JP3790235B2 - 逆拡散復調器 - Google Patents

Description

本発明は、拡散符号を用いた演算により所望の信号を周波数拡散して送信した拡散信号を受信し、この受信した拡散信号を拡散符号を用いた演算により逆拡散して前記所望の信号を取り出す無線通信における逆拡散復調器に関するものである。

図１６に第１の従来技術である逆拡散復調器の構成を示す。本構成では、受信された拡散信号は乗算器１００１において拡散符号発生回路１００２で発生した拡散符号と乗算され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１００３に通すことで高調波成分が除去され、受信信号（ベースバンド信号）が得られる。１００４は拡散符号と拡散信号の位相を合わせるための同期制御回路である。

図１７に第２の従来技術である逆拡散復調器の構成を示し、図１８に図１７の逆拡散復調器におけるピーク検出器１１１４の入力側のＡ点と出力側のＢ点の信号の特徴的な波形を示す。本構成では、受信された拡散信号は拡散符号に対応したマッチトフィルタ１１１１により相関信号に変換され、遅延線１１１２によりデータクロックの逆数分遅延され、その遅延信号と前記相関信号が乗算器１１１３で乗算され、その後にピーク検出器１１１４でピーク検出を行うことで受信信号が得られる。

図１６の同期制御回路を有する逆拡散復調器および図１７のマッチトフィルタを有する逆拡散復調器については例えば非特許文献１に記載されている。なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
丸林元，中川正雄，河野隆二著，「スペクトル拡散通信とその応用」，電子情報通信学会，１９９８年，９４頁〜１４５頁，ＩＳＢＮ４−８８５６２−１６３−Ｘ

図１６に示した第１の従来技術である逆拡散復調器では、拡散符号と拡散信号の位相を高精度に合わせる必要がある。このため、同期制御回路１００４の構成が複雑になり、回路規模および消費電力が増大するという問題があった。

また、図１７に示した第２の従来技術である逆拡散復調器では、マッチトフィルタ１１１１として通常ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ ）フィルタを用いる。このため、実装面積および実装コストが増大するという問題があった。また、特定の拡散符号に特化したマッチトフィルタ１１１１を用いるため、異なる拡散符号による拡散信号を復調できないという問題があった。また、マッチトフィルタ１１１１をオンチップの回路で構成すると、面積規模および消費電力が増大するという問題があった。

本発明は、以上のような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、外付け部品を不要にし、かつ同期制御が不要で低電力な逆拡散復調器を提供することで、携帯無線機の低電力・低コスト化に寄与することである。

本発明の逆拡散復調器は、受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、前記第１の拡散符号発生回路または第２の拡散符号発生回路から出力されたＮ個の拡散符号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の符号についてはそのまま出力する極性変換回路と、前記コンパレータ回路および遅延回路から出力された信号と前記極性変換回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、このＮ個の乗算器の出力を加算する加算器と、この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１の拡散符号発生回路から前記極性変換回路への前記第１の拡散符号の入力と前記第２の拡散符号発生回路から前記極性変換回路への前記第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを有するものである。
前記第１の拡散符号発生回路は、前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号をシフトさせるＮ個の第１のフリップフロップ回路群と、この第１のフリップフロップ回路群の内の複数のフリップフロップ回路の出力を入力する第１の排他的論理和回路と、前記第１のフリップフロップ回路群のフリップフロップ回路を開閉自在に縦続接続すると共に前記第１の排他的論理和回路の出力を前記第１のフリップフロップ回路群の内の初段のフリップフロップ回路の入力に開閉自在に接続する第１のスイッチ群とを具備し、前記第２の拡散符号発生回路は、前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号と逆方向に前記第２の拡散符号をシフトさせるＮ個の第２のフリップフロップ回路群と、この第２のフリップフリップ回路群の内の複数のフリップフロップ回路の出力を入力する第２の排他的論理和回路と、前記第２のフリップフロップ回路群のフリップフロップ回路を開閉自在に縦続接続すると共に前記第２の排他的論理和回路の出力を前記第２のフリップフロップ回路群の内の初段のフリップフロップ回路の入力に開閉自在に接続する第２のスイッチ群とを具備し、前記拡散符号制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１のスイッチ群をオン状態にする制御と前記第２のスイッチ群をオン状態にする制御とを交互に切り替えるものである。

また、本発明の逆拡散復調器は、受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、前記コンパレータ回路および遅延回路から出力された信号と前記第１の拡散符号発生回路または第２の拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、このＮ個の乗算器の乗算器出力信号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の乗算器出力信号についてはそのまま出力する極性変換回路と、この極性変換回路の出力を加算する加算器と、この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第１の拡散符号の入力と前記第２の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを有するものである。

また、本発明の逆拡散復調器は、受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、前記コンパレータ回路および遅延回路の出力信号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の出力信号についてはそのまま出力する極性変換回路と、この極性変換回路から出力された信号と前記第１の拡散符号発生回路または第２の拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、このＮ個の乗算器の出力を加算する加算器と、この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第１の拡散符号の入力と前記第２の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを有するものである。

