JP2003052194A - 磁気ディスク記憶装置 - Google Patents

磁気ディスク記憶装置

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JP2003052194A JP2001378352A JP2001378352A JP2003052194A JP 2003052194 A JP2003052194 A JP 2003052194A JP 2001378352 A JP2001378352 A JP 2001378352A JP 2001378352 A JP2001378352 A JP 2001378352A JP 2003052194 A JP2003052194 A JP 2003052194A
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  • Control Of Linear Motors (AREA)
  • Moving Of The Head To Find And Align With The Track (AREA)
  • Moving Of Head For Track Selection And Changing (AREA)

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 アクセスの高速化を可能にする一方、リニア
駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライト
エラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑え
ながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め制
御を高精度化する。 【解決手段】 ボイスコイルモータをリニア制御で駆動
するリニア駆動モードと、ボイスコイルモータをパルス
幅制御で駆動するパルス駆動モードとを備える。ボイス
コイルモータの駆動電流が少ないときにはリニア駆動モ
ードを実行させ、多いときにはパルス駆動モードを実行
させる。リニア駆動モードとパルス駆動モードは共通の
出力アンプ（３，４）を用いて行う。出力アンプは、プ
ッシュプル方式の出力回路とし、リニア駆動モード時に
はＡＢ級動作が設定され、パルス駆動モード時にはＢ級
動作が設定されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、磁気ディスク記憶
装置の制御技術、さらには、回転駆動される磁気記憶デ
ィスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライト
を行なう磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータの
制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】磁気ディスク記憶装置は、高速で回転駆
動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情
報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドと、この磁気ヘ
ッドを上記ディスク上にてシークおよびトラッキング移
動させるボイスコイルモータと、上記磁気ヘッドのリー
ド状態を監視しながら上記ボイスコイルモータの駆動電
流を制御することにより上記磁気ヘッドの位置決めを行
なうボイスコイルモータ駆動制御回路を有する。
【０００３】磁気ディスク記憶装置の情報記憶密度は年
々高められているが、これに伴って磁気ヘッドの位置決
め制御も非常に高精度が要求されるようになってきた。
そこで、上記ボイスコイルモータの駆動電流を当該駆動
電流の検出値に基づいてフィードバック制御することに
より上記磁気ヘッドの位置決めを行なう方式が採用され
ている。そして、その磁気ヘッドを移動させるボイスコ
イルモータの駆動には、一般に、ボイスコイルモータの
駆動電流量を連続的に変化させるリニア駆動方式が採用
されていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述した技術には、次
のような問題のあることが本発明者らによってあきらか
とされた。すなわち、磁気ディスク記憶装置では記憶の
高密度化とともにアクセスの高速化も要求されている。
高速アクセスを実現するためには磁気ヘッドを所定の記
憶トラックまで移動させる時間いわゆるシーク時間を短
縮させなければならないが、そのためにはボイスコイル
モータの駆動電流を増大させる必要がある。しかし、ボ
イスコイルモータ駆動電流を増大させると、その駆動電
流をリニアに制御するための電力損失が増大し、これに
伴って発熱量が増大する。このシーク時の発熱は磁気ヘ
ッドや磁気記憶ディスクの動作や特性等に悪影響を及ぼ
し、これにより、たとえばリード／ライトエラーが生じ
やすくなるなどの弊害が生じる。
【０００５】上記発熱を減少させるために、本発明者
は、上記ボイスコイルモータ駆動電流をパルス幅変調制
御（以下、ＰＷＭ制御）することを検討した。すなわ
ち、ボイスコイルモータ駆動電流の量を連続的に変化さ
せるのではなく、その駆動電流の通電／非通電時間比
（いわゆるデューティ）を変化させることによってボイ
スコイルモータの駆動制御を行なうパルス駆動方式を検
討した。この場合、ボイスコイルモータ駆動電流の量を
最大値付近に固定し、その通電／非通電時間比を変化さ
せることによってボイスコイルモータの駆動制御を行な
う。この駆動方式は一種のスイッチング制御であって、
電力損失の低減には非常に有効であるとされている。
【０００６】しかし、パルス駆動方式は電力損失の低減
による発熱量抑制には有効であるが、上述したリニア駆
動方式に比べて制御精度、とくに磁気ヘッドの移動量が
小さいトラッキング時での磁気ヘッド位置決め精度を十
分に確保することが困難になる。そこで、本発明者は、
磁気ヘッドを高速でシーク移動させるために大きな駆動
電流が必要なときにはＰＷＭ制御による駆動（パルス駆
動モード）を行い、トラッキングのために小振幅だが高
精度の駆動制御が必要なときにはリニア制御による駆動
（リニア駆動モード）を行うことを検討した。この場
合、パルス駆動とリニア駆動を別々の出力アンプで行わ
せようとすると、構成が大規模かつ複雑になってしま
う。とくに、ボイスコイルモータと出力アンプ間の切り
替えが非常に複雑かつ面倒になる。構成を複雑あるいは
大規模にしないためには、パルス駆動とリニア駆動を共
に同じ出力回路で行わせるのが合理的である。
【０００７】つまり、ボイスコイルモータに駆動電流を
供給する出力アンプをパルス駆動時とリニア駆動時とで
共用させる。このためには、その出力アンプの入力を制
御量の大きさに応じてパルス駆動またはリニア駆動する
ように構成する。パルス駆動時には、ＰＷＭ制御された
パルス信号を上記出力アンプに入力させる。この場合、
そのパルス信号は、出力アンプをそのダイナミックレン
ジ一杯に動作させることができるように十分な振幅を持
たせる。これにより、出力アンプは出力が飽和するフル
レンジで動作しながら、ボイスコイルモータにパルス駆
動電流を通電する。
【０００８】リニア駆動時には、制御量の変化に応じて
レベルがリニアに変化する入力信号を上記出力アンプに
入力させることにより、ボイスコイルモータをリニア駆
動する。この場合、その入力信号は、出力アンプのダイ
ナミックレンジ内に十分に収まる小振幅の信号であり、
とくに、ヘッド位置を細かく精密制御するトラッキング
時では、出力アンプはゼロレベル出力に近い状態でボイ
スコイルモータに駆動電流を通電する。
【０００９】上述のように、出力アンプはパルス駆動時
とリニア駆動時とで共通化することができる。これによ
り、構成を複雑化および大規模化することなく、ボイス
コイルモータをシーク時とトラッキング時とでそれぞれ
に適した方式（パルス／リニア）で駆動することが可能
となる。
【００１０】しかしながら、上述したパルス／リニアの
ハイブリッド駆動方式では次のような問題を生じること
が判明した。すなわち、ＰＷＭ駆動を効率良く行わせる
ためには、大振幅かつ高スルーレートで動作できる出力
アンプが必要となる。パルス駆動方式では、駆動電流を
高速でスイッチング制御することにより電力損失を低減
