KR100865609B1

KR100865609B1 - 자기디스크 기억장치

Info

Publication number: KR100865609B1
Application number: KR1020020009474A
Authority: KR
Inventors: 쿠로이와히로시; 코카미야스히코
Original assignee: 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼; 가부시키가이샤 히타치초에루.에스.아이.시스테무즈
Priority date: 2001-05-30
Filing date: 2002-02-22
Publication date: 2008-10-27
Also published as: US6757129B2; KR20030010477A; JP2003052194A; US20020181141A1; JP3871200B2

Abstract

구성을 복수화 및 대규모화 하지 않고, 시크 시간의 단축에 의한 액세스의 고속화를 가능하게 하는 한편, 리니어 구동시에는, EMI 노이즈의 발생 및 리드/라이트 에러를 유발할 우려가 있는 발열을 동시에 최소한으로 억제하면서, 트랙킹시에 있어서의 자기헤드 위치결정 제어를 고정밀도화 한다.

회전 구동되는 자기기억 디스크(100)상의 기억트랙킹에 대하여 정보의 리드 및/또는 라이트를 행하는 자기헤드(106)를 보이스 코일모터(108)로 구동하는 자기디스크 기억장치로서, 그 자기헤드의 리드상태를 감시하면서 보이스 코일모터의 구동전류를 피드백 제어함으로써 자기헤드의 위치결정 제어를 행하는 자기헤드 구동제어 수단에, 보이스 코일모터를 리니어 제어로 구동하는 리니어 구동모드와, 보이스 코일모터를 펄스폭 제어로 구동하는 펄스구동 모드를 구비한다. 보이스 코일모터의 구동전류가 적을 때에는 리니어 구동모드를 실행시키고, 많을 때에는 펄스구동 모드를 실행시킨다. 리니어 구동모드와 펄스구동 모드는 공통의 출력앰프(3, 4)를 이용하여 행한다. 출력앰프는, 푸시구동용 출력 트랜지스터(M1)와 풀구동용 출력 트랜지스터(M2)에 의한 푸시 풀 방식의 출력회로로 하고, 리니어 구동모드시에는 AB급 동작이 설정되며, 펄스구동 모드시에는 B급 동작이 설정되도록 한다.

Description

자기디스크 기억장치{Magnetic Disk Storage Device}

도 1은 본 발명이 적용되는 자기디스크 기억장치의 개요를 나타내는 블록도,

도 2는 본 발명이 적용되는 자기디스크 기억장치를 구성하는 보이스 코일모터 구동회로의 구성예를 나타내는 블록도,

도 3은 도 2에 나타낸 보이스 코일모터 구동회로의 시크시의 전류지령치와 트랙킹시의 전류지령치의 관계를 나타내는 타이밍 차트,

도 4는 본 발명에서 사용하는 VCM 드라이버의 일실시예를 나타내는 회로 구성도,

도 5는 도 4에 나타낸 VCM 드라이버의 「펄스구동 모드」에서 「리니어 구동모드」로 전환하는 때 요부에서의 동작예를 나타내는 타이밍 차트,

도 6은 도 4에 나타낸 VCM 드라이버를 구성하는 출력앰프의 구체적인 회로예를 나타내는 회로도,

도 7은 도 4에 나타낸 출력앰프의 리니어 구동모드에서의 각 신호의 변화를 나타내는 타이밍 차트,

도 8은 도 4에 나타낸 출력앰프의 펄스구동 모드에서의 각 신호의 변화를 나타내는 타이밍 차트,

도 9는 출력 트랜지스터에 아이들링 전류를 흐르게 하지 않을 때의 앰프(32)의 입력전압-출력전류 특성(A)과, 아이들링 전류를 흐르게 했을 때의 입력전압-출력전류 특성(B)을 나타내는 앰프 입출력 특성,

도 10은 실시예의 보이스 코일모터 구동회로에서의 출력 트랜지스터의 온 저항을 검출하는 콤퍼레이터의 동작을 설명하는 회로도이다.

[부호의 설명]

1 제어앰프 2 PWM 콤퍼레이터

3, 4 푸시 풀 방식의 출력앰프 5 전류센스 앰프

6 샘플 ·홀드(샘플 ·홀드) 회로

7 타이밍 제어회로 8 래치회로

9 진폭제어 회로 10 삼각파 발생회로

11 보이스 코일모터 31 출력앰프의 초단앰프

32 차동앰프(차동입력 2상출력)

33, 34 차동앰프(볼티지 폴로우어)

35 콤퍼레이터(A/D 변환기) 36 아이들링 전류 조정용 레지스터

M1 푸시구동측 출력트랜지스터 M2 풀구동측 출력트랜지스터

M5 M1과 커렌트 미러를 이루는 MOS 트랜지스터

M6 M2와 커렌트 미러를 이루는 MOS 트랜지스터

I2, I3 아이들링 전류용 정전류원

R4, R5 아이들링 전류 조정용의 저항

C1 용량(위상보상) Rs 출력전류 검출용 저항

PWM/LIN 구동모드 전환신호 SW1~SW4 스위치

본 발명은, 자기디스크 기억장치의 제어기술, 더욱이, 회전 구동되는 자기기억 디스크상의 기억트랙에 대하여 정보의 리드/라이트를 행하는 자기헤드를 이동시키는 보이스 코일모터의 제어기술에 관한 것이다.

자기디스크 기억장치는, 고속으로 회전 구동되는 자기기억 디스크상의 기억트랙에 대하여 정보의 리드/라이트를 행하는 자기헤드와, 이 자기헤드를 상기 디스크상에 시크(seek) 및 트랙킹(tracking) 이동시키는 보이스 코일모터와, 상기 자기헤드의 리드상태를 감시하면서 상기 보이스 코일모터의 구동전류를 제어하는 것에 의해 상기 자기헤드의 위치결정을 행하는 보이스 코일모터 구동제어 회로를 갖는다.

자기디스크 기억장치의 정보기억 밀도는 매년 높아지고 있지만, 이것에 따라 자기헤드의 위치결정 제어도 매우 고정밀도가 요구되도록 되어 왔다. 그래서, 상기 보이스 코일모터의 구동전류를 해당 구동전류의 검출치에 의거하여 피드백 제어함으로써 상기 자기헤드의 위치결정을 행하는 방식이 채용되고 있다. 그리고, 그 자기헤드를 이동시키는 보이스 코일모터의 구동에는 일반적으로, 보이스 코일모터의 구동전류량을 연속적으로 변화시키는 리니어 구동방식이 채용되고 있었다.

상술한 기술에는, 다음과 같은 문제가 있는 것이 본 발명자들에 의해 명백해졌다.

즉, 자기디스크 기억장치로는 기억의 고밀도화와 동시에 액세스의 고속화도 요구되고 있다. 고속 액세스를 실현하기 위해서는 자기헤드를 소정의 기억트랙까지 이동시키는 시간 소위 시크(seek)시간을 단축시키지 않으면 안되지만, 그러기 위해서는 보이스 코일모터의 구동전류를 증대시키킬 필요가 있다. 그러나 보이스 코일모터 구동전류를 증대시키면, 그 구동전류를 리니어하게 제어하기 위한 전력손실이 증대하고, 이것에 따라 발열량이 증대한다. 이 시크시의 발열은 자기헤드나 자기기억 디스크의 동작이나 특성 등에 악영향을 미치고, 이것에 의해, 예컨대 리드/라이트 에러가 발생하기 쉬워지는 등의 폐해가 발생한다.

상기 발열을 감소시키기 위해, 본 발명자는, 상기 보이스 코일모터 구동전류를 펄스폭 변조제어(이하, PWM 제어)하는 것을 검토했다. 즉, 보이스 코일모터 구동전류의 양을 연속적으로 변화시키지 않고, 그 구동전류의 통전/비통전 시간비(소위 듀티)를 변화시키는 것에 의해 보이스 코일모터의 구동제어를 행하는 펄스구동 방식을 검토했다. 이 경우, 보이스 코일모터 구동전류의 양을 최대치 부근에 고정하고, 그 통전/비통전 시간비를 변화시킴으로써 보이스 코일모터의 구동제어를 행한다. 이 구동방식은 일종의 스위칭 제어로서, 전력손실의 저감에는 매우 효과가 있다고 되어 있다.

그러나, 펄스구동 방식은 전력손실의 저감에 의한 발열량 제어에는 유효하지만, 상술한 리니어 구동방식에 비해 제어정밀도, 특히 자기헤드의 이동량이 작은 트랙킹 시에서의 자기헤드 위치결정 정밀도를 충분하게 확보하는 것이 곤란하게 된다.

그래서, 본 발명자는 자기헤드를 고속으로 시크 이동시키기 위해 큰 구동전류가 필요할 때에는 PWM 제어에 의한 구동(펄스구동 모드)을 행하고, 트랙킹을 위해 소진폭이지만 고정밀도의 구동제어가 필요할 때에는 리니어 제어에 의한 구동(리니어 구동모드)을 행하는 것을 검토했다. 이 경우, 펄스구동과 리니어 구동을 별도의 출력앰프로 행해지도록 하면, 구성이 대규모이며 또한 복잡하게 되고 만다. 특히, 보이스 코일모터와 출력앰프 사이의 전환이 매우 복잡하고 또한 번거로와진다. 구성을 복잡 혹은 대규모로 하지 않기 위해서는, 펄스구동과 리니어 구동을 동시에 같은 출력회로로 행하는 것이 합리적이다.