また、本発明の逆拡散復調器は、受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、第２のクロックに同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、前記拡散符号発生回路から出力されたＮ個の拡散符号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の符号についてはそのまま出力する極性変換回路と、前記コンパレータ回路および遅延回路から出力された信号と前記極性変換回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、このＮ個の乗算器の出力を加算する加算器と、この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、このピーク検出器による前記ピークの検出に応じて前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路とを有するものである。

また、本発明の逆拡散復調器は、受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、第２のクロックに同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、前記コンパレータ回路および遅延回路から出力された信号と前記拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、このＮ個の乗算器の乗算器出力信号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の乗算器出力信号についてはそのまま出力する極性変換回路と、この極性変換回路の出力を加算する加算器と、この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、このピーク検出器による前記ピークの検出に応じて前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路とを有するものである。

また、本発明の逆拡散復調器は、受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、第２のクロックに同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、前記コンパレータ回路および遅延回路の出力信号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の出力信号についてはそのまま出力する極性変換回路と、この極性変換回路から出力された信号と前記拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、このＮ個の乗算器の出力を加算する加算器と、この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、このピーク検出器による前記ピークの検出に応じて前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路とを有するものである。

また、本発明の逆拡散復調器の１構成例において、前記クロック制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力の停止と再開とを交互に切り替えるものである。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例において、前記クロック制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出されたときに、前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を一定時間だけ停止するものである。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例は、前記拡散符号発生回路をフリップフロップ回路と排他的論理和回路とフリップフロップ回路の出力パスを制御するスイッチとにより構成するようにしたものである。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例は、前記第１の拡散符号発生回路と前記第２の拡散符号発生回路と前記拡散符号制御回路とをＤＳＰにより構成するようにしたものである。
また、本発明の逆拡散復調器の１構成例は、前記拡散符号発生回路と前記クロック制御回路とをＤＳＰにより構成するようにしたものである。

本発明によれば、コンパレータ回路と遅延回路と第１の拡散符号発生回路と第２の拡散符号発生回路と極性変換回路と乗算器と加算器とピーク検出器と拡散符号制御回路とから逆拡散復調器を構成し、外付け部品が不要で、かつ拡散信号と拡散符号との同期制御が不要な拡散符号発生回路を用いて拡散信号を逆拡散復調するようにしたので、低電力の逆拡散復調器を実現することができ、逆拡散復調器を搭載する携帯無線機の低電力・低コスト化を実現することができる。また、第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、第２のクロックに同期して第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、ピーク検出器によってピークが検出される度に、第１の拡散符号発生回路から極性変換回路への第１の拡散符号の入力と第２の拡散符号発生回路から極性変換回路への第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを設けることにより、加算器からの相関ピーク信号が第１のクロック、第２のクロックおよび拡散符号に依存せず、相関ピーク信号を頻繁に得ることができるので、送信するデータのデータクロック周波数が高速な場合でも逆拡散復調を行うことができ、データクロック周波数を高速化することができる。さらに、極性変換回路を設けることにより、ピーク検出器の出力である受信信号が「１」から「０」または「０」から「１」に変化するときでも、加算器の出力に常時ピークが出現するので、受信信号のジッタを大幅に軽減することができる。また、コンパレータ回路を設けることにより、乗算器と加算器とピーク検出器とをデジタル回路で構成することが可能となるので、逆拡散復調器の設計が容易になり、逆拡散復調器の小型化を実現することができる。

また、コンパレータ回路と遅延回路と拡散符号発生回路と極性変換回路と乗算器と加算器とピーク検出器とクロック制御回路とから逆拡散復調器を構成し、外付け部品が不要で、かつ拡散信号と拡散符号との同期制御が不要な拡散符号発生回路を用いて拡散信号を逆拡散復調するようにしたので、低電力の逆拡散復調器を実現することができ、逆拡散復調器を搭載する携帯無線機の低電力・低コスト化を実現することができる。また、ピーク検出器によるピークの検出に応じて拡散符号発生回路への第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路を設けることにより、加算器からの相関ピーク信号が第１のクロック、第２のクロックおよび拡散符号に依存せず、相関ピーク信号を頻繁に得ることができるので、送信するデータのデータクロック周波数が高速な場合でも逆拡散復調を行うことができ、データクロック周波数を高速化することができる。さらに、極性変換回路を設けることにより、ピーク検出器の出力である受信信号が「１」から「０」または「０」から「１」に変化するときでも、加算器の出力に常時ピークが出現するので、受信信号のジッタを大幅に軽減することができる。また、コンパレータ回路を設けることにより、乗算器と加算器とピーク検出器とをデジタル回路で構成することが可能となるので、逆拡散復調器の設計が容易になり、逆拡散復調器の小型化を実現することができる。