させることができるが、スルーレートが低いと、スイッ
チング時の電力損失（スイッチングロス）が大きくなっ
てパルス駆動方式の利点が薄れる。過剰な高スルーレー
トはＥＭＩノイズを増加させる懸念があるが、パルス駆
動方式の本来の利点を活かすためには、ある程度以上の
スルーレートは必要である。
【００１１】ボイスコイルモータの駆動には、電流を押
し出すソース出力と電流を引き込むシンク出力の両動作
が可能なアンプを使用しなければならない。このような
出力動作を行うアンプは、電流の押し出し量（ソースあ
るいはプッシュ電流）を制御する出力素子と電流の引き
込み量（シンクあるいはプル電流）を制御する出力素子
とを直列接続（縦積み）した、いわゆるプッシュプル方
式の出力回路を使用する。プッシュプル方式の出力回路
は、電源の正側と負側の間でプッシュ（ソース）駆動用
の出力トランジスタとプル（シンク）駆動用の出力トラ
ンジスタを直列接続するとともに、その中間接続点（ノ
ード）から出力を取り出す形となっている。
【００１２】上述したプッシュプル方式の出力アンプで
は、プッシュ側トランジスタからプル側トランジスタに
抜ける貫通電流が問題となる。この貫通電流が多くなる
と、出力に寄与しない無効な消費電力が増大する。ま
た、貫通電流が流れすぎると、それによって出力トラン
ジスタが破損することもある。このため、貫通電流はな
るべく小さくすることが望ましい。Ｂ級動作の出力アン
プでは、プッシュ側トランジスタとプル側トランジスタ
のいずれか一方が必ずオフ状態となるような動作条件を
設定することにより、貫通電流を遮断するようにしてい
る。
【００１３】しかし、良好なリニア特性を得るために
は、ある程度の貫通電流を許容する必要がある。Ｂ級ア
ンプでは出力ゼロ付近いわゆるゼロクロス付近にて、プ
ッシュ側とプル側の両トランジスタの一方がオン状態か
らオフ状態、他方がオフ状態からオン状態にそれぞれ切
り替わるときに、いわゆるスイッチングノイズが生じ
る。ボイスコイルモータをリニア駆動する場合、出力ゼ
ロ付近で生じるスイッチングノイズは、その出力ゼロ付
近で行われるトラッキング制御の精度と安定性を損な
う。
【００１４】他方、ボイスコイルモータをパルス駆動す
る場合は、前述したように、高振幅高スルーレートの出
力アンプが必要となる。ところが、高スルーレートのア
ンプは貫通電流が非常に流れやすく、とくに、フルレン
ジでスイッチング動作させられている出力アンプにおい
て、プッシュ側とプル側の両トランジスタが非常に短時
間でも同時オン状態になると、その同時オンの瞬間に非
常に大きな貫通電流が流れて、最悪の場合、トランジス
タや電源の破壊に至ることがある。そこまで行かなくて
も、ＥＭＩの原因となる大きな過渡ノイズが生じる。そ
の貫通電流は、ボイスコイルモータをリニア駆動する場
合でも、消費電力が増大させるという問題をもたらすの
で、過大になるのは避けた方がよい。
【００１５】上述のように、パルス駆動では、大振幅高
スルーレートでボイスコイルモータを駆動することが望
ましいが、スルーレートが高すぎるとＥＭＩノイズが大
きくなるという背反が生じる。一方、スルーレートが低
いと、今度は、スイッチングロスによる消費電力増加と
いう問題が生じる。また、パルス駆動の場合、制御信号
の僅かなずれでも出力トランジスタに貫通電流が流れて
しまうため、貫通電流による消費電力の増加にも留意し
なければならない。
【００１６】そのほか、出力トランジスタには大きな電
流が流されるため、内部素子に比べてサイズの大きな素
子が使用される。また、出力トランジスタとして外付け
素子が用いられることもある。このように出力トランジ
スタと内部素子とのサイズ比が大きいと、製造ばらつき
による素子の特性の差が大きくなる。特に、外付け素子
を用いた場合には、外付け素子は製造プロセスが異なる
ためこれを駆動する内部素子の特性との差がさらに大き
くなる。
【００１７】このため、リニア駆動の際に出力電流のリ
ニア特性を良くするために上記アイドリング電流を流す
ようにした場合、素子の特性の差によってそのアイドリ
ング電流のばらつきが大きくなってしまい、消費電力が
予想以上に多くなって発熱が増えたり、消費電力は少な
くないがスイッチングノイズが大きくなってしまったり
など、ボイスコイルモータを精密にリニア駆動する上で
最適な動作が得られなくなるという問題が生じる。
【００１８】上述したように、磁気ディスク記憶装置に
おいて、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動さ
せるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じ
て、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行うハイ
ブリッド駆動方式は、消費電力や制御精度などの面で大
きな利点が期待される一方、パルスとリニアの両駆動を
共に同じ出力アンプを用いて行おうとすると、上述した
ように種々の背反する問題を生じることが判明した。
【００１９】本発明の目的は、磁気ヘッドをシークまた
はトラッキング移動させるボイスコイルモータを、その
駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動
を切り替えて行わせることができるとともに、そのパル
スとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ
最適に行わせることができる技術を提供することにあ
る。さらには、パルス駆動時には大振幅高スルーレート
でボイスコイルモータを駆動することにより、シーク時
間の短縮によるアクセスの高速化を可能にする一方、リ
ニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ラ
イトエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に
抑えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決
め制御を高精度化することができる技術を提供すること
にある。本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴
は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになる
であろう。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。すなわち、回転駆動される磁気記
憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードおよ
び／またはライトを行なう磁気ヘッドを、ボイスコイル
モータで駆動する磁気ディスク記憶装置にあって、その
磁気ヘッドのリード状態を監視しながらボイスコイルモ
ータの駆動電流をフィードバック制御することにより磁
気ヘッドの位置決め制御を行なう磁気ヘッド駆動制御手
段に、ボイスコイルモータをリニア制御で駆動するリニ
ア駆動モードと、ボイスコイルモータをパルス幅制御で
駆動するパルス駆動モードとを備える。ボイスコイルモ
ータの駆動電流が少ないときにはリニア駆動モードを実
行させ、多いときにはパルス駆動モードを実行させる。
リニア駆動モードとパルス駆動モードは共通の出力アン
プを用いて行う。出力アンプは、プッシュ駆動用出力ト
ランジスタとプル駆動用出力トランジスタによるプッシ
ュプル方式の出力回路とし、リニア駆動モード時にはＡ
Ｂ級動作が設定され、パルス駆動モード時にはＢ級動作
が設定されるようにする。
【００２１】上記手段によれば、磁気ヘッドをシークま
たはトラッキング移動させるボイスコイルモータを、そ
の駆動量の大きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆
動を切り替えて行わせることができるとともに、そのパ
ルスとリニアの両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞ
れ最適に行わせることができる。したがって、ボイスコ
イルモータをシーク時とトラッキング時とでそれぞれに
適した方式（パルス／リニア）で駆動することができ
る。
【００２２】また、上記磁気ディスク記憶装置におい
