JP3802757B2

JP3802757B2 - インバータ制御装置

Info

Publication number: JP3802757B2
Application number: JP2000401612A
Authority: JP
Inventors: 智寿亀山
Original assignee: Okuma Corp
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 2000-12-28
Filing date: 2000-12-28
Publication date: 2006-07-26
Anticipated expiration: 2020-12-28
Also published as: JP2002199735A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は工作機械の主軸、送軸駆動用モータについて、その出力トルクを任意に制御するインバータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３に従来のインバータ制御装置構成の一例を示す。図中の速度検出器１６は、モータ１５の回転速度を検出し速度検出値（ωｍ）を出力する。ＣＰＵ１０は、所定の周期で速度検出値（ωｍ）をサンプリングする。サンプリングされた速度検出値（ωｍ）と速度指令（ω＊）との誤差を減算器１により減算し、演算器２は、前記減算器１の出力に基づきトルク指令（Ｔｑ＊）を演算し出力する。電流指令演算器３は前記速度検出値（ωｍ）と前記トルク指令（Ｔｑ＊）より２相電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）を演算し出力する。インバータの出力電流値を電流検出器１４により検出し、三相電流検出値信号（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）として出力する。Ａ／Ｄ変換器１７は、前記電流検出器１４より出力された３相電流検出値信号をサンプリング信号に基づき前記所定の周期でサンプリングする。サンプリングされた三相電流検出値は、ＣＰＵ１０により読み取られる。前記３相電流検出値信号（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）はｄｑ軸変換器９により２相電流検出値（ｉｄ，ｉｑ）として変換される。減算器４，５により前記２相電流指令値（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と２相電流電流検出値（ｉｄ，ｉｑ）の誤差を演算し、演算器６，７により２相電圧指令（ｅｄ，ｅｑ）が演算される。ｄｑ軸逆変換器８により前記２相電圧指令（ｅｄ，ｅｑ）は３相電圧指令（ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅｗ＊）に変換される。比較器１２より基準波発生器１１が出力する三角波信号と前記３相電圧指令を比較し、インバータ１３にＰＷＭ（パルス幅変調）指令を出力する。このＰＷＭ信号のデューティは出力電圧指令値（ｅｕ＊、ｅｖ＊、ｅｗ＊）に比例するので、前記三角波信号の周波数を十分に高くするとモータ１５に印加される電圧の平均値は前記３相電圧指令（ｅｕ＊、ｅｖ＊、ｅｗ＊）に比例する。モータに印加される電圧がパルス波であるため、モータに流れる電流はリップルを含んだ電流となる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
工作機械の主軸、送軸駆動用モータのトルク制御にこの従来の構成によるインバータ制御装置を用いると、主軸等の位置決め時等に位置決め完了後のトルク指令がゼロであるにもかかわらず機械が振動する現象が発生する問題があった。このことは次のように考えられる。この従来のインバータ制御装置において、例えば図４（ｄ）に示す出力電流が流れていたとする。図４（ｄ）に示す電流は、リップル電流を平均化すると一定値となる電流である。三角波信号の周期と電流のサンプリング周期が異なっているインバータ制御装置の場合、電流のサンプリングタイミングが図４（ｆ）の立ち上がりエッジのときは、サンプリングされた出力電流検出値は図４（ｅ）の様になる。ＣＰＵ１０が読み取る検出電流値は、図４（ｅ）の様に三角波信号の周期と電流サンプリング周期のビートにより正弦波電流が流れているかの様に検出される。また、同様に図４（ｂ）に示す電流が流れているがサンプリングした出力電流検出値が図４（ｃ）の様な場合、実電流の基本波が正弦波であってもサンプリングした電流検出値は一定値となる。
【０００４】
この従来のインバータ制御装置では、トルク指令（Ｔｑ＊）ゼロの場合、トルク指令に比例関係にあるｑ軸電流指令（ｉｑ＊）もゼロの指令となる。しかし、図４（ｄ）に示す出力電流に一旦なっても、サンプリングされた出力電流検出結果が図４（ｅ）の様になるので、電流フィードバック制御により、制御後には実電流は図４（ｂ）の様になってしまう。また図４（ｂ）に示す出力電流が流れているときでも、サンプリングした電流検出値が図４（ｃ）の様にゼロとなるため、ｄｑ軸変換したｑ軸電流検出値（ｉｑ）もゼロとなり電流フィードバック制御が有効に動作しない。よって、前記トルク指令（Ｔｑ＊）およびトルク指令（Ｔｑ＊）に比例する前記ｑ軸電流指令（ｉｑ＊）がゼロであるにもかかわらず、実電流が正弦波であるため実電流に比例したトルクが発生し機械が振動し、工作機械の主軸等の位置決め等における実トルクが安定に制御されていなかった。
【０００５】
また、従来構成のインバータ制御装置では、電流指令とサンプリングした電流が一致する様に電流フィードバック制御を行っているため、リップル電流成分以外に、図４（ｂ）に示すビート成分が実電流に含まれ、そのため、電流のビート成分によるモータの高周波損が増えている問題があった。
【０００６】
本発明の目的は、上記課題を解決して、工作機械の主軸等の位置決め時等における実トルクを安定に制御し、あわせて電流のビート成分によるモータの高周波損をなくすことができるインバータ制御装置を提供するところにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明に係るインバータ制御装置は、所定の制御周期でインバータの出力電流値をサンプリングし、前記サンプリングした電流検出値を電流フィードバック値とし、与えられた電流指令値と前記電流フィードバック値との誤差に基づき電圧指令を生成する電流フィードバックループを有し、前記電圧指令値と基準波発生手段が出力する基準波信号とを比較し、前記電圧指令値と基準波信号との大小判別に基づき信号変調を行ない、その変調信号をインバータの入力信号とするインバータ制御装置において、前記基準波信号の周期を検出し、該基準波信号の周期が出力電流値をサンプリングするサンプリング周期より長い場合は前記基準波信号の１周期に対応する周期信号を出力し、前記基準波信号の周期が出力電流値をサンプリングするサンプリング周期より短い場合は前記基準波信号の半周期信号に対応する周期信号を出力する周期信号発生手段と、前記周期信号発生手段が出力する周期信号に基づき前記インバータの出力電流値を平均化する平均化手段と、前記平均化手段の出力する前記インバータの出力電流平均値を前記周期信号に基づき保持する保持手段と、該保持手段が保持した出力電流平均値をサンプリングするサンプリング手段と、該サンプリング手段がサンプリングした出力電流平均値と前記電流指令との誤差に基づき前記電圧指令を演算することを特徴とする。
