JP3871200B2 - 磁気ディスク記憶装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気ディスク記憶装置の制御技術、さらには、回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータの制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気ディスク記憶装置は、高速で回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを上記ディスク上にてシークおよびトラッキング移動させるボイスコイルモータと、上記磁気ヘッドのリード状態を監視しながら上記ボイスコイルモータの駆動電流を制御することにより上記磁気ヘッドの位置決めを行なうボイスコイルモータ駆動制御回路を有する。
【０００３】
磁気ディスク記憶装置の情報記憶密度は年々高められているが、これに伴って磁気ヘッドの位置決め制御も非常に高精度が要求されるようになってきた。そこで、上記ボイスコイルモータの駆動電流を当該駆動電流の検出値に基づいてフィードバック制御することにより上記磁気ヘッドの位置決めを行なう方式が採用されている。そして、その磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータの駆動には、一般に、ボイスコイルモータの駆動電流量を連続的に変化させるリニア駆動方式が採用されていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した技術には、次のような問題のあることが本発明者らによってあきらかとされた。
すなわち、磁気ディスク記憶装置では記憶の高密度化とともにアクセスの高速化も要求されている。高速アクセスを実現するためには磁気ヘッドを所定の記憶トラックまで移動させる時間いわゆるシーク時間を短縮させなければならないが、そのためにはボイスコイルモータの駆動電流を増大させる必要がある。しかし、ボイスコイルモータ駆動電流を増大させると、その駆動電流をリニアに制御するための電力損失が増大し、これに伴って発熱量が増大する。このシーク時の発熱は磁気ヘッドや磁気記憶ディスクの動作や特性等に悪影響を及ぼし、これにより、たとえばリード／ライトエラーが生じやすくなるなどの弊害が生じる。
【０００５】
上記発熱を減少させるために、本発明者は、上記ボイスコイルモータ駆動電流をパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御）することを検討した。すなわち、ボイスコイルモータ駆動電流の量を連続的に変化させるのではなく、その駆動電流の通電／非通電時間比（いわゆるデューティ）を変化させることによってボイスコイルモータの駆動制御を行なうパルス駆動方式を検討した。この場合、ボイスコイルモータ駆動電流の量を最大値付近に固定し、その通電／非通電時間比を変化させることによってボイスコイルモータの駆動制御を行なう。この駆動方式は一種のスイッチング制御であって、電力損失の低減には非常に有効であるとされている。
【０００６】
しかし、パルス駆動方式は電力損失の低減による発熱量抑制には有効であるが、上述したリニア駆動方式に比べて制御精度、とくに磁気ヘッドの移動量が小さいトラッキング時での磁気ヘッド位置決め精度を十分に確保することが困難になる。
そこで、本発明者は、磁気ヘッドを高速でシーク移動させるために大きな駆動電流が必要なときにはＰＷＭ制御による駆動（パルス駆動モード）を行い、トラッキングのために小振幅だが高精度の駆動制御が必要なときにはリニア制御による駆動（リニア駆動モード）を行うことを検討した。この場合、パルス駆動とリニア駆動を別々の出力アンプで行わせようとすると、構成が大規模かつ複雑になってしまう。とくに、ボイスコイルモータと出力アンプ間の切り替えが非常に複雑かつ面倒になる。構成を複雑あるいは大規模にしないためには、パルス駆動とリニア駆動を共に同じ出力回路で行わせるのが合理的である。
【０００７】
つまり、ボイスコイルモータに駆動電流を供給する出力アンプをパルス駆動時とリニア駆動時とで共用させる。このためには、その出力アンプの入力を制御量の大きさに応じてパルス駆動またはリニア駆動するように構成する。パルス駆動時には、ＰＷＭ制御されたパルス信号を上記出力アンプに入力させる。この場合、そのパルス信号は、出力アンプをそのダイナミックレンジ一杯に動作させることができるように十分な振幅を持たせる。これにより、出力アンプは出力が飽和するフルレンジで動作しながら、ボイスコイルモータにパルス駆動電流を通電する。
【０００８】
リニア駆動時には、制御量の変化に応じてレベルがリニアに変化する入力信号を上記出力アンプに入力させることにより、ボイスコイルモータをリニア駆動する。この場合、その入力信号は、出力アンプのダイナミックレンジ内に十分に収まる小振幅の信号であり、とくに、ヘッド位置を細かく精密制御するトラッキング時では、出力アンプはゼロレベル出力に近い状態でボイスコイルモータに駆動電流を通電する。
【０００９】
上述のように、出力アンプはパルス駆動時とリニア駆動時とで共通化することができる。これにより、構成を複雑化および大規模化することなく、ボイスコイルモータをシーク時とトラッキング時とでそれぞれに適した方式（パルス／リニア）で駆動することが可能となる。
【００１０】
しかしながら、上述したパルス／リニアのハイブリッド駆動方式では次のような問題を生じることが判明した。
すなわち、ＰＷＭ駆動を効率良く行わせるためには、大振幅かつ高スルーレートで動作できる出力アンプが必要となる。パルス駆動方式では、駆動電流を高速でスイッチング制御することにより電力損失を低減させることができるが、スルーレートが低いと、スイッチング時の電力損失（スイッチングロス）が大きくなってパルス駆動方式の利点が薄れる。過剰な高スルーレートはＥＭＩノイズを増加させる懸念があるが、パルス駆動方式の本来の利点を活かすためには、ある程度以上のスルーレートは必要である。
【００１１】
ボイスコイルモータの駆動には、電流を押し出すソース出力と電流を引き込むシンク出力の両動作が可能なアンプを使用しなければならない。このような出力動作を行うアンプは、電流の押し出し量（ソースあるいはプッシュ電流）を制御する出力素子と電流の引き込み量（シンクあるいはプル電流）を制御する出力素子とを直列接続（縦積み）した、いわゆるプッシュプル方式の出力回路を使用する。プッシュプル方式の出力回路は、電源の正側と負側の間でプッシュ（ソース）駆動用の出力トランジスタとプル（シンク）駆動用の出力トランジスタを直列接続するとともに、その中間接続点（ノード）から出力を取り出す形となっている。
【００１２】
上述したプッシュプル方式の出力アンプでは、プッシュ側トランジスタからプル側トランジスタに抜ける貫通電流が問題となる。この貫通電流が多くなると、出力に寄与しない無効な消費電力が増大する。また、貫通電流が流れすぎると、それによって出力トランジスタが破損することもある。このため、貫通電流はなるべく小さくすることが望ましい。Ｂ級動作の出力アンプでは、プッシュ側トランジスタとプル側トランジスタのいずれか一方が必ずオフ状態となるような動作条件を設定することにより、貫通電流を遮断するようにしている。
【００１３】
しかし、良好なリニア特性を得るためには、ある程度の貫通電流を許容する必要がある。Ｂ級アンプでは出力ゼロ付近いわゆるゼロクロス付近にて、プッシュ側とプル側の両トランジスタの一方がオン状態からオフ状態、他方がオフ状態からオン状態にそれぞれ切り替わるときに、いわゆるスイッチングノイズが生じる。ボイスコイルモータをリニア駆動する場合、出力ゼロ付近で生じるスイッチングノイズは、その出力ゼロ付近で行われるトラッキング制御の精度と安定性を損なう。
【００１４】
他方、ボイスコイルモータをパルス駆動する場合は、前述したように、高振幅高スルーレートの出力アンプが必要となる。ところが、高スルーレートのアンプは貫通電流が非常に流れやすく、とくに、フルレンジでスイッチング動作させられている出力アンプにおいて、プッシュ側とプル側の両トランジスタが非常に短時間でも同時オン状態になると、その同時オンの瞬間に非常に大きな貫通電流が流れて、最悪の場合、トランジスタや電源の破壊に至ることがある。そこまで行かなくても、ＥＭＩの原因となる大きな過渡ノイズが生じる。その貫通電流は、ボイスコイルモータをリニア駆動する場合でも、消費電力が増大させるという問題をもたらすので、過大になるのは避けた方がよい。
【００１５】
上述のように、パルス駆動では、大振幅高スルーレートでボイスコイルモータを駆動することが望ましいが、スルーレートが高すぎるとＥＭＩノイズが大きくなるという背反が生じる。一方、スルーレートが低いと、今度は、スイッチングロスによる消費電力増加という問題が生じる。また、パルス駆動の場合、制御信号の僅かなずれでも出力トランジスタに貫通電流が流れてしまうため、貫通電流による消費電力の増加にも留意しなければならない。
【００１６】
そのほか、出力トランジスタには大きな電流が流されるため、内部素子に比べてサイズの大きな素子が使用される。また、出力トランジスタとして外付け素子が用いられることもある。このように出力トランジスタと内部素子とのサイズ比が大きいと、製造ばらつきによる素子の特性の差が大きくなる。特に、外付け素子を用いた場合には、外付け素子は製造プロセスが異なるためこれを駆動する内部素子の特性との差がさらに大きくなる。
【００１７】
このため、リニア駆動の際に出力電流のリニア特性を良くするために上記アイドリング電流を流すようにした場合、素子の特性の差によってそのアイドリング電流のばらつきが大きくなってしまい、消費電力が予想以上に多くなって発熱が増えたり、消費電力は少なくないがスイッチングノイズが大きくなってしまったりなど、ボイスコイルモータを精密にリニア駆動する上で最適な動作が得られなくなるという問題が生じる。
【００１８】
上述したように、磁気ディスク記憶装置において、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行うハイブリッド駆動方式は、消費電力や制御精度などの面で大きな利点が期待される一方、パルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプを用いて行おうとすると、上述したように種々の背反する問題を生じることが判明した。
【００１９】
本発明の目的は、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ最適に行わせることができる技術を提供することにある。
さらには、パルス駆動時には大振幅高スルーレートでボイスコイルモータを駆動することにより、シーク時間の短縮によるアクセスの高速化を可能にする一方、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライトエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することができる技術を提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードおよび／またはライトを行なう磁気ヘッドを、ボイスコイルモータで駆動する磁気ディスク記憶装置にあって、その磁気ヘッドのリード状態を監視しながらボイスコイルモータの駆動電流をフィードバック制御することにより磁気ヘッドの位置決め制御を行なう磁気ヘッド駆動制御手段に、ボイスコイルモータをリニア制御で駆動するリニア駆動モードと、ボイスコイルモータをパルス幅制御で駆動するパルス駆動モードとを備える。ボイスコイルモータの駆動電流が少ないときにはリニア駆動モードを実行させ、多いときにはパルス駆動モードを実行させる。リニア駆動モードとパルス駆動モードは共通の出力アンプを用いて行う。出力アンプは、プッシュ駆動用出力トランジスタとプル駆動用出力トランジスタによるプッシュプル方式の出力回路とし、リニア駆動モード時にはＡＢ級動作が設定され、パルス駆動モード時にはＢ級動作が設定されるようにする。
【００２１】
上記手段によれば、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ最適に行わせることができる。したがって、ボイスコイルモータをシーク時とトラッキング時とでそれぞれに適した方式（パルス／リニア）で駆動することができる。
【００２２】
また、上記磁気ディスク記憶装置において、リニア駆動時に低スルーレートまたはパルス駆動時に高スルーレートで、ボイスコイルモータを駆動することによっても、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ良好に行わせることができる。
【００２３】
したがって、構成を複雑化および大規模化することなく、シーク時間の短縮によるアクセスの高速化を可能にする一方、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライトエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施態様を、図面を参照しながら説明する。
図１は本発明の技術が適用された磁気ディスク記憶装置の概要を示す。
同図に示す磁気ディスク記憶装置は、磁気記憶ディスク１００、該磁気記憶ディスク１００を回転駆動させるスピンドルモータ１０２、上記磁気記憶ディスク１００上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッド１０６、この磁気ヘッド１０６を上記ディスク１００上にて径方向へ移動させるボイスコイルモータ１０８、このボイスコイルモータ１０８を駆動するモータ駆動回路１１０、上記磁気ヘッド１０６の読出信号から位置情報を読み取る信号処理回路（信号処理ＩＣ）２３０、この信号処理回路２３０が読み出した位置情報に基づいて上記モータ駆動回路１１０に駆動電流指令値ＣＲＮＴを送るコントローラ２６０などを有する。
【００２５】
ここで、コントローラ２６０は、磁気ディスク記憶装置全体の動作を司るマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）２６１と、このマイクロコンピュータ２６１からの位置指令(目標トラック位置情報)と上記信号処理回路２３０からのヘッド位置情報とに基づいて駆動電流指令値を生成する補償回路２６２を有する。この補償回路２６２が生成する駆動電流指令値は、上述したように、上記モータ駆動回路１１０へ送られる。