て、リニア駆動時に低スルーレートまたはパルス駆動時
に高スルーレートで、ボイスコイルモータを駆動するこ
とによっても、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング
移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさ
に応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行
わせることができるとともに、そのパルスとリニアの両
駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ良好に行わせる
ことができる。
【００２３】したがって、構成を複雑化および大規模化
することなく、シーク時間の短縮によるアクセスの高速
化を可能にする一方、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズ
の発生およびリード／ライトエラーを誘発するおそれが
ある発熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時に
おける磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することがで
きる。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施態様
を、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の技術
が適用された磁気ディスク記憶装置の概要を示す。同図
に示す磁気ディスク記憶装置は、磁気記憶ディスク１０
０、該磁気記憶ディスク１００を回転駆動させるスピン
ドルモータ１０２、上記磁気記憶ディスク１００上の記
憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気
ヘッド１０６、この磁気ヘッド１０６を上記ディスク１
００上にて径方向へ移動させるボイスコイルモータ１０
８、このボイスコイルモータ１０８を駆動するモータ駆
動回路１１０、上記磁気ヘッド１０６の読出信号から位
置情報を読み取る信号処理回路（信号処理ＩＣ）２３
０、この信号処理回路２３０が読み出した位置情報に基
づいて上記モータ駆動回路１１０に駆動電流指令値ＣＲ
ＮＴを送るコントローラ２６０などを有する。
【００２５】ここで、コントローラ２６０は、磁気ディ
スク記憶装置全体の動作を司るマイクロコンピュータ
（ＣＰＵ）２６１と、このマイクロコンピュータ２６１
からの位置指令(目標トラック位置情報)と上記信号処理
回路２３０からのヘッド位置情報とに基づいて駆動電流
指令値を生成する補償回路２６２を有する。この補償回
路２６２が生成する駆動電流指令値は、上述したよう
に、上記モータ駆動回路１１０へ送られる。
【００２６】また、この実施例においては、リニア駆動
とＰＷＭ駆動を切り替えるモード指令信号ＭＯＤＥと、
ＰＷＭ駆動におけるスルーレートを指示するスルーレー
ト設定信号ＳＲとがコントローラ２６０において生成さ
れてモータ駆動回路１１０に供給されるように構成され
ている。
【００２７】モータ駆動回路１１０は、図２に示されて
いるように、コントローラ２６０との間でシリアルにデ
ータの送受信を行なうシリアルポート１１１と、コント
ローラ２６０からディジタルデータとして送られてくる
駆動電流指令値ＣＲＮＴをアナログ形式の駆動電流指令
値に変換するＤ／Ａ変換器１１２と、そのアナログ形式
の駆動電流指令値に基づいてボイスコイルモータ１０８
に駆動電流を通電するＶＣＭドライバ１１４と、ボイス
コイルモータ１０８のコイルに誘起される逆起電圧（逆
起電力）を検出する逆起電圧検出回路１１５と、該逆起
電圧検出回路１１５および上記ＶＣＭドライバ１１４が
必要とする基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発生回
路１１６と、上記逆起電圧検出回路１１５により検出さ
れた逆起電圧をＡＤ変換するＡＤ変換回路１１7とを内
蔵する。
【００２８】コントローラ２６０で生成された上記駆動
電流指令値ＣＲＮＴはシリアルポート１１１を介してＤ
／Ａ変換器１１２に、またモード指令信号ＭＯＤＥとス
ルーレート設定信号ＳＲはシリアルポート１１１を介し
てＶＣＭドライバ１１４に供給される。一方、変換回路
１１７でディジタルデータに変換された逆起電圧は、シ
リアルポート１１１を介してコントローラ２６０へ送ら
れ、コントローラ２６０は受信した逆起電圧からヘッド
の移動速度を認識する。
【００２９】コントローラ２６０は、移動速度に応じて
動作モードを決定し、モード指令信号ＭＯＤＥをモータ
駆動回路１１０に送って指令を与え、上記ＶＣＭドライ
バ１１４は、指定された動作モードに従ってボイスコイ
ルモータ１０８の駆動する。具体的には、上記磁気ヘッ
ド１０６の移動駆動量が小さいリード時またはライト時
にはボイスコイルモータ１０８の駆動電流をリニア制御
する「リニア駆動モード」が指定されてＶＣＭドライバ
１１４により実行される。また、上記磁気ヘッド１０６
の移動駆動量が大きいシーク時には、ボイスコイルモー
タ１０８のコイルの駆動電流をＰＷＭ制御する「パルス
駆動モード」が指定され、ＶＣＭドライバ１１４が指定
されたモードに応じてモータの駆動電流を制御するよう
に構成されている。上記各モードの内容については後に
詳しく説明する。
【００３０】さらに、コントローラ２６０は、補償回路
２６２が生成する駆動電流指令値が指示する駆動電流値
の大きさを所定のしきい値でレベル弁別し、このレベル
弁別の結果に基づいてモード指令信号ＭＯＤＥを生成し
上記モータ駆動回路１１０へ送って動作モードを指定す
る。このモード指令信号ＭＯＤＥは、補償回路２６２が
生成する駆動電流指令値が所定のしきい値未満の場合は
「リニア駆動モード」を指示し、その駆動電流指令値が
しきい値以上の場合は「パルス駆動モード」を指示す
る。上記ＶＣＭドライバ１１４は、上記モード指令信号
ＭＯＤＥに応じて「リニア駆動モード」または「パルス
駆動モード」のいずれかに切り替えて実行するように構
成されている。
【００３１】上述のような磁気ヘッド駆動システムを備
えたことにより、磁気ヘッド１０６の移動駆動量が小さ
いトラッキング時には、ボイスコイルモータ駆動電流が
リニア制御されることにより高い位置決め精度を得るこ
とができる。一方、磁気ヘッド１０６の移動駆動量が大
きいシーク時には、「パルス駆動モード」が選択されて
ボイスコイルモータのパルス駆動されることにより、電
力損失を抑えつつ高速で磁気ヘッド１０６を移動させる
ことができる。これにより、リード／ライトエラーを誘
発する発熱やＥＭＩを効果的に低減させながら、トラッ
キング時における磁気ヘッド位置決め制御の高精度化と
シーク時間の短縮によるアクセスの高速化を共に達成す
ることが可能となる。
【００３２】図３は、図２に示したモータ駆動回路１１
０のシーク時の電流指令値とトラッキング時の電流指令
値の関係をタイミングチャートで示す。図３に示されて
いるように、シーク時（図３のＴ１の期間）には磁気ヘ
ッド１０６の必要移動量が大きいため、これに応じて、
コントローラ２６０からはフルレンジすなわち最大スケ
ール（Ｖｍａｘ＋／Ｖｍａｘ−）の駆動電流指令値ＣＲ
ＮＴが発せられる。この指令値はＤ／Ａ変換器１１２で
アナログ指令値（Ｖｍａｘ＋／Ｖｍａｘ−）に変換され
てＶＣＭドライバ１１４に与えられる。そして、ＶＣＭ
ドライバ１１４は、ボイスコイルモータ１０８の平均駆
動電流がその指令値と一致するように、ボイスコイルモ
ータ１０８への駆動電流をＰＷＭ制御するパルス駆動モ
ードを実行する。駆動電流指令値がＶｍａｘ＋とされる
ことにより磁気ヘッド１０６が高速でシーク駆動され、
その後駆動電流指令値がＶｍａｘ-とされることにより
ヘッドの移動にブレーキがかけられる。
【００３３】そして、磁気ヘッド１０６がシーク駆動さ
れて目標の記憶トラックに近づくと、磁気ヘッド１０６
の必要移動量が小さくなるため、これに応じて、コント
ローラ２６０から発せられる駆動電流指令値ＣＲＮＴが
小さくされ、ＤＡ変換器１１２から出力されるアナログ
駆動電流指令値もＶｍａｘ＋より小さくされる。この駆
動電流指令値の大きさ（絶対値）が所定のしきい値（Ｖ
ｔｈ）未満になると、駆動モードがパルス駆動モードか