즉, 보이스 코일모터에 구동전류를 공급하는 출력앰프를 펄스 구동시와 리니어 구동시로 공용시킨다. 이를 위해서는, 그 출력앰프의 입력을 제어량의 크기에 따라 펄스구동 또는 리니어 구동 하도록 구성한다. 펄스 구동시에는, PWM 제어된 펄스신호를 상기 출력앰프에 입력시킨다. 이 경우, 그 펄스신호는, 출력앰프를 그 다이나믹 랜지(dynamic range) 한도내에 동작시키는 것이 가능하도록 충분한 진폭을 갖게 한다. 이것에 의해, 출력앰프는 출력이 포화하는 풀 랜지(full range)로 동작하면서, 보이스 코일모터에 구동전류를 통전한다.

리니어 구동시에는, 제어량의 변화에 따라 레벨이 리니어하게 변화하는 입력신호를 상기 출력앰프에 입력시킴으로써, 보이스 코일모터를 리니어 구동한다. 이 경우, 그 입력신호는, 출력앰프의 다이나믹 랜지 내에 충분하게 수용하는 소진폭의 신호이며, 특히, 헤드위치를 미세하게 정밀 제어하는 트랙킹 시에서는, 출력앰프는 제로(0) 레벨 출력에 근접한 상태로 보이스 코일모터에 구동전류를 통전한다.

상술한 바와 같이, 출력앰프는 펄스 구동시와 리니어 구동시로 공통화 할 수 있다. 이것에 의해, 구성을 복잡화 및 대규모화 하지 않고, 보이스 코일모터를 시크 시와 트랙킹 시로 각각에 적합한 방식(펄스/리니어)으로 구동하는 것이 가능하게 된다.

그러나, 상술한 펄스/리니어의 하이브리드(hybrid) 구동방식으로는 다음과 같은 문제가 발생되는 것이 판명되었다.

즉, PWM 구동을 효율 좋게 행하기 위해서는, 대진폭이며 또한 고(高) 스루레이트로 동작할 수 있는 출력앰프가 필요하게 된다. 펄스구동 방식으로는, 구동전류를 고속으로 스위칭 제어함으로써 전력손실을 저감시킬 수 있지만, 스루레이트가 낮으면, 스위칭시의 전력손실(switching loss)이 크게 되어 펄스구동 방식의 이점이 낮아진다. 과잉한 고 스루레이트는 EMI 노이즈를 증가시킬 우려가 있지만, 펄스구동 방식의 종래 이점을 살리기 위해서는, 어느정도 이상의 스루레이트는 필요하다.

보이스 코일모터의 구동에는, 전류를 밀어내는 소스출력과 전류를 끌어들이는 싱크(sink)출력의 양 동작이 가능한 앰프를 사용하지 않으면 안된다. 이와 같은 출력동작을 행하는 앰프는, 전류를 밀어내는 양(소스 혹은 푸시전류)을 제어하는 출력소자와 전류의 끌어들이는 양(싱크 혹은 풀 전류)을 제어하는 출력소자를 직렬접속(종적(縱積))한다. 즉 소위 풀 방식의 출력회로를 사용한다. 푸시 풀 방식의 출력회로는, 전원의 플러스 측과 마이너스 측의 사이에서 푸시(소스)구동용의 출력 트랜지스터와 풀(sink)구동용 출력트랜지스터를 직렬접속함과 동시에, 그 중간 접속점(노드)에서 출력을 추출하는 형태로 되어 있다.

상술한 푸시 풀 방식의 출력앰프에서는, 푸시측 트랜지스터에서 풀측 트랜지스터로 빠지는 관통전류가 문제가 된다. 이 관통전류가 많아지면, 출력에 기여하지 않는 무효한 소비전력이 증대한다. 또, 관통전류가 너무 흐르면, 그것에 의해 출력 트랜지스터가 파손하는 것도 있다. 이 때문에, 관통전류는 될 수 있는 한 작게 하는 것이 바람직하다. B급 동작의 출력앰프로는, 푸시측 트랜지스터와 풀측 트랜지스터 중 어느 한쪽이 반드시 오프상태로 되는 동작조건을 설정함으로써, 관통전류를 차단하도록 하고 있다.

그러나, 양호한 리니어 특성을 얻기 위해서는, 어느 정도의 관통전류를 허용할 필요가 있다. B급 앰프로는 출력 제로(0) 부근 즉 제로 크로스(cross) 부근에, 푸시측과 풀측의 양 트랜지스터의 한쪽이 온 상태에서 오프 상태, 다른 쪽이 오프상태에서 온 상태로 각각 전환될 때에, 소위 스위칭 노이즈가 발생한다. 보이스 코일모터를 리니어 구동할 경우, 출력 제로 부근에서 발생하는 스위칭 노이즈는 그 출력 제로 부근에서 행해지는 트랙킹 제어의 정밀도와 안정성을 잃는다.

다른 한편, 보이스 코일모터를 펄스구동할 경우는, 상술한 바와 같이, 고진폭 고 스루레이트 출력앰프가 필요하게 된다. 그런데, 고 스루레이트 앰프는 관통전류가 매우 흐르기 쉽고, 특히, 풀 랜지에서 스위칭 동작하게 되어 있는 출력앰프에 있어서, 푸시측과 풀측의 양 트랜지스터가 매우 단시간이라도 동시 온 상태가 되면, 그 동시 온의 순간에 매우 큰 관통전류가 흘러, 최악의 경우, 트랜지스터나 전원의 파괴에 이르는 경우가 있다. 거기까지 이르지 않아도, EMI의 원인이 되는 큰 과도 노이즈가 발생한다. 그 관통전류는, 보이스 코일모터를 리니어 구동할 경우라도, 소비전력이 증대한다는 문제를 초래하므로, 과대하게 되는 것은 피하는 편이 좋다.

상술한 바와 같이, 펄스구동에서는, 대진폭 고 스루레이트(slew rate)로 보이스 코일모터를 구동하는 것이 바람직하지만, 스루레이트가 너무 높으면 EMI 노이즈가 커진다는 배반(背反)이 발생한다. 한편, 스루레이트가 낮으면, 이번에는, 스위칭 로스에 의한 소비전력 증가라는 문제가 발생한다. 또, 펄스구동일 경우, 제어신호 중 약간의 어긋남이라도 출력 트랜지스터에 관통전류가 흐르게 되므로, 관통전류에 의한 소비전력의 증가에도 유의하지 않으면 안된다.

그 밖에, 출력 트랜지스터에는 큰 전류가 흐르기 때문에, 내부소자에 비해 사이즈가 큰 소자가 사용된다. 또, 출력 트랜지스터로서 외부소자가 이용되는 것도 있다. 이와 같이 출력 트랜지스터와 내부소자와의 사이즈비가 크면, 제조 편차에 의한 소자의 특성차가 커진다. 특히, 외부소자를 이용했을 경우에는, 외부소자는 제조 프로세스가 다르므로 이것을 구동하는 내부소자 특성과의 차가 더욱 커진다.

이 때문에, 리니어 구동시에 출력전류의 리니어 특성을 좋게하기 위해 상기 아이들링 전류를 흐르도록 했을 경우, 소자 특성 차에 의해 그 아이들링 전류의 편차가 크게 되어 버려, 소비전력이 예상 이상으로 많게 되어 발열이 증가하거나, 소비전력은 적지 않지만 스위칭 노이즈가 크게 되어 버리거나 하는 등, 보이스 코일모터를 정밀하게 리니어 구동하는 데 있어 최적인 동작이 얻어지지 않게 된다는 문제가 발생한다.

상술한 바와 같이, 자기디스크 기억장치에서, 자기헤드를 시크(seek) 또는 트랙킹 이동시키는 보이스 코일모터를, 그 구동량의 크기에 따라, 펄스구동 또는 리니어 구동을 전환하여 행하는 하이브리드 구동방식은, 소비전력이나 제어정밀도 등의 면에서 큰 이점이 기대되는 한편, 펄스와 리니어의 양 구동을 동시에 같은 출력앰프를 이용하여 행한다고 하면, 상술한 바와 같이 여러가지의 배반하는 문제가 생기는 것이 판명되었다.

본 발명의 목적은, 자기헤드를 시크 또는 트랙킹 이동시키는 보이스 코일모터를, 그 구동량의 크기에 따라, 펄스구동 또는 리니어 구동을 전환하여 행할 수 있음과 동시에, 그 펄스와 리니어의 양 구동을 동시에 같은 출력앰프로 각각 최적하게 행할 수 있는 기술을 제공하는데 있다.

더욱이, 펄스 구동시에는 대진폭 고 스루레이트로 보이스 코일모터를 구동함으로써, 시크 시간의 단축에 의한 액세스의 고속화를 가능하게 하는 한편, 리니어 구동시에는, EMI 노이즈의 발생 및 리드/라이트 에러를 유발할 우려가 있는 발열을 동시에 최소한으로 억제하면서, 트랙킹시에서의 자기헤드 위치결정 제어를 고정밀도화 할 수 있는 기술을 제공하는데 있다.