【００２６】
また、この実施例においては、リニア駆動とＰＷＭ駆動を切り替えるモード指令信号ＭＯＤＥと、ＰＷＭ駆動におけるスルーレートを指示するスルーレート設定信号ＳＲとがコントローラ２６０において生成されてモータ駆動回路１１０に供給されるように構成されている。
【００２７】
モータ駆動回路１１０は、図２に示されているように、コントローラ２６０との間でシリアルにデータの送受信を行なうシリアルポート１１１と、コントローラ２６０からディジタルデータとして送られてくる駆動電流指令値ＣＲＮＴをアナログ形式の駆動電流指令値に変換するＤ／Ａ変換器１１２と、そのアナログ形式の駆動電流指令値に基づいてボイスコイルモータ１０８に駆動電流を通電するＶＣＭドライバ１１４と、ボイスコイルモータ１０８のコイルに誘起される逆起電圧（逆起電力）を検出する逆起電圧検出回路１１５と、該逆起電圧検出回路１１５および上記ＶＣＭドライバ１１４が必要とする基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発生回路１１６と、上記逆起電圧検出回路１１５により検出された逆起電圧をＡＤ変換するＡＤ変換回路１１7とを内蔵する。
【００２８】
コントローラ２６０で生成された上記駆動電流指令値ＣＲＮＴはシリアルポート１１１を介してＤ／Ａ変換器１１２に、またモード指令信号ＭＯＤＥとスルーレート設定信号ＳＲはシリアルポート１１１を介してＶＣＭドライバ１１４に供給される。一方、変換回路１１７でディジタルデータに変換された逆起電圧は、シリアルポート１１１を介してコントローラ２６０へ送られ、コントローラ２６０は受信した逆起電圧からヘッドの移動速度を認識する。
【００２９】
コントローラ２６０は、移動速度に応じて動作モードを決定し、モード指令信号ＭＯＤＥをモータ駆動回路１１０に送って指令を与え、上記ＶＣＭドライバ１１４は、指定された動作モードに従ってボイスコイルモータ１０８の駆動する。具体的には、上記磁気ヘッド１０６の移動駆動量が小さいリード時またはライト時にはボイスコイルモータ１０８の駆動電流をリニア制御する「リニア駆動モード」が指定されてＶＣＭドライバ１１４により実行される。また、上記磁気ヘッド１０６の移動駆動量が大きいシーク時には、ボイスコイルモータ１０８のコイルの駆動電流をＰＷＭ制御する「パルス駆動モード」が指定され、ＶＣＭドライバ１１４が指定されたモードに応じてモータの駆動電流を制御するように構成されている。上記各モードの内容については後に詳しく説明する。
【００３０】
さらに、コントローラ２６０は、補償回路２６２が生成する駆動電流指令値が指示する駆動電流値の大きさを所定のしきい値でレベル弁別し、このレベル弁別の結果に基づいてモード指令信号ＭＯＤＥを生成し上記モータ駆動回路１１０へ送って動作モードを指定する。このモード指令信号ＭＯＤＥは、補償回路２６２が生成する駆動電流指令値が所定のしきい値未満の場合は「リニア駆動モード」を指示し、その駆動電流指令値がしきい値以上の場合は「パルス駆動モード」を指示する。上記ＶＣＭドライバ１１４は、上記モード指令信号ＭＯＤＥに応じて「リニア駆動モード」または「パルス駆動モード」のいずれかに切り替えて実行するように構成されている。
【００３１】
上述のような磁気ヘッド駆動システムを備えたことにより、磁気ヘッド１０６の移動駆動量が小さいトラッキング時には、ボイスコイルモータ駆動電流がリニア制御されることにより高い位置決め精度を得ることができる。一方、磁気ヘッド１０６の移動駆動量が大きいシーク時には、「パルス駆動モード」が選択されてボイスコイルモータのパルス駆動されることにより、電力損失を抑えつつ高速で磁気ヘッド１０６を移動させることができる。これにより、リード／ライトエラーを誘発する発熱やＥＭＩを効果的に低減させながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御の高精度化とシーク時間の短縮によるアクセスの高速化を共に達成することが可能となる。
【００３２】
図３は、図２に示したモータ駆動回路１１０のシーク時の電流指令値とトラッキング時の電流指令値の関係をタイミングチャートで示す。
図３に示されているように、シーク時（図３のＴ１の期間）には磁気ヘッド１０６の必要移動量が大きいため、これに応じて、コントローラ２６０からはフルレンジすなわち最大スケール（Ｖｍａｘ＋／Ｖｍａｘ−）の駆動電流指令値ＣＲＮＴが発せられる。この指令値はＤ／Ａ変換器１１２でアナログ指令値（Ｖｍａｘ＋／Ｖｍａｘ−）に変換されてＶＣＭドライバ１１４に与えられる。そして、ＶＣＭドライバ１１４は、ボイスコイルモータ１０８の平均駆動電流がその指令値と一致するように、ボイスコイルモータ１０８への駆動電流をＰＷＭ制御するパルス駆動モードを実行する。駆動電流指令値がＶｍａｘ＋とされることにより磁気ヘッド１０６が高速でシーク駆動され、その後駆動電流指令値がＶｍａｘ-とされることによりヘッドの移動にブレーキがかけられる。
【００３３】
そして、磁気ヘッド１０６がシーク駆動されて目標の記憶トラックに近づくと、磁気ヘッド１０６の必要移動量が小さくなるため、これに応じて、コントローラ２６０から発せられる駆動電流指令値ＣＲＮＴが小さくされ、ＤＡ変換器１１２から出力されるアナログ駆動電流指令値もＶｍａｘ＋より小さくされる。この駆動電流指令値の大きさ（絶対値）が所定のしきい値（Ｖｔｈ）未満になると、駆動モードがパルス駆動モードからリニア駆動モードに変化される。これにより、ＶＣＭドライバ１１４は、ボイスコイルモータ１０８の駆動電流がリニア制御によって上記指令値となるようなリニア駆動モードを実行して、磁気ヘッド１０６を高精度に位置決め制御するいわゆるトラッキング動作を行なう（図３のＴ２の期間）。
【００３４】
図４は、上記ＶＣＭドライバ１１４の実施例を示す。また、図５は、図４のＶＣＭドライバにおける要部の動作タイミングチャートを示す。
図４に示されているように、ＶＣＭドライバ１１４は、制御アンプ１、ＰＷＭコンパレータ２、出力アンプ３，４、電流センスアンプ５、サンプル・ホールド回路６、タイミング制御回路７、ラッチ回路８、振幅制御回路９、三角波発生回路１０などによって構成される。各アンプ１，３〜５はそれぞれ差動入力を有する演算増幅回路によって構成され、アンプ内の抵抗Ｒ１〜Ｒ１4やトランジスタなどの素子の定数を最適に決定することによって、利得などの回路動作特性がそれぞれ所望の特性となるように設定されている。
【００３５】
また、図４において、ＤＡoutはコントローラ２６０から与えられＤ／Ａ変換器１１２においてアナログ値に変換された駆動電流指令値であり、Ｖpsは電源電圧、ＶrefおよびＶcmrefはそれぞれ回路の動作基準電圧である。制御アンプ１に接続されている抵抗Ｒxと容量Ｃxは位相補償用の素子、Ｒｓはコイルに流れる電流を電圧Ｖｓに変換する電流検出用の抵抗である。ボイスコイルモータ１０８は、コイルのインダクタンスＬｍと、内部抵抗Ｒｍと、逆起電圧源Ｖｂｆとにより等価回路として表わされている。
【００３６】
制御アンプ１は、Ｄ／Ａ変換器１１２にてアナログ信号に変換されて抵抗Ｒ１を介して入力される駆動電流指令値ＤＡoutとサンプル・ホールド回路６でサンプリングされて抵抗Ｒ２を介して入力される出力電流Ｓｏｕｔとの差分を増幅して、制御電圧（制御目標電圧）Ｖctlとして出力する。
【００３７】
ＰＷＭコンパレータ２は、三角波発生回路１０から出力される三角波信号Ｖoscと上記制御電圧Ｖctlとをレベル比較することにより、その制御電圧Ｖctlに応じて幅が変化するパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-を生成する。つまり、制御電圧ＶctlによってＰＷＭ変調されたパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-を生成する。
【００３８】
出力アンプ３，４は抵抗Ｒ7〜Ｒ１4によって所定の電圧利得が設定された電流ドライバであり、制御電圧Ｖctlまたはパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-によってそれぞれ駆動される。そして、出力アンプ３，４の出力端子間にボイスコイルモータ１０８のコイルＬｍとセンス用の抵抗Ｒｓとが直列に接続されており、出力アンプ３，４によりモータのコイルに駆動電流Ｉvcmを流す。このようにモータコイルの駆動は一対の出力アンプ３，４により双方向から行われるようになっている。図５において、Ｖcmpは一方の出力アンプ３の出力電圧、Ｖcmnは他方の出力アンプ４の出力電圧をそれぞれ示す。
【００３９】
また、この実施例では、上記ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmは電流検出用抵抗Ｒsにより電圧に変換されてセンスアンプ５により検出される。この変換電圧Ｖs（＝Ｒs×Ｉvcm）は、電流センスアンプ５にて抵抗Ｒ３〜Ｒ6で設定される電圧利得で増幅されて、サンプル・ホールド回路６に入力される。サンプル・ホールド回路６は、タイミング制御回路７が生成するサンンプリングパルスＰsに同期して上記電流検出電圧Ｖsをサンプリングする。タイミング制御回路７は、上記三角波信号Ｖoscのピーク（上側ピークと下側ピーク）を検出し、このピーク検出点ごとに上記サンプリングパルス信号Ｐsを生成する。
【００４０】
ラッチ回路８は、モード指令信号ＭＯＤＥを上記サンプリングパルスＰsに同期してラッチし、モード切替え制御信号ＰＷＭ／ＬＩＮを出力する。図４のモータ駆動回路は、モード指令信号ＭＯＤＥにより動作モードとして「リニア駆動モード」が指定されている状態になると、その後の最初のサンプリングパルスＰsに同期してタイミング制御回路７の出力がハイレベルに固定される。これにより、上記サンプル・ホールド回路６は入力信号（電流検出電圧Ｖs）をそのまま通過させる常時サンプリング状態に設定され、サンプリングされた出力電流値が制御アンプ１に供給される。
【００４１】
一方、モード指令信号ＭＯＤＥにより動作モードとして「ＰＷＭ駆動モード」が指定されている状態になると、電流センスアンプ５により増幅されたコイルに流れる駆動電流の検出電圧Ｖsは、サンプリングパルスＰsにより、ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmのオンとオフの中間タイミングでサンプリングされる。この中間タイミングではボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmの瞬時値が平均値となるので、この平均出力電流値がサンプリングされて制御アンプ１に供給される。
【００４２】
また、モード指令信号ＭＯＤＥにより「パルス駆動モード」が指定されている場合、出力アンプ３と４はコンパレータ２から出力されるパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-に基づいて動作し、モータコイルのＰＷＭパルス駆動が行なわれる。
【００４３】
なお、振幅制御回路９は、上記三角波信号Ｖoscの振幅Ａoscが電源電圧Ｖpsに比例するように振幅制御を行なう。出力アンプ３，４からボイスコイルモータ１０８に供給される駆動電流Ｉvcmは電源電圧Ｖpsによって変化する。このため、出力ンプ３，４をパルスで駆動する場合、電源電圧Ｖps変化すると、そのパルス幅に対する電流駆動利得が変化する。この変化を補償するために、振幅制御回路９は三角波信号Ｖoscの振幅Ａoscを次式のように制御する。
【００４４】
Ｖps／Ａosc＝Ｒ8／Ｒ7＝Ｒ１1／Ｒ１2＝一定
前述したように、コイルをＰＷＭ制御する場合、電流センスアンプ５により増幅されたコイル電流検出電圧Ｖsは、上記三角波信号Ｖoscのピークで生成されるサンプリングパルスＰsにより、ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmのオンとオフの中間タイミングでサンプリングされる。この中間タイミングではボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmの瞬時値が平均値となる。また、その中間タイミングでは、駆動電流Ｉvcmのオン／オフによるキックバックノイズの発生もない。これにより、ＰＷＭ制御を上記ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmの平均値に基づいて正確かつ安定に行なうことができる。
【００４５】
コイルをリニア駆動する場合、サンプル・ホールド回路６を介してボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmが制御アンプ１の入力側に連続的にフィードバックされることにより制御が実行される。また、「パルス駆動モード」から「リニア駆動モード」への切替えは、上記サンプリングパルスＰsに同期して行われる。これにより、その切替えは、ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmの瞬時値がＰＷＭ１周期の平均値となるタイミングで円滑に行われる。図５は「パルス駆動モード」によるシーク動作から「リニア駆動モード」によるトラッキング動作に切り替えられた場合のタイミングを示す。
【００４６】
パルス駆動モードは、駆動電流の平均値サンプリングパルスＰsから次の平均値サンプリングパルスＰsまでを１周期としてＰＷＭ駆動されるサンプリングシステムであるので、制御アンプ１の出力からボイスコイルモータの駆動端までの電圧利得が、両駆動モード間で一致するように設計されている場合、即ち系のループ利得が一致する場合、サンプリングパルス発生点において、制御アンプ１の出力電圧及び駆動電流Ｉｖｃｍは両駆動モード間で完全に一致する。従って、電流サンプリングパルスＰｓに同期して駆動モードの切り替えを行なうことによってモード切替え時の出力変動を原理的にはゼロにできる。
【００４７】
ところで、磁気ディスク記憶装置ではシークエラーにより磁気ヘッドが暴走状態になることがある。この暴走状態は、ボイスコイルモータ１０８の駆動端子に現れる逆起電圧Ｖbfを監視することによって検出することができる。通常のリニア駆動では、ボイスコイルモータ１０８の駆動電圧とボイスコイルモータ１０８に流れる駆動電流から上記逆起電圧Ｖbfを監視することが可能であるが、ＰＷＭ駆動の場合は、ボイスコイルモータの駆動端子に、そのボイスコイルモータ１０８のコイルインダクタンスＬmによるキックバックノイズ（Ｌｄｉ／ｄｔによるＥＭＩノイズ）が出るため、そのボイスコイルモータ１０８の駆動端子から上記逆起電圧Ｖbfだけを直接検出することができない。