らリニア駆動モードに変化される。これにより、ＶＣＭ
ドライバ１１４は、ボイスコイルモータ１０８の駆動電
流がリニア制御によって上記指令値となるようなリニア
駆動モードを実行して、磁気ヘッド１０６を高精度に位
置決め制御するいわゆるトラッキング動作を行なう（図
３のＴ２の期間）。
【００３４】図４は、上記ＶＣＭドライバ１１４の実施
例を示す。また、図５は、図４のＶＣＭドライバにおけ
る要部の動作タイミングチャートを示す。図４に示され
ているように、ＶＣＭドライバ１１４は、制御アンプ
１、ＰＷＭコンパレータ２、出力アンプ３，４、電流セ
ンスアンプ５、サンプル・ホールド回路６、タイミング
制御回路７、ラッチ回路８、振幅制御回路９、三角波発
生回路１０などによって構成される。各アンプ１，３〜
５はそれぞれ差動入力を有する演算増幅回路によって構
成され、アンプ内の抵抗Ｒ１〜Ｒ１4やトランジスタな
どの素子の定数を最適に決定することによって、利得な
どの回路動作特性がそれぞれ所望の特性となるように設
定されている。
【００３５】また、図４において、ＤＡoutはコントロ
ーラ２６０から与えられＤ／Ａ変換器１１２においてア
ナログ値に変換された駆動電流指令値であり、Ｖpsは電
源電圧、ＶrefおよびＶcmrefはそれぞれ回路の動作基準
電圧である。制御アンプ１に接続されている抵抗Ｒxと
容量Ｃxは位相補償用の素子、Ｒｓはコイルに流れる電
流を電圧Ｖｓに変換する電流検出用の抵抗である。ボイ
スコイルモータ１０８は、コイルのインダクタンスＬｍ
と、内部抵抗Ｒｍと、逆起電圧源Ｖｂｆとにより等価回
路として表わされている。
【００３６】制御アンプ１は、Ｄ／Ａ変換器１１２にて
アナログ信号に変換されて抵抗Ｒ１を介して入力される
駆動電流指令値ＤＡoutとサンプル・ホールド回路６で
サンプリングされて抵抗Ｒ２を介して入力される出力電
流Ｓｏｕｔとの差分を増幅して、制御電圧（制御目標電
圧）Ｖctlとして出力する。
【００３７】ＰＷＭコンパレータ２は、三角波発生回路
１０から出力される三角波信号Ｖoscと上記制御電圧Ｖc
tlとをレベル比較することにより、その制御電圧Ｖctl
に応じて幅が変化するパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-を生成
する。つまり、制御電圧ＶctlによってＰＷＭ変調され
たパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-を生成する。
【００３８】出力アンプ３，４は抵抗Ｒ7〜Ｒ１4によっ
て所定の電圧利得が設定された電流ドライバであり、制
御電圧Ｖctlまたはパルス電流Ｉpwm+，Ｉpwm-によって
それぞれ駆動される。そして、出力アンプ３，４の出力
端子間にボイスコイルモータ１０８のコイルＬｍとセン
ス用の抵抗Ｒｓとが直列に接続されており、出力アンプ
３，４によりモータのコイルに駆動電流Ｉvcmを流す。
このようにモータコイルの駆動は一対の出力アンプ３，
４により双方向から行われるようになっている。図５に
おいて、Ｖcmpは一方の出力アンプ３の出力電圧、Ｖcmn
は他方の出力アンプ４の出力電圧をそれぞれ示す。
【００３９】また、この実施例では、上記ボイスコイル
モータ駆動電流Ｉvcmは電流検出用抵抗Ｒsにより電圧に
変換されてセンスアンプ５により検出される。この変換
電圧Ｖs（＝Ｒs×Ｉvcm）は、電流センスアンプ５にて
抵抗Ｒ３〜Ｒ6で設定される電圧利得で増幅されて、サ
ンプル・ホールド回路６に入力される。サンプル・ホー
ルド回路６は、タイミング制御回路７が生成するサンン
プリングパルスＰsに同期して上記電流検出電圧Ｖsをサ
ンプリングする。タイミング制御回路７は、上記三角波
信号Ｖoscのピーク（上側ピークと下側ピーク）を検出
し、このピーク検出点ごとに上記サンプリングパルス信
号Ｐsを生成する。
【００４０】ラッチ回路８は、モード指令信号ＭＯＤＥ
を上記サンプリングパルスＰsに同期してラッチし、モ
ード切替え制御信号ＰＷＭ／ＬＩＮを出力する。図４の
モータ駆動回路は、モード指令信号ＭＯＤＥにより動作
モードとして「リニア駆動モード」が指定されている状
態になると、その後の最初のサンプリングパルスＰsに
同期してタイミング制御回路７の出力がハイレベルに固
定される。これにより、上記サンプル・ホールド回路６
は入力信号（電流検出電圧Ｖs）をそのまま通過させる
常時サンプリング状態に設定され、サンプリングされた
出力電流値が制御アンプ１に供給される。
【００４１】一方、モード指令信号ＭＯＤＥにより動作
モードとして「ＰＷＭ駆動モード」が指定されている状
態になると、電流センスアンプ５により増幅されたコイ
ルに流れる駆動電流の検出電圧Ｖsは、サンプリングパ
ルスＰsにより、ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmのオ
ンとオフの中間タイミングでサンプリングされる。この
中間タイミングではボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcm
の瞬時値が平均値となるので、この平均出力電流値がサ
ンプリングされて制御アンプ１に供給される。
【００４２】また、モード指令信号ＭＯＤＥにより「パ
ルス駆動モード」が指定されている場合、出力アンプ３
と４はコンパレータ２から出力されるパルス電流Ｉpwm
+，Ｉpwm-に基づいて動作し、モータコイルのＰＷＭパ
ルス駆動が行なわれる。
【００４３】なお、振幅制御回路９は、上記三角波信号
Ｖoscの振幅Ａoscが電源電圧Ｖpsに比例するように振幅
制御を行なう。出力アンプ３，４からボイスコイルモー
タ１０８に供給される駆動電流Ｉvcmは電源電圧Ｖpsに
よって変化する。このため、出力ンプ３，４をパルスで
駆動する場合、電源電圧Ｖps変化すると、そのパルス幅
に対する電流駆動利得が変化する。この変化を補償する
ために、振幅制御回路９は三角波信号Ｖoscの振幅Ａosc
を次式のように制御する。
【００４４】 Ｖps／Ａosc＝Ｒ8／Ｒ7＝Ｒ１1／Ｒ１2＝一定 前述したように、コイルをＰＷＭ制御する場合、電流セ
ンスアンプ５により増幅されたコイル電流検出電圧Ｖs
は、上記三角波信号Ｖoscのピークで生成されるサンプ
リングパルスＰsにより、ボイスコイルモータ駆動電流
Ｉvcmのオンとオフの中間タイミングでサンプリングさ
れる。この中間タイミングではボイスコイルモータ駆動
電流Ｉvcmの瞬時値が平均値となる。また、その中間タ
イミングでは、駆動電流Ｉvcmのオン／オフによるキッ
クバックノイズの発生もない。これにより、ＰＷＭ制御
を上記ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvcmの平均値に基
づいて正確かつ安定に行なうことができる。
【００４５】コイルをリニア駆動する場合、サンプル・
ホールド回路６を介してボイスコイルモータ駆動電流Ｉ
vcmが制御アンプ１の入力側に連続的にフィードバック
されることにより制御が実行される。また、「パルス駆
動モード」から「リニア駆動モード」への切替えは、上
記サンプリングパルスＰsに同期して行われる。これに
より、その切替えは、ボイスコイルモータ駆動電流Ｉvc
mの瞬時値がＰＷＭ１周期の平均値となるタイミングで
円滑に行われる。図５は「パルス駆動モード」によるシ
ーク動作から「リニア駆動モード」によるトラッキング
動作に切り替えられた場合のタイミングを示す。
【００４６】パルス駆動モードは、駆動電流の平均値サ
ンプリングパルスＰsから次の平均値サンプリングパル
スＰsまでを１周期としてＰＷＭ駆動されるサンプリン
グシステムであるので、制御アンプ１の出力からボイス
コイルモータの駆動端までの電圧利得が、両駆動モード
間で一致するように設計されている場合、即ち系のルー
プ利得が一致する場合、サンプリングパルス発生点にお
いて、制御アンプ１の出力電圧及び駆動電流Ｉｖｃｍは
両駆動モード間で完全に一致する。従って、電流サンプ
リングパルスＰｓに同期して駆動モードの切り替えを行
なうことによってモード切替え時の出力変動を原理的に
はゼロにできる。
【００４７】ところで、磁気ディスク記憶装置ではシー
クエラーにより磁気ヘッドが暴走状態になることがあ
る。この暴走状態は、ボイスコイルモータ１０８の駆動
端子に現れる逆起電圧Ｖbfを監視することによって検出
することができる。通常のリニア駆動では、ボイスコイ