［第１の実施の形態］
図１は本発明の第１の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。本実施の形態の逆拡散復調器は、入力された拡散信号を第１のクロックｆ１に同期して１ビットのデジタル信号に変換するコンパレータ回路１３と、コンパレータ回路１３の出力信号をクロックｆ１の１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数で、本実施の形態では７）までそれぞれ遅延させた（Ｎ−１）個の信号を出力する遅延回路１４ａ〜１４ｆと、送信側で前記拡散信号の拡散に使用された拡散符号と同じＮ個の拡散符号を第２のクロックｆ２に同期して発生する拡散符号発生回路１６と、拡散符号発生回路１６から出力されたＮ個の拡散符号のうち、逆拡散復調器で受信した順番が新しい方の拡散信号または古い方の拡散信号のいずれかに対応する略半数がクロックｆ２の１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の符号についてはそのまま出力する極性変換回路１０７と、コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆから出力された信号と極性変換回路１０７から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器１５ａ〜１５ｇと、乗算器１５ａ〜１５ｇの各出力信号を加算する加算器１７と、加算器１７の出力信号のピーク値を検出するピーク検出器１８とから構成される。

第１のクロックｆ１は、送信側で拡散信号の拡散に使用されたクロックと同じ周波数のクロックである。第２のクロックｆ２は、送信側で拡散符号の生成に使用されたクロックと同じ周波数のクロックである。
なお、本実施の形態では、Ｎ＝７とし、乗算器がＮ＝７個の場合を示したが、Ｎは２以上の整数であればよい。

図２に乗算器１５（１５ａ〜１５ｇ）の構成の１例を示す。各乗算器１５は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮ７からなり、２段縦積み型の差動回路で構成されている。拡散符号発生回路１６から出力される拡散符号とコンパレータ回路１３および遅延回路１４（１４ａ〜１４ｆ）から出力される拡散信号とは、差動形式の信号である。拡散符号発生回路１６から出力される拡散符号はトランジスタＭＮ１，ＭＮ２からなる差動回路とトランジスタＭＮ３，ＭＮ４からなる差動回路とに互いに逆相で入力され、コンパレータ回路１３および遅延回路１４（１４ａ〜１４ｆ）から出力される拡散信号はトランジスタＭＮ５，ＭＮ６からなる差動回路に入力される。これにより、拡散符号と拡散信号とは乗算され、その乗算結果が電流モードで出力される。

図３に加算器１７の構成の１例を示す。加算器１７は、一端に電源電圧が印加され、他端に乗算器１５ａ〜１５ｇの差動出力が入力される負荷抵抗３１，３２から構成される。電流モードで出力する各乗算器１５ａ〜１５ｇの差動出力は、加算器１７において負荷抵抗３１，３２により電圧に変換されて加算され電圧モードで出力される。加算器１７の出力信号は、ピーク検出器１８によりピーク検出され、受信信号（ベースバンド信号）として出力される。

図４に拡散符号発生回路１６の構成の１例を示す。拡散符号発生回路１６は、排他的論理和回路１６３，１６６と、クロックｆ２に同期してシフトするシフトレジスタを構成するフリップフロップ回路１６４ａ〜１６４ｇ，１６７ａ〜１６７ｇと、排他的論理和回路１６３，１６６やフリップフロップ回路１６４ａ〜１６４ｇ，１６７ａ〜１６７ｇの出力パスをオン／オフするスイッチ１６５ａ〜１６５ｈ，１６８ａ〜１６８ｈと、スイッチ１６５ａ〜１６５ｈ，１６８ａ〜１６８ｈを制御する拡散符号制御回路１６９とから構成される。

本実施の形態では、フリップフロップ回路１６４ａ，１６４ｃの出力を排他的論理和回路１６３に取り込み、この排他的論理和回路１６３の演算結果をフリップフロップ１６４ａの入力に戻すことにより、送信側で拡散信号の拡散に使用された拡散符号と同じ第１の拡散符号を発生する。一方、フリップフロップ回路１６７ｅ，１６７ｆの出力を排他的論理和回路１６６に取り込み、排他的論理和回路１６６の演算結果をフリップフロップ１６７ｇの入力に戻すことにより第１の拡散符号を逆順に並べ替えた第２の拡散符号を発生する。

すなわち、第１の排他的論理和回路１６３、フリップフロップ回路１６４ａ〜１６４ｇからなる第１のフリップフロップ回路群およびスイッチ１６５ａ〜１６５ｈからなる第１のスイッチ群は第１の拡散符号発生回路１６０−１を構成し、第２の排他的論理和回路１６６、フリップフロップ回路１６７ａ〜１６７ｈからなる第２のフリップフロップ回路群およびスイッチ１６８ａ〜１６８ｈからなる第２のスイッチ群は第１の拡散符号発生回路１６０−１が発生する第１の拡散符号とは逆方向に信号がシフトしていく第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路１６０−２を構成している。排他的論理和回路１６３，１６６への入力の組み合わせを変えるだけで各種の拡散符号に対応した拡散符号発生回路が形成できる。

拡散符号制御回路１６９は、ピーク検出器１８によるピーク検出に応じてスイッチ１６５ａ〜１６５ｈ，１６８ａ〜１６８ｈを制御する。スイッチ１６５ａ〜１６５ｈがオンのときはスイッチ１６８ａ〜１６８ｈはオフであり、第１の拡散符号発生回路１６０−１で発生する第１の拡散符号は図４において左から右へとシフトしていく。逆に、スイッチ１６５ａ〜１６５ｈがオフのときはスイッチ１６８ａ〜１６８ｈはオンであり、第２の拡散符号発生回路１６０−２で発生する第２の拡散符号は図４において右から左へとシフトしていく。