【００４８】
かかる問題については、前述したように、そのキックバックノイズが生じない中間タイミングにてサンプリングパルスＰsを生成し、このサンプリングパルスＰsに同期して、平均駆動電流を検出すること、およびボイスコイルモータの駆動電圧のＰＷＭ１周期における平均値出力の指示値である制御アンプ１の出力電圧Ｖｃｔｌでモータの駆動電流を代表させることにより解決することができる。図４に示されている実施例の回路の場合、上記逆起電圧Ｖbfが反映される電圧（Ｖsout）がサンプル・ホールド回路６の出力Ｓｏｕｔから、またモータの駆動電圧に相当する電圧が制御アンプ１の出力Ｖｃｔｌから取り出され、逆起電圧検出回路１１５に供給されて監視が行なわれる。
【００４９】
図６は、図４に示されている回路のうち出力アンプ３と４の具体的な回路構成例を示す。
図６において、２は前記制御アンプ２から出力される制御電圧Ｖctlと三角波発生回路１０から出力される三角波信号Ｖoscとを比較するＰＷＭコンパレータで、このコンパレータ２はスルーレート制御信号ＳＲによって出力電流ＩPWMが段階的に変化可能に構成されている。この出力電流ＩPWMが段階的に変化されることにより、ＰＷＭ駆動の際に出力電圧波形の傾きが変化され、スルーレートをＥＭＩノイズを低減させられるところまで下げることができる。したがって、ＥＭＩノイズの低減に有効であるとともに、スイッチングロスによる電力損失の増大を回避できるように最適化されたスルーレートを設定することができる。
【００５０】
また、Ｍ１，Ｍ２はボイスコイルモータのコイルの端子をそれぞれ駆動する出力トランジスタで、それぞれＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されている。この２つの出力トランジスタＭ１，Ｍ２は電源の正側と負側の間で直列接続されて、その中間接続点（ノード）から出力（ＯＵＴ）を取り出すプッシュプル方式の出力回路（最終段）を構成する。この場合、一方の出力トランジスタＭ１はプッシュ（ソース）駆動用、他方の出力トランジスタＭ２はプル駆動用としてそれぞれ動作させられる。
【００５１】
３１は出力アンプ３（４）の初段アンプで、この初段アンプ３１の入力端子Ｖin(+)，Ｖin(-)に、図４の抵抗Ｒ７とＲ８との接続ノードｎ１の電位および抵抗Ｒ９とＲ１０との接続ノードｎ２の電位が入力され、それらの電位差に応じた電流ＩLINを出力する。そして、この初段アンプ３１の出力側と上記ＰＷＭコンパレータ２の出力側に、モード切替え信号ＰＷＭ／ＬＩＮによってオン、オフ制御されるスイッチＳＷ１，ＳＷ２がそれぞれ設けられている。
【００５２】
このスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、互いに相補的にオン、オフ制御され、初段アンプ３１の出力またはＰＷＭコンパレータ２の出力のいずれか一方が、出力アンプ３（４）の実質的な入力信号としてノードｎ０に供給される。ここで、ＳＷ１がオン設定（ＳＷ２はオフ設定）されて初段アンプ３１の出力が入力されるようになると、出力アンプ３（４）はリニア制御される。また、ＳＷ２がオン設定（ＳＷ１はオフ設定）されてＰＷＭコンパレータ２の出力が入力されると、出力アンプ３（４）はＰＷＭ制御されることとなる。
【００５３】
上記ノードｎ０には、エミッタ接地型増幅回路を形成するバイポーラトランジスタＱ１のベースが接続されている。このバイポーラトランジスタＱ１は、エミッタが抵抗Ｒ３を介して接地されるとともに、コレクタが定電流源Ｉ１に接続されて、いわゆるエミッタ接地型増幅回路を形成する。また、ベース・コレクタ間には容量Ｃ１が接続されている。この容量Ｃ１は位相補償を行う積分容量として作用する。
【００５４】
スイッチＳＷ１がオン（ＳＷ２はオフ）されると、初段アンプ３１の比較的小さな出力電流ＩLINがノードｎ０に導入されて、トランジスタＱ１のベースに入力される。このベース入力電流ＩLINはトランジスタＱ１のコレクタ電流を制御する。Ｑ１のコレクタは定電流源Ｉ１に接続されているので、そのコレクタ電圧Ｖ１は、図７に示すように、入力電流ＩLINの変化に応じてリニアに変化する。つまり、トランジスタＱ１は、初段アンプ３１の比較的小信号の出力電流ＩLINをリニア増幅して電圧信号で出力する。図７において、（Ａ）は前記制御アンプ２から出力される制御電圧Ｖctl、（Ｂ）は上記初段アンプ３１の出力電流（シンク電流）ＩLINすなわちトランジスタＱ１のベース入力電流ＩLIN、（Ｃ）はそのトランジスタＱ１のコレクタ出力電圧Ｖ１をそれぞれ示す。
【００５５】
一方、スイッチＳＷ２がオン（ＳＷ１はオフ）されると、ノードｎ０にはＰＷＭコンパレータ２から比較的大きな電流ＩPWMが入力される。この電流ＩPWMは、上記初段アンプ３１の出力電流ＩLINに比べると過渡変化が格段に大きいので、トランジスタＱ１のコレクタ・ベース間の容量Ｃ１によってその過渡変化が制御される。つまり、その電流ＩLINの大部分は容量Ｃ１を充電するのに費やされるようになり、トランジスタＱ１のベース電圧は容量Ｃ１の充電に伴って徐々に上昇されるようになる。このため、トランジスタＱ１のコレクタに現れる電圧Ｖ１は、図８に示すように、電源電圧Ｖｃｃに達するまでほぼ一定の傾きで上昇する。そして、このＱ１のコレクタ電圧Ｖ１は、差動アンプ３２の非反転入力端子（＋）に入力される。
【００５６】
差動アンプ３２は差動電圧入力端子（非反転と反転）と２相電流出力端子（正相と負相）を有するアンプである。この差動アンプ３２は、Ｑ１のコレクタ電圧Ｖ１の変化に応じてほぼ直線的に出力が変化するように特性が設定されている。つまり、リニア動作するように構成されている。この差動アンプ３２の反転入力端子（−）には、回路の出力端子の電圧Ｖoutすなわちコイルの駆動電圧Ｖcmp（またはＶcmn）が抵抗Ｒ５を介してフィードバックされている。この差動アンプ３２とその後段に接続されたアンプ３３，３４および出力トランジスタＭ１，Ｍ２を含めた回路全体は、入力電圧であるコレクタ電圧Ｖ１を高利得で増幅し、Ｖ１の変化に応じて変化する駆動電圧Ｖcmpを出力するように、回路を構成する素子の定数が設定されている。
【００５７】
これにより、スイッチＳＷ２がオンされてノードｎ０にコンパレータ２からの電流Ｉpwmが入力されるパルス駆動モードにおいて、コンパレータ２の出力電流Ｉpwmがスルーレート制御信号ＳＲによってその電流値がある値に設定されていると、出力電圧Ｖoutもそのスルーレートに応じた傾きで変化されるようになる。
【００５８】
次に、図６において上記差動アンプ３２と出力トランジスタＭ１，Ｍ２との間に設けられているバッファ・アンプ３３，３４を含む回路部分について説明する。
図６に示されているように、差動アンプ３２の正相出力（＋）はバッファ・アンプ３３の非反転入力端子に入力される。このバッファ・アンプ３３の出力電圧は出力トランジスタＭ１のゲートに印加される。バッファ・アンプ３３はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされることにより、ボルテージフォロワとして動作する。このようなバッファ・アンプを設けているのは、出力トランジスタＭ１はそのサイズが大きいのでゲート容量も大きく、所望の特性を保持したまま差動アンプ３２の出力で直接駆動するには駆動力が足りなくなるためである。
【００５９】
また、この実施例においては、差動アンプ３２の正相側出力端子とボイスコイルモータのコイルが接続される出力端子ＯＵＴとの間、つまりバッファ・アンプ３３の入力と出力端子ＯＵＴとの間に、抵抗Ｒ１とＭＯＳトランジスタＭ５が直列に接続されている。この場合、ＭＯＳトランジスタＭ５のソース側が出力端子ＯＵＴに接続され、ドレイン側は抵抗Ｒ１を直列に介してバッファ・アンプ３３の入力に接続され、ゲートはバッファ・アンプ３３の入力に接続されている。
【００６０】
バッファ・アンプ３３はボルテージフォロワとして動作するので、ＭＯＳトランジスタＭ５のゲートと出力トランジスタＭ１のゲートに印加される電圧は同一となる。これにより、Ｍ１とＭ５はカレントミラー回路を構成する。従って、ＭＯＳトランジスタＭ１とＭ５のサイズ比をＮとすると、出力トランジスタＭ１はＭ５のドレイン電流のＮ倍の電流を流すように駆動される。
【００６１】
同様にして、差動アンプ３２の負相出力（−）がバッファ・アンプ３４の非反転入力端子に入力され、このアンプ３４の出力電圧が出力トランジスタＭ２のゲートに印加されるようになっている。バッファ・アンプ３４はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされることにより、ボルテージフォロワとして動作する。このバッファ・アンプ３４の入力と出力端子ＯＵＴとの間にも、抵抗Ｒ２とＭＯＳトランジスタＭ６が直列に接続されている。この場合も、ＭＯＳトランジスタＭ６のソース側は出力端子ＯＵＴに接続され、ドレイン側は抵抗Ｒ２を直列に介してバッファ・アンプ３４の入力に接続され、ゲートはバッファ・アンプ３４の入力に接続されている。
【００６２】
ここで、ＭＯＳトランジスタＭ６のゲートと出力トランジスタＭ２のゲートに印加される電圧は同一であり、上記の場合と同様、Ｍ２とＭ６はカレントミラー回路を構成している。従って、出力トランジスタＭ２は、Ｍ６のドレイン電流のＭＯＳトランジスタＭ２とＭ６のサイズ比をＮとすると、Ｎ倍の電流を流すように駆動される。
【００６３】
トランジスタＭ５，Ｍ６と直列に設けられている抵抗Ｒ１とＲ２は、アンプ３１からの比較的小さな電流ＩLINが入力されるリニア駆動モードではあまり意味を持たない素子である。パルス駆動モードでコンパレータ２から大きな電流Ｉpwmが入力されてトランジスタＭ５，Ｍ６に大きな電流が流されるようになると、入力電流がある値を超えたあたりからトランジスタＭ５，Ｍ６のゲート・ソース間電圧が急に増大されるようになる。
【００６４】
これにより、図８の（Ｃ），（Ｄ）に示すように、出力トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，Ｖgs2が、アンプ３２の入力電圧Ｖ１（図８（Ｂ）参照）の変化よりも急峻に変化するように制御される。
【００６５】
また、図６の回路においては、例えばアンプ３２の正相側出力の振幅レベルと負相側出力の振幅レベルを適当に設定するなどの方法により、図８（Ｃ），（Ｄ）に示すように、出力トランジスタＭ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2の立下がりの方が、出力トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1の立上がりよりも早く開始するように設計されている。
【００６６】
これによって、出力トランジスタＭ１，Ｍ２が同時にオンされて貫通電流が流れないようにされ、消費電力の増加が抑制される。同様に、出力トランジスタＭ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2の立上がりに関しても、出力トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1の立下がりより早くＶgs2の立上がりが開始するように設計してもよい。
上記により、出力アンプ３（４）は、大振幅動作するパルス駆動モード時には比較的高スルーレートで動作する一方、小振幅動作する出力リニア駆動モード時は比較的低スルーレートで動作する。
【００６７】
さらに、図６の実施例の回路においては、上記抵抗Ｒ１およびトランジスタＭ５と直列にスイッチＳＷ３と定電流源Ｉ２が、また抵抗Ｒ２およびトランジスタＭ６と直列にスイッチＳＷ４と定電流源Ｉ３が設けられている。そして、上記スイッチＳＷ３，ＳＷ４は、例えばモード切替え信号ＰＷＭ／ＬＩＮによってオン、オフされ、リニア駆動モードでヘッドを停止状態に保持するアイドリングの時に電流源Ｉ２，Ｉ３の電流を抵抗Ｒ３，Ｒ４へ向かって流すように制御される。この電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値は比較的小さな値で良い。
【００６８】
アンプ３（４）の入力電圧Ｖ１に対する出力電流Ｉoutの特性は完全にはリニアでなく、「０」の近傍において変化が小さい。図９に、アイドリング電流を流さないときのアンプ３（４）の入力電圧−出力電流特性Ａと、アイドリング電流を流したときの入力電圧−出力電流特性Ｂを示す。図９において、アイドリング電流を流さないときの特性Ａが設定されると、アンプ３（４）はＢ級で動作する。また、アイドリング電流を流したときの特性Ｂが設定されると、アンプ３（４）はＡＢ級で動作する。
【００６９】
この実施例では、「０」の近傍におけるアンプ３（４）のリニア特性を良くするため、アイドリング時に電流源Ｉ２，Ｉ３の電流を抵抗Ｒ３，Ｒ４へ流しておくことにより、ヘッドを移動させたくなったときにボイスコイルモータがすばやく反応できるようにしている。つまり、リニア駆動モード時のアンプ３（４）は、上記特性ＢによるＡＢ級で動作させられる。これにより、出力回路のスイッチングノイズを回避して、ボイスコイルモータの駆動電流を高精度かつ高安定に制御することができる。したがって、ヘッド位置を細かく精密制御するトラッキング移動も高精度かつ高安定に行わせることができる。
【００７０】
パルス駆動モードでは、入力電圧Ｖ１はリニア駆動モードのときよりもずっと大きく、「０」の近傍で動作されることがないので、スイッチＳＷ３，ＳＷ４をオフして、電流源Ｉ２，Ｉ３の電流が抵抗Ｒ３，Ｒ４へ向かって流されないように制御される。つまり、パルス駆動モード時のアンプ３（４）は、上記特性ＡによるＢ級で動作させられる。これにより、大振幅高スルーレートでの貫通電流を回避することができる。
【００７１】
さらに、図６の実施例の回路においては、上記電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値が調整可能にされている。これとともに、出力電圧Ｖoutのレベルを検出するコンパレータ３５と、このコンパレータ３５の判定結果を保持するレジスタ３６が設けられている。上記電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値はレジスタ３６によって可変設定（プログラム）される。そのレジスタ３６の内容はコンパレータ３５の判定結果に基づいて可変設定されるようになっている。これにより、コンパレータ３５の出力に基づいて上記電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値が調整されるように構成されている。コンパレータ３５はシステムの電源投入時等にのみ動作され、ヘッドがシーク動作やトラッキング動作をする通常動作時にはコンパレータ３５は動作しないか、あるいは出力が無効にされる。