ルモータ１０８の駆動電圧とボイスコイルモータ１０８
に流れる駆動電流から上記逆起電圧Ｖbfを監視すること
が可能であるが、ＰＷＭ駆動の場合は、ボイスコイルモ
ータの駆動端子に、そのボイスコイルモータ１０８のコ
イルインダクタンスＬmによるキックバックノイズ（Ｌ
ｄｉ／ｄｔによるＥＭＩノイズ）が出るため、そのボイ
スコイルモータ１０８の駆動端子から上記逆起電圧Ｖbf
だけを直接検出することができない。
【００４８】かかる問題については、前述したように、
そのキックバックノイズが生じない中間タイミングにて
サンプリングパルスＰsを生成し、このサンプリングパ
ルスＰsに同期して、平均駆動電流を検出すること、お
よびボイスコイルモータの駆動電圧のＰＷＭ１周期にお
ける平均値出力の指示値である制御アンプ１の出力電圧
Ｖｃｔｌでモータの駆動電流を代表させることにより解
決することができる。図４に示されている実施例の回路
の場合、上記逆起電圧Ｖbfが反映される電圧（Ｖsout）
がサンプル・ホールド回路６の出力Ｓｏｕｔから、また
モータの駆動電圧に相当する電圧が制御アンプ１の出力
Ｖｃｔｌから取り出され、逆起電圧検出回路１１５に供
給されて監視が行なわれる。
【００４９】図６は、図４に示されている回路のうち出
力アンプ３と４の具体的な回路構成例を示す。図６にお
いて、２は前記制御アンプ２から出力される制御電圧Ｖ
ctlと三角波発生回路１０から出力される三角波信号Ｖo
scとを比較するＰＷＭコンパレータで、このコンパレー
タ２はスルーレート制御信号ＳＲによって出力電流ＩPW
Mが段階的に変化可能に構成されている。この出力電流
ＩPWMが段階的に変化されることにより、ＰＷＭ駆動の
際に出力電圧波形の傾きが変化され、スルーレートをＥ
ＭＩノイズを低減させられるところまで下げることがで
きる。したがって、ＥＭＩノイズの低減に有効であると
ともに、スイッチングロスによる電力損失の増大を回避
できるように最適化されたスルーレートを設定すること
ができる。
【００５０】また、Ｍ１，Ｍ２はボイスコイルモータの
コイルの端子をそれぞれ駆動する出力トランジスタで、
それぞれＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されてい
る。この２つの出力トランジスタＭ１，Ｍ２は電源の正
側と負側の間で直列接続されて、その中間接続点（ノー
ド）から出力（ＯＵＴ）を取り出すプッシュプル方式の
出力回路（最終段）を構成する。この場合、一方の出力
トランジスタＭ１はプッシュ（ソース）駆動用、他方の
出力トランジスタＭ２はプル駆動用としてそれぞれ動作
させられる。
【００５１】３１は出力アンプ３（４）の初段アンプ
で、この初段アンプ３１の入力端子Ｖin(+)，Ｖin(-)
に、図４の抵抗Ｒ７とＲ８との接続ノードｎ１の電位お
よび抵抗Ｒ９とＲ１０との接続ノードｎ２の電位が入力
され、それらの電位差に応じた電流ＩLINを出力する。
そして、この初段アンプ３１の出力側と上記ＰＷＭコン
パレータ２の出力側に、モード切替え信号ＰＷＭ／ＬＩ
Ｎによってオン、オフ制御されるスイッチＳＷ１，ＳＷ
２がそれぞれ設けられている。
【００５２】このスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、互いに相
補的にオン、オフ制御され、初段アンプ３１の出力また
はＰＷＭコンパレータ２の出力のいずれか一方が、出力
アンプ３（４）の実質的な入力信号としてノードｎ０に
供給される。ここで、ＳＷ１がオン設定（ＳＷ２はオフ
設定）されて初段アンプ３１の出力が入力されるように
なると、出力アンプ３（４）はリニア制御される。ま
た、ＳＷ２がオン設定（ＳＷ１はオフ設定）されてＰＷ
Ｍコンパレータ２の出力が入力されると、出力アンプ３
（４）はＰＷＭ制御されることとなる。
【００５３】上記ノードｎ０には、エミッタ接地型増幅
回路を形成するバイポーラトランジスタＱ１のベースが
接続されている。このバイポーラトランジスタＱ１は、
エミッタが抵抗Ｒ３を介して接地されるとともに、コレ
クタが定電流源Ｉ１に接続されて、いわゆるエミッタ接
地型増幅回路を形成する。また、ベース・コレクタ間に
は容量Ｃ１が接続されている。この容量Ｃ１は位相補償
を行う積分容量として作用する。
【００５４】スイッチＳＷ１がオン（ＳＷ２はオフ）さ
れると、初段アンプ３１の比較的小さな出力電流ＩLIN
がノードｎ０に導入されて、トランジスタＱ１のベース
に入力される。このベース入力電流ＩLINはトランジス
タＱ１のコレクタ電流を制御する。Ｑ１のコレクタは定
電流源Ｉ１に接続されているので、そのコレクタ電圧Ｖ
１は、図７に示すように、入力電流ＩLINの変化に応じ
てリニアに変化する。つまり、トランジスタＱ１は、初
段アンプ３１の比較的小信号の出力電流ＩLINをリニア
増幅して電圧信号で出力する。図７において、（Ａ）は
前記制御アンプ２から出力される制御電圧Ｖctl、
（Ｂ）は上記初段アンプ３１の出力電流（シンク電流）
ＩLINすなわちトランジスタＱ１のベース入力電流ＩLI
N、（Ｃ）はそのトランジスタＱ１のコレクタ出力電圧
Ｖ１をそれぞれ示す。
【００５５】一方、スイッチＳＷ２がオン（ＳＷ１はオ
フ）されると、ノードｎ０にはＰＷＭコンパレータ２か
ら比較的大きな電流ＩPWMが入力される。この電流ＩPWM
は、上記初段アンプ３１の出力電流ＩLINに比べると過
渡変化が格段に大きいので、トランジスタＱ１のコレク
タ・ベース間の容量Ｃ１によってその過渡変化が制御さ
れる。つまり、その電流ＩLINの大部分は容量Ｃ１を充
電するのに費やされるようになり、トランジスタＱ１の
ベース電圧は容量Ｃ１の充電に伴って徐々に上昇される
ようになる。このため、トランジスタＱ１のコレクタに
現れる電圧Ｖ１は、図８に示すように、電源電圧Ｖｃｃ
に達するまでほぼ一定の傾きで上昇する。そして、この
Ｑ１のコレクタ電圧Ｖ１は、差動アンプ３２の非反転入
力端子（＋）に入力される。
【００５６】差動アンプ３２は差動電圧入力端子（非反
転と反転）と２相電流出力端子（正相と負相）を有する
アンプである。この差動アンプ３２は、Ｑ１のコレクタ
電圧Ｖ１の変化に応じてほぼ直線的に出力が変化するよ
うに特性が設定されている。つまり、リニア動作するよ
うに構成されている。この差動アンプ３２の反転入力端
子（−）には、回路の出力端子の電圧Ｖoutすなわちコ
イルの駆動電圧Ｖcmp（またはＶcmn）が抵抗Ｒ５を介し
てフィードバックされている。この差動アンプ３２とそ
の後段に接続されたアンプ３３，３４および出力トラン
ジスタＭ１，Ｍ２を含めた回路全体は、入力電圧である
コレクタ電圧Ｖ１を高利得で増幅し、Ｖ１の変化に応じ
て変化する駆動電圧Ｖcmpを出力するように、回路を構
成する素子の定数が設定されている。
【００５７】これにより、スイッチＳＷ２がオンされて
ノードｎ０にコンパレータ２からの電流Ｉpwmが入力さ
れるパルス駆動モードにおいて、コンパレータ２の出力
電流Ｉpwmがスルーレート制御信号ＳＲによってその電
流値がある値に設定されていると、出力電圧Ｖoutもそ
のスルーレートに応じた傾きで変化されるようになる。
【００５８】次に、図６において上記差動アンプ３２と
出力トランジスタＭ１，Ｍ２との間に設けられているバ
ッファ・アンプ３３，３４を含む回路部分について説明
する。図６に示されているように、差動アンプ３２の正
相出力（＋）はバッファ・アンプ３３の非反転入力端子
に入力される。このバッファ・アンプ３３の出力電圧は
出力トランジスタＭ１のゲートに印加される。バッファ
・アンプ３３はその出力電圧が自分の反転入力端子にフ
ィードバックされることにより、ボルテージフォロワと
して動作する。このようなバッファ・アンプを設けてい
るのは、出力トランジスタＭ１はそのサイズが大きいの
でゲート容量も大きく、所望の特性を保持したまま差動
アンプ３２の出力で直接駆動するには駆動力が足りなく
なるためである。
【００５９】また、この実施例においては、差動アンプ
３２の正相側出力端子とボイスコイルモータのコイルが
接続される出力端子ＯＵＴとの間、つまりバッファ・ア
ンプ３３の入力と出力端子ＯＵＴとの間に、抵抗Ｒ１と
ＭＯＳトランジスタＭ５が直列に接続されている。この
場合、ＭＯＳトランジスタＭ５のソース側が出力端子Ｏ
ＵＴに接続され、ドレイン側は抵抗Ｒ１を直列に介して
バッファ・アンプ３３の入力に接続され、ゲートはバッ