본 발명의 상기 및 그 밖의 목적과 특징은, 본 명세서의 기술 및 첨부 도면으로 명백해질 것이다.

본원에 있어서 개시되는 발명 중, 대표적인 것의 개요를 간단하게 설명하면, 다음과 같다.

즉, 회전구동 되는 자기기억 디스크상의 기억트랙에 대하여 정보의 리드 및/또는 라이트를 행하는 자기헤드를, 보이스 코일모터로 구동하는 자기디스크 기억장치로서, 그 자기헤드의 리드 상태를 감시하면서 보이스 코일모터의 구동전류를 피드백 제어함으로써 자기헤드의 위치결정 제어를 행하는 자기헤드 구동제어 수단에, 보이스 코일모터를 리니어 제어로 구동하는 리니어 구동모드와, 보이스 코일모터를 펄스폭 제어로 구동하는 펄스진동 모드를 구비한다. 보이스 코일모터의 구동전류가 적을 때에는 리니어 구동모드를 실행시키고, 많을 때에는 펄스구동 모드를 실행시킨다. 리니어 구동모드와 펄스구동 모드는 공통의 출력앰프를 이용하여 행한다. 출력앰프는, 푸시구동용 출력 트랜지스터와 풀구동용 출력 트랜지스터에 의한 푸시 풀 방식의 출력회로로 하고, 리니어 구동모드시에는 AB급 동작이 설정되며, 펄스구동 모드시에는 B급 동작이 설정되도록 한다.

상기 수단에 의하면, 자기헤드를 시크 또는 트랙킹 이동시키는 보이스 코일모터를, 그 구동량의 크기에 따라, 펄스구동 또는 리니어 구동을 전환하여 행할 수 있음과 동시에, 그 펄스와 리니어의 양 구동을 동시에 같은 출력앰프로 각각 최적하게 행할 수 있다. 따라서, 보이스 코일모터를 시크시와 트랙킹시에서 각각에 적합한 방식(펄스/리니어)으로 구동할 수 있다.

또, 상기 자기디스크 기억장치에서, 리니어 구동시에 저(低) 스루레이트 또는 펄스 구동시에 고 스루레이트로, 보이스 코일모터를 구동하는 것에 의해서도, 자기헤드를 시크 또는 트랙킹 이동시키는 보이스 코일모터를, 그 구동량의 크기에 따라, 펄스구동 또는 리니어 구동을 전환하여 행할 수 있음과 동시에, 그 펄스와 리니어의 양 구동을 동시에 같은 출력앰프로 각각 양호하게 행할 수 있다.

따라서, 구성을 복잡화 및 대규모화 하지 않고, 시크 시간의 단축에 의한 액세스의 고속화를 가능하게 하는 한편, 리니어 구동시에는, EMI 노이즈의 발생 및 리드/라이트 에러를 유발할 우려가 있는 발열을 동시에 최소한으로 억제하면서, 트랙킹시에서의 자기헤드 위치결정 제어를 고정밀도화 할 수 있다.

(발명의 실시형태)

이하, 본 발명의 적절한 실시형태를, 도면을 참조하면서 설명한다.

도 1은 본 발명의 기술이 적용된 자기디스크 기억장치의 개요을 나타낸다.

동도에 나타내는 자기디스크 기억장치는 자기기억 디스크(100), 상기 자기기억 디스크(100)를 회전 구동시키는 스핀들 모터(102), 상기 자기기억 디스크(100)상의 기억트랙에 대하여 정보의 리드/라이트를 행하는 자기헤드(106), 이 자기헤드(106)를 상기 디스크(100)상에서 지름방향으로 이동시키는 보이스 코일모터(108), 이 보이스 코일모터(108)를 구동하는 모터구동 회로(110), 상기 자기헤드(106)의 판독신호로부터 위치정보를 판독하는 신호처리 회로(신호처리IC)(230), 이 신호처리 회로(230)가 판독한 위치정보에 의거하여 상기 모터구동 회로(110)에 구동전류 지령치(CRNT)를 전송하는 컨트롤러(260) 등을 갖는다.

여기서, 컨트롤러(260)는, 자기디스크 기억장치 전체의 동작을 맡는 마이크로 컴퓨터(CPU)(261)와, 이 마이크로 컴퓨터(261)에서의 위치지령(목표트랙 위치정보)과 상기 신호처리 회로(230)에서의 헤드위치 정보에 의거하여 구동전류 지령치 를 생성하는 보상회로(262)를 갖는다. 이 보상회로(262)가 생성하는 구동전류 지령치는, 상술한 바와 같이, 상기 모터구동 회로(110)로 전송된다.

또, 이 실시예에 있어서는, 리니어 구동과 PWM 구동을 전환하는 모드지령 신호(MODE)와, PWM 구동에서의 스루레이트를 지시하는 스루레이트 설정신호(SR)가 컨트롤러(260)에서 생성되어 모터구동 회로(110)에 공급되도록 구성되어 있다.

모터구동 회로(110)는, 도 2에 나타나 있는 바와 같이, 컨트롤러(260)와의 사이에서 시리얼로 데이터의 송수신을 행하는 시리얼 포트(111)와, 컨트롤러(260)에서 디지털 데이터로서 전송되는 구동전류 지령치(CRNT)를 아날로그 형식의 구동전류 지령치로 변환하는 D/A 변환기(112)와, 그 아날로그 형식의 구동전류 지령치에 의거하여 보이스 코일모터(108)에 구동전류를 통전하는 VCM 드라이버(114)와, 보이스 코일모터(108)의 코일에 유기되는 역기전압(역기전력)을 검출하는 역기전압 검출회로(115)와, 상기 역기전압 검출회로(115) 및 상기 VCM 드라이버(114)가 필요로 하는 기준전압(Vref)을 발생하는 기준전압 발생회로(116)와, 상기 역기전압 검출회로(115)에 의해 검출된 역기전압을 AD변환하는 AD변환회로(117)를 내장한다.

컨트롤러(260)로 생성된 상기 구동전류 지령치(CRNT)는 시리얼 포트(111)를 통하여 D/A 변환기(112)로, 또 모드지령 신호(MODE)와 스루레이트 설정신호(SR)는 시리얼 포트(111)를 통하여 VCM 드라이버(114)에 공급된다. 한편, 변환회로(117)에서 디지털 데이터로 변환된 역기전압은, 시리얼 포트(111)를 통하여 컨트롤러(260)로 전송되고, 컨트롤러(260)는 수신한 역기전압에서 헤드의 이동속도를 인식한다.

컨트롤러(260)는, 이동속도에 따라 동작모드를 결정하고, 모드지령 신호(MODE)를 모터구동 회로(110)에 전송하여 지령을 주며, 상기 VCM 드라이버(114)는, 지정된 동작모드에 따라 보이스 코일모터(108)를 구동한다. 구체적으로는, 상기 자기헤드(106)의 이동 구동량이 작은 리드시 또는 라이트시에는 보이스 코일모터(108)의 구동전류를 리니어 제어하는「리니어 구동모드 」가 지정되어 VCM 드라이버(114)에 의해 실행된다. 또, 상기 자기헤드(106)의 이동 구동량이 큰 시크시에는, 보이스 코일모터(108)의 코일의 구동전류를 PWM 제어하는「펄스구동 모드」가 지정되고, VCM 드라이버(114)가 지정된 모드에 따라 모터의 구동전류를 제어하도록 구성되어 있다. 상기 각 모드의 내용에 대해서는 후에 상세히 설명한다.

또한, 컨트롤러(260)는, 보상회로(262)가 생성하는 구동전류 지령치가 지시하는 구동전류치의 크기를 소정의 문턱치로 레벨 분별하고, 이 레벨 분별의 결과에 의거하여 모드지령 신호(MODE)를 생성하며 상기 모터구동 회로(110)에 전송하여 동작모드를 지정한다. 이 모드지령 신호(MODE)는, 보상회로(262)가 생성하는 구동전류 지령치가 소정의 문턱치 미만일 경우는 「리니어 구동모드」를 지시하고, 그 구동전류 지령치가 문턱치 이상일 경우는 「펄스구동 모드」를 지시한다. 상기 VCM 드라이버(114)는, 상기 모드지령 신호(MODE)에 따라 「리니어 구동모드」또는 「펄스구동 모드」중 어느 하나에 전환하여 실행하도록 구성되어 있다.

상술한 바와 같은 자기헤드 구동시스템을 구비함으로써, 자기헤드(106)의 이동 구동량이 작은 트랙킹시에는, 보이스 코일모터 구동전류가 리니어 제어됨으로써 높은 위치결정 정밀도를 얻을 수 있다. 한편, 자기헤드(106)의 이동 구동량이 큰 시크시에는, 「펄스구동 모드」가 선택되어 보이스 코일모터의 펄스 구동됨으로써, 전력손실을 억제하면서 고속으로 자기헤드(106)를 이동시킬 수 있다. 이것에 의해, 리드/라이트 에러를 유발하는 발열이나 EMI를 효과적으로 저감시키면서, 트랙킹시에서의 자기헤드 위치결정 제어의 고정밀도화와 시크 시간의 단축에 의한 액세스의 고속화를 동시에 달성하는 것이 가능하게 된다.

도 3은, 도 2에 나타난 모터구동 회로(110)의 시크시의 전류 지령치와 트랙킹시의 전류 지령치의 관계를 타이밍 차트로 나타낸다.

도 3에 나타나 있는 바와 같이, 시크시(도 3의 T1 기간)에는 자기헤드(106)의 필요 이동량이 크므로, 이것에 따라, 컨트롤러(260)에서는 풀 랜지 즉 최대 스케일(Vmax+/Vmax-)의 구동전류 지령치(CRNT)가 발생하게 된다. 이 지령치는 D/A 변환기(112)에서 아날로그 지령치(Vmax+/Vmax-)로 변환되어 VCM 드라이버(114)에 주어진다. 그리고, VCM 드라이버(114)는, 보이스 코일모터(108)의 평균구동 전류가 그 지령치와 일치하도록, 보이스 코일모터(108)로의 구동전류를 PWM 제어하는 펄스구동 모드를 실행한다. 구동전류 지령치가 Vmax+로 됨으로써 자기헤드(106)가 고속으로 시크 구동되어, 그 후 구동전류 지령치가 Vmax-로 됨으로써 헤드의 이동에 브레이크가 걸려진다.

그리고, 자기헤드(106)가 시크 구동되어 목표의 기억트랙에 근접하면, 자기헤드(106)의 필요 이동량이 작아지므로, 이것에 따라, 컨트롤러(260)에서 발생하는 구동전류 지령치(CRNT)가 작아져, DA 변환기(112)에서 출력되는 아날로그 구동전류 지령치도 Vmax+보다 작아진다. 이 구동전류 지령치의 크기(절대치)가 소정의 문턱 치(Vth) 미만이 되면, 구동모드가 펄스구동 모드에서 리니어 구동모드로 변화된다. 이것에 의해, VCM 드라이버(114)는, 보이스 코일모터(108)의 구동전류가 리니어 제어에 의해 상기 지령치가 되는 리니어 구동모드를 실행하여, 자기헤드(106)를 고정밀도로 위치결정 제어하는 소위 트랙킹 동작을 행한다(도 3의 T2 기간).

도 4는, 상기 VCM 드라이버(114)의 실시예를 나타낸다. 또, 도 5는, 도 4의 VCM 드라이버에서의 요부 동작 타이밍 차트를 나타낸다.

도 4에 나타나 있는 바와 같이, VCM 드라이버(114)는, 제어앰프(1), PWM 콤퍼레이터(comporator)(2), 출력앰프(3, 4), 전류센스 앰프(5), 샘플 ·홀드 회로(6), 타이밍 제어회로(7), 래치회로(8), 진폭제어 회로(9), 삼각파 발생회로(10) 등에 의해 구성된다. 각 앰프(1, 3~5)는 각각 차동 입력을 갖는 연산증폭 회로에 의해 구성되며, 앰프내의 저항(R1~R14)이나 트랜지스터 등 소자의 정수를 최적으로 결정함으로써, 이득 등의 회로동작 특성이 각각 소망의 특성이 되도록 설정되어 있다.

또, 도 4에서, DAout은 컨트롤러(260)에서 주어지는 D/A 변환기(112)에서 아날로그 값으로 변환된 구동전류 지령치이며, Vps는 전원전압, Vref 및 Vcmref는 각각 회로의 동작 기준전압이다. 제어앰프(1)에 접속되어 있는 저항(Rx)과 용량(Cx)은 위상보상용 소자, Rs는 코일에 흐르는 전류를 전압(Vs)으로 변환하는 전류검출용의 저항이다. 보이스 코일모터(108)는, 코일의 인덕턴스(Lm)와, 내부저항(Rm)과 역기전압원(Vbf)에 의해 등가회로로서 표시되어 있다.

제어앰프(1)는, D/A 변환기(112)에 의해 아날로그 신호로 변환되어 저항(R1)을 통하여 입력되는 구동전류 지령치(DAout)와 샘플홀드 회로(6)로 샘플링되어 저항(R2)을 통하여 입력되는 출력전류(Sout)와의 차분을 증폭하여, 제어전압(제어목표 전압)(Vct1)으로서 출력한다.

PWM 컨버터(2)는, 삼각파 발생회로(10)에서 출력되는 삼각파 신호(Vosc)와 상기 제어전압(Vct1)을 레벨 비교함으로써, 그 제어전압(Vct1)에 따라 폭이 변화하는 펄스전류(Ipwm+, Ipwm-)를 생성한다. 즉, 제어전압(Vct1)에 의해 PWM 변조된 펄스전류(Ipwm+, Ipwm-)를 생성한다.

출력앰프(3, 4)는 저항(R7~R14)에 의해 소정의 전압이득이 설정된 전류 드라이버이고, 제어전압(Vct1) 또는 펄스전류(Ipwm+, Ipwm-)에 의해 각각 구동된다. 그리고, 출력앰프(3, 4)의 출력단자 사이에 보이스 코일모터(108)의 코일(Lm)과 센스용 저항(Rs)이 직렬로 접속되어 있고, 출력앰프(3, 4)에 의해 모터의 코일에 구동전류(Ivcm)를 흐르게 한다. 이와 같이 모터 코일의 구동은 한쌍의 출력앰프(3, 4)에 의해 쌍방향에서 행해지도록 되어 있다. 도 5에서, Vcmp는 한쪽 출력앰프(3)의 출력전압, Vcmn은 다른 쪽 출력앰프(4)의 출력전압을 각각 나타낸다.

또, 이 실시예에서는, 상기 보이스 코일모터 구동전류(Ivcm)는 전류검출용 저항(Rs)에 의해 전압으로 변환되어 센스앰프(5)에 의해 검출된다. 이 변환전압(Vs)(=Rs ×Ivcm)은, 전류센스 앰프(5)에 의해 저항(R3~R6)으로 설정되는 전압이득으로 증폭되어, 샘플 ·홀드 회로(6)에 입력된다. 샘플 ·홀드 회로(6)는, 타이밍 제어회로(7)가 생성하는 샘플링 펄스(Ps)에 동기하여 상기 전류검출 전압(Vs)을 샘플링한다. 타이밍 제어회로(7)는, 상기 삼각파 신호(Vosc)의 피크(상측 피크와 하측 피크)를 검출하고, 이 피크 검출점 마다 상기 샘플링 펄스신호(Ps)를 생성한다.

래치회로(8)는, 모드지령 신호(MODE)를 상기 샘플링 펄스(Ps)에 동기하여 래치하고, 모드전환 제어신호(PWM/LIN)를 출력한다. 도 4의 모터구동 회로는, 모드지령 신호(MODE)에 의해 동작모드로서「리니어 구동모드」가 지정되어 있는 상태가 되면, 그 후의 최초의 샘플링 펄스(Ps)에 동기하여 타이밍 제어회로(7)의 출력이 하이 레벨로 고정된다. 이것에 의해, 상기 샘플 ·홀드 회로(6)는 입력신호(전류검출 전압(Vs))를 그대로 통과시키는 상시 샘플링 상태로 설정되며, 샘플링 된 출력전류치가 제어앰프(1)에 공급된다.

한편, 모드지령 신호(MODE)에 의해 동작모드로서 「PWM 구동모드」가 지정되어 있는 상태가 되면, 전류센스 앰프(5)에 의해 증폭된 코일에 흐르는 구동전류의 검출전압(Vs)은, 샘플링 펄스(Ps)에 의해, 보이스 코일모터 구동전류(Ivcm)의 온과 오프의 중간 타이밍에서 샘플링 된다. 이 중간 타이밍에서는 보이스 코일모터 구동전류(Ivcm)의 순시치가 평균치가 되므로, 이 평균출력 전류치가 샘플링 되어 제어앰프(1)에 공급된다.

또, 모드지령 신호(MODE)에 의해 「펄스구동 모드」가 지정되어 있을 경우, 출력앰프(3과 4)는 콤퍼레이터(2)에서 출력되는 펄스전류(Ipwm+, Ipwm-)에 의거하여 동작하고, 모터코일의 PWM 펄스구동이 행해진다.

또한, 진폭제어 회로(9)는, 상기 삼각파 신호(Vosc)의 진폭(Aosc)이 전원전압(Vps)에 배열하도록 진폭제어를 행한다. 출력앰프(3, 4)에서 보이스 코일모터(108)에 공급되는 구동전류(Ivcm)는 전원전압(Vps)에 의해 변화한다. 이 때문에, 출력앰프(3, 4)를 펄스로 구동할 경우, 전원전압(Vps)이 변화하면, 그 펄스폭에 대한 전류구동 이득이 변화한다. 이 변화를 보상하기 위해, 진폭제어 회로(9)는 삼각파 신호(Vosc)의 진폭(Aosc)을 다음 식과 같이 제어한다.

Vps/Aosc = R8/R7 = R11/R12 = 일정

상술한 바와 같이, 코일을 PWM 제어할 경우, 전류센스 앰프(5)에 의해 증폭된 코일전류 검출전압(Vs)은, 상기 삼각파 신호(Vosc)의 피크에서 생성되는 샘플링 펄스(Ps)에 의해, 보이스 코일모터 구동전류(Ivcm)의 온과 오프의 중간 타이밍에서 샘플링된다. 이 중간 타이밍에서는 보이스 코일모터 구동전류(Ivcm)의 순시치가 평균치가 된다. 또, 그 중간 타이밍에서는, 구동전류(Ivcm)의 온/오프에 의한 킥 백(kick back) 노이즈의 발생도 없다. 이것에 의해, PWM 제어를 상기 보이스 코일모터 구동전류(Ivcm)의 평균치에 의거하여 정확하며 또한 안정하게 행할 수 있다.

코일을 리니어 구동할 경우, 샘플 ·홀드 회로(6)를 통하여 보이스 코일모터 구동전류(Ivcm)가 제어앰프(1)의 입력측에 연속적으로 피드백되는 것에 의해 제어가 실행된다. 또, 「펄스구동 모드」에서 「리니어 구동모드」로의 전환은, 상기 샘플링 펄스(Ps)에 동기하여 행해진다. 이것에 의해, 그 전환은, 보이스 코일모터 구동전류(Ivcm)의 순시치가 PWM 1주기의 평균치가 되는 타이밍에서 원활하게 행해진다. 도 5는 「펄스구동 모드」에 의한 시크동작에서 「리니어 구동모드」에 의한 트랙킹 동작으로 전환된 경우의 타이밍을 나타낸다.

펄스구동 모드는, 구동전류의 평균치 샘플링 펄스(Ps)에서 다음의 평균치 샘 플링 펄스(Ps)까지를 1주기로서 PWM 구동되는 샘플링 시스템이므로, 제어앰프(1)의 출력에서 보이스 코일모터의 구동단까지의 전압이득이, 양 구동모드 사이에서 일정하도록 설계되어 있을 경우, 즉 계의 루프이득이 일정할 경우, 샘플링 펄스 발생점에서, 제어앰프(1)의 출력전압 및 구동전류(Ivcm)는 양 구동모드 사이에서 완전하게 일치한다. 따라서, 전류샘플링 펄스(Ps)에 동기하여 구동모드의 전환을 행함으로써 모드 전환시의 출력변동을 원리적으로는 제로(0)로 할 수 있다.

그런데, 자기디스크 기억장치에서는 시크 에러에 의해 자기헤드가 폭주상태가 되는 것이 있다. 이 폭주상태는, 보이스 코일모터(108)의 구동단자에 나타나는 역기전압(Vbf)을 감시함으로써 검출할 수 있다. 통상의 리니어 구동에서는, 보이스 코일모터(108)의 구동전압과 보이스 코일모터(108)에 흐르는 구동전류로 상기 역기전압(Vbf)을 감시하는 것이 가능하지만, PWM 구동인 경우는, 보이스 코일모터의 구동단자로, 그 보이스 코일모터(108)의 코일 인덕턴스(Lm)에 의한 킥백(kick back) 노이즈(Ldi/dt에 의한 EMI 노이즈)가 나오기 때문에, 그 보이스 코일모터(108)의 구동단자에서 상기 역기전압(Vbf)만을 직접 검출할 수 없다.

이러한 문제에 대해서는, 상술한 바와 같이, 그 킥백 노이즈가 발생하지 않는 중간 타이밍에서 샘플링 펄스(Ps)를 생성하고, 이 샘플링 펄스(Ps)에 동기하여, 평균구동 전류를 검출하는 것 및 보이스 코일모터의 구동전압의 PWM 1주기에서의 평균치 출력의 지시치인 제어앰프(1)의 출력전압(Vct1)으로 모터의 구동전류를 대표시킴으로써 해결할 수 있다. 도 4에 나타나 있는 실시예 회로의 경우, 상기 역기전압(Vbf)이 반영되는 전압(Vsout)이 샘플 ·홀드 회로(6)의 출력(Sout)으로부터, 또는 모터의 구동전압에 상당하는 전압이 제어앰프(1)의 출력(Vct1)으로부터 추출되고, 역기전압 검출회로(115)에 공급되어 감시가 행해진다.

도 6은, 도 4에 나타나 있는 회로 중 출력앰프(3과 4)의 구체적인 회로 구성예를 나타낸다.

도 6에서, 2는 상기 제어앰프(2)에서 출력되는 제어전압(Vct1)과 삼각파 발생회로(10)에서 출력되는 삼각파 신호(Vsoc)를 비교하는 PWM 컴퍼레이터(comparator)이며, 이 컴퍼레이터(2)는 스루레이트 제어신호(SR)에 의해 출력전류(IPWM)가 단계적으로 변화 가능하게 구성되어 있다. 이 출력전류(IPWM)가 단계적으로 변화됨으로써, PWM 구동시에 출력전압 파형의 경사가 변화되며, 스루레이트를 EMI 노이즈를 저감시킬 수 있는 곳까지 낮출 수 있다. 따라서, EMI 노이즈의 저감에 유효함과 동시에, 스위칭 로스에 의한 전력손실의 증대를 회피할 수 있도록 최적화된 스루레이트를 설정할 수 있다.

또, M1, M2는 보이스 코일모터의 코일 단자를 각각 구동하는 출력 트랜지스터로, 각각 N채널형 MOSFET에 의해 구성되어 있다. 이 2개의 출력 트랜지스터(M1, M2)는 전원의 플러스 측과 마이너스 측의 사이에서 직렬 접속되고, 그 중간 접속점(노드)에서 출력(OUT)을 추출하는 푸시 풀 방식의 출력회로(최종단)를 구성한다. 이 경우, 한쪽의 출력 트랜지스터(M1)는 푸시(소스)구동용, 다른 쪽의 출력 트랜지스터(M2)는 풀구동용으로 각각 동작시킨다.

31은 출력앰프(3(4))의 초단앰프로, 이 초단앰프(31)의 입력단자(Vin(+)), Vin(-))에, 도 4의 저항(R7과 R8)의 접속노드(n1)의 전위 및 저항(R9와 R10)과의 접속노드(n2)의 전위가 입력되며, 이들의 전위차에 따른 전류(ILIN)를 출력한다. 그리고, 이 초단앰프(31)의 출력측과 상기 PWM 컴퍼레이터(2)의 출력측에, 모드전환 신호(PWM/LIN)에 의해 온, 오프 제어되는 스위치(SW1, SW2)가 각각 설치되어 있다.

이 스위치(SW1, SW2)는 서로 상보적으로 온, 오프 제어되며, 초단앰프(31)의 출력 또는 PWM 컴퍼레이터(2)의 출력 중 어느 한쪽이, 출력앰프(3(4))의 실질적인 입력신호로서 노드(n0)에 공급된다. 여기서, SW1이 온 설정(SW2는 오프설정)되어 초단앰프(31)의 출력이 입력되도록 되면, 출력앰프(3(4))는 리니어 제어된다. 또, SW2는 온 설정(SW1은 오프 설정)되어 PWM 컴퍼레이터(2)의 출력이 입력되면, 출력앰프(3(4))는 PWM 제어되는 것으로 된다.

상기 노드(n0)에는, 에미터 접지형 증폭회로를 형성하는 바이폴라 트랜지스터(Q1)의 베이스가 접속되어 있다. 이 바이폴라 트랜지스터(Q1)는, 에미터가 저항(R3)을 통하여 접지됨과 동시에, 컬렉터가 정전류원(I1)에 접속되어, 소위 에미터 접지형 증폭회로를 형성한다. 또, 베이스 ·컬렉터 사이에는 용량(C1)이 접속되어 있다. 이 용량(C1)은 위상보상을 행하는 적분용량으로서 작용한다.

스위치(SW1)가 온(SW2는 오프)되면, 초단앰프(31)의 비교적 작은 출력전류(ILIN)가 노드(n0)에 도입되어, 트랜지스터(Q1)의 베이스에 입력된다. 이 베이스 입력전류(ILIN)는 트랜지스터(Q1)의 컬렉터 전류를 제어한다. Q1의 컬렉터는 정전류원(I1)에 접속되어 있으므로, 그 컬렉터 전압(V1)은, 도 7에 나타내는 바와 같이, 입력전류(ILIN)의 변화에 따라 리니어하게 변화한다. 즉, 트랜지스터(Q1)는, 초단앰프(31)의 비교적 소신호의 출력전류(ILIN)를 리니어 증폭하여 전압신호로 출력한다. 도 7에서, (A)는 상기 제어앰프(2)에서 출력되는 제어전압(Vct1), (B)는 상기 초단앰프(31)의 출력전류(싱크전류)(ILIN) 즉, 트랜지스터(Q1)의 베이스 입력전류(ILIN), (C)는 그 트랜지스터(Q1)의 컬렉터 출력전압(V1)을 각각 나타낸다.

한편, 스위치(SW2)가 온(SW1은 오프) 되면, 노드(n0)에는 PWM 컴퍼레이터(2)로부터 비교적 큰 전류(IPWM)가 입력된다. 이 전류(IPWM)는, 상기 초단앰프(31)의 출력전류(ILIN)에 비하면 과도변화가 현격하게 크므로, 트랜지스터(Q1)의 컬렉터 ·베이스 사이의 용량(C1)에 의해 그 과도변화가 제어된다. 즉, 그 전류(ILIN)의 대부분은 용량(C1)을 충전하는 데에 소비하게 되며, 트랜지스터(Q1)의 베이스 전압은 용량(C1)의 충전에 따라 서서히 상승하게 된다. 이 때문에, 트랜지스터(Q1)의 컬렉터에 나타나는 전압(V1)은, 도 8에 나타내는 바와 같이, 전원전압(Vcc)에 도달하기까지 거의 일정한 기울기로 상승한다. 그리고 이 Q1의 컬렉터 전압(V1)은, 차동앰프(32)의 비반전 입력단자(+)에 입력된다.

차동앰프(32)는 차동전압 입력단자(비반전과 반전)와 2상전류 출력단자(정(+)상과 부(-)상)를 갖는 앰프이다. 이 차동앰프(32)는, Q1의 컬렉터 전압(V1)의 변화에 따라 거의 직선적으로 출력이 변화하도록 특성이 설정되어 있다. 즉, 리니어 동작하도록 구성되어 있다. 이 차동앰프(32)의 반전입력 단자(-)에는, 회로 출력단자의 전압(Vout) 즉 코일의 구동전압(Vcmp)(또는 Vcmn)이 저항(R5)을 통하여 피드백 되어 있다. 이 차동앰프(32)와 그 후단에 접속된 앰프(33, 34) 및 출력 트랜지스터(M1, M2)를 포함한 회로 전체는, 입력전압인 컬렉터 전압(V1)을 고이득으로 증폭하고, V1의 변화에 따라 변화하는 구동전압(Vcmp)을 출력하도록, 회로를 구성하는 소자의 정수가 설정되어 있다.

이것에 의해, 스위치(SW2)가 온 되어 노드(n0)에 컴퍼레이터(2)에서의 전류(Ipwm)가 입력되는 펄스구동 모드에서, 컴퍼레이터(2)의 출력전류(Ipwm)가 스루레이트 제어신호(SR)에 의해 그 전류치가 어느 값에 설정되어 있으면, 출력전압(Vout)도 그 스루레이트에 따른 기울기로 변화되게 된다.

다음에, 도 6에서 상기 차동앰프(32)와 출력 트랜지스터(M1, M2)와의 사이에 설정되어 있는 버퍼 · 앰프(33, 34)를 포함하는 회로부분에 대하여 설명한다.

도 6에 나타나 있는 바와 같이, 차동앰프(32)의 정상출력(+)은 버퍼 ·앰프(33)의 비반전 입력단자에 입력된다. 이 버퍼 ·앰프(33)의 출력전압은 출력 트랜지스터(M1)의 게이트에 인가된다. 버퍼 ·앰프(33)는 그 출력전압이 자신의 반전입력 단자로 피드백 됨으로써, 볼티지 폴로우어(voltage follower)로서 동작한다. 이와 같은 버퍼 ·앰프(33)를 설치하고 있는 것은, 출력 트랜지스터(M1)는 그 사이즈가 크므로 게이트 용량도 크고, 소망의 특성을 유지한 채로 차동앰프(32)의 출력으로 직접구동하는 데는 구동력이 부족하게 되기 때문이다.

또, 이 실시예에서는, 차동앰프(32)의 정상측 출력단자와 보이스 코일모터의 코일이 접속되는 출력단자(OUT)와의 사이에, 즉 버퍼 ·앰프(33)의 입력과 출력단자(OUT)와의 사이에, 저항(R1)과 MOS 트랜지스터(M5)가 직렬로 접속되어 있다. 이 경우, MOS 트랜지스터(M5)의 소스측이 출력단자(OUT)에 접속되고, 드레인측은 저항(R1)을 직렬로 통하여 버퍼 ·앰프(33)의 입력에 접속되며, 게이트는 버퍼 · 앰프(33)의 입력에 접속되어 있다.

버퍼 ·앰프(33)는 볼티지 폴로우어(voltage follower)로서 동작하므로, MOS 트랜지스터(M5)의 게이트와 출력 트랜지스터(M1)의 게이트에 인가되는 전압은 동일하게 된다. 이것에 의해, M1과 M5은 커렌트 미러(current mirror)회로를 구성한다. 따라서, MOS 트랜지스터(M1과 M5)의 사이즈 비를 N으로 하면, 출력 트랜지스터(M1)는 M5의 드레인 전류 N배의 전류를 흐르게 하도록 구동된다.

마찬가지로, 차동앰프(32)의 부상(負相)출력(-)이 버퍼 ·앰프(34)의 비반전 입력단자에 입력되며, 이 앰프(34)의 출력전압이 출력 트랜지스터(M2)의 게이트에 인가되도록 되어 있다. 버퍼 ·앰프(34)는 그 출력전압이 자신의 반전입력 단자에 피드백 됨으로써, 볼티지 폴로우어로서 동작한다. 이 버퍼 ·앰프(34)의 입력과 출력단자(OUT)와의 사이에도, 저항(R2)과 MOS 트랜지스터(M6)가 직렬로 접속되어 있다. 이 경우도, MOS 트랜지스터(M6)의 소스측은 출력단자(OUT)에 접속되며, 드레인측은 저항(R2)을 직렬로 통하여 버퍼 ·앰프(34)의 입력에 접속되고, 게이트는 버퍼 ·앰프(34)의 입력에 접속되어 있다.

여기서, MOS 트랜지스터(M6)의 게이트와 출력 트랜지스터(M2)의 게이트에 인가되는 전압은 동일하고, 상기한 경우와 마찬가지로, M2와 M6은 커렌트 미러 회로를 구성하고 있다. 따라서, 출력 트랜지스터(2)는, M6의 드레인 전류의 MOS 트랜지스터(M2와 M6)의 사이즈 비를 N으로 하면, N배의 전류를 흐르게 하도록 구동된다.

트랜지스터(M5, M6)와 직렬로 설치되어 있는 저항(R1과 R2)은, 앰프(31)에서의 비교적 작은 전류(ILIN)가 입력되는 리니어 구동모드에서는 그다지 의미를 가지지 않는 소자이다. 펄스구동 모드에서 콤퍼레이터(comporater)(2)로부터 큰 전류(Ipwm)가 입력되어 트랜지스터(M5, M6)에 큰 전류가 흐르게 되면, 입력전류가 어느 값을 초과한 시점부터 트랜지스터(M5, M6)의 게이트 ·소스 사이 전압이 급히 증대되게 된다.

이것에 의해, 도 8의 (C), (D)에 나타내는 바와 같이, 출력 트랜지스터(M1, M2)의 게이트 ·소스 사이 전압(Vgs1, Vgs2)이, 앰프(32)의 입력전압(V1)(도 8의 (B) 참조)의 변화보다도 급준(急峻)하게 변화하도록 제어된다.

또, 도 6의 회로에서는, 예컨대, 앰프(32)의 정상(正相)측 출력의 진폭레벨과 부상(負相)측 출력의 진폭레벨을 적당하게 설정하는 등의 방법에 의해, 도 8의 (C), (D)에 나타내는 바와 같이, 출력 트랜지스터(M2)의 게이트 ·소스 사이 전압(Vgs2)의 하강하는 쪽이, 출력 트랜지스터(M1)의 게이트 ·소스 사이 전압(Vgs1)의 상승보다도 빠르게 개시하도록 설계되어 있다.

이것에 의해, 출력 트랜지스터(M1, M2)가 동시에 온되어 관통전류가 흐르지 않게 되며, 소비전력의 증가가 억제된다. 마찬가지로, 출력 트랜지스터(M2)의 게이트 ·소스 사이 전압(Vgs2)의 상승에 관해서도, 출력 트랜지스터(M1)의 게이트 ·소스 사이 전압(Vgs1)의 하강이 보다 빠르게 Vgs2의 상승이 개시하도록 설계해도 좋다.

상기에 의해, 출력앰프(3(4))는, 대진폭 동작하는 펄스구동 모드시에는 비교적 고 스루레이트로 동작하는 한편, 소진폭 동작하는 출력리니어 구동모드시는 비교적 저 스루레이트로 동작한다.

또한, 도 6 실시예의 회로에서는, 상기 저항(R1) 및 트랜지스터(M5)와 직렬로 스위치(SW3)와 정전류원(I2)이, 또 저항(R2) 및 트랜지스터(M6)와 직렬로 스위치(SW4)와 정전류원(I3)이 설치되어 있다. 그리고, 상기 스위치(SW3, SW4)는, 예컨대 모드전환 신호(PWM/LIN)에 의해 온, 오프되고, 리니어 구동모드로 헤드를 정지상태로 유지하는 아이들링 시에 전류원(I2, I3)의 전류를 저항(R3, R4)으로 향하여 흐르도록 제어된다. 이 전류원(I2, I3)의 전류치는 비교적 작은 값으로 좋다.

앰프(3(4))의 입력전압(V1)에 대한 출력전류(Iout)의 특성은 완전하게는 리니어하지 않으며, 「0」의 근방에서 변화가 작다. 도 9에, 아이들링 전류를 흐르게 하지 않을 때의 앰프(3(4))의 입력전압-출력전압 특성(A)과, 아이들링 전류를 흘렸을 때의 입력전압-출력전류 특성(B)을 나타낸다. 도 9에서, 아이들링 전류를 흐르게 하지 않을 때의 특성(A)이 설정되면, 앰프(3(4))는 B급으로 동작한다. 또, 아이들링 전류를 흐르게 했을 때의 특성(B)이 설정되면, 앰프(3(4))는 AB급으로 동작한다.

이 실시예에서는, 「0」의 근방에서의 앰프(3(4))의 리니어 특성을 좋게 하기 위해, 아이들링 시에 전류원(I2, I3)의 전류를 저항(R3, R4)으로 흐르게 함으로써, 헤드를 이동시키고자 할 때에 보이스 코일모터가 매우 빠르게 반응할 수 있도록 하고 있다. 즉, 리니어 구동모드시의 앰프(3(4))는, 상기 특성(B)에 의한 AB급으로 동작된다. 이것에 의해, 출력회로의 스위칭 노이즈를 회피하여, 보이스 코일모터의 구동전류를 고정밀도 또한 고안정하게 제어할 수 있다. 따라서, 헤드위치를 미세하게 정밀 제어하는 트랙킹 이동도 고정밀도 또한 고안정 하게 행할 수 있다.

펄스구동 모드에서는, 입력전압(V1)은 리니어 구동모드일 때 보다도 훨씬 크고, 「0」의 근방에서 동작되는 것이 없으므로, 스위치(SW3, SW4)를 오프하여, 전류원(I2, I3)의 전류가 저항(R3, R4)으로 향하여 흐르지 않도록 제어된다. 즉, 펄스구동 모드시의 앰프(3(4))는, 상기 특성(A)에 의한 B급으로 동작된다. 이것에 의해, 대진폭 고 스루레이트에서의 관통전류를 회피할 수 있다.

또한, 도 6 실시예의 회로에서는, 상기 전류원(I2, I3)의 전류치가 조정 가능하게 되어 있다. 이것과 동시에, 출력전압(Vout)의 레벨을 검출하는 콤퍼레이터(35)와, 이 콤퍼레이터(35)의 판정결과를 유지하는 레지스터(36)가 설치되어 있다. 상기 전류원(I2, I3)의 전류치는 레지스터(36)에 의해 가변 설정(프로그램)된다. 이 레지스터(36)의 내용은 콤퍼레이터(35)의 판정결과에 의거하여 가변 설정되도록 되어 있다. 이것에 의해, 콤퍼레이터(35)의 출력에 의거하여 상기 전류원(I2, I3)의 전류 치가 조정되도록 구성되어 있다. 콤퍼레이터(35)는 시스템의 전류투입시 등에만 동작되며, 헤드가 시크 동작이나 트랙킹 동작을 하는 통상 동작시에는 콤퍼레이터(35)는 동작하지 않거나, 혹은 출력이 무효로 된다.

여기서, 상기 콤퍼레이터(35)를 설치하고 있는 이유 및 콤퍼레이터(35)의 동작에 대하여 설명한다. 보이스 코일모터의 코일을 구동하는 출력 트랜지스터(M1, M2)에는 비교적 큰 전류가 흐르므로, M1, M2에는 M5나 M6에 비해 사이즈가 큰 소자가 이용된다. 그 때문에, M1, M2와 M5, M6의 소자 사이즈의 비에는, 제조편차가 크다, 또, 출력 트랜지스터(M1, M2)에는 외부소자가 사용되는 일이 있지만, 외부소자를 이용했을 경우에는 그 외부소자와 이것을 구동하는 내부소자(M5, M6 등)의 특성차가 더욱 커진다.

이 때문에, 리니어 구동시에 출력전류의 리니어 특성을 좋게 하고자 코일에 아이들링 전류를 흐르도록 했을 경우, 소자의 특성차에 의해 그 아이들링 전류의 편차가 크게 되어 버리고, 소비전력이 예상 이상으로 많아지는 일이 있다. 혹은 그 역으로 아이들링 전류가 과소하게 되어 B급 동작으로 되어, 출력「0」의 근방 즉 출력전류(Iout)의 극성(소스와 신크)이 전환되는 제로 크로스 부근에, 소위 스위칭 노이즈가 발생하게 되어 버린다. 그래서, 이 실시예에서는, 다음과 같이 하여 상기 아이들링 전류의 최적화 설정을 행하도록 구성하고 있다.

즉, 아이들링 전류의 최적화 설정은, 출력 트랜지스터(M1, M2)의 온 저항을 미리 검출하고, M1, M2의 온 저항에 따라 아이들링 전류를 조정함으로써 행할 수 있다. 즉, 아이들링 전류는 회로 파라미터의 가변설정에 의해 행할 수 있다. 구체적으로는, 전원투입시 혹은 시스템의 제조공정의 최종단계에서, 앰프(3)의 출력 트랜지스터(M1, M2) 및 앰프(4)의 출력 트랜지스터(M1', M2') 중 어느 하나를 온상태, 나머지를 오프상태로 한다. 이 상태에서, 상기 아이들링 전류용의 정전류원(I2, I3)의 전류를 흐르게 하여 온하고 있는 출력 트랜지스터의 저항을, 콤퍼레이터(35 또는 35')로 검출한다(도 10). 예컨대, M1을 온시키고, M2, M1', M2'를 오프시켜 M1의 온 저항을 검출하는 경우를 고려하면, 정전류원(I2)에서의 아이들링 전류(IIDLE) 및 출력 트랜지스터(M1)의 드레인 전류(Id)는, 저항(R5, R4)을 통하여 기준전원(Vr4)으로 흐른다. 이것에 의해, IIDLE+Id 및 저항(R4, R5)의 비에 따른 전압이 콤퍼레이터(35)의 비반전 입력단자에 입력된다. 또, 정전류원(I2)에서 흐르는 아이들링 전류는 미리 알고 있으므로, 저항(R4, R5)의 비 및 콤퍼레이터(35)의 반전입력 단자에 인가하는 전압(Vr3)을 적당한 값으로 설정해 놓으면, 출력 트랜지스터(M1)의 드레인 전류(Id)가 소망한 값보다도 큰지 작은지를 알 수 있다.

따라서, 이 때의 콤퍼레이터(35)의 출력을 레지스터(36)에 유지해 놓고, 통상 동작시에는 레지스터(36)의 값에 따라 정전류원(I2)에서의 아이들링 전류를 조정함으로써, 아이들링시에서의 출력 트랜지스터(M1)에 흐르는 전류를 소망한 값으로 할 수 있다. 또한, 비교전압(Vr3)이 다른 콤퍼레이터를 복수개 설치하거나 혹은 콤퍼레이터(35) 대신에 AD 변환회로를 이용하여, 출력 트랜지스터(M1)의 드레인 전류(Id)를 어느 단계인지의 레벨로 판정함으로써, 정전류원(I2)에서 흐르는 아이들링 전류의 크기도 복수단계로 조정할 수 있도록 할 수 있다.

출력 트랜지스터(M1) 전류의 조정이 종료했다면, 다음은 출력 트랜지스터(M2)를 온, M1, M1', M2'를 오프시킨 상태에서 정전류원(I3)에서의 아이들링 전류를 M6으로 흐르게 하여 온하고 있는 출력 트랜지스터의 저항을 콤퍼레이터(35)로 검출한다. 이 때, M2의 드레인 전류는 기준전원(Vr4)에서 주어지며, M2의 드레인 전류(Id)와 저항(R4, R5)의 비에 따른 전압이 콤퍼레이터(35)의 비반전 입력단자에 입력된다. 또, 정전류원(I3)에서 흐르는 아이들링 전류는 미리 알고 있으므로, 저항(R4, R5)의 비 및 콤퍼레이터(35)의 반전입력 단자에 인가하는 전압(Vr3)을 적당한 값으로 설정해 놓음으로써, 출력 트랜지스터(M2)의 드레인 전 류(Id)가 소망한 값보다도 큰지 작은지를 알 수 있다. 그리고, 이 검출결과에 의거하여 정전류원(I3)의 전류치를 조정한다.

또한, 출력 트랜지스터(M1, M2)에 흐르는 아이들링 전류의 조정이 종료했다면, M1, M2를 오프시킨 상태에서 출력앰프(4)측의 출력 트랜지스터(M1' 또는 M2')를 온 시키고, 아이들링용의 정전류원(I2, I3에 상당)에서 전류를 흐르게 하여 M1' 또는 M2'의 온 저항을 콤퍼레이터(35')로 검출하고, 아이들링용 정전류원의 전류치의 조정을 행하도록 하면 좋다.