【００７２】
ここで、上記コンパレータ３５を設けている理由およびコンパレータ３５の動作について説明する。ボイスコイルモータのコイルを駆動する出力トランジスタＭ１，Ｍ２には比較的大きな電流が流されるため、Ｍ１，Ｍ２にはＭ５やＭ６に比べてサイズの大きな素子が用いられる。そのため、Ｍ１，Ｍ２とＭ５，Ｍ６の素子サイズの比には、製造ばらつきが大きい。また、出力トランジスタＭ１，Ｍ２には外付け素子が使用されることがあるが、外付け素子を用いた場合にはその外付け素子とこれを駆動する内部素子（Ｍ５，Ｍ６等）の特性の差がさらに大きくなる。
【００７３】
このため、リニア駆動の際に出力電流のリニア特性を良くすべくコイルにアイドリング電流を流すようにした場合、素子の特性の差によってそのアイドリング電流のばらつきが大きくなってしまい、消費電力が予想以上に多くなることがある。あるいはその逆にアイドリング電流が過少になってＢ級動作となり、出力「０」の近傍すなわち出力電流Ｉoutの極性（ソースとシンク）が切り替わるゼロクロス付近にて、いわゆるスイッチングノイズが生じるようになってしまう。そこで、この実施例においては、次のようにして上記アイドリング電流の最適化設定を行うように構成してある。
【００７４】
すなわち、アイドリング電流の最適化設定は、出力トランジスタＭ１，Ｍ２のオン抵抗を予め検出し、Ｍ１，Ｍ２のオン抵抗に応じてアイドリング電流を調整することにより行うことができる。つまり、アイドリング電流は回路パラメータの可変設定によって行うことができる。具体的には、電源投入時あるいはシステムの製造工程の最終段階で、アンプ３の出力トランジスタＭ１，Ｍ２およびアンプ４の出力トランジスタＭ１'，Ｍ２'のいずれか一つをオン状態、残りをオフ状態にする。この状態にて、前記アイドリング電流用の定電流源Ｉ２，Ｉ３の電流を流してオンしている出力トランジスタの抵抗を、コンパレータ３５または３５'で検出する（図１０）。 たとえば、Ｍ１をオンさせ、Ｍ２，Ｍ１'，Ｍ２'をオフさせてＭ１のオン抵抗を検出する場合を考えると、定電流源Ｉ２からのアイドリング電流ＩIDLEおよび出力トランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｄは、抵抗Ｒ５，Ｒ４を通して基準電源Ｖｒ４に流れる。これにより、ＩIDLE＋Ｉｄおよび抵抗Ｒ４，Ｒ５の比に応じた電圧がコンパレータ３５の非反転入力端子に入力される。また、定電流源Ｉ２から流れるアイドリング電流は予め分かっているので、抵抗Ｒ４，Ｒ５の比およびコンパレータ３５の反転入力端子に印加する電圧Ｖｒ３を適当な値に設定しておけば、出力トランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｄが所望の値よりも大きいか小さいかを知ることができる。
【００７５】
従って、このときのコンパレータ３５の出力をレジスタ３６に保持しておいて、通常動作時にはレジスタ３６の値に応じて定電流源Ｉ２からのアイドリング電流を調整することにより、アイドリング時における出力トランジスタＭ１に流れる電流を所望の値にさせることができる。なお、比較電圧（Ｖｒ３）の異なるコンパレータを複数個設けるかあるいはコンパレータ３５の代わりにＡＤ変換回路を用いて、出力トランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｄを何段階かのレベルで判定することにより、定電流源Ｉ２から流れるアイドリング電流の大きさも複数段階で調整できるようにすることができる。
【００７６】
出力トランジスタＭ１の電流の調整が終了したならば、次は出力トランジスタＭ２をオン、Ｍ１，Ｍ１'，Ｍ２'をオフさせた状態で定電流源Ｉ３からのアイドリング電流をＭ６に流してオンしている出力トランジスタの抵抗をコンパレータ３５で検出する。このとき、Ｍ２のドレイン電流は基準電源Ｖｒ４から与えられ、Ｍ２のドレイン電流Ｉｄと抵抗Ｒ４，Ｒ５の比に応じた電圧がコンパレータ３５の非反転入力端子に入力される。また、定電流源Ｉ３から流れるアイドリング電流は予め分かっているので、抵抗Ｒ４，Ｒ５の比およびコンパレータ３５の反転入力端子に印加する電圧Ｖｒ３を適当な値に設定しておくことにより、出力トランジスタＭ２のドレイン電流Ｉｄが所望の値よりも大きいか小さいかを知ることができる。そして、この検出結果に基づいて定電流源Ｉ３の電流値を調整する。
【００７７】
さらに、出力トランジスタＭ１，Ｍ２に流れるアイドリング電流の調整が終了したら、Ｍ１，Ｍ２をオフさせた状態で出力アンプ４側の出力トランジスタＭ１'またはＭ２'をオンさせて、アイドリング用の定電流源源（Ｉ２，Ｉ３に相当）から電流を流してＭ１'またはＭ２'のオン抵抗をコンパレータ３５'で検出し、アイドリング用定電流源の電流値の調整を行なうようにすればよい。
【００７８】
なお、実施例では、アイドリング電流調整用のレジスタ３６を設け、電源投入時に、出力トランジスタのオン抵抗の検出を行なってコンパレータ３５の判定結果を直接レジスタ３６に保持するようにしているが、コンパレータ３５の判定結果をコントローラ２６０へ送って、このコントローラ２６０がアイドリング電流調整情報を生成してレジスタ３６に設定するように構成することも可能である。
【００７９】
上述したように、本発明に係る磁気ディスク記憶装置では、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにて行わせるものであるが、パルス駆動時には大振幅高スルーレートでボイスコイルモータを駆動することにより、シーク時間の短縮によるアクセスの高速化が可能になっている。また、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライトエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することができる。このようにして、本発明では、パルス駆動とリニア駆動を同じ出力アンプを共用しながら、両方式の駆動をそれぞれに最適な条件で行わせることを可能にしている。
【００８０】
以上、本発明者によってなされた発明を実施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上記実施例においては、出力トランジスタのオン抵抗の検出を行なうコンパレータ３５とその判定結果を保持するレジスタ３６を設けているが、コンパレータ３５とレジスタ３６の代わりにヒューズ素子のようなプログラム可能な素子を設けて、定電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値の調整を行なうようにすることも可能である。この場合、出力トランジスタのオン抵抗の検出および電流調整は、電源投入時でなく製造工程の最終段階で行なうようにすることができる。
【００８１】
また、コンパレータ３５もしくはＡＤ変換回路を設けないで、予め出力トランジスタのオン抵抗を検出して電流調整量を決定しておいて、電源投入時等にアイドリング電流の大きさを指示するアイドリング設定情報をコントローラ２６０からモータ駆動回路１１０へ送って上記レジスタ３６に設定するようにしても良い。さらに、このように設定値をコントローラ２６０から送るような構成においては、アイドリング電流調整情報を設定するレジスタをシリアルポート１１１内に設けておくようにすることも可能である。そして、このレジスタには、アイドリング電流の調整情報の他に、モードを指定する情報や出力波形のスルーレートを指示するスルーレート指定情報を設定するようにしても良い。
【００８２】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるハードディスクを記憶媒体とする磁気ディスク記憶装置に適用した場合について説明したが、本発明にそれに限定されるものでなく、フレキシブルディスクを記憶媒体とする磁気ディスク記憶装置にも利用することができる。
【００８３】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
すなわち、磁気ディスク記憶装置において、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせるのに際し、上記ボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ最適に行わせることができる。
【００８４】
また、構成を複雑化および大規模化することなく、シーク時間の短縮によるアクセスの高速化を可能にする一方、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライトエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用される磁気ディスク記憶装置の概要を示すブロック図である。
【図２】本発明が適用される磁気ディスク記憶装置を構成するボイスモータ駆動回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】図２に示したボイスモータ駆動回路のシーク時の電流指令値とトラッキング時の電流指令値の関係を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明で使用するＶＣＭドライバの一実施例を示す回路構成図である。
【図５】図４に示したＶＣＭドライバの「パルス駆動モード」から「リニア駆動モード」に切り替わる際の要部における動作例を示すタイミングチャートである。
【図６】図４に示したＶＣＭドライバを構成する出力アンプの具体的な回路例を示す回路図である。
【図７】図４に示した出力アンプのリニア駆動モードにおける各信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図８】図４に示した出力アンプのパルス駆動モードにおける各信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図９】出力トランジスタにアイドリング電流を流さないときのアンプ３２の入力電圧−出力電流特性Ａと、アイドリング電流を流したときの入力電圧−出力電流特性Ｂを示すアンプ入出力特性である。
【図１０】実施例のボイスコイルモータ駆動回路における出力トランジスタのオン抵抗を検出するコンパレータの動作を説明する回路図である。
【符号の説明】
１ 制御アンプ
２ ＰＷＭコンパレータ
３，４ プッシュプル方式の出力アンプ
５ 電流センスアンプ
６ サンプル・ホールド（サンプル・ホールド）回路
７ タイミング制御回路
８ ラッチ回路
９ 振幅制御回路
１０ 三角波発生回路
１１ ボイスコイルモータ
３１ 出力アンプの初段アンプ
３２ 差動アンプ（差動入力２相出力）
３３，３４ 差動アンプ（ボルテージフォロワ）
３５ コンパレータ（Ａ／Ｄ変換器）
３６ アイドリング電流調整用レジスタ
Ｍ１ プッシュ駆動側出力トランジスタ
Ｍ２ プル駆動側出力トランジスタ
Ｍ５ Ｍ１とカレントミラーをなすＭＯＳトランジスタ
Ｍ６ Ｍ２とカレントミラーをなすＭＯＳトランジスタ
Ｉ２，Ｉ３ アイドリング電流用定電流源
Ｒ４，Ｒ５ アイドリング電流調整用の抵抗
Ｃ１ 容量（位相補償）
Ｒs 出力電流検出用抵抗
ＰＷＭ／ＬＩＮ 駆動モード切替え信号
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気ディスク記憶装置の制御技術、さらには、回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータの制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気ディスク記憶装置は、高速で回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを上記ディスク上にてシークおよびトラッキング移動させるボイスコイルモータと、上記磁気ヘッドのリード状態を監視しながら上記ボイスコイルモータの駆動電流を制御することにより上記磁気ヘッドの位置決めを行なうボイスコイルモータ駆動制御回路を有する。
【０００３】
磁気ディスク記憶装置の情報記憶密度は年々高められているが、これに伴って磁気ヘッドの位置決め制御も非常に高精度が要求されるようになってきた。そこで、上記ボイスコイルモータの駆動電流を当該駆動電流の検出値に基づいてフィードバック制御することにより上記磁気ヘッドの位置決めを行なう方式が採用されている。そして、その磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータの駆動には、一般に、ボイスコイルモータの駆動電流量を連続的に変化させるリニア駆動方式が採用されていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した技術には、次のような問題のあることが本発明者らによってあきらかとされた。
すなわち、磁気ディスク記憶装置では記憶の高密度化とともにアクセスの高速化も要求されている。高速アクセスを実現するためには磁気ヘッドを所定の記憶トラックまで移動させる時間いわゆるシーク時間を短縮させなければならないが、そのためにはボイスコイルモータの駆動電流を増大させる必要がある。しかし、ボイスコイルモータ駆動電流を増大させると、その駆動電流をリニアに制御するための電力損失が増大し、これに伴って発熱量が増大する。このシーク時の発熱は磁気ヘッドや磁気記憶ディスクの動作や特性等に悪影響を及ぼし、これにより、たとえばリード／ライトエラーが生じやすくなるなどの弊害が生じる。
【０００５】
上記発熱を減少させるために、本発明者は、上記ボイスコイルモータ駆動電流をパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御）することを検討した。すなわち、ボイスコイルモータ駆動電流の量を連続的に変化させるのではなく、その駆動電流の通電／非通電時間比（いわゆるデューティ）を変化させることによってボイスコイルモータの駆動制御を行なうパルス駆動方式を検討した。この場合、ボイスコイルモータ駆動電流の量を最大値付近に固定し、その通電／非通電時間比を変化させることによってボイスコイルモータの駆動制御を行なう。この駆動方式は一種のスイッチング制御であって、電力損失の低減には非常に有効であるとされている。