ファ・アンプ３３の入力に接続されている。
【００６０】バッファ・アンプ３３はボルテージフォロ
ワとして動作するので、ＭＯＳトランジスタＭ５のゲー
トと出力トランジスタＭ１のゲートに印加される電圧は
同一となる。これにより、Ｍ１とＭ５はカレントミラー
回路を構成する。従って、ＭＯＳトランジスタＭ１とＭ
５のサイズ比をＮとすると、出力トランジスタＭ１はＭ
５のドレイン電流のＮ倍の電流を流すように駆動され
る。
【００６１】同様にして、差動アンプ３２の負相出力
（−）がバッファ・アンプ３４の非反転入力端子に入力
され、このアンプ３４の出力電圧が出力トランジスタＭ
２のゲートに印加されるようになっている。バッファ・
アンプ３４はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィ
ードバックされることにより、ボルテージフォロワとし
て動作する。このバッファ・アンプ３４の入力と出力端
子ＯＵＴとの間にも、抵抗Ｒ２とＭＯＳトランジスタＭ
６が直列に接続されている。この場合も、ＭＯＳトラン
ジスタＭ６のソース側は出力端子ＯＵＴに接続され、ド
レイン側は抵抗Ｒ２を直列に介してバッファ・アンプ３
４の入力に接続され、ゲートはバッファ・アンプ３４の
入力に接続されている。
【００６２】ここで、ＭＯＳトランジスタＭ６のゲート
と出力トランジスタＭ２のゲートに印加される電圧は同
一であり、上記の場合と同様、Ｍ２とＭ６はカレントミ
ラー回路を構成している。従って、出力トランジスタＭ
２は、Ｍ６のドレイン電流のＭＯＳトランジスタＭ２と
Ｍ６のサイズ比をＮとすると、Ｎ倍の電流を流すように
駆動される。
【００６３】トランジスタＭ５，Ｍ６と直列に設けられ
ている抵抗Ｒ１とＲ２は、アンプ３１からの比較的小さ
な電流ＩLINが入力されるリニア駆動モードではあまり
意味を持たない素子である。パルス駆動モードでコンパ
レータ２から大きな電流Ｉpwmが入力されてトランジス
タＭ５，Ｍ６に大きな電流が流されるようになると、入
力電流がある値を超えたあたりからトランジスタＭ５，
Ｍ６のゲート・ソース間電圧が急に増大されるようにな
る。
【００６４】これにより、図８の（Ｃ），（Ｄ）に示す
ように、出力トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート・ソース
間電圧Ｖgs1，Ｖgs2が、アンプ３２の入力電圧Ｖ１（図
８（Ｂ）参照）の変化よりも急峻に変化するように制御
される。
【００６５】また、図６の回路においては、例えばアン
プ３２の正相側出力の振幅レベルと負相側出力の振幅レ
ベルを適当に設定するなどの方法により、図８（Ｃ），
（Ｄ）に示すように、出力トランジスタＭ２のゲート・
ソース間電圧Ｖgs2の立下がりの方が、出力トランジス
タＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs1の立上がりよりも
早く開始するように設計されている。
【００６６】これによって、出力トランジスタＭ１，Ｍ
２が同時にオンされて貫通電流が流れないようにされ、
消費電力の増加が抑制される。同様に、出力トランジス
タＭ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs2の立上がりに関し
ても、出力トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖ
gs1の立下がりより早くＶgs2の立上がりが開始するよう
に設計してもよい。上記により、出力アンプ３（４）
は、大振幅動作するパルス駆動モード時には比較的高ス
ルーレートで動作する一方、小振幅動作する出力リニア
駆動モード時は比較的低スルーレートで動作する。
【００６７】さらに、図６の実施例の回路においては、
上記抵抗Ｒ１およびトランジスタＭ５と直列にスイッチ
ＳＷ３と定電流源Ｉ２が、また抵抗Ｒ２およびトランジ
スタＭ６と直列にスイッチＳＷ４と定電流源Ｉ３が設け
られている。そして、上記スイッチＳＷ３，ＳＷ４は、
例えばモード切替え信号ＰＷＭ／ＬＩＮによってオン、
オフされ、リニア駆動モードでヘッドを停止状態に保持
するアイドリングの時に電流源Ｉ２，Ｉ３の電流を抵抗
Ｒ３，Ｒ４へ向かって流すように制御される。この電流
源Ｉ２，Ｉ３の電流値は比較的小さな値で良い。
【００６８】アンプ３（４）の入力電圧Ｖ１に対する出
力電流Ｉoutの特性は完全にはリニアでなく、「０」の
近傍において変化が小さい。図９に、アイドリング電流
を流さないときのアンプ３（４）の入力電圧−出力電流
特性Ａと、アイドリング電流を流したときの入力電圧−
出力電流特性Ｂを示す。図９において、アイドリング電
流を流さないときの特性Ａが設定されると、アンプ３
（４）はＢ級で動作する。また、アイドリング電流を流
したときの特性Ｂが設定されると、アンプ３（４）はＡ
Ｂ級で動作する。
【００６９】この実施例では、「０」の近傍におけるア
ンプ３（４）のリニア特性を良くするため、アイドリン
グ時に電流源Ｉ２，Ｉ３の電流を抵抗Ｒ３，Ｒ４へ流し
ておくことにより、ヘッドを移動させたくなったときに
ボイスコイルモータがすばやく反応できるようにしてい
る。つまり、リニア駆動モード時のアンプ３（４）は、
上記特性ＢによるＡＢ級で動作させられる。これによ
り、出力回路のスイッチングノイズを回避して、ボイス
コイルモータの駆動電流を高精度かつ高安定に制御する
ことができる。したがって、ヘッド位置を細かく精密制
御するトラッキング移動も高精度かつ高安定に行わせる
ことができる。
【００７０】パルス駆動モードでは、入力電圧Ｖ１はリ
ニア駆動モードのときよりもずっと大きく、「０」の近
傍で動作されることがないので、スイッチＳＷ３，ＳＷ
４をオフして、電流源Ｉ２，Ｉ３の電流が抵抗Ｒ３，Ｒ
４へ向かって流されないように制御される。つまり、パ
ルス駆動モード時のアンプ３（４）は、上記特性Ａによ
るＢ級で動作させられる。これにより、大振幅高スルー
レートでの貫通電流を回避することができる。
【００７１】さらに、図６の実施例の回路においては、
上記電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値が調整可能にされてい
る。これとともに、出力電圧Ｖoutのレベルを検出する
コンパレータ３５と、このコンパレータ３５の判定結果
を保持するレジスタ３６が設けられている。上記電流源
Ｉ２，Ｉ３の電流値はレジスタ３６によって可変設定
（プログラム）される。そのレジスタ３６の内容はコン
パレータ３５の判定結果に基づいて可変設定されるよう
になっている。これにより、コンパレータ３５の出力に
基づいて上記電流源Ｉ２，Ｉ３の電流値が調整されるよ
うに構成されている。コンパレータ３５はシステムの電
源投入時等にのみ動作され、ヘッドがシーク動作やトラ
ッキング動作をする通常動作時にはコンパレータ３５は
動作しないか、あるいは出力が無効にされる。
【００７２】ここで、上記コンパレータ３５を設けてい
る理由およびコンパレータ３５の動作について説明す
る。ボイスコイルモータのコイルを駆動する出力トラン
ジスタＭ１，Ｍ２には比較的大きな電流が流されるた
め、Ｍ１，Ｍ２にはＭ５やＭ６に比べてサイズの大きな
素子が用いられる。そのため、Ｍ１，Ｍ２とＭ５，Ｍ６
の素子サイズの比には、製造ばらつきが大きい。また、
出力トランジスタＭ１，Ｍ２には外付け素子が使用され
ることがあるが、外付け素子を用いた場合にはその外付
け素子とこれを駆動する内部素子（Ｍ５，Ｍ６等）の特
性の差がさらに大きくなる。
【００７３】このため、リニア駆動の際に出力電流のリ
ニア特性を良くすべくコイルにアイドリング電流を流す
ようにした場合、素子の特性の差によってそのアイドリ
ング電流のばらつきが大きくなってしまい、消費電力が
予想以上に多くなることがある。あるいはその逆にアイ
ドリング電流が過少になってＢ級動作となり、出力
「０」の近傍すなわち出力電流Ｉoutの極性（ソースと
シンク）が切り替わるゼロクロス付近にて、いわゆるス
イッチングノイズが生じるようになってしまう。そこ
で、この実施例においては、次のようにして上記アイド
リング電流の最適化設定を行うように構成してある。
【００７４】すなわち、アイドリング電流の最適化設定
は、出力トランジスタＭ１，Ｍ２のオン抵抗を予め検出
し、Ｍ１，Ｍ２のオン抵抗に応じてアイドリング電流を
調整することにより行うことができる。つまり、アイド
リング電流は回路パラメータの可変設定によって行うこ
とができる。具体的には、電源投入時あるいはシステム
の製造工程の最終段階で、アンプ３の出力トランジスタ
Ｍ１，Ｍ２およびアンプ４の出力トランジスタＭ１'，
Ｍ２'のいずれか一つをオン状態、残りをオフ状態にす
る。この状態にて、前記アイドリング電流用の定電流源
Ｉ２，Ｉ３の電流を流してオンしている出力トランジス
タの抵抗を、コンパレータ３５または３５'で検出する
（図１０）。 たとえば、Ｍ１をオンさせ、Ｍ２，Ｍ
１'，Ｍ２'をオフさせてＭ１のオン抵抗を検出する場合
を考えると、定電流源Ｉ２からのアイドリング電流ＩID
LEおよび出力トランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｄは、
抵抗Ｒ５，Ｒ４を通して基準電源Ｖｒ４に流れる。これ
により、ＩIDLE＋Ｉｄおよび抵抗Ｒ４，Ｒ５の比に応じ
た電圧がコンパレータ３５の非反転入力端子に入力され
る。また、定電流源Ｉ２から流れるアイドリング電流は
予め分かっているので、抵抗Ｒ４，Ｒ５の比およびコン
パレータ３５の反転入力端子に印加する電圧Ｖｒ３を適
当な値に設定しておけば、出力トランジスタＭ１のドレ
イン電流Ｉｄが所望の値よりも大きいか小さいかを知る
ことができる。
【００７５】従って、このときのコンパレータ３５の出
力をレジスタ３６に保持しておいて、通常動作時にはレ
ジスタ３６の値に応じて定電流源Ｉ２からのアイドリン
グ電流を調整することにより、アイドリング時における
出力トランジスタＭ１に流れる電流を所望の値にさせる
ことができる。なお、比較電圧（Ｖｒ３）の異なるコン
パレータを複数個設けるかあるいはコンパレータ３５の
代わりにＡＤ変換回路を用いて、出力トランジスタＭ１
のドレイン電流Ｉｄを何段階かのレベルで判定すること
により、定電流源Ｉ２から流れるアイドリング電流の大
きさも複数段階で調整できるようにすることができる。
【００７６】出力トランジスタＭ１の電流の調整が終了
したならば、次は出力トランジスタＭ２をオン、Ｍ１，
Ｍ１'，Ｍ２'をオフさせた状態で定電流源Ｉ３からのア
イドリング電流をＭ６に流してオンしている出力トラン
ジスタの抵抗をコンパレータ３５で検出する。このと
き、Ｍ２のドレイン電流は基準電源Ｖｒ４から与えら
れ、Ｍ２のドレイン電流Ｉｄと抵抗Ｒ４，Ｒ５の比に応
じた電圧がコンパレータ３５の非反転入力端子に入力さ
れる。また、定電流源Ｉ３から流れるアイドリング電流
は予め分かっているので、抵抗Ｒ４，Ｒ５の比およびコ
ンパレータ３５の反転入力端子に印加する電圧Ｖｒ３を
適当な値に設定しておくことにより、出力トランジスタ
Ｍ２のドレイン電流Ｉｄが所望の値よりも大きいか小さ
いかを知ることができる。そして、この検出結果に基づ
いて定電流源Ｉ３の電流値を調整する。
【００７７】さらに、出力トランジスタＭ１，Ｍ２に流
れるアイドリング電流の調整が終了したら、Ｍ１，Ｍ２
をオフさせた状態で出力アンプ４側の出力トランジスタ
Ｍ１'またはＭ２'をオンさせて、アイドリング用の定電
流源源（Ｉ２，Ｉ３に相当）から電流を流してＭ１'ま
たはＭ２'のオン抵抗をコンパレータ３５'で検出し、ア
イドリング用定電流源の電流値の調整を行なうようにす
ればよい。
【００７８】なお、実施例では、アイドリング電流調整
用のレジスタ３６を設け、電源投入時に、出力トランジ
スタのオン抵抗の検出を行なってコンパレータ３５の判
定結果を直接レジスタ３６に保持するようにしている
が、コンパレータ３５の判定結果をコントローラ２６０
へ送って、このコントローラ２６０がアイドリング電流
調整情報を生成してレジスタ３６に設定するように構成
することも可能である。
【００７９】上述したように、本発明に係る磁気ディス
ク記憶装置では、磁気ヘッドをシークまたはトラッキン
グ移動させるボイスコイルモータを、その駆動量の大き
さに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて
行わせることができるとともに、そのパルスとリニアの
両駆動を共に同じ出力アンプにて行わせるものである
が、パルス駆動時には大振幅高スルーレートでボイスコ
イルモータを駆動することにより、シーク時間の短縮に
よるアクセスの高速化が可能になっている。また、リニ
ア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生およびリード／ライ
トエラーを誘発するおそれがある発熱を共に最小限に抑
えながら、トラッキング時における磁気ヘッド位置決め
制御を高精度化することができる。このようにして、本
発明では、パルス駆動とリニア駆動を同じ出力アンプを
共用しながら、両方式の駆動をそれぞれに最適な条件で
行わせることを可能にしている。
【００８０】以上、本発明者によってなされた発明を実
施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実
施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しな
い範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例
えば、上記実施例においては、出力トランジスタのオン
抵抗の検出を行なうコンパレータ３５とその判定結果を
保持するレジスタ３６を設けているが、コンパレータ３
５とレジスタ３６の代わりにヒューズ素子のようなプロ
グラム可能な素子を設けて、定電流源Ｉ２，Ｉ３の電流
値の調整を行なうようにすることも可能である。この場
合、出力トランジスタのオン抵抗の検出および電流調整
は、電源投入時でなく製造工程の最終段階で行なうよう
にすることができる。
【００８１】また、コンパレータ３５もしくはＡＤ変換
回路を設けないで、予め出力トランジスタのオン抵抗を
検出して電流調整量を決定しておいて、電源投入時等に
アイドリング電流の大きさを指示するアイドリング設定
情報をコントローラ２６０からモータ駆動回路１１０へ
送って上記レジスタ３６に設定するようにしても良い。
さらに、このように設定値をコントローラ２６０から送
るような構成においては、アイドリング電流調整情報を
設定するレジスタをシリアルポート１１１内に設けてお
くようにすることも可能である。そして、このレジスタ
には、アイドリング電流の調整情報の他に、モードを指
定する情報や出力波形のスルーレートを指示するスルー
レート指定情報を設定するようにしても良い。
【００８２】以上の説明では主として本発明者によって
なされた発明をその背景となった利用分野であるハード
ディスクを記憶媒体とする磁気ディスク記憶装置に適用
した場合について説明したが、本発明にそれに限定され
るものでなく、フレキシブルディスクを記憶媒体とする
磁気ディスク記憶装置にも利用することができる。
【００８３】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以
下のとおりである。すなわち、磁気ディスク記憶装置に
おいて、磁気ヘッドをシークまたはトラッキング移動さ
せるボイスコイルモータを、その駆動量の大きさに応じ
て、パルス駆動またはリニア駆動を切り替えて行わせる
のに際し、上記ボイスコイルモータを、その駆動量の大
きさに応じて、パルス駆動またはリニア駆動を切り替え
て行わせることができるとともに、そのパルスとリニア
の両駆動を共に同じ出力アンプにてそれぞれ最適に行わ
せることができる。
【００８４】また、構成を複雑化および大規模化するこ
となく、シーク時間の短縮によるアクセスの高速化を可
能にする一方、リニア駆動時には、ＥＭＩノイズの発生
およびリード／ライトエラーを誘発するおそれがある発
熱を共に最小限に抑えながら、トラッキング時における
磁気ヘッド位置決め制御を高精度化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用される磁気ディスク記憶装置の概
要を示すブロック図である。
【図２】本発明が適用される磁気ディスク記憶装置を構
成するボイスモータ駆動回路の構成例を示すブロック図
である。
【図３】図２に示したボイスモータ駆動回路のシーク時
の電流指令値とトラッキング時の電流指令値の関係を示
すタイミングチャートである。
【図４】本発明で使用するＶＣＭドライバの一実施例を
示す回路構成図である。
【図５】図４に示したＶＣＭドライバの「パルス駆動モ
ード」から「リニア駆動モード」に切り替わる際の要部
における動作例を示すタイミングチャートである。
【図６】図４に示したＶＣＭドライバを構成する出力ア
ンプの具体的な回路例を示す回路図である。
【図７】図４に示した出力アンプのリニア駆動モードに
おける各信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図８】図４に示した出力アンプのパルス駆動モードに
おける各信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図９】出力トランジスタにアイドリング電流を流さな
いときのアンプ３２の入力電圧−出力電流特性Ａと、ア
イドリング電流を流したときの入力電圧−出力電流特性
Ｂを示すアンプ入出力特性である。
【図１０】実施例のボイスコイルモータ駆動回路におけ
る出力トランジスタのオン抵抗を検出するコンパレータ
の動作を説明する回路図である。
【符号の説明】
１ 制御アンプ ２ ＰＷＭコンパレータ ３，４ プッシュプル方式の出力アンプ ５ 電流センスアンプ ６ サンプル・ホールド（サンプル・ホールド）回路 ７ タイミング制御回路 ８ ラッチ回路 ９ 振幅制御回路 １０ 三角波発生回路 １１ ボイスコイルモータ ３１ 出力アンプの初段アンプ ３２ 差動アンプ（差動入力２相出力） ３３，３４ 差動アンプ（ボルテージフォロワ） ３５ コンパレータ（Ａ／Ｄ変換器） ３６ アイドリング電流調整用レジスタ Ｍ１ プッシュ駆動側出力トランジスタ Ｍ２ プル駆動側出力トランジスタ Ｍ５ Ｍ１とカレントミラーをなすＭＯＳトランジスタ Ｍ６ Ｍ２とカレントミラーをなすＭＯＳトランジスタ Ｉ２，Ｉ３ アイドリング電流用定電流源 Ｒ４，Ｒ５ アイドリング電流調整用の抵抗 Ｃ１ 容量（位相補償） Ｒs 出力電流検出用抵抗 ＰＷＭ／ＬＩＮ 駆動モード切替え信号 ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 黒岩 洋 東京都小平市上水本町５丁目22番１号 株 式会社日立超エル・エス・アイ・システム ズ内 (72)発明者 鴻上 康彦 東京都小平市上水本町５丁目22番１号 株 式会社日立超エル・エス・アイ・システム ズ内 Ｆターム(参考） 5D088 PP01 QQ06 RR03 UU01 5D096 RR01 RR12 5H540 AA08 BA06 BB05 EE02 EE05 EE08 EE09 EE14 FC02

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 回転駆動される磁気記憶ディスク上の記
    憶トラックに対して情報のリードを行なう磁気ヘッド
    と、この磁気ヘッドを前記ディスク上にて移動させるボ
    イスコイルモータと、前記磁気ヘッドのリード状態を監
    視しながら前記ボイスコイルモータの駆動電流をフィー
    ドバック制御することにより前記磁気ヘッドの位置決め
    制御を行なう磁気ヘッド駆動制御手段とを有する磁気デ
    ィスク記憶装置であって、 前記磁気ヘッド駆動制御手段は、 前記ボイスコイルモータをリニア制御で駆動するリニア
    駆動モードと、前記ボイスコイルモータをパルス幅制御
    で駆動するパルス駆動モードとを有し、 前記リニア駆動モードと前記パルス駆動モードを共通の
    出力アンプを用いて行わせ、 前記出力アンプは、プッシュ駆動用出力トランジスタと
    プル駆動用出力トランジスタとを備えた出力回路を有
    し、 前記出力回路はリニア駆動モード時にはＡＢ級動作が設
    定され、パルス駆動モード時にはＢ級動作が設定される
    ことを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
  2. 【請求項２】 請求項１において、前記出力アンプは、
    前記出力トランジスタのアイドリング電流を設定する回
    路パラメータが、リニア駆動モード時とパルス駆動モー
    ド時とで異なるように可変設定されることにより、ＡＢ
    級とＢ級の動作が切替設定されることを特徴とする磁気
    ディスク記憶装置。
  3. 【請求項３】 請求項１または２において、前記出力ト
    ランジスタにアイドリング電流を流す電流源を備えると
    ともに、このアイドリング用電流源の電流値が調整可能
    に構成されていることを特徴とする磁気ディスク記憶装
    置。
  4. 【請求項４】 請求項３において、前記アイドリング用
    電流源の電流値の調整情報を設定する設定手段を備える
    ことを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
  5. 【請求項５】 請求項４において、前記出力回路の出力
    に現れる電圧を検出可能な出力電圧検出手段を備え、こ
    の出力電圧検出手段は、前記プッシュ駆動用出力トラン
    ジスタまたは前記プル駆動用出力トランジスタのいずれ
    か一方をオフさせ、その他方にアイドリング電流を流し
    た状態にて、前記出力の電圧を検出可能に構成され、そ
    の検出結果に基づいて前記設定手段への調整情報の設定
    が行なわれることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
  6. 【請求項６】 請求項５において、前記出力電圧検出回
    路の検出出力は、磁気ヘッド駆動制御手段に対して駆動
    電流指令値を与える制御手段に送られ、その制御手段に
    より決定された前記アイドリング用電流源の調整情報が
    前記設定手段へ送られて設定されるように構成されてい
    ることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
  7. 【請求項７】 請求項１から６のいずれかにおいて、前
    記出力アンプはリニア駆動モード時に高スルーレートに
    設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
  8. 【請求項８】 請求項１から７のいずれかにおいて、前
    記出力アンプはパルス駆動モード時に高スルーレートに
    設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
  9. 【請求項９】 回転駆動される磁気記憶ディスク上の記
    憶トラックに対して情報のリードを行なう磁気ヘッド
    と、この磁気ヘッドを前記ディスク上にて移動させるボ
    イスコイルモータと、前記磁気ヘッドのリード状態を監
    視しながら前記ボイスコイルモータの駆動電流をフィー
    ドバック制御することにより前記磁気ヘッドの位置決め
    制御を行なう磁気ヘッド駆動制御手段とを有する磁気デ
    ィスク記憶装置であって、 前記磁気ヘッド駆動制御手段は、 前記ボイスコイルモータをリニア制御で駆動するリニア
    駆動モードと、前記ボイスコイルモータをパルス幅制御
    で駆動するパルス駆動モードとを有し、 前記ボイスコイルモータの駆動電流が第１の値のときに
    前記リニア駆動モードを実行させ、上記第１の値より駆
    動電流が高いときに前記パルス駆動モードを実行させ、 前記リニア駆動モードと前記パルス駆動モードを共通の
    出力アンプを用いて行わせ、 前記出力アンプは、プッシュ駆動用出力トランジスタと
    プル駆動用出力トランジスタとを備えた出力回路を有
    し、 前記出力アンプはリニア駆動モード時に低スルーレート
    に設定されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
  10. 【請求項１０】 請求項９において、前記出力アンプは
    パルス駆動モード時に高スルーレートに設定されること
    を特徴とする磁気ディスク記憶装置。
  11. 【請求項１１】 請求項９または１０において、前記出
    力回路はリニア駆動モード時にはＡＢ級動作が設定さ
    れ、パルス駆動モード時にはＢ級動作が設定されること
    を特徴とする磁気ディスク記憶装置。
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