拡散符号制御回路１６９は、ピーク検出器１８によってピークが検出される度に第１のスイッチ群（１６５ａ〜１６５ｈ）と第２のスイッチ群（１６８ａ〜１６８ｈ）とを交互に切り替えて拡散符号のシフトする方向を切り替える。第１の拡散符号発生回路１６０−１または第２の拡散符号発生回路１６０−２のうち、スイッチ群がオンしている一方の拡散符号発生回路のフリップフロップ回路群から対応する乗算器１５ａ〜１５ｇに拡散符号が入力される。また、このフリップフロップ回路群の出力はスイッチ群がオフしている他方の拡散符号発生回路のフリップフロップ回路群にも同時に入力されているため、スイッチ群を切り替える際には、その時点で出力している拡散符号を保持したまま、逆方向へ拡散符号がシフトを始める。

図５に図４の拡散符号発生回路（本例ではＰＮ７｛１−１１１１−１−１｝の拡散符号）動作時の波形を示す。図５（ａ）は第１の拡散符号発生回路１６０−１がオン状態のとき発生する第１の拡散符号を示し、図５（ｂ）は第２の拡散符号発生回路１６０−２がオン状態のとき発生する第２の拡散符号を示している。

以下、本実施の形態の逆拡散復調器の動作を詳細に説明する。コンパレータ回路１３は、入力された拡散信号の信号レベルを所定のしきい値に基づいてクロックｆ１の周期毎に判定し、拡散信号をハイ（High）またはロウ（Low ）の１ビットデジタルデータに変換して出力する。コンパレータ回路１３から出力された信号は、フリップフロップからなる遅延回路１４ａおよび乗算器１５ａへ供給される。

遅延回路１４ａは、コンパレータ回路１３の出力信号をクロックｆ１の１周期分だけ遅延させて遅延回路１４ｂおよび乗算器１５ｂに出力する。遅延回路１４ｂ〜１４ｅの動作も同様である。遅延回路１４ｆは、遅延回路１４ｅの出力信号をクロックｆ１の１周期分だけ遅延させて乗算器１５ｇに出力する。
以上の動作により、コンパレータ回路１３から出力された信号は、乗算器１５ａへ供給されると共に、遅延回路１４ａ〜１４ｆによってクロックｆ１の１周期ずつ順次遅れて乗算器１５ｂ〜１５ｇへ供給される。

本実施の形態では、コンパレータ回路１３および６個の遅延回路１４ａ〜１４ｆによって７チップレートに相当する拡散信号が常に乗算器１５ａ〜１５に入力されることとなる。コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆから出力される７チップレートの拡散信号は、クロックｆ１に同期して更新され、コンパレータ回路１３からは常にクロックｆ１のタイミングで新しい拡散信号が出力される。

一方、拡散符号発生回路１６からは拡散符号がクロックｆ２に同期して発生し、極性変換回路１０７に入力される。コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆから出力された拡散信号と拡散符号発生回路１６から極性変換回路１０７を介して出力された拡散符号とは、乗算器１５ａ〜１５ｇにより対応する信号毎に乗算され、各乗算器１５ａ〜１５ｇの乗算結果が加算器１７により加算されて出力される。

ここで、極性変換回路１０７を省略して拡散符号発生回路１６と乗算器１５ａ〜１５ｇとを直接接続した場合の動作を説明する。拡散符号発生回路１６からの拡散符号により少なくとも拡散符号長の時間間隔に１回は拡散信号と拡散符号の位相が一致し相関ピーク信号が加算器１７から得られる。ピーク検出器１８がこのピークを検出すると、拡散符号制御回路１６９により拡散符号発生回路１６内のフリップフロップ間の信号パスが切り替えられ、拡散符号のシフトする方向が切り替えられる。

拡散符号のシフトする方向が一方向の場合、次の相関ピーク信号が現れるのは、拡散符号がシフトしていき同じ拡散符号パターンが乗算器１５ａ〜１５ｇに入力されるときであり、拡散符号長の時間間隔に１回である。本実施の形態では、ピーク検出器１８によってピークが検出される度に拡散符号がシフトする方向を切り替える構成としている。このため、相関ピーク信号が得られると、拡散符号制御回路１６９により拡散符号のシフト方向が切り替えられ、逆方向にシフトする拡散符号が乗算器１５ａ〜１５ｇに入力される。

拡散符号制御回路１６９が相関ピーク信号を検出してから拡散符号が逆方向にシフトし始めるまでの遅延時間の間に、乗算器１５ａ〜１５ｇに入力中の拡散符号は切り替え前のシフト方向にシフトし続けている。このため、相関ピーク信号が検出されたときの拡散符号パターンとシフト方向が切り替わったとき乗算器１５ａ〜１５ｇに入力される拡散符号の位相にずれが生じるが、乗算器１５ａ〜１５ｇに入力される拡散符号が逆方向にシフトし始めるため、シフト方向の切り替えから程無くして拡散信号と拡散符号の位相は再び一致し、次の相関ピーク信号が加算器１７から得られる。拡散符号制御回路１６９は、ピーク検出器１８により次の相関ピーク信号が検出されると、拡散符号のシフト方向を逆方向に切り替える。

以下同様の制御を繰り返すことにより、使用する拡散符号長によらず相関ピーク信号を頻繁に得ることができる。
本構成では、送信側から送られたデジタルデータの「１」，「０」に対応して加算器１７から正負の相関値出力が得られる。ピーク検出器１８は、加算器１７の出力信号のピークを検出することにより、デジタルの受信信号（ベースバンド信号）を出力する。

こうして、ピーク検出器１８によるピークの検出に応じて拡散符号発生回路１６における拡散符号のシフト方向を切り替えることにより、加算器１７からの相関ピーク信号がクロックｆ１，ｆ２や使用する拡散符号に依存しない構成となるため、送信する信号のデータレートの高ビット化を図ることができる。

しかし、極性変換回路１０７による極性変換をしない構成、例えば特願２００２−３５２０１９号で提案した逆拡散復調器では、送信データの遷移時にピーク検出が不能となり、検波不能期間が発生する。例えば、図６の例では、ピーク検出器１８の出力（図１のＢ点）である受信信号が「１」から「０」に遷移するとき、加算器１７の出力（図１のＡ点）に現れていた受信信号「１」に対応する正のピークＰ１が途切れ、受信信号「０」に対応する負のピークＰ０が現れるまでに時間を要している。その結果、復調後の受信信号に大きなジッタが発生するという問題があった。さらに、このため伝送容量を大きくできないという問題があった。

これに対して、本実施の形態では、拡散符号発生回路１６と乗算器１５ａ〜１５ｇとの間に極性変換回路１０７を設けている。極性変換回路１０７は、拡散符号発生回路１６から出力されたＮ個の拡散符号のうち、受信した順番が新しい方の拡散信号または古い方の拡散信号のいずれかに対応する略半数が第２のクロックｆ２の１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように前記略半数の符号を極性変換して出力し、Ｎ個の拡散符号のうち前記略半数を除く残りの符号についてはそのまま出力する。

この極性変換回路１０７は、第３のクロックｆ３に基づいて動作する。図７に第２のクロックｆ２と第３のクロックｆ３のタイミングの１例を示す。クロックｆ２とクロックｆ３とは同期している。拡散符号発生回路１６から出力されるＮ個の拡散符号の状態は、クロックｆ２に同期して変化する。図７（ｃ）の例では、クロックｆ２に同期して「Ａ」，「Ｂ」，「Ｃ」，「Ｄ」，「Ｅ」，「Ｆ」，「Ｇ」，「Ｈ」・・・・というように拡散符号の状態が変化している。

極性変換回路１０７は、クロックｆ３が「０」から「１」に変化するとき、前記略半数の拡散符号の極性状態を非反転（図７（ｄ）では「＋」）から反転（図７（ｄ）では「−」）に変更し、クロックｆ３が「１」から「０」に変化するとき、前記略半数の拡散符号の極性状態を反転から非反転に変更する。すなわち、前記略半数の拡散符号がクロックｆ２の１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するようにするため、クロックｆ２の１周期の間にクロックｆ３が「０」から「１」へ変化または「１」から「０」へ変化するようにクロックｆ２とクロックｆ３のタイミングを設定している。

なお、本実施の形態では、クロックｆ３がクロックｆ２の１／２の場合を示しているが、クロックｆ２の１周期の間に前記略半数の拡散符号に反転と非反転の２つの極性状態が現れるように設定すればよく、クロックｆ３とクロックｆ２を等しくしてもよいし、クロックｆ３がクロックｆ２より大きくてもよい。
前記略半数は、Ｎが偶数の場合にはＮを２で割った整商でよいが、Ｎが奇数の場合にはＮを２で割った整商に１を加算した値または整商から１を減算した値のいずれかでよい。例えば、Ｎ＝７の場合の略半数は３または４のいずれかである。

本実施の形態では、最新の拡散信号を出力するのは常にコンパレータ回路１３であり、最古の拡散信号を出力するのは常に遅延回路１４ｆである。したがって、拡散信号の新しい方に対応する略半数の拡散符号とは、乗算器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄに対応する拡散符号（略半数が４の場合）あるいは乗算器１５ａ，１５ｂ，１５ｃに対応する拡散符号（略半数が３の場合）であり、拡散信号の古い方に対応する略半数の拡散符号とは、乗算器１５ｇ，１５ｆ，１５ｅ，１５ｄに対応する拡散符号（略半数が４の場合）あるいは乗算器１５ｇ，１５ｆ，１５ｅに対応する拡散符号（略半数が３の場合）である。

図８に図１のＡ点とＢ点における特徴的な信号波形を示す。この図８は、極性変換回路１０７によって極性変換される略半数の拡散符号が拡散信号の古い方の略半数に対応する場合を示している。図８から分かるように、ピーク検出器１８の出力（図１のＢ点）である受信信号が「１」から「０」に遷移するときには、極性変換回路１０７による極性変換をしない図６の場合に比べて、受信信号「０」に対応する負のピークＰ０’が加算器１７の出力（図１のＡ点）に早めに出現する。その理由は、受信信号が「１」から「０」に遷移する途上において、拡散信号の新しい方の略半数は既に「０」に変化しており、一方、拡散信号の古い方の略半数は未だ「１」のままであるが、この拡散信号の古い方の略半数に対応する拡散符号を極性反転させることで、拡散信号の古い方の略半数を実質的に「０」に変化させることになるからである。同様の理由により、受信信号が「０」から「１」に遷移するときには、極性変換回路１０７による極性変換をしない場合に比べて、受信信号「１」に対応する正のピークが加算器１７の出力に早めに出現する。

また、図９に、極性変換回路１０７によって極性変換される略半数の拡散符号が拡散信号の新しい方の略半数に対応する場合の信号波形を示す。図９から分かるように、ピーク検出器１８の出力（Ｂ点）である受信信号が「１」から「０」に遷移するときには、極性変換回路１０７による極性変換をしない場合に比べて、受信信号「１」に対応する新たな正のピークＰ１’が加算器１７の出力（Ａ点）に出現する。その理由は、拡散信号の新しい方の略半数に対応する拡散符号を極性反転させることで、拡散信号の新しい方の略半数を実質的に「１」に変化させることになるからである。同様の理由により、受信信号が「０」から「１」に遷移するときには、極性変換回路１０７による極性変換をしない場合に比べて、受信信号「０」に対応する新たな負のピークが加算器１７の出力に出現する。

本実施の形態によれば、拡散信号と拡散符号との同期制御を行うことなく逆拡散復調を行うことができる。また、本実施の形態では、加算器１７からの相関ピーク信号がクロックｆ１，ｆ２や使用する拡散符号に依存しない構成のため、送信する信号のデータレートの高ビット化を図ることができる。
さらに、本実施の形態では、受信信号が「１」から「０」または「０」から「１」に変化するときでも、加算器１７の出力に常時ピークが出現するので、検波不能になることがない。その結果、本実施の形態では、受信信号のジッタを大幅に軽減することができる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図１０は本発明の第２の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第１の実施の形態の逆拡散復調器に対して、極性変換回路の設置箇所を変更した構成になっている。すなわち、本実施の形態の極性変換回路１０８は、乗算器１５ａ〜１５ｇと加算器１７との間に設けられている。

極性変換回路１０８は、乗算器１５ａ〜１５ｇのＮ個の乗算器出力信号のうち、逆拡散復調器で受信した順番が新しい方の拡散信号または古い方の拡散信号のいずれかに対応する略半数が第２のクロックｆ２の１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように前記略半数の乗算器出力信号を極性変換して出力し、Ｎ個の乗算器出力信号のうち前記略半数を除く残りの信号についてはそのまま出力する。極性変換回路１０８が第３のクロックｆ３に基づいて動作することは、第１の実施の形態と同様である。

乗算器１５ａ〜１５ｇのＮ個の乗算器出力信号のうち、拡散信号の新しい方に対応する略半数の乗算器出力信号とは、乗算器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄの出力信号（略半数が４の場合）あるいは乗算器１５ａ，１５ｂ，１５ｃの出力信号（略半数が３の場合）であり、拡散信号の古い方に対応する略半数の乗算器出力信号とは、乗算器１５ｇ，１５ｆ，１５ｅ，１５ｄの出力信号（略半数が４の場合）あるいは乗算器１５ｇ，１５ｆ，１５ｅの出力信号（略半数が３の場合）である。
こうして、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図１１は本発明の第３の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第１の実施の形態の逆拡散復調器に対して、極性変換回路の設置箇所を変更した構成になっている。すなわち、本実施の形態の極性変換回路１０９は、コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆと乗算器１５ａ〜１５ｇとの間に設けられている。

極性変換回路１０９は、コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆのＮ個の出力信号のうち、逆拡散復調器で受信した順番が新しい方の拡散信号または古い方の拡散信号のいずれかに対応する略半数が第２のクロックｆ２の１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように前記略半数のサンプルホールド出力信号を極性変換して出力し、Ｎ個の出力信号のうち前記略半数を除く残りの信号についてはそのまま出力する。極性変換回路１０９が第３のクロックｆ３に基づいて動作することは、第１の実施の形態と同様である。

コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆのＮ個の出力信号のうち、拡散信号の新しい方に対応する略半数の出力信号とは、コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ，１４ｂ，１４ｃの出力信号（略半数が４の場合）あるいはコンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ，１４ｂの出力信号（略半数が３の場合）であり、拡散信号の古い方に対応する略半数の出力信号とは、乗算器１４ｆ，１４ｅ，１４ｄ，１４ｃの出力信号（略半数が４の場合）あるいは乗算器１４ｆ，１４ｅ，１４ｄの出力信号（略半数が３の場合）である。
こうして、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図１２は本発明の第４の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態が第１の実施の形態と異なるのは、拡散符号発生回路２０へのクロックｆ２の入力を制御するクロック制御回路１９を備え、このクロック制御回路１９がピーク検出器１８によるピークの検出に応じて拡散符号発生回路２０へのクロックｆ２の入力を制御する点と、拡散符号発生回路２０から出力される拡散符号が一方向のみにシフトする点である。

図１３に本実施の形態の拡散符号発生回路２０の構成の１例を示す。拡散符号発生回路２０は、排他的論理和回路１６１と、この排他的論理和回路１６１の出力をクロックｆ２に同期してシフトするシフトレジスタを構成するフリップフロップ回路１６２ａ〜１６２ｇとからなる。本実施の形態では、フリップフロップ回路１６２ａ，１６２ｃの出力を排他的論理和回路１６１に取り込み、この排他的論理和回路１６１の演算結果をフリップフロップ回路１６２ａの入力に戻すことで拡散符号（本実施の形態ではＰＮ７）を生成している。

排他的論理和回路１６１への入力の組み合わせを変えるだけで各種の拡散符号を生成することができる。なお，遅延回路１４ａ〜１４ｆや乗算器１５ａ〜１５ｇの数を増やす場合は、拡散符号発生回路２０のフリップフロップ回路１６２の数をそれに合わせて増加させればよい。

以下、本実施の形態の逆拡散復調器の動作を詳細に説明する。コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆの動作は第１の実施の形態と同じである。
拡散符号発生回路２０は、拡散符号をクロックｆ２に同期して出力する。拡散符号発生回路２０のフリップフロップ回路１６２ａ〜１６２ｇから出力される拡散符号は、極性変換回路１１０に出力される。フリップフロップ回路１６２ａ〜１６２ｇは縦続接続され、シフトレジスタを構成している。このため、拡散符号はクロックｆ２に同期して図１３の右方向にシフトしながら極性変換回路１１０へ出力される。

極性変換回路１１０は、拡散符号発生回路２０から出力されたＮ個の拡散符号のうち、逆拡散復調器で受信した順番が新しい方の拡散信号または古い方の拡散信号のいずれかに対応する略半数が第２のクロックｆ２の１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように前記略半数の符号を極性変換して出力し、Ｎ個の拡散符号のうち前記略半数を除く残りの符号についてはそのまま出力する。極性変換回路１１０が第３のクロックｆ３に基づいて動作することは、第１の実施の形態と同様である。

コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆから出力された拡散信号と極性変換回路１１０から出力された拡散符号とは、乗算器１５ａ〜１５ｇにより対応する信号毎に乗算され、各乗算器１５ａ〜１５ｇの乗算結果が加算器１７により加算されて出力される。ピーク検出器１８は、加算器１７の出力信号のピークを検出することにより、デジタルの受信信号（ベースバンド信号）を出力する。

第１の実施の形態で説明したように、拡散信号と拡散符号の位相が一致した瞬間に加算器１７からは相関ピーク信号（第１の相関ピーク信号と呼ぶ）が得られる。クロック制御回路１９は、ピーク検出器１８により第１の相関ピーク信号が検出されると、拡散符号発生回路２０のフリップフロップ回路１６２ａ〜１６２ｇへのクロックｆ２の入力を停止する。これにより、拡散符号はシフトすることなくフリップフロップ回路１６２ａ〜１６２ｇで保持される。

ピーク検出器１８が第１の相関ピーク信号を検出して拡散符号のシフトが実際に停止するまでの遅延時間の間に、拡散信号と拡散符号の位相はクロックｆ１とクロックｆ２の差の周波数で変化し続けている。このため、拡散符号のシフトが停止したときには、第１の相関ピーク信号が検出されたときに比べて拡散信号と拡散符号の位相にずれが生じており、拡散符号の位相は拡散信号に対してわずかに進み位相となっている。

拡散符号のシフトが停止した後も、拡散信号はクロックｆ１に同期してシフトしているため、拡散信号と拡散符号の位相はｆ１の速度で変化し、拡散符号に対して遅れ位相であった拡散信号の位相は進み位相の方向に変化する。拡散符号のシフトが停止したとき、拡散符号の位相は拡散信号に対してわずかに進み位相となっているだけなので、拡散符号のシフト停止から程無くして拡散信号と拡散符号の位相は再び一致し、相関ピーク信号（第２の相関ピーク信号と呼ぶ）が加算器１７から得られる。

クロック制御回路１９は、第１の相関ピーク信号に応じて拡散符号発生回路２０へのクロックｆ２の入力を停止した後、ピーク検出器１８により第２の相関ピーク信号が検出されると、拡散符号発生回路２０のフリップフロップ回路１６２ａ〜１６２ｇへのクロックｆ２の入力を再開する。ピーク検出器１８が第２の相関ピーク信号を検出して拡散符号のシフトが実際に再開されるまでの遅延時間の間に、拡散信号と拡散符号の位相はクロックｆ１の周波数で変化し続けている。このため、拡散符号のシフトが再開したときには、第２の相関ピーク信号が検出されたときに比べて拡散信号と拡散符号の位相にずれが生じており、拡散信号の位相は拡散符号に対してわずかに進み位相となっている。

拡散符号のシフトの再開後、拡散信号と拡散符号の位相は再びｆ１とｆ２の周波数差で拡散信号に対して拡散符号の位相が進み位相となるように変化し始める。拡散符号のシフトが再開したとき、拡散信号の位相は拡散符号に対してわずかに進み位相となっているだけなので、拡散符号のシフト再開から程無くして拡散信号と拡散符号の位相は再び一致し、相関ピーク信号（第３の相関ピーク信号と呼ぶ）が加算器１７から得られる。

クロック制御回路１９は、第２の相関ピーク信号に応じて拡散符号発生回路２０へのクロックｆ２の入力を再開した後、ピーク検出器１８により第３の相関ピーク信号が検出されると、拡散符号発生回路２０へのクロックｆ２の入力を停止する。
以下同様の制御を繰り返すことにより相関ピーク信号を頻繁に得ることができる。

図１２の逆拡散復調器においてクロック制御回路を省略した構成では、相関ピーク信号の得られる周期がクロックｆ１とクロックｆ２の和の周波数もしくは差の周波数と、使用する拡散符号の符号長とに依存するが、本実施の形態では、クロックｆ１，ｆ２や使用する拡散符号に依存せずに相関ピーク信号が得られる。加算器１７の出力（図１２のＡ点）およびピーク検出器１８の出力（図１２のＢ点）における特徴的な信号波形は図８、図９と同様になる。

本実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様に、拡散信号と拡散符号との同期制御を行うことなく逆拡散復調を行うことができる。また、本実施の形態では、加算器１７からの相関ピーク信号がクロックｆ１，ｆ２や使用する拡散符号に依存しない構成のため、送信する信号のデータレートの高ビット化を図ることができる。
さらに、本実施の形態では、受信信号が「１」から「０」または「０」から「１」に変化するときでも、加算器１７の出力に常時ピークが出現するので、検波不能になることがない。その結果、本実施の形態では、受信信号のジッタを大幅に軽減することができる。

なお、本実施の形態では、加算器１７からの相関ピーク信号を検出するたびに拡散符号発生回路２０へのクロックｆ２の入力を停止／再開する構成としたが、相関ピーク信号を検出して拡散符号発生回路２０へのクロックｆ２の入力を停止した後は、次の相関ピーク信号を検出せずに一定時間待ってからクロックｆ２の入力を再開する構成にしても同様の効果が得られる。

［第５の実施の形態］
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。図１４は本発明の第５の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図であり、図１２と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第４の実施の形態の逆拡散復調器に対して、極性変換回路の設置箇所を変更した構成になっている。すなわち、本実施の形態の極性変換回路１１１は、乗算器１５ａ〜１５ｇと加算器１７との間に設けられている。

極性変換回路１１１は、乗算器１５ａ〜１５ｇのＮ個の乗算器出力信号のうち、逆拡散復調器で受信した順番が新しい方の拡散信号または古い方の拡散信号のいずれかに対応する略半数が第２のクロックｆ２の１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように前記略半数の乗算器出力信号を極性変換して出力し、Ｎ個の乗算器出力信号のうち前記略半数を除く残りの信号についてはそのまま出力する。極性変換回路１１１が第３のクロックｆ３に基づいて動作することは、第１の実施の形態と同様である。
こうして、本実施の形態においても、第４の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

［第６の実施の形態］
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。図１５は本発明の第６の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図であり、図１２と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第４の実施の形態の逆拡散復調器に対して、極性変換回路の設置箇所を変更した構成になっている。すなわち、本実施の形態の極性変換回路１１２は、コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆと乗算器１５ａ〜１５ｇとの間に設けられている。

極性変換回路１１２は、コンパレータ回路１３および遅延回路１４ａ〜１４ｆのＮ個の出力信号のうち、逆拡散復調器で受信した順番が新しい方の拡散信号または古い方の拡散信号のいずれかに対応する略半数が第２のクロックｆ２の１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように前記略半数のサンプルホールド出力信号を極性変換して出力し、Ｎ個の出力信号のうち前記略半数を除く残りの信号についてはそのまま出力する。極性変換回路１１２が第３のクロックｆ３に基づいて動作することは、第１の実施の形態と同様である。
こうして、本実施の形態においても、第４の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

なお、第１の実施の形態から第３の実施の形態の拡散符号発生回路１６と拡散符号制御回路１６９とをＤＳＰ（Digital Signal Processor）により構成することが可能であり、また第４の実施の形態から第６の実施の形態の拡散符号発生回路２０とクロック制御回路１９とをＤＳＰにより構成することも可能である。

［第７の実施の形態］
次に、本発明の第７の実施の形態について説明する。本実施の形態の逆拡散復調器は、上記第１の実施の形態から第６の実施の形態のいずれかにおいて、乗算器１５ａ〜１５ｇと加算器１７とピーク検出器１８とをデジタル回路で構成することを特徴としている。
乗算器１５ａ〜１５ｇに入力される拡散信号および拡散符号は、どちらもデジタル信号なので、図２、図３に示したような回路によるアナログ演算を行わなくとも、デジタル回路を用いてデジタル