【０００６】
しかし、パルス駆動方式は電力損失の低減による発熱量抑制には有効であるが、上述したリニア駆動方式に比べて制御精度、とくに磁気ヘッドの移動量が小さいトラッキング時での磁気ヘッド位置決め精度を十分に確保することが困難になる。
そこで、本発明者は、磁気ヘッドを高速でシーク移動させるために大きな駆動電流が必要なときにはＰＷＭ制御による駆動（パルス駆動モード）を行い、トラッキングのために小振幅だが高精度の駆動制御が必要なときにはリニア制御による駆動（リニア駆動モード）を行うことを検討した。この場合、パルス駆動とリニア駆動を別々の出力アンプで行わせようとすると、構成が大規模かつ複雑になってしまう。とくに、ボイスコイルモータと出力アンプ間の切り替えが非常に複雑かつ面倒になる。構成を複雑あるいは大規模にしないためには、パルス駆動とリニア駆動を共に同じ出力回路で行わせるのが合理的である。
【０００７】
つまり、ボイスコイルモータに駆動電流を供給する出力アンプをパルス駆動時とリニア駆動時とで共用させる。このためには、その出力アンプの入力を制御量の大きさに応じてパルス駆動またはリニア駆動するように構成する。パルス駆動時には、ＰＷＭ制御されたパルス信号を上記出力アンプに入力させる。この場合、そのパルス信号は、出力アンプをそのダイナミックレンジ一杯に動作させることができるように十分な振幅を持たせる。これにより、出力アンプは出力が飽和するフルレンジで動作しながら、ボイスコイルモータにパルス駆動電流を通電する。
【０００８】
リニア駆動時には、制御量の変化に応じてレベルがリニアに変化する入力信号を上記出力アンプに入力させることにより、ボイスコイルモータをリニア駆動する。この場合、その入力信号は、出力アンプのダイナミックレンジ内に十分に収まる小振幅の信号であり、とくに、ヘッド位置を細かく精密制御するトラッキング時では、出力アンプはゼロレベル出力に近い状態でボイスコイルモータに駆動電流を通電する。
【０００９】
上述のように、出力アンプはパルス駆動時とリニア駆動時とで共通化することができる。これにより、構成を複雑化および大規模化することなく、ボイスコイルモータをシーク時とトラッキング時とでそれぞれに適した方式（パルス／リニア）で駆動することが可能となる。
【００１０】
しかしながら、上述したパルス／リニアのハイブリッド駆動方式では次のような問題を生じることが判明した。
すなわち、ＰＷＭ駆動を効率良く行わせるためには、大振幅かつ高スルーレートで動作できる出力アンプが必要となる。パルス駆動方式では、駆動電流を高速でスイッチング制御することにより電力損失を低減させることができるが、スルーレートが低いと、スイッチング時の電力損失（スイッチングロス）が大きくなってパルス駆動方式の利点が薄れる。過剰な高スルーレートはＥＭＩノイズを増加させる懸念があるが、パルス駆動方式の本来の利点を活かすためには、ある程度以上のスルーレートは必要である。
【００１１】
ボイスコイルモータの駆動には、電流を押し出すソース出力と電流を引き込むシンク出力の両動作が可能なアンプを使用しなければならない。このような出力動作を行うアンプは、電流の押し出し量（ソースあるいはプッシュ電流）を制御する出力素子と電流の引き込み量（シンクあるいはプル電流）を制御する出力素子とを直列接続（縦積み）した、いわゆるプッシュプル方式の出力回路を使用する。プッシュプル方式の出力回路は、電源の正側と負側の間でプッシュ（ソース）駆動用の出力トランジスタとプル（シンク）駆動用の出力トランジスタを直列接続するとともに、その中間接続点（ノード）から出力を取り出す形となっている。
【００１２】
上述したプッシュプル方式の出力アンプでは、プッシュ側トランジスタからプル側トランジスタに抜ける貫通電流が問題となる。この貫通電流が多くなると、出力に寄与しない無効な消費電力が増大する。また、貫通電流が流れすぎると、それによって出力トランジスタが破損することもある。このため、貫通電流はなるべく小さくすることが望ましい。Ｂ級動作の出力アンプでは、プッシュ側トランジスタとプル側トランジスタのいずれか一方が必ずオフ状態となるような動作条件を設定することにより、貫通電流を遮断するようにしている。
【００１３】
しかし、良好なリニア特性を得るためには、ある程度の貫通電流を許容する必要がある。Ｂ級アンプでは出力ゼロ付近いわゆるゼロクロス付近にて、プッシュ側とプル側の両トランジスタの一方がオン状態からオフ状態、他方がオフ状態からオン状態にそれぞれ切り替わるときに、いわゆるスイッチングノイズが生じる。ボイスコイルモータをリニア駆動する場合、出力ゼロ付近で生じるスイッチングノイズは、その出力ゼロ付近で行われるトラッキング制御の精度と安定性を損なう。
【００１４】
他方、ボイスコイルモータをパルス駆動する場合は、前述したように、高振幅高スルーレートの出力アンプが必要となる。ところが、高スルーレートのアンプは貫通電流が非常に流れやすく、とくに、フルレンジでスイッチング動作させられている出力アンプにおいて、プッシュ側とプル側の両トランジスタが非常に短時間でも同時オン状態になると、その同時オンの瞬間に非常に大きな貫通電流が流れて、最悪の場合、トランジスタや電源の破壊に至ることがある。そこまで行かなくても、ＥＭＩの原因となる大きな過渡ノイズが生じる。その貫通電流は、ボイスコイルモータをリニア駆動する場合でも、消費電力が増大させるという問題をもたらすので、過大になるのは避けた方がよい。
【００１５】
上述のように、パルス駆動では、大振幅高スルーレートでボイスコイルモータを駆動することが望ましいが、スルーレートが高すぎるとＥＭＩノイズが大きくなるという背反が生じる。一方、スルーレートが低いと、今度は、スイッチングロスによる消費電力増加という問題が生じる。また、パルス駆動の場合、制御信号の僅かなずれでも出力トランジスタに貫通電流が流れてしまうため、貫通電流による消費電力の増加にも留意しなければならない。
【００１６】
そのほか、出力トランジスタには大きな電流が流されるため、内部素子に比べてサイズの大きな素子が使用される。また、出力トランジスタとして外付け素子が用いられることもある。このように出力トランジスタと内部素子とのサイズ比が大きいと、製造ばらつきによる素子の特性の差が大きくなる。特に、外付け素子を用いた場合には、外付け素子は製造プロセスが異なるためこれを駆動する内部素子の特性との差がさらに大きくなる。
【００１７】
このため、リニア駆動の際に出力電流のリニア特性を良くするために上記アイドリング電流を流すようにした場合、素子の特性の差によってそのアイドリング電流のばらつきが大きくなってしまい、消費電力が予想以上に多くなって発熱が増えたり、消費電力は少なくないがスイッチングノイズが大きくなってしまったりなど、ボイスコイルモータを精密にリニア駆動する上で最適な動作が得られなくなるという問題が生じる。
【００１８】
上述したように、磁気ディスク記憶装置において、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行うハイブリッド駆動方式は、消費電力や制御精度などの面で大きな利点が期待される一方、パルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプを用いて行おうとすると、上述したように種々の背反する問題を生じることが判明した。
【００１９】
本発明の目的は、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ最適に行わせることができる技術を提供することにある。
さらには、パルス駆動時には大振幅高スルーレートでボイスコイルモータを駆動することにより、シーク時間の短縮によるアクセスの高速化を可能にする一方、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライトエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することができる技術を提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードおよび／またはライトを行なう磁気ヘッドを、ボイスコイルモータで駆動する磁気ディスク記憶装置にあって、その磁気ヘッドのリード状態を監視しながらボイスコイルモータの駆動電流をフィードバック制御することにより磁気ヘッドの位置決め制御を行なう磁気ヘッド駆動制御手段に、ボイスコイルモータをリニア制御で駆動するリニア駆動モードと、ボイスコイルモータをパルス幅制御で駆動するパルス駆動モードとを備える。ボイスコイルモータの駆動電流が少ないときにはリニア駆動モードを実行させ、多いときにはパルス駆動モードを実行させる。リニア駆動モードとパルス駆動モードは共通の出力アンプを用いて行う。出力アンプは、プッシュ駆動用出力トランジスタとプル駆動用出力トランジスタによるプッシュプル方式の出力回路とし、リニア駆動モード時にはＡＢ級動作が設定され、パルス駆動モード時にはＢ級動作が設定されるようにする。
【００２１】
上記手段によれば、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ最適に行わせることができる。したがって、ボイスコイルモータをシーク時とトラッキング時とでそれぞれに適した方式（パルス／リニア）で駆動することができる。
【００２２】
また、上記磁気ディスク記憶装置において、リニア駆動時に低スルーレートまたはパルス駆動時に高スルーレートで、ボイスコイルモータを駆動することによっても、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ良好に行わせることができる。
【００２３】
したがって、構成を複雑化および大規模化することなく、シーク時間の短縮によるアクセスの高速化を可能にする一方、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライトエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施態様を、図面を参照しながら説明する。
図１は本発明の技術が適用された磁気ディスク記憶装置の概要を示す。
同図に示す磁気ディスク記憶装置は、磁気記憶ディスク１００、該磁気記憶ディスク１００を回転駆動させるスピンドルモータ１０２、上記磁気記憶ディスク１００上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッド１０６、この磁気ヘッド１０６を上記ディスク１００上にて径方向へ移動させるボイスコイルモータ１０８、このボイスコイルモータ１０８を駆動するモータ駆動回路１１０、上記磁気ヘッド１０６の読出信号から位置情報を読み取る信号処理回路（信号処理ＩＣ）２３０、この信号処理回路２３０が読み出した位置情報に基づいて上記モータ駆動回路１１０に駆動電流指令値ＣＲＮＴを送るコントローラ２６０などを有する。
【００２５】
ここで、コントローラ２６０は、磁気ディスク記憶装置全体の動作を司るマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）２６１と、このマイクロコンピュータ２６１からの位置指令(目標トラック位置情報)と上記信号処理回路２３０からのヘッド位置情報とに基づいて駆動電流指令値を生成する補償回路２６２を有する。この補償回路２６２が生成する駆動電流指令値は、上述したように、上記モータ駆動回路１１０へ送られる。
【００２６】
また、この実施例においては、リニア駆動とＰＷＭ駆動を切り替えるモード指令信号ＭＯＤＥと、ＰＷＭ駆動におけるスルーレートを指示するスルーレート設定信号ＳＲとがコントローラ２６０において生成されてモータ駆動回路１１０に供給されるように構成されている。
【００２７】
モータ駆動回路１１０は、図２に示されているように、コントローラ２６０との間でシリアルにデータの送受信を行なうシリアルポート１１１と、コントローラ２６０からディジタルデータとして送られてくる駆動電流指令値ＣＲＮＴをアナログ形式の駆動電流指令値に変換するＤ／Ａ変換器１１２と、そのアナログ形式の駆動電流指令値に基づいてボイスコイルモータ１０８に駆動電流を通電するＶＣＭドライバ１１４と、ボイスコイルモータ１０８のコイルに誘起される逆起電圧（逆起電力）を検出する逆起電圧検出回路１１５と、該逆起電圧検出回路１１５および上記ＶＣＭドライバ１１４が必要とする基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発生回路１１６と、上記逆起電圧検出回路１１５により検出された逆起電圧をＡＤ変換するＡＤ変換回路１１7とを内蔵する。
【００２８】
コントローラ２６０で生成された上記駆動電流指令値ＣＲＮＴはシリアルポート１１１を介してＤ／Ａ変換器１１２に、またモード指令信号ＭＯＤＥとスルーレート設定信号ＳＲはシリアルポート１１１を介してＶＣＭドライバ１１４に供給される。一方、変換回路１１７でディジタルデータに変換された逆起電圧は、シリアルポート１１１を介してコントローラ２６０へ送られ、コントローラ２６０は受信した逆起電圧からヘッドの移動速度を認識する。
【００２９】
コントローラ２６０は、移動速度に応じて動作モードを決定し、モード指令信号ＭＯＤＥをモータ駆動回路１１０に送って指令を与え、上記ＶＣＭドライバ１１４は、指定された動作モードに従ってボイスコイルモータ１０８の駆動する。具体的には、上記磁気ヘッド１０６の移動駆動量が小さいリード時またはライト時にはボイスコイルモータ１０８の駆動電流をリニア制御する「リニア駆動モード」が指定されてＶＣＭドライバ１１４により実行される。また、上記磁気ヘッド１０６の移動駆動量が大きいシーク時には、ボイスコイルモータ１０８のコイルの駆動電流をＰＷＭ制御する「パルス駆動モード」が指定され、ＶＣＭドライバ１１４が指定されたモードに応じてモータの駆動電流を制御するように構成されている。上記各モードの内容については後に詳しく説明する。
【００３０】
