調され、データフィルタ１８を通った後、コンパレータ１９でデジタル化されてＩＣ１５から出力される。
【００１８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の超再生復調回路によれば、部品点数が少ないので、調整すべき箇所も少なく、従って、１つの調整が他の箇所に影響を与える機会も少なくなる。よって、温度変化等に対する調整を充分に施すことができ、安定した動作を期待できる。また、ＩＣ化しやすいので、他の関連回路と複合化できるというメリットがある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る超再生復調回路を示す回路図。
【図２】その各部の信号波形図。
【図３】本発明の第２実施形態に係る超再生復調回路を示す回路図。
【図４】本発明の発振用トランジスタ装置の回路図。
【図５】図１のの超再生復調回路を用いた受信処理回路を示す回路図。
【図６】従来例の回路図。
【符号の説明】
１ クェンチング発振回路
２ 共振回路
３ 電源ライン
４ ローパスフィルタ
５ アンテナ
Ｑ トランジスタ
Ｃ１、コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｒ１ 抵抗
Claims (2)
- ベースにアンテナからの高周波変調信号が結合されるコレクタ接地型の発振用トランジスタと、
前記トランジスタのコレクタとエミッタ間に接続されたコンデンサと、
前記トランジスタのベースとエミッタ間に接続されたコンデンサと、
前記トランジスタのベースとコレクタ間に接続された抵抗と、
前記トランジスタのエミッタと基準電位点間に接続されたクェンチング発振回路と、
前記トランジスタのベースとコレクタ間に接続された共振回路と、
前記トランジスタのコレクタ又はエミッタに接続されたローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力を復調出力として導出する手段と、
から成る超再生復調回路。 - 前記トランジスタと、前記トランジスタのコレクタとエミッタ間に接続されたコンデンサと、前記トランジスタのベースとエミッタ間に接続されたコンデンサと、前記トランジスタのベースとコレクタ間に接続された抵抗とが半導体集積回路内に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の超再生復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02246497A JP3957352B2 (ja) | 1997-02-05 | 1997-02-05 | 超再生復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02246497A JP3957352B2 (ja) | 1997-02-05 | 1997-02-05 | 超再生復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10224153A JPH10224153A (ja) | 1998-08-21 |
| JP3957352B2 true JP3957352B2 (ja) | 2007-08-15 |
Family
ID=12083435
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02246497A Expired - Fee Related JP3957352B2 (ja) | 1997-02-05 | 1997-02-05 | 超再生復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3957352B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8165535B2 (en) | 2006-06-04 | 2012-04-24 | Samsung Electro-Mechanics | Systems, methods and apparatuses for complementary metal oxide semiconductor (CMOS) antenna switches using switched resonators |
| GB0721481D0 (en) * | 2007-11-01 | 2007-12-12 | Odaenathus Ltd | Improvements in and relating to logarithmic amplifiers |
| US9397382B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-07-19 | Dockon Ag | Logarithmic amplifier with universal demodulation capabilities |
| US9236892B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-01-12 | Dockon Ag | Combination of steering antennas, CPL antenna(s), and one or more receive logarithmic detector amplifiers for SISO and MIMO applications |
-
1997
- 1997-02-05 JP JP02246497A patent/JP3957352B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10224153A (ja) | 1998-08-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7359678B2 (en) | Signal processing semiconductor integrated circuit device and wireless communication system | |
| KR900000567Y1 (ko) | Rf 모듈레이터 | |
| EP0893878B1 (en) | High frequency oscillating circuit | |
| JPH04352507A (ja) | 増幅器 | |
| Durec | An integrated silicon bipolar receiver subsystem for 900-MHz ISM band applications | |
| JPH10505728A (ja) | 高調波出力を有する可同調発振器 | |
| JP3957352B2 (ja) | 超再生復調回路 | |
| CA2156338A1 (en) | Photodetector circuit with actively damped tuned input | |
| US5436931A (en) | FSK receiver | |
| JP4373332B2 (ja) | 発振器および集積回路 | |
| JPH05315862A (ja) | 増幅回路 | |
| JPH0221709A (ja) | 周波数変調器 | |
| JPH0567928A (ja) | アンプ | |
| US7518438B2 (en) | FM detector circuit with unbalanced/balanced conversion | |
| KR100371420B1 (ko) | 버스정렬된구적fm검출기 | |
| Song | A narrow-band CMOS FM receiver based on single-sideband modulation IF filtering | |
| JPH07508386A (ja) | 同期追跡ａｍ受信機 | |
| KR101823566B1 (ko) | 인체 통신을 위한 수신기 및 그것의 노이지 제거 방법 | |
| JP3196875B2 (ja) | 超再生復調回路 | |
| JPH11195928A (ja) | 周波数変調信号復調回路 | |
| JP2903934B2 (ja) | 発振回路と、この発振回路を用いたｂｓチューナ | |
| JP3575963B2 (ja) | Ｆｍ受信機用半導体集積回路およびｆｍ受信機 | |
| JP3675020B2 (ja) | 高周波装置 | |
| JPH0720020B2 (ja) | 周波数変換回路 | |
| JP2576193B2 (ja) | 発振回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070220 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070411 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070508 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070508 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |