JP3863571B2 - 集積部品を用いた電圧整流装置 - Google Patents
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Description
本発明は、限定するわけではないが、端末との遠隔協調操作中に、例えば端末によって発生される磁場から、約百kHz〜数十MHzの範囲であろう周波数のエネルギーを回収することができる携帯機器の分野に有利な用途を見い出す。
1986年5月6日付けで公示された米国法定発明登録第H64号は、2つのNチャネル絶縁ゲート電界効果トランジスタ(NMOSトランジスタ)および2つのダイオードを有する、集積技術を用いて製造された全波整流器を開示している。しかしながら、このような整流器は、ダイオードのスイッチング特性不良のために、AC入力電圧の周波数が数百kHzを超えると、動作上の問題を提起する。
米国特許第5 479 172号は、4つのNMOSトランジスタを含み、そのうちの2つがダイオードとして配置されている整流器を記載している。この整流器の重大な欠点は、降下電圧の大きさ、即ち整流器の端子での入力電圧と出力電圧との差にある。
本発明は、これらの問題の解決方法を提供することを目的とする。
本発明は、特に高周波数での正確な動作を可能とするように、降下電圧を最小限にしつつ、ダイオードのスイッチング時間の問題を解決することを特に目的とする。
従って、本発明は、AC電圧用の2つの入力端子と、集積技術を用いて半導体基板内に製造された整流手段と、整流後の電圧用の2つの出力端子とを含み、前記出力端子の一方が基板レベルで取り出されている電圧整流装置を提案する。
本発明の一般的な特徴によれば、この整流手段は、整流器素子として動作するように配置され、かつその電極の一つ、ドレインまたはソースが基板に接続されている1対の第1絶縁ゲート電界効果トランジスタと、それぞれがバイアスされた半導体ウェル内に配置され、かつゲートが2つの入力端子について交差接続された1対の第2絶縁ゲート電界効果トランジスタとを含み、この第1トランジスタおよび第2トランジスタは、反対の型のチャネルおよび導通時に所定電圧よりも低いドレイン/ソース電圧を有する。
第1トランジスタ、例えばNMOSトランジスタが、導通時に前記所定電圧、この場合はダイオードの閾値電圧よりも低くとどまるべきゲート/ソース電圧のために十分なチャネル幅を示すならば、単にこれらのトランジスタをダイオードとして配置することにより、即ちゲートをその電極の一つ、例えばドレインに接続することにより、これらのトランジスタの整流器のような配置を生ずることができる。このような実施態様では、ドレインを基板に接続させ、ゲートを各ドレインに接続させた第1トランジスタを用意することにより、これら2つの第1トランジスタのダイオードとして配置されたソースは、電圧整流装置の2つの入力端子にそれぞれ接続される。
ドレイン/ソース電圧(または、ゲートがドレインに接続されているためにゲート/ソース電圧)が導通時にソース/基板の浮遊ダイオードの閾値電圧よりも低いという事実は、この拡散ダイオードに電流の一部を効果的に分路することにより整流器の適切な動作に寄与する。このことは換言すれば、電流の一部がこの浮遊ダイオードを通して流れることを妨げる。
使用する技術では、トランジスタの妥当な幅に対して導通時に十分小さいゲート/ソース電圧を得ることができない場合には、第1トランジスタの電極の一つ、ドレインまたはソースを基板に接続し、かつこれら第1トランジスタのゲートを、好ましくは各第1トランジスタの固有閾値電圧(即ち、0Vのソース/基板電圧に対するトランジスタの閾値電圧)よりも低く、これらが非導通期間中に十分ブロックされたままであるように、選択されたバイアス電圧に接続することにより、第1トランジスタの整流器のような配置を達成してもよい。
実際には、特に整流手段が1ミクロンCMOS集積技術(1ミクロンはトランジスタのチャネル長さを示す)または更には0.5ミクロンCMOS技術を用いて製造されるときには、バイアス電圧は、数百mV、例えば400mVと、数百mV、例えば400mVだけ低下されたトランジスタの固有閾値電圧に等しい上限との間に位置するように選択される。
従来のダイオードではなく、整流器素子として配置されたトランジスタを使用すると、高周波数、例えば数十MHzでも整流器を正しく動作させることができる。更に、これらの第1トランジスタの電極の一つ(例えばドレイン)は基板に接続されているので、また他の電極(例えばソース)の電位は、導通期間中には基板の電位に対して負なので、降下電圧は、「基板効果」の名称で当業者にはよく知られている効果を最小限にすることによりできるだけ小さく抑えられる。
第2トランジスタ、例えばPMOSトランジスタに関する限り、特に整流手段が1ミクロンあるいは更に0.5ミクロンのCMOS集積技術を用いて製造されるときに、その導通モードのドレイン/ソース電圧が、好ましくはダイオードの閾値電圧、例えば0.7V、実際には0.6Vに等しく取られる所定電圧よりも低いという事実は、このような構造によって得られる垂直PNP浮遊トランジスタのブロッキングを常に保持することを可能とし、したがって整流器の良好な効率に寄与する。
更に、これらの第2トランジスタを含む半導体ウェルをバイアスにすることにより、例えば半導体ウェルを他方の出力端子に接続することにより、ウェルと基板との間の導通時におけるこれらのトランジスタのラッチアップの影響が防止される。
完全に制限のない実施態様および添付の図面を検討すれば、本発明の他の利点や特徴が理解されよう。
図1は、本発明の整流器の第1の実施態様を概略的に示す。
図2は、集積技術を用いた図1の装置の具体例を概略的に示す。
図3および図4は、本発明の整流器の第2の実施態様を概略的に示す。
図1において、参照符号RDRは、本発明の全波整流器の第1の実施態様の全体を示す。
この整流器は、(方形波、正弦波または他の形状の)AC信号を受けとるための2つの入力端子BE1およびBE2、並びに整流後のDC信号を供給するための2つの出力端子BS1およびBS2を含んでいる。
これらの出力端子の一方、例えば端子BS1は、その内部に整流器が作られた半導体基板SBS(図2)のレベルで取り出される。
入力端子と出力端子との間に設けられているのは、それぞれT1およびT2で参照される1対の第1絶縁ゲート電界効果トランジスタと、それぞれT3およびT4で参照される1対の第2絶縁ゲート電界効果トランジスタとを含む整流手段である。
明細書の以下の部分では、絶縁ゲート電界効果トランジスタに関する限り、簡略化の目的のために、ゲート以外のトランジスタの電極は、ソースおよびドレインという用語を用いて区別されている。にもかかわらず、当業者は、この種の技術では、トランジスタがその2つのソース電極およびドレイン電極の動作に関しては左右対称に製造されるために、ソースおよびドレインという記述が難なく言い換えできることを知っている。
図1の構成において、2つのトランジスタT1およびT2は、2つの入力端子BE1およびBE2に接続されたそれぞれのソースS1およびS2を有する。更に、これらのトランジスタはダイオードとして配置されており、換言すれば、これらのトランジスタは他の電極、つまりそれぞれがゲートG1およびG2に接続されたドレインD1およびD2を有する。
更に、この2つのドレインD1およびD2、すなわち2つのゲートG1およびG2は出力端子BS1に直接接続され、即ち半導体基板に接続されている。
この第1トランジスタの対はNMOSトランジスタから形成されるのに対して、第2トランジスタT3およびT4の対はPMOSトランジスタから形成される。
これらの第2トランジスタは、2つの入力端子BE2およびBE1について交差接続されたそれぞれのゲートG3およびG4を有する。トランジスタT3のソースS3は更に入力端子BE1に接続され、これに対してトランジスタT4のソースS4は入力端子BE2に接続され、ドレインD3およびD4は共に第2出力端子BS2に接続されている。
図2で更に詳しく理解できるように、これら2つのトランジスタT3およびT4は、2つの半導体ウェルCS3およびCS4、ここではN-でドーピングされた半導体ウェルにそれぞれ配置されている。これら2つのトランジスタの基板はバイアスされ、かつトランジスタT3ではSB3、トランジスタT4ではSB4で参照されるN+でオーバドーピングされた基板領域(またはウェル領域)を介して出力端子BS2に接続されている。
この図2で更に理解できるように、第1出力端子BS1は、P+でオーバドーピングされた基板領域SB12を介して、この場合にはP-でドーピングされた半導体基板SBSに接続されている。
導通時の各々のトランジスタT3およびT4のドレイン/ソース電圧は、記載した構造から得られる浮遊垂直PNPトランジスタのベース/エミッタダイオードの閾値電圧よりも低いので、この浮遊トランジスタは常にブロックされた状態に維持される。
導通時のトランジスタのドレイン/ソース電圧が、W/L比(ここで、Wはチャネル幅を意味し、Lはチャネル長さ、即ちドレイン/ソースの距離を意味する)、導通電流の値および使用する技術に関連するパラメータに依存することを知っている当業者は、この条件を満たすように容易にトランジスタT3およびT4の寸法を決定することができるであろう。実際には、好ましくは0.6V未満の導通モードのドレイン/ソース電圧が選択されるであろう。これは、mAのオーダーの瞬時電流に対し500ミクロン程度のチャネル幅を有するトランジスタを用いることにより、またトランジスタのチャネル長さを意味する値である1ミクロンのCMOS技術を用いることにより得ることができる。
NMOSトランジスタT1およびT2に関する限り、そのチャネル幅は、その導通モードのゲート/ソース電圧に対して(、またゲートとドレインは接続されているので、その導通モードのドレイン/ソース電圧に対して)、これらのトランジスタの各々のソース/基板の浮遊拡散ダイオードの閾値電圧よりも低くとどまるのに十分な広さとなるように選択されている。そうでない場合、導通電流の一部がこの拡散ダイオードを介して流れ、結果的に整流器の効率を低下させるであろう。
実際に、トランジスタは、導通モードで0.6V未満のゲート/ソース電圧を得るように寸法決定されており、0.5ミクロンのCMOS技術で、mAのオーダーの電流に対して300〜500ミクロンのオーダーのチャネル幅で、これを達成することができる。
更に、各トランジスタT1およびT2が導通している間に、そのソースの電位は基板の電位に対して負になる。その時、ソース/基板の拡散ダイオードは順方向にバイアスされる。ここで、トランジスタの閾値電圧VTは、以下の物理法則に従う。
ここで、VT0は、ゼロのソース/基板電圧に対するトランジスタの固有閾値電圧を意味し、VSBはソース/基板電圧、KB及び2fはこの技術によって与えられるパラメータであることを意味する(例えば1ミクロンのCMOS技術でVT0=0.65V、KB=0.7、2f=0.63である)。
従って、トランジスタが導通している間に閾値電圧VTの値は減少し、かくしてソース/基板の拡散ダイオードの電流を犠牲にして、トランジスタのチャネルの電流の流れを助長する。
当業者は、正のゼロではない値のVSBによって生じるトランジスタの基板効果が閾値電圧の上昇につながることを知っている。
この基板効果は、そのソースが正の出力電位に接続されているという事実の長所によって、米国特許第5479172号のダイオードとして配置されたトランジスタに関して最大であり、本発明による整流器で最小限にされ、従って降下電圧を低下することに寄与する。
使用する技術では、トランジスタの妥当な幅に対して導通モードで十分に低いゲート/ソース電圧を得ることができない場合、当業者は、図3に示す実施態様を使用することができるであろう。
この図3では、図1および図2に記載したのと同様の素子、または同様の機能を有する素子は、図1および図2の素子に比べて数字に10を加えた参照符号を有する。この図3と図1および図2との相違点のみを以下に記載する。
図3において、ここでは整流器として配置されている2つのトランジスタT11およびT12は、図1の図面に従ってダイオードとして配置されているのではなく、選択されたバイアス電圧VPに接続されている各ゲートG11およびG12を有する。このバイアス電圧は、トランジスタT11およびT12の閾値電圧から差し引かれるもので、導通モードでのソース/基板電圧、即ちこの場合には、これらのトランジスタに対するソース/ドレイン電圧が、ソース/基板の浮遊拡散ダイオードの閾値電圧よりも低くとどまるように、これらのトランジスタの固有閾値電圧VT0よりも低く選択されるであろう。トランジスタのゲートのバイアス電圧がこれらのトランジスタの閾値電圧VT0を超えた場合、後者は非導通期間中に十分にブロックされた状態にはないであろう。
実際に、数百mV、通常0.5Vに等しいバイアス電圧を選択することが可能であろう。このバイアス電圧は、整流器を組み込んでいる集積回路の他の部分のレベルで直接取り出される(利用可能であれば)であろう。この電圧が直接利用できないのであれば、図4に示すようなバイアス装置を提供することが可能である。
この図4では、バイアス装置DPLは、そのソースが電源電圧+VDDに接続されている2つのPMOSトランジスタT5およびT6を含んでいる。これら2つのトランジスタのゲート同士は接続されている。トランジスタT6のゲートはそのドレインに接続されている。
トランジスタT5のドレインは、そのゲートがドレインに接続されているNMOSトランジスタT7を介して基板に接続されている。トランジスタT6のドレインは、2つのNMOSトランジスタT8およびT9を介して基板に接続されており、T9のドレインはT8のソースに接続されている。バイアス電圧VPはこの共通端子で取り出される。
トランジスタT7およびT8のゲート同士は、トランジスタT7およびT9のゲートと同様に接続されている。
本発明の装置と前述の米国特許の整流器との比較試験は、±5Vの正弦波のAC入力電圧については、先行技術の整流器では約3.3Vの整流後の電圧が得られ、本発明の整流器では約4.2Vの整流後の電圧が得られたことを示しており、これは本発明の整流器を支持する22%の差に相当する。
前述の説明はP型基板またはドーピングされたP型基板を使用する装置に関するものである。勿論、N型基板またはドーピングされたN型基板の場合には、NMOSトランジスタはPMOSトランジスタによって置換されるべきであり、またその逆も同じである。また電圧の符号および拡散ダイオードの方向も同様に逆にすべきである。
Claims (9)
- AC電圧用の2つの入力端子(BE1,BE2)と、半導体基板(SBS)内に製造された整流手段と、整流後のDC電圧用の2つの出力端子(BS1,BS2)とを含む電圧整流装置であって、
前記整流手段は、前記半導体基板(SBS)内に配置され、かつ、そのゲート(G1,G2)およびドレイン(D1,D2)が前記基板および前記出力端子(BS1)に接続され、その各々のソース(S1,S2)がそれぞれ前記2つの入力端子(BE1,BE2)のうちの1つに接続されている1対の第1絶縁ゲート電界効果トランジスタ(T1,T2)と、それぞれがバイアスされた半導体ウェル(CS3,CS4)内に配置され、かつ、その各々のゲート(G3,G4)が、それぞれ前記2つの入力端子(BE2,BE1)のうちの1つに接続され、その各々のソース(S3,S4)がそれぞれ前記2つの入力端子(BE1,BE2)のうちの1つに接続され、そのドレイン(D3,D4)が前記出力端子(BS2)に接続されている1対の第2絶縁ゲート電界効果トランジスタ(T3,T4)とを含み、
前記第1絶縁ゲート電界効果トランジスタ(T1,T2)および第2絶縁ゲート電界効果トランジスタ(T3,T4)が、反対の型のチャネルであり、導通時にダイオードの閾値電圧よりも低いドレイン/ソース電圧を有することを特徴とする電圧整流装置。 - 前記第1絶縁ゲート電界効果トランジスタのチャネル幅が300〜500ミクロンである請求項1に記載の装置。
- AC電圧用の2つの入力端子(BE11,BE12)と、半導体基板(SBS)内に製造された整流手段と、整流後のDC電圧用の2つの出力端子(BS11、BS12)とを含む電圧整流装置であって、
前記整流手段は、前記半導体基板(SBS)内に配置され、かつ、そのゲート(G11,G12)が選択されたバイアス電圧(VP)に接続され、その各々のソース(S11,S12)がそれぞれ前記2つの入力端子(BE11,BE12)のうちの1つに接続され、そのドレイン(D11,D12)が前記半導体基板(SBS)および前記出力端子(BS11)に接続されている1対の第1絶縁ゲート電界効果トランジスタ(T11,T12)と、それぞれがバイアスされた半導体ウェル(CS3,CS4)内に配置され、かつ、その各々のゲート(G13,G14)がそれぞれ前記2つの入力端子(BE12,BE11)のうちの1つに接続され、その各々のソース(S13,S14)がそれぞれ前記2つの入力端子(BE11,BE12)のうちの1つに接続され、そのドレイン(D13,D14)が前記出力端子(BS12)に接続されている1対の第2絶縁ゲート電界効果トランジスタ(T13,T14)とを含み、
前記第1絶縁ゲート電界効果トランジスタ(T11,T12)および第2絶縁ゲート電界効果トランジスタ(T13,T14)が、反対の型のチャネルであり、導通時にダイオードの閾値電圧よりも低いドレイン/ソース電圧を有することを特徴とする電圧整流装置。 - 前記バイアス電圧(VP)は、前記第1絶縁ゲート電界効果トランジスタの固有閾値電圧よりも低くなるように選択される請求項3に記載の装置。
- 前記バイアス電圧(VP)は、数百mVと、該数百mVだけ低下された前記第1絶縁ゲート電界効果トランジスタの固有閾値電圧に等しい上限との間に位置するように選択される請求項4に記載の装置。
- 前記数百mVは、400mVである請求項5に記載の装置。
- 前記ダイオードの閾値電圧は、0.7Vである請求項1から5のいずれか一項に記載の装置。
- 前記ダイオードの閾値電圧は、0.6Vである請求項1から5のいずれか一項に記載の装置。
- 前記第1絶縁ゲート電界効果トランジスタはNMOSトランジスタであり、前記第2絶縁ゲート電界効果トランジスタはPMOSトランジスタである請求項1から8のいずれか一項に記載の装置。
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