さらに、コントローラ２６０は、補償回路２６２が生成する駆動電流指令値が指示する駆動電流値の大きさを所定のしきい値でレベル弁別し、このレベル弁別の結果に基づいてモード指令信号ＭＯＤＥを生成し上記モータ駆動回路１１０へ送って動作モードを指定する。このモード指令信号ＭＯＤＥは、補償回路２６２が生成する駆動電流指令値が所定のしきい値未満の場合は「リニア駆動モード」を指示し、その駆動電流指令値がしきい値以上の場合は「パルス駆動モード」を指示する。上記ＶＣＭドライバ１１４は、上記モード指令信号ＭＯＤＥに応じて「リニア駆動モード」または「パルス駆動モード」のいずれかに切り替えて実行するように構成されている。
【００３１】
上述のような磁気ヘッド駆動システムを備えたことにより、磁気ヘッド１０６の移動駆動量が小さいトラッキング時には、ボイスコイルモータ駆動電流がリニア制御されることにより高い位置決め精度を得ることができる。一方、磁気ヘッド１０６の移動駆動量が大きいシーク時には、「パルス駆動モード」が選択されてボイスコイルモータのパルス駆動されることにより、電力損失を抑えつつ高速で磁気ヘッド１０６を移動させることができる。これにより、リード／ライトエラーを誘発する発熱やＥＭＩを効果的に低減させながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御の高精度化とシーク時間の短縮によるアクセスの高速化を共に達成することが可能となる。
【００３２】
図３は、図２に示したモータ駆動回路１１０のシーク時の電流指令値とトラッキング時の電流指令値の関係をタイミングチャートで示す。
図３に示されているように、シーク時（図３のＴ１の期間）には磁気ヘッド１０６の必要移動量が大きいため、これに応じて、コントローラ２６０からはフルレンジすなわち最大スケール（Ｖｍａｘ＋／Ｖｍａｘ−）の駆動電流指令値ＣＲＮＴが発せられる。この指令値はＤ／Ａ変換器１１２でアナログ指令値（Ｖｍａｘ＋／Ｖｍａｘ−）に変換されてＶＣＭドライバ１１４に与えられる。そして、ＶＣＭドライバ１１４は、ボイスコイルモータ１０８の平均駆動電流がその指令値と一致するように、ボイスコイルモータ１０８への駆動電流をＰＷＭ制御するパルス駆動モードを実行する。駆動電流指令値がＶｍａｘ＋とされることにより磁気ヘッド１０６が高速でシーク駆動され、その後駆動電流指令値がＶｍａｘ-とされることによりヘッドの移動にブレーキがかけられる。
【００３３】
そして、磁気ヘッド１０６がシーク駆動されて目標の記憶トラックに近づくと、磁気ヘッド１０６の必要移動量が小さくなるため、これに応じて、コントローラ２６０から発せられる駆動電流指令値ＣＲＮＴが小さくされ、ＤＡ変換器１１２から出力されるアナログ駆動電流指令値もＶｍａｘ＋より小さくされる。この駆動電流指令値の大きさ（絶対値）が所定のしきい値（Ｖｔｈ）未満になると、駆動モードがパルス駆動モードからリニア駆動モードに変化される。これにより、ＶＣＭドライバ１１４は、ボイスコイルモータ１０８の駆動電流がリニア制御によって上記指令値となるようなリニア駆動モードを実行して、磁気ヘッド１０６を高精度に位置決め制御するいわゆるトラッキング動作を行なう（図３のＴ２の期間）。
【００３４】
図４は、上記ＶＣＭドライバ１１４の実施例を示す。また、図５は、図４のＶＣＭドライバにおける要部の動作タイミングチャートを示す。
図４に示されているように、ＶＣＭドライバ１１４は、制御アンプ１、ＰＷＭコンパレータ２、出力アンプ３，４、電流センスアンプ５、サンプル・ホールド回路６、タイミング制御回路７、ラッチ回路８、振幅制御回路９、三角波発生回路１０などによって構成される。各アンプ１，３〜５はそれぞれ差動入力を有する演算増幅回路によって構成され、アンプ内の抵抗Ｒ１〜Ｒ１4やトランジスタなどの素子の定数を最適に決定することによって、利得などの回路動作特性がそれぞれ所望の特性となるように設定されている。
【００３５】
また、図４において、ＤＡoutはコントローラ２６０から与えられＤ／Ａ変換器１１２においてアナログ値に変換された駆動電流指令値であり、Ｖpsは電源電圧、ＶrefおよびＶcmrefはそれぞれ回路の動作基準電圧である。制御アンプ１に接続されている抵抗Ｒxと容量Ｃxは位相補償用の素子、Ｒｓはコイルに流れる電流を電圧Ｖｓに変換する電流検出用の抵抗である。ボイスコイルモータ１０８は、コイルのインダクタンスＬｍと、内部抵抗Ｒｍと、逆起電圧源Ｖｂｆとにより等価回路として表わされている。
【００３６】
制御アンプ１は、Ｄ／Ａ変換器１１２にてアナログ信号に変換されて抵抗Ｒ１を介して入力される駆動電流指令値ＤＡoutとサンプル・ホールド回路６でサンプリングされて抵抗Ｒ２を介して入力される出力電流Ｓｏｕｔとの差分を増幅して、制御電圧（制御目標電圧）Ｖctlとして出力する。
【００３７】
ＰＷＭコンパレータ２は、三角波発生回路１０から出力される三角波信号Ｖoscと上記制御電圧Ｖctlとをレベル比較することにより、その制御電圧Ｖctlに応じて幅が変化するパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-を生成する。つまり、制御電圧ＶctlによってＰＷＭ変調されたパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-を生成する。
【００３８】
出力アンプ３，４は抵抗Ｒ7〜Ｒ１4によって所定の電圧利得が設定された電流ドライバであり、制御電圧Ｖctlまたはパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-によってそれぞれ駆動される。そして、出力アンプ３，４の出力端子間にボイスコイルモータ１０８のコイルＬｍとセンス用の抵抗Ｒｓとが直列に接続されており、出力アンプ３，４によりモータのコイルに駆動電流Ｉvcmを流す。このようにモータコイルの駆動は一対の出力アンプ３，４により双方向から行われるようになっている。図５において、Ｖcmpは一方の出力アンプ３の出力電圧、Ｖcmnは他方の出力アンプ４の出力電圧をそれぞれ示す。
【００３９】
また、この実施例では、上記ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmは電流検出用抵抗Ｒsにより電圧に変換されてセンスアンプ５により検出される。この変換電圧Ｖs（＝Ｒs×Ｉvcm）は、電流センスアンプ５にて抵抗Ｒ３〜Ｒ6で設定される電圧利得で増幅されて、サンプル・ホールド回路６に入力される。サンプル・ホールド回路６は、タイミング制御回路７が生成するサンンプリングパルスＰsに同期して上記電流検出電圧Ｖsをサンプリングする。タイミング制御回路７は、上記三角波信号Ｖoscのピーク（上側ピークと下側ピーク）を検出し、このピーク検出点ごとに上記サンプリングパルス信号Ｐsを生成する。
【００４０】
ラッチ回路８は、モード指令信号ＭＯＤＥを上記サンプリングパルスＰsに同期してラッチし、モード切替え制御信号ＰＷＭ／ＬＩＮを出力する。図４のモータ駆動回路は、モード指令信号ＭＯＤＥにより動作モードとして「リニア駆動モード」が指定されている状態になると、その後の最初のサンプリングパルスＰsに同期してタイミング制御回路７の出力がハイレベルに固定される。これにより、上記サンプル・ホールド回路６は入力信号（電流検出電圧Ｖs）をそのまま通過させる常時サンプリング状態に設定され、サンプリングされた出力電流値が制御アンプ１に供給される。
【００４１】
一方、モード指令信号ＭＯＤＥにより動作モードとして「ＰＷＭ駆動モード」が指定されている状態になると、電流センスアンプ５により増幅されたコイルに流れる駆動電流の検出電圧Ｖsは、サンプリングパルスＰsにより、ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmのオンとオフの中間タイミングでサンプリングされる。この中間タイミングではボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmの瞬時値が平均値となるので、この平均出力電流値がサンプリングされて制御アンプ１に供給される。
【００４２】
また、モード指令信号ＭＯＤＥにより「パルス駆動モード」が指定されている場合、出力アンプ３と４はコンパレータ２から出力されるパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-に基づいて動作し、モータコイルのＰＷＭパルス駆動が行なわれる。
【００４３】
なお、振幅制御回路９は、上記三角波信号Ｖoscの振幅Ａoscが電源電圧Ｖpsに比例するように振幅制御を行なう。出力アンプ３，４からボイスコイルモータ１０８に供給される駆動電流Ｉvcmは電源電圧Ｖpsによって変化する。このため、出力ンプ３，４をパルスで駆動する場合、電源電圧Ｖps変化すると、そのパルス幅に対する電流駆動利得が変化する。この変化を補償するために、振幅制御回路９は三角波信号Ｖoscの振幅Ａoscを次式のように制御する。
【００４４】
Ｖps／Ａosc＝Ｒ8／Ｒ7＝Ｒ１1／Ｒ１2＝一定
前述したように、コイルをＰＷＭ制御する場合、電流センスアンプ５により増幅されたコイル電流検出電圧Ｖsは、上記三角波信号Ｖoscのピークで生成されるサンプリングパルスＰsにより、ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmのオンとオフの中間タイミングでサンプリングされる。この中間タイミングではボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmの瞬時値が平均値となる。また、その中間タイミングでは、駆動電流Ｉvcmのオン／オフによるキックバックノイズの発生もない。これにより、ＰＷＭ制御を上記ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmの平均値に基づいて正確かつ安定に行なうことができる。
【００４５】
コイルをリニア駆動する場合、サンプル・ホールド回路６を介してボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmが制御アンプ１の入力側に連続的にフィードバックされることにより制御が実行される。また、「パルス駆動モード」から「リニア駆動モード」への切替えは、上記サンプリングパルスＰsに同期して行われる。これにより、その切替えは、ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmの瞬時値がＰＷＭ１周期の平均値となるタイミングで円滑に行われる。図５は「パルス駆動モード」によるシーク動作から「リニア駆動モード」によるトラッキング動作に切り替えられた場合のタイミングを示す。
【００４６】
パルス駆動モードは、駆動電流の平均値サンプリングパルスＰsから次の平均値サンプリングパルスＰsまでを１周期としてＰＷＭ駆動されるサンプリングシステムであるので、制御アンプ１の出力からボイスコイルモータの駆動端までの電圧利得が、両駆動モード間で一致するように設計されている場合、即ち系のループ利得が一致する場合、サンプリングパルス発生点において、制御アンプ１の出力電圧及び駆動電流Ｉｖｃｍは両駆動モード間で完全に一致する。従って、電流サンプリングパルスＰｓに同期して駆動モードの切り替えを行なうことによってモード切替え時の出力変動を原理的にはゼロにできる。
【００４７】
ところで、磁気ディスク記憶装置ではシークエラーにより磁気ヘッドが暴走状態になることがある。この暴走状態は、ボイスコイルモータ１０８の駆動端子に現れる逆起電圧Ｖbfを監視することによって検出することができる。通常のリニア駆動では、ボイスコイルモータ１０８の駆動電圧とボイスコイルモータ１０８に流れる駆動電流から上記逆起電圧Ｖbfを監視することが可能であるが、ＰＷＭ駆動の場合は、ボイスコイルモータの駆動端子に、そのボイスコイルモータ１０８のコイルインダクタンスＬmによるキックバックノイズ（Ｌｄｉ／ｄｔによるＥＭＩノイズ）が出るため、そのボイスコイルモータ１０８の駆動端子から上記逆起電圧Ｖbfだけを直接検出することができない。
【００４８】
かかる問題については、前述したように、そのキックバックノイズが生じない中間タイミングにてサンプリングパルスＰsを生成し、このサンプリングパルスＰsに同期して、平均駆動電流を検出すること、およびボイスコイルモータの駆動電圧のＰＷＭ１周期における平均値出力の指示値である制御アンプ１の出力電圧Ｖｃｔｌでモータの駆動電流を代表させることにより解決することができる。図４に示されている実施例の回路の場合、上記逆起電圧Ｖbfが反映される電圧（Ｖsout）がサンプル・ホールド回路６の出力Ｓｏｕｔから、またモータの駆動電圧に相当する電圧が制御アンプ１の出力Ｖｃｔｌから取り出され、逆起電圧検出回路１１５に供給されて監視が行なわれる。
【００４９】
図６は、図４に示されている回路のうち出力アンプ３と４の具体的な回路構成例を示す。
図６において、２は前記制御アンプ２から出力される制御電圧Ｖctlと三角波発生回路１０から出力される三角波信号Ｖoscとを比較するＰＷＭコンパレータで、このコンパレータ２はスルーレート制御信号ＳＲによって出力電流ＩPWMが段階的に変化可能に構成されている。この出力電流ＩPWMが段階的に変化されることにより、ＰＷＭ駆動の際に出力電圧波形の傾きが変化され、スルーレートをＥＭＩノイズを低減させられるところまで下げることができる。したがって、ＥＭＩノイズの低減に有効であるとともに、スイッチングロスによる電力損失の増大を回避できるように最適化されたスルーレートを設定することができる。
【００５０】
また、Ｍ１，Ｍ２はボイスコイルモータのコイルの端子をそれぞれ駆動する出力トランジスタで、それぞれＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されている。この２つの出力トランジスタＭ１，Ｍ２は電源の正側と負側の間で直列接続されて、その中間接続点（ノード）から出力（ＯＵＴ）を取り出すプッシュプル方式の出力回路（最終段）を構成する。この場合、一方の出力トランジスタＭ１はプッシュ（ソース）駆動用、他方の出力トランジスタＭ２はプル駆動用としてそれぞれ動作させられる。
【００５１】
３１は出力アンプ３（４）の初段アンプで、この初段アンプ３１の入力端子Ｖin(+)，Ｖin(-)に、図４の抵抗Ｒ７とＲ８との接続ノードｎ１の電位および抵抗Ｒ９とＲ１０との接続ノードｎ２の電位が入力され、それらの電位差に応じた電流ＩLINを出力する。そして、この初段アンプ３１の出力側と上記ＰＷＭコンパレータ２の出力側に、モード切替え信号ＰＷＭ／ＬＩＮによってオン、オフ制御されるスイッチＳＷ１，ＳＷ２がそれぞれ設けられている。
【００５２】
このスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、互いに相補的にオン、オフ制御され、初段アンプ３１の出力またはＰＷＭコンパレータ２の出力のいずれか一方が、出力アンプ３（４）の実質的な入力信号としてノードｎ０に供給される。ここで、ＳＷ１がオン設定（ＳＷ２はオフ設定）されて初段アンプ３１の出力が入力されるようになると、出力アンプ３（４）はリニア制御される。また、ＳＷ２がオン設定（ＳＷ１はオフ設定）されてＰＷＭコンパレータ２の出力が入力されると、出力アンプ３（４）はＰＷＭ制御されることとなる。
【００５３】
上記ノードｎ０には、エミッタ接地型増幅回路を形成するバイポーラトランジスタＱ１のベースが接続されている。このバイポーラトランジスタＱ１は、エミッタが抵抗Ｒ３を介して接地されるとともに、コレクタが定電流源Ｉ１に接続されて、いわゆるエミッタ接地型増幅回路を形成する。また、ベース・コレクタ間には容量Ｃ１が接続されている。この容量Ｃ１は位相補償を行う積分容量として作用する。
【００５４】
スイッチＳＷ１がオン（ＳＷ２はオフ）されると、初段アンプ３１の比較的小さな出力電流ＩLINがノードｎ０に導入されて、トランジスタＱ１のベースに入力される。このベース入力電流ＩLINはトランジスタＱ１のコレクタ電流を制御する。Ｑ１のコレクタは定電流源Ｉ１に接続されているので、そのコレクタ電圧Ｖ１は、図７に示すように、入力電流ＩLINの変化に応じてリニアに変化する。つまり、トランジスタＱ１は、初段アンプ３１の比較的小信号の出力電流ＩLINをリニア増幅して電圧信号で出力する。図７において、（Ａ）は前記制御アンプ２から出力される制御電圧Ｖctl、（Ｂ）は上記初段アンプ３１の出力電流（シンク電流）ＩLINすなわちトランジスタＱ１のベース入力電流ＩLIN、（Ｃ）はそのトランジスタＱ１のコレクタ出力電圧Ｖ１をそれぞれ示す。
【００５５】
一方、スイッチＳＷ２がオン（ＳＷ１はオフ）されると、ノードｎ０にはＰＷＭコンパレータ２から比較的大きな電流ＩPWMが入力される。この電流ＩPWMは、上記初段アンプ３１の出力電流ＩLINに比べると過渡変化が格段に大きいので、トランジスタＱ１のコレクタ・ベース間の容量Ｃ１によってその過渡変化が制御される。つまり、その電流ＩLINの大部分は容量Ｃ１を充電するのに費やされるようになり、トランジスタＱ１のベース電圧は容量Ｃ１の充電に伴って徐々に上昇されるようになる。このため、トランジスタＱ１のコレクタに現れる電圧Ｖ１は、図８に示すように、電源電圧Ｖｃｃに達するまでほぼ一定の傾きで上昇する。そして、このＱ１のコレクタ電圧Ｖ１は、差動アンプ３２の非反転入力端子（＋）に入力される。
【００５６】
差動アンプ３２は差動電圧入力端子（非反転と反転）と２相電流出力端子（正相と負相）を有するアンプである。この差動アンプ３２は、Ｑ１のコレクタ電圧Ｖ１の変化に応じてほぼ直線的に出力が変化するように特性が設定されている。つまり、リニア動作するように構成されている。この差動アンプ３２の反転入力端子（−）には、回路の出力端子の電圧Ｖoutすなわちコイルの駆動電圧Ｖcmp（またはＶcmn）が抵抗Ｒ５を介してフィードバックされている。この差動アンプ３２とその後段に接続されたアンプ３３，３４および出力トランジスタＭ１，Ｍ２を含めた回路全体は、入力電圧であるコレクタ電圧Ｖ１を高利得で増幅し、Ｖ１の変化に応じて変化する駆動電圧Ｖcmpを出力するように、回路を構成する素子の定数が設定されている。
【００５７】
これにより、スイッチＳＷ２がオンされてノードｎ０にコンパレータ２からの電流Ｉpwmが入力されるパルス駆動モードにおいて、コンパレータ２の出力電流Ｉpwmがスルーレート制御信号ＳＲによってその電流値がある値に設定されていると、出力電圧Ｖoutもそのスルーレートに応じた傾きで変化されるようになる。
【００５８】
次に、図６において上記差動アンプ３２と出力トランジスタＭ１，Ｍ２との間に設けられているバッファ・アンプ３３，３４を含む回路部分について説明する。
図６に示されているように、差動アンプ３２の正相出力（＋）はバッファ・アンプ３３の非反転入力端子に入力される。このバッファ・アンプ３３の出力電圧は出力トランジスタＭ１のゲートに印加される。バッファ・アンプ３３はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされることにより、ボルテージフォロワとして動作する。このようなバッファ・アンプを設けているのは、出力トランジスタＭ１はそのサイズが大きいのでゲート容量も大きく、所望の特性を保持したまま差動アンプ３２の出力で直接駆動するには駆動力が足りなくなるためである。
【００５９】
また、この実施例においては、差動アンプ３２の正相側出力端子とボイスコイルモータのコイルが接続される出力端子ＯＵＴとの間、つまりバッファ・アンプ３３の入力と出力端子ＯＵＴとの間に、抵抗Ｒ１とＭＯＳトランジスタＭ５が直列に接続されている。この場合、ＭＯＳトランジスタＭ５のソース側が出力端子ＯＵＴに接続され、ドレイン側は抵抗Ｒ１を直列に介してバッファ・アンプ３３の入力に接続され、ゲートはバッファ・アンプ３３の入力に接続されている。
【００６０】
バッファ・アンプ３３はボルテージフォロワとして動作するので、ＭＯＳトランジスタＭ５のゲートと出力トランジスタＭ１のゲートに印加される電圧は同一となる。これにより、Ｍ１とＭ５はカレントミラー回路を構成する。従って、ＭＯＳトランジスタＭ１とＭ５のサイズ比をＮとすると、出力トランジスタＭ１はＭ５のドレイン電流のＮ倍の電流を流すように駆動される。
【００６１】
同様にして、差動アンプ３２の負相出力（−）がバッファ・アンプ３４の非反転入力端子に入力され、このアンプ３４の出力電圧が出力トランジスタＭ２のゲートに印加されるようになっている。バッファ・アンプ３４はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされることにより、ボルテージフォロワとして動作する。このバッファ・アンプ３４の入力と出力端子ＯＵＴとの間にも、抵抗Ｒ２とＭＯＳトランジスタＭ６が直列に接続されている。この場合も、ＭＯＳトランジスタＭ６のソース側は出力端子ＯＵＴに接続され、ドレイン側は抵抗Ｒ２を直列に介してバッファ・アンプ３４の入力に接続され、ゲートはバッファ・アンプ３４の入力に接続されている。
【００６２】
ここで、ＭＯＳトランジスタＭ６のゲートと出力トランジスタＭ２のゲートに印加される電圧は同一であり、上記の場合と同様、Ｍ２とＭ６はカレントミラー回路を構成している。従って、出力トランジスタＭ２は、Ｍ６のドレイン電流のＭＯＳトランジスタＭ２とＭ６のサイズ比をＮとすると、Ｎ倍の電流を流すように駆動される。
【００６３】
トランジスタＭ５，Ｍ６と直列に設けられている抵抗Ｒ１とＲ２は、アンプ３１からの比較的小さな電流ＩLINが入力されるリニア駆動モードではあまり意味を持たない素子である。パルス駆動モードでコンパレータ２から大きな電流Ｉpwmが入力されてトランジスタＭ５，Ｍ６に大きな電流が流されるようになると、入力電流がある値を超えたあたりからトランジスタＭ５，Ｍ６のゲート・ソース間電圧が急に増大されるようになる。
【００６４】
これにより、図８の（Ｃ），（Ｄ）に示すように、出力トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，Ｖgs2が、アンプ３２の入力電圧Ｖ１（図８（Ｂ）参照）の変化よりも急峻に変化するように制御される。
【００６５】
また、図６の回路においては、例えばアンプ３２の正相側出力の振幅レベルと負相側出力の振幅レベルを適当に設定するなどの方法により、図８（Ｃ），（Ｄ）に示すように、出力トランジスタＭ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2の立下がりの方が、出力トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1の立上がりよりも早く開始するように設計されている。
【００６６】
これによって、出力トランジスタＭ１，Ｍ２が同時にオンされて貫通電流が流れないようにされ、消費電力の増加が抑制される。同様に、出力トランジスタＭ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2の立上がりに関しても、出力トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1の立下がりより早くＶgs2の立上がりが開始するように設計してもよい。
上記により、出力アンプ３（４）は、大振幅動作するパルス駆動モード時には比較的高スルーレートで動作する一方、小振幅動作する出力リニア駆動モード時は比較的低スルーレートで動作する。
【００６７】
さらに、図６の実施例の回路においては、上記抵抗Ｒ１およびトランジスタＭ５と直列にスイッチＳＷ３と定電流源Ｉ２が、また抵抗Ｒ２およびトランジスタＭ６と直列にスイッチＳＷ４と定電流源Ｉ３が設けられている。そして、上記スイッチＳＷ３，ＳＷ４は、例えばモード切替え信号ＰＷＭ／ＬＩＮによってオン、オフされ、リニア駆動モードでヘッドを停止状態に保持するアイドリングの時に電流源Ｉ２，Ｉ３の電流を抵抗Ｒ３，Ｒ４へ向かって流すように制御される。この電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値は比較的小さな値で良い。
【００６８】
アンプ３（４）の入力電圧Ｖ１に対する出力電流Ｉoutの特性は完全にはリニアでなく、「０」の近傍において変化が小さい。図９に、アイドリング電流を流さないときのアンプ３（４）の入力電圧−出力電流特性Ａと、アイドリング電流を流したときの入力電圧−出力電流特性Ｂを示す。図９において、アイドリング電流を流さないときの特性Ａが設定されると、アンプ３（４）はＢ級で動作する。また、アイドリング電流を流したときの特性Ｂが設定されると、アンプ３（４）はＡＢ級で動作する。
【００６９】
この実施例では、「０」の近傍におけるアンプ３（４）のリニア特性を良くするため、アイドリング時に電流源Ｉ２，Ｉ３の電流を抵抗Ｒ３，Ｒ４へ流しておくことにより、ヘッドを移動させたくなったときにボイスコイルモータがすばやく反応できるようにしている。つまり、リニア駆動モード時のアンプ３（４）は、上記特性ＢによるＡＢ級で動作させられる。これにより、出力回路のスイッチングノイズを回避して、ボイスコイルモータの駆動電流を高精度かつ高安定に制御することができる。したがって、ヘッド位置を細かく精密制御するトラッキング移動も高精度かつ高安定に行わせることができる。
【００７０】
パルス駆動モードでは、入力電圧Ｖ１はリニア駆動モードのときよりもずっと大きく、「０」の近傍で動作されることがないので、スイッチＳＷ３，ＳＷ４をオフして、電流源Ｉ２，Ｉ３の電流が抵抗Ｒ３，Ｒ４へ向かって流されないように制御される。つまり、パルス駆動モード時のアンプ３（４）は、上記特性ＡによるＢ級で動作させられる。これにより、大振幅高スルーレートでの貫通電流を回避することができる。
【００７１】
さらに、図６の実施例の回路においては、上記電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値が調整可能にされている。これとともに、出力電圧Ｖoutのレベルを検出するコンパレータ３５と、このコンパレータ３５の判定結果を保持するレジスタ３６が設けられている。上記電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値はレジスタ３６によって可変設定（プログラム）される。そのレジスタ３６の内容はコンパレータ３５の判定結果に基づいて可変設定されるようになっている。これにより、コンパレータ３５の出力に基づいて上記電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値が調整されるように構成されている。コンパレータ３５はシステムの電源投入時等にのみ動作され、ヘッドがシーク動作やトラッキング動作をする通常動作時にはコンパレータ３５は動作しないか、あるいは出力が無効にされる。
【００７２】
ここで、上記コンパレータ３５を設けている理由およびコンパレータ３５の動作について説明する。ボイスコイルモータのコイルを駆動する出力トランジスタＭ１，Ｍ２には比較的大きな電流が流されるため、Ｍ１，Ｍ２にはＭ５やＭ６に比べてサイズの大きな素子が用いられる。そのため、Ｍ１，Ｍ２とＭ５，Ｍ６の素子サイズの比には、製造ばらつきが大きい。また、出力トランジスタＭ１，Ｍ２には外付け素子が使用されることがあるが、外付け素子を用いた場合にはその外付け素子とこれを駆動する内部素子（Ｍ５，Ｍ６等）の特性の差がさらに大きくなる。
【００７３】
このため、リニア駆動の際に出力電流のリニア特性を良くすべくコイルにアイドリング電流を流すようにした場合、素子の特性の差によってそのアイドリング電流のばらつきが大きくなってしまい、消費電力が予想以上に多くなることがある。あるいはその逆にアイドリング電流が過少になってＢ級動作となり、出力「０」の近傍すなわち出力電流Ｉoutの極性（ソースとシンク）が切り替わるゼロクロス付近にて、いわゆるスイッチングノイズが生じるようになってしまう。そこで、この実施例においては、次のようにして上記アイドリング電流の最適化設定を行うように構成してある。
【００７４】
すなわち、アイドリング電流の最適化設定は、出力トランジスタＭ１，Ｍ２のオン抵抗を予め検出し、Ｍ１，Ｍ２のオン抵抗に応じてアイドリング電流を調整することにより行うことができる。つまり、アイドリング電流は回路パラメータの可変設定によって行うことができる。具体的には、電源投入時あるいはシステムの製造工程の最終段階で、アンプ３の出力トランジスタＭ１，Ｍ２およびアンプ４の出力トランジスタＭ１'，Ｍ２'のいずれか一つをオン状態、残りをオフ状態にする。この状態にて、前記アイドリング電流用の定電流源Ｉ２，Ｉ３の電流を流してオンしている出力トランジスタの抵抗を、コンパレータ３５または３５'で検出する（図１０）。 たとえば、Ｍ１をオンさせ、Ｍ２，Ｍ１'，Ｍ２'をオフさせてＭ１のオン抵抗を検出する場合を考えると、定電流源Ｉ２からのアイドリング電流ＩIDLEおよび出力トランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｄは、抵抗Ｒ５，Ｒ４を通して基準電源Ｖｒ４に流れる。これにより、ＩIDLE＋Ｉｄおよび抵抗Ｒ４，Ｒ５の比に応じた電圧がコンパレータ３５の非反転入力端子に入力される。また、定電流源Ｉ２から流れるアイドリング電流は予め分かっているので、抵抗Ｒ４，Ｒ５の比およびコンパレータ３５の反転入力端子に印加する電圧Ｖｒ３を適当な値に設定しておけば、出力トランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｄが所望の値よりも大きいか小さいかを知ることができる。