또한, 실시예에서는, 아이들링 전류 조정용의 레지스터(36)를 설치하고, 전원투입시에, 출력 트랜지스터의 온 저항의 검출을 행하여 콤퍼레이터(35)의 판정결과를 직접 레지스터(36)에 유지하도록 하고 있지만, 콤퍼레이터(35)의 판정결과를 컨트롤러(260)로 전송하고, 이 컨트롤러(260)가 아이들링 전류조정 정보를 생성하여 레지스터(36)에 설정하도록 구성하는 것도 가능하다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 관한 자기디스크 기억장치에서는, 자기헤드를 시크 또는 트랙킹 이동시키는 보이스 코일모터를, 그 구동량의 크기에 따라, 펄스구동 또는 리니어 구동을 전환하여 행할 수 있음과 동시에, 그 펄스와 리니어의 양구동을 동시에 같은 출력앰프로 행하게 하는 것이지만, 펄스구동시에는 대진폭 고 스루레이트로 보이스 코일모터를 구동함으로써, 시크 시간의 단축에 의한 액세스의 고속화가 가능하게 되어 있다. 또, 리니어 구동시에는, EMI 노이즈의 발생 및 리드/라이트 에러를 유발할 우려가 있는 발열을 동시에 최소한으로 억제하면서, 트랙킹시에서의 자기헤드 위치결정 제어를 고정밀도화 할 수 있다. 이와 같이 하여, 본 발명에서는, 펄스구동과 리니어 구동을 같은 출력앰프를 공용하면서, 양 방식의 구동을 각각에 최적한 조건으로 행하게 하는 것을 가능하게 하고 있다.

이상, 본 발명자에 의해 이루어진 발명을 실시형태에 의거하여 구체적으로 설명했지만, 본 발명은 상기 실시형태에 한정되는 것은 아니며, 그 요지를 일탈하지 않는 범위에서 여러가지 변경 가능한 것은 말할 필요도 없다. 예컨대, 상기 실시예에서는, 출력 트랜지스터의 온 저항의 검출을 행하는 콤퍼레이터(35)와 그 판정결과를 유지하는 레지스터(36)를 설치하고 있지만, 콤퍼레이터(35)와 레지스터(36) 대신에 퓨즈(fuse) 소자와 같은 프로그램 가능한 소자를 설치하여, 정전류원(I2, I3) 전류치의 조정을 행하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, 출력 트랜지스터의 온 저항의 검출 및 전류조정은, 전원투입시가 아닌 제조공정의 최종단계에서 행하도록 할 수 있다.

또, 콤퍼레이터(35) 혹은 AD 변환회로를 설치하지 않고, 미리 출력 트랜지스터의 온 저항을 검출하여 전류조정량을 결정해 놓고, 전류투입시 등에 아이들링 전류의 크기를 지시하는 아이들링 설정정보를 컨트롤러(260)에서 모터구동 회로(110)로 전송하여 상기 레지스터(36)에 설정하도록 해도 좋다. 또한, 이와 같이 설정치를 컨트롤러(260)에서 전송하는 구성에서는, 아이들링 전류조정 정보를 설정하는 레지스터를 시리얼 포트(111)내에 설치해 놓도록 하는 것도 가능하다. 그리고, 이 레지스터에는, 아이들링 전류의 조정정보 외에, 모드를 지정하는 정보나 출력파형의 스루레이트를 지시하는 스루레이트 지정정보를 설정하도록 해도 좋다.

이상의 설명에서는 주로 본 발명자에 의해 이루어진 발명을 그 배경이 된 이용분야인 하드 디스크를 기억매체로 하는 자기디스크 기억장치에 적용한 경우에 대하여 설명했지만, 본 발명은 그것에 한정되지 않으며, 플랙서블(flexible) 디스크를 기억매체로 하는 자기디스크 기억장치에도 이용할 수 있다.

본원에 있어서 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의해 얻어지는 효과를 간단하게 설명하면, 다음과 같다.

즉, 자기디스크 기억장치에 있어서, 자기헤드를 시크 또는 트랙킹 이동시키는 보이스 코일모터를, 그 구동량의 크기에 따라, 펄스구동 또는 리니어 구동을 전환하여 행할 때, 상기 보이스 코일모터를, 그 구동량의 크기에 따라, 펄스구동 또는 리니어 구동을 전환하여 행할 수 있음과 동시에, 그 펄스와 리니어의 양 구동을 동시에 같은 출력앰프로 각각 최적으로 행하게 할 수 있다.

또, 구성을 복잡화 및 대규모화 하지 않고, 시크 시간의 단축에 의한 액세스의 고속화를 가능하게 하는 한편, 리니어 구동시에는, EMI 노이즈의 발생 및 리드/라이트 에러를 유발할 우려가 있는 발열을 동시에 최소한으로 억제하면서, 트랙킹시에서의 자기헤드 위치결정 제어를 고정밀도화 할 수 있다.

Claims

회전 구동되는 자기기억 디스크상의 기억트랙(track)에 대하여 정보의 리드를 행하는 자기헤드와, 이 자기헤드를 상기 디스크상에 이동시키는 보이스 코일모터(voice coil motor)와, 상기 자기헤드의 리드 상태를 감시하면서 상기 보이스 코일모터의 구동전류를 피드백(feed back) 제어함으로써 상기 자기헤드의 위치결정 제어를 행하는 자기헤드 구동제어 수단을 갖는 자기 디스크 기억장치로서,

상기 자기헤드 구동제어 수단은, 상기 보이스 코일모터를 리니어 제어로 구동하는 리니어 구동모드와, 상기 보이스 코일모터를 펄스폭 제어로 구동하는 펄스구동 모드를 가지고,

상기 리니어 구동모드와 상기 펄스구동 모드를 공통의 출력앰프(amplifier)를 이용하여 행하며,

상기 출력앰프는, 푸시(push)구동용 출력 트랜지스터와 풀(pull)구동용 출력 트랜지스터를 구비한 출력회로를 가지고,

상기 출력회로는 리니어 구동모드시에는 AB급 동작이 설정되고, 펄스구동 모드시에는 B급 동작이 설정되는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
제 1 항에 있어서,

상기 출력앰프는, 상기 푸시(push)구동용 출력 트랜지스터와 상기 풀(pull)구동용 출력 트랜지스터의 아이들링(idling) 전류를 설정하는 회로 파라미터가, 리니어 구동모드시와 펄스구동 모드시와는 다르도록 가변 설정됨으로써 AB급과 B급의 동작이 전환 설정되는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
제 1 항에 있어서,

상기 푸시(push)구동용 출력 트랜지스터와 상기 풀(pull)구동용 출력 트랜지스터에 아이들링 전류를 흐르게 하는 전류원을 구비함과 동시에, 이 아이들링용 전류원의 전류치가 조정 가능하게 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
제 3 항에 있어서,

상기 아이들링용 전류원 전류치의 조정정보를 설정하는 설정수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
제 4 항에 있어서,

상기 출력회로의 출력에 나타나는 전압을 검출 가능한 출력전압 검출수단을 구비하고, 이 출력전압 검출수단은, 상기 푸시구동용 출력 트랜지스터 또는 상기 풀구동용 출력 트랜지스터 중 어느 것의 한쪽을 오프시키고, 그 다른 쪽에 아이들링 전류를 흐르게 한 상태로, 상기 출력의 전압을 검출 가능하게 구성되며, 그 검출 결과에 의거하여 상기 설정수단으로의 조정정보의 설정이 행해지는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
제 5 항에 있어서,

상기 출력전압 검출수단의 검출 출력은, 자기헤드 구동제어 수단에 대하여 구동전류 지령치를 주는 제어수단에 전송하고, 그 제어수단에 의해 결정된 상기 아이들링용 전류원의 조정정보가 상기 설정수단에 전송되어 설정되도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
제 1 항에 있어서,

상기 출력앰프는 리니어 구동모드시에 고 스루레이트(slew rate)로 설정되는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
제 1 항에 있어서,

상기 출력앰프는 펄스구동 모드시에 고 스루레이트로 설정되는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
회전 구동되는 자기기억 디스크상의 기억트랙에 대하여 정보의 리드를 행하는 자기헤드와, 이 자기헤드를 상기 디스크상에 이동시키는 보이스 코일모터와, 상기 자기헤드의 리드상태를 감시하면서 상기 보이스 코일모터의 구동전류를 피드백 제어함으로써 상기 자기헤드의 위치결정 제어를 행하는 자기헤드 구동제어 수단을 갖는 자기디스크 기억장치로서,

상기 자기헤드 구동제어 수단은, 상기 보이스 코일모터를 리니어 제어로 구 동하는 리니어 구동모드와, 상기 보이스 코일모터를 펄스폭 제어로 구동하는 펄스구동 모드를 가지며,

상기 보이스 코일모터의 구동전류가 제 1 값일 때에 상기 리니어 구동모드를 실행시키고, 상기 제 1 값보다 구동전류가 높을 때에 상기 펄스구동 모드를 실행시키며,

상기 리니어 구동모드와 상기 펄스구동 모드를 공통의 출력앰프를 이용하여 행하게 하고,

상기 출력앰프는, 푸시 구동용 출력 트랜지스터와 풀구동용 출력 트랜지스터를 구비한 출력회로를 가지며,

상기 출력앰프는 리니어 구동모드시에 저 스루레이트로 설정되는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
제 9 항에 있어서,

상기 출력앰프는 펄스구동 모드시에 고 스루레이트로 설정되는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.
제 9 항에 있어서,

상기 출력회로는 리니어 구동모드시에는 AB급 동작이 설정되고, 펄스구동 모드시에는 B급 동작이 설정되는 것을 특징으로 하는 자기디스크 기억장치.