【０００９】
さらに、本発明に係るインバータ制御装置は、積分回路とリセット回路から成る平均化手段を有し、前記リセット回路は前記周期信号発生手段が出力する周期信号に基づき前記積分回路が積分した電流検出値をリセットすることを特徴とする。
【００１０】
このように本発明においては、三角波信号の周期信号発生手段と、その周期に基づく出力電流値の平均化手段を備え、その出力電流平均値をサンプリングした結果を用いて制御電圧指令を演算する構成としたので、三角波信号周期と出力電流サンプリング周期が異なっていても実電流の基本波成分が検出でき、また三角波信号の周波数と出力電流検出サンプリング周波数のビート成分を実電流から除去できることが可能となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係るインバータ制御装置の一実施形態のブロック図である。図３に示す従来のインバータ制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。図１において周期信号発生器２０は、三角波信号の周期を検出しそれに基づく周期信号を発生する手段である。この周期信号発生手段は、前記三角波の折り返し下点のみ、または上点のみを検出することで三角波信号の１周期に対応する周期信号を出力する。また前記三角波信号の折り返しの上点、下点の双方を検出し三角波信号の半周期に対応する信号を出力する。さらに、出力電流サンプリング信号に基づき、三角波信号の周期が出力電流サンプリング周期より長い場合は三角波信号の１周期に対応する周期信号を出力し、三角波信号の周期が出力電流サンプリング周期より短い場合は三角波信号の半周期信号に対応する周期信号を出力する。平均化回路１９は、前記周期信号発生手段の出力する周期信号に基づき出力電流検出値の平均化処理を行う手段である。保持回路１８は、前記周期信号発生手段の出力する周期信号に基づき、前記平均化手段１９の出力を保持する手段である。前記保持手段１８で保持された信号をサンプリング信号に基づきＡ／Ｄ変換器１７が所定の周期でサンプリングする。サンプリングされた三相電流検出値（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）は、ＣＰＵ１０により読み取られる。
【００１２】
つぎに、図１中の前記周期検出器２０により前記三角波信号の折り返し下点を検出し１周期のパルス信号を出力する場合における各電流検出部の信号について図２を用いて説明する。前記周期信号発生手段２０は、三角波信号の折り返しの下点のみを検出し、図２（ａ）に示すように三角波信号の１周期に対応するパルス信号を出力する。前記平均化手段１９は、前記図２（ａ）の信号の立ち上がりエッジに基づきｈｉｇｈ区間の出力電流検出値の平均化を行う。まず実電流が図２の（ｂ）に示す電流が流れていたときを考えると、前記保持手段１８は、前記図２（ａ）の周期信号の立下りエッジにより前記平均化手段１９の出力を保持し出力する。即ち図２（ｂ）のｂ１間の電流平均値を図２（ｃ）のｃ１ポイントで、ｂ２間の電流平均値をｃ２ポイントで保持し出力するので、保持された信号は、図２（ｃ）中に示す実線の様になる。図２（ｆ）に示すサンプリング信号に基づき、サンプリング信号の立ち上がりエッジで前記保持手段１８が出力する信号をＡ／Ｄ変換器１７がサンプリングする。そこでＡ／Ｄ変換器１７がサンプリングした値は、図２（ｃ）に示す黒点波形の様になる。つぎに実電流が図２（ｄ）に示す電流が流れていたときを考えてみると、前記保持手段１８は、前記図２（ａ）の周期信号の立下りエッジにより、前記平均化手段１９の出力を保持し出力するのであるから、保持された信号は、図２（ｅ）中に示す実線の様になる。図２（ｆ）に示すサンプリング信号に基づきサンプリング信号の立ち上がりエッジで前記保持手段１８が出力する信号をＡ／Ｄ変換器１７がサンプリングすることから、Ａ／Ｄ変換器がサンプリングした値は図２（ｅ）中に示す黒点波形の様になる。三角波信号の折り返しの上点のみを検出する場合もまったく同様である。また、図６には前記周期信号発生手段２０により前記三角波信号の折り返し点の上点および下点双方を検出し三角波信号の半周期に対応するパルス信号を出力する場合における各電流検出部の信号を示した。図６の波形および図中の記号は図２で説明した内容と重複するので説明を省略する。この場合も図２と同様な結果を得ることができる。なお、説明は簡単のために基準波信号として三角波信号を用いたが、のこぎり波信号その他の周期性信号を用いた場合も同様である。さらに、インバータの入力信号には従来技術の説明と同様なパルス幅変調、いわゆるＰＷＭ変調を想定した説明としたが、それ以外の信号変調方式を用いることももとより可能である。
【００１３】
つぎに、図５に本発明に係るインバータ制御回路における平均化手段を示す。平均化手段１９は、積分回路２１とリセット回路２２より構成される。積分回路２１は、抵抗器２３、コンデンサ２４、演算増幅器２５により構成され、電流検出値を積分した値を出力する。積分回路２１の出力を積分時間に比例した係数を乗算することにより平均電流を求めることができる。リセット回路２２は、アナログスイッチ等により構成され前記周期検出器２０の出力信号に基づき積分回路２１のコンデンサに蓄積された電荷を放電することにより積分回路２１で演算した検出電流の積分値をリセットする。なお、この構成以外にも当業者の知識に基づいて種々の変更、改良を加えた態様で実施することができる。
【００１４】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明によるインバータ制御装置においては、三角波信号の周期信号発生手段と、その周期に基づく出力電流値の平均化手段を備え、その出力電流平均値をサンプリングした結果を用いて制御電圧指令を演算する構成としたので、三角波信号周期と出力電流サンプリング周期が異なっていて、リップル電流のリップル周波数と電流検出のサンプリング周波数が異なる場合でも、実電流の基本波成分を検出することができる。その結果、常に安定した電流フィードバック制御が可能となり電流制御が不安定となる現象が発生しない。したがって、工作機械の主軸位置決め時に位置決め完了後のトルク指令がゼロであるにもかかわらず機械が振動する現象が発生しない。
【００１５】
また、三角波の周波数と電流検出サンプリング周波数のビート成分が実電流に含まれないため、電流のビート成分によるモータの高周波損が無くなる。
【００１６】
さらに、本発明による平均化手段は簡単な積分回路とアナログスイッチで構成されるので安価に提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による一実施形態のブロック図である。
【図２】本発明による一実施形態における電流検出部の検出波形図である。
【図３】従来例におけるブロック図である。
【図４】従来例における電流検出部の検出波形図である。
【図５】本発明による一実施形態における平均化手段の回路図である。
【図６】本発明による一実施形態における電流検出部の検出波形図である。
【符号の説明】
１減算器、２演算器、３電流指令演算器、４減算器、５減算器、６演算器、７演算器、８軸逆変換器、９軸変換器、１１三角波発生器、１２比較器、１３インバータ、１４出力電流検出器、１５モータ、１６速度検出器、１７Ａ／Ｄ変換器、１８保持手段、１９平均化手段、２０周期信号発生手段、２１積分回路、２２リセット回路、２３抵抗器、２４コンデンサ、２５演算増幅器。

Claims

所定の制御周期でインバータの出力電流値をサンプリングし、前記サンプリングした電流検出値を電流フィードバック値とし、与えられた電流指令値と前記電流フィードバック値との誤差に基づき電圧指令を生成する電流フィードバックループを有し、前記電圧指令値と基準波発生手段が出力する基準波信号とを比較し、前記電圧指令値と基準波信号との大小判別に基づき信号変調を行ない、その変調信号をインバータの入力信号とするインバータ制御装置において、前記基準波信号の周期を検出し、該基準波信号の周期が出力電流値をサンプリングするサンプリング周期より長い場合は前記基準波信号の１周期に対応する周期信号を出力し、前記基準波信号の周期が出力電流値をサンプリングするサンプリング周期より短い場合は前記基準波信号の半周期信号に対応する周期信号を出力する周期信号発生手段と、前記周期信号発生手段が出力する周期信号に基づき前記インバータの出力電流値を平均化する平均化手段と、前記平均化手段の出力する前記インバータの出力電流平均値を前記周期信号に基づき保持する保持手段と、該保持手段が保持した出力電流平均値をサンプリングするサンプリング手段と、該サンプリング手段がサンプリングした出力電流平均値と前記電流指令との誤差に基づき前記電圧指令を演算することを特徴とするインバータ制御装置。
請求項１に記載のインバータ制御装置であって、前記平均化手段は積分回路とリセット回路から成り、前記リセット回路は前記周期信号発生手段が出力する周期信号に基づき前記積分回路が積分した電流検出値をリセットすることを特徴とするインバータ制御装置。