【００７５】
従って、このときのコンパレータ３５の出力をレジスタ３６に保持しておいて、通常動作時にはレジスタ３６の値に応じて定電流源Ｉ２からのアイドリング電流を調整することにより、アイドリング時における出力トランジスタＭ１に流れる電流を所望の値にさせることができる。なお、比較電圧（Ｖｒ３）の異なるコンパレータを複数個設けるかあるいはコンパレータ３５の代わりにＡＤ変換回路を用いて、出力トランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｄを何段階かのレベルで判定することにより、定電流源Ｉ２から流れるアイドリング電流の大きさも複数段階で調整できるようにすることができる。
【００７６】
出力トランジスタＭ１の電流の調整が終了したならば、次は出力トランジスタＭ２をオン、Ｍ１，Ｍ１'，Ｍ２'をオフさせた状態で定電流源Ｉ３からのアイドリング電流をＭ６に流してオンしている出力トランジスタの抵抗をコンパレータ３５で検出する。このとき、Ｍ２のドレイン電流は基準電源Ｖｒ４から与えられ、Ｍ２のドレイン電流Ｉｄと抵抗Ｒ４，Ｒ５の比に応じた電圧がコンパレータ３５の非反転入力端子に入力される。また、定電流源Ｉ３から流れるアイドリング電流は予め分かっているので、抵抗Ｒ４，Ｒ５の比およびコンパレータ３５の反転入力端子に印加する電圧Ｖｒ３を適当な値に設定しておくことにより、出力トランジスタＭ２のドレイン電流Ｉｄが所望の値よりも大きいか小さいかを知ることができる。そして、この検出結果に基づいて定電流源Ｉ３の電流値を調整する。
【００７７】
さらに、出力トランジスタＭ１，Ｍ２に流れるアイドリング電流の調整が終了したら、Ｍ１，Ｍ２をオフさせた状態で出力アンプ４側の出力トランジスタＭ１'またはＭ２'をオンさせて、アイドリング用の定電流源源（Ｉ２，Ｉ３に相当）から電流を流してＭ１'またはＭ２'のオン抵抗をコンパレータ３５'で検出し、アイドリング用定電流源の電流値の調整を行なうようにすればよい。
【００７８】
なお、実施例では、アイドリング電流調整用のレジスタ３６を設け、電源投入時に、出力トランジスタのオン抵抗の検出を行なってコンパレータ３５の判定結果を直接レジスタ３６に保持するようにしているが、コンパレータ３５の判定結果をコントローラ２６０へ送って、このコントローラ２６０がアイドリング電流調整情報を生成してレジスタ３６に設定するように構成することも可能である。
【００７９】
上述したように、本発明に係る磁気ディスク記憶装置では、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにて行わせるものであるが、パルス駆動時には大振幅高スルーレートでボイスコイルモータを駆動することにより、シーク時間の短縮によるアクセスの高速化が可能になっている。また、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライトエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することができる。このようにして、本発明では、パルス駆動とリニア駆動を同じ出力アンプを共用しながら、両方式の駆動をそれぞれに最適な条件で行わせることを可能にしている。
【００８０】
以上、本発明者によってなされた発明を実施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上記実施例においては、出力トランジスタのオン抵抗の検出を行なうコンパレータ３５とその判定結果を保持するレジスタ３６を設けているが、コンパレータ３５とレジスタ３６の代わりにヒューズ素子のようなプログラム可能な素子を設けて、定電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値の調整を行なうようにすることも可能である。この場合、出力トランジスタのオン抵抗の検出および電流調整は、電源投入時でなく製造工程の最終段階で行なうようにすることができる。
【００８１】
また、コンパレータ３５もしくはＡＤ変換回路を設けないで、予め出力トランジスタのオン抵抗を検出して電流調整量を決定しておいて、電源投入時等にアイドリング電流の大きさを指示するアイドリング設定情報をコントローラ２６０からモータ駆動回路１１０へ送って上記レジスタ３６に設定するようにしても良い。さらに、このように設定値をコントローラ２６０から送るような構成においては、アイドリング電流調整情報を設定するレジスタをシリアルポート１１１内に設けておくようにすることも可能である。そして、このレジスタには、アイドリング電流の調整情報の他に、モードを指定する情報や出力波形のスルーレートを指示するスルーレート指定情報を設定するようにしても良い。
【００８２】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるハードディスクを記憶媒体とする磁気ディスク記憶装置に適用した場合について説明したが、本発明にそれに限定されるものでなく、フレキシブルディスクを記憶媒体とする磁気ディスク記憶装置にも利用することができる。
【００８３】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
すなわち、磁気ディスク記憶装置において、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせるのに際し、上記ボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ最適に行わせることができる。
【００８４】
また、構成を複雑化および大規模化することなく、シーク時間の短縮によるアクセスの高速化を可能にする一方、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライトエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用される磁気ディスク記憶装置の概要を示すブロック図である。
【図２】本発明が適用される磁気ディスク記憶装置を構成するボイスモータ駆動回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】図２に示したボイスモータ駆動回路のシーク時の電流指令値とトラッキング時の電流指令値の関係を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明で使用するＶＣＭドライバの一実施例を示す回路構成図である。
【図５】図４に示したＶＣＭドライバの「パルス駆動モード」から「リニア駆動モード」に切り替わる際の要部における動作例を示すタイミングチャートである。
【図６】図４に示したＶＣＭドライバを構成する出力アンプの具体的な回路例を示す回路図である。
【図７】図４に示した出力アンプのリニア駆動モードにおける各信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図８】図４に示した出力アンプのパルス駆動モードにおける各信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図９】出力トランジスタにアイドリング電流を流さないときのアンプ３２の入力電圧−出力電流特性Ａと、アイドリング電流を流したときの入力電圧−出力電流特性Ｂを示すアンプ入出力特性である。
【図１０】実施例のボイスコイルモータ駆動回路における出力トランジスタのオン抵抗を検出するコンパレータの動作を説明する回路図である。
【符号の説明】
１ 制御アンプ
２ ＰＷＭコンパレータ
３，４ プッシュプル方式の出力アンプ
５ 電流センスアンプ
６ サンプル・ホールド（サンプル・ホールド）回路
７ タイミング制御回路
８ ラッチ回路
９ 振幅制御回路
１０ 三角波発生回路
１１ ボイスコイルモータ
３１ 出力アンプの初段アンプ
３２ 差動アンプ（差動入力２相出力）
３３，３４ 差動アンプ（ボルテージフォロワ）
３５ コンパレータ（Ａ／Ｄ変換器）
３６ アイドリング電流調整用レジスタ
Ｍ１ プッシュ駆動側出力トランジスタ
Ｍ２ プル駆動側出力トランジスタ
Ｍ５ Ｍ１とカレントミラーをなすＭＯＳトランジスタ
Ｍ６ Ｍ２とカレントミラーをなすＭＯＳトランジスタ
Ｉ２，Ｉ３ アイドリング電流用定電流源
Ｒ４，Ｒ５ アイドリング電流調整用の抵抗
Ｃ１ 容量（位相補償）
Ｒs 出力電流検出用抵抗
ＰＷＭ／ＬＩＮ 駆動モード切替え信号
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ
Claims (11)
- 回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行なう磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを前記ディスク上にて移動させるボイスコイルモータと、前記磁気ヘッドのリード状態を監視しながら前記ボイスコイルモータの駆動電流をフィードバック制御することにより前記磁気ヘッドの位置決め制御を行なう磁気ヘッド駆動制御手段とを有する磁気ディスク記憶装置であって、
前記磁気ヘッド駆動制御手段は、
前記ボイスコイルモータをリニア制御で駆動するリニア駆動モードと、前記ボイスコイルモータをパルス幅制御で駆動するパルス駆動モードとを有し、
前記リニア駆動モードと前記パルス駆動モードを共通の出力アンプを用いて行わせ、
前記出力アンプは、プッシュ駆動用出力トランジスタとプル駆動用出力トランジスタとを備えた出力回路を有し、
前記出力回路はリニア駆動モード時にはＡＢ級動作が設定され、パルス駆動モード時にはＢ級動作が設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。 - 請求項１において、前記出力アンプは、前記出力トランジスタのアイドリング電流を設定する回路パラメータが、リニア駆動モード時とパルス駆動モード時とで異なるように可変設定されることにより、ＡＢ級とＢ級の動作が切替設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
- 請求項１または２において、前記出力トランジスタにアイドリング電流を流す電流源を備えるとともに、このアイドリング用電流源の電流値が調整可能に構成されていることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
- 請求項３において、前記アイドリング用電流源の電流値の調整情報を設定する設定手段を備えることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
- 請求項４において、前記出力回路の出力に現れる電圧を検出可能な出力電圧検出手段を備え、この出力電圧検出手段は、前記プッシュ駆動用出力トランジスタまたは前記プル駆動用出力トランジスタのいずれか一方をオフさせ、その他方にアイドリング電流を流した状態にて、前記出力の電圧を検出可能に構成され、その検出結果に基づいて前記設定手段への調整情報の設定が行なわれることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
- 請求項５において、前記出力電圧検出回路の検出出力は、磁気ヘッド駆動制御手段に対して駆動電流指令値を与える制御手段に送られ、その制御手段により決定された前記アイドリング用電流源の調整情報が前記設定手段へ送られて設定されるように構成されていることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
- 請求項１から６のいずれかにおいて、前記出力アンプはリニア駆動モード時に高スルーレートに設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
- 請求項１から７のいずれかにおいて、前記出力アンプはパルス駆動モード時に高スルーレートに設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
- 回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行なう磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを前記ディスク上にて移動させるボイスコイルモータと、前記磁気ヘッドのリード状態を監視しながら前記ボイスコイルモータの駆動電流をフィードバック制御することにより前記磁気ヘッドの位置決め制御を行なう磁気ヘッド駆動制御手段とを有する磁気ディスク記憶装置であって、
前記磁気ヘッド駆動制御手段は、
前記ボイスコイルモータをリニア制御で駆動するリニア駆動モードと、前記ボイスコイルモータをパルス幅制御で駆動するパルス駆動モードとを有し、
前記ボイスコイルモータの駆動電流が第１の値のときに前記リニア駆動モードを実行させ、上記第１の値より駆動電流が高いときに前記パルス駆動モードを実行させ、
前記リニア駆動モードと前記パルス駆動モードを共通の出力アンプを用いて行わせ、
前記出力アンプは、プッシュ駆動用出力トランジスタとプル駆動用出力トランジスタとを備えた出力回路を有し、
前記出力アンプはリニア駆動モード時に低スルーレートに設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。 - 請求項９において、前記出力アンプはパルス駆動モード時に高スルーレートに設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
- 請求項９または１０において、前記出力回路はリニア駆動モード時にはＡＢ級動作が設定され、パルス駆動モード時にはＢ級動作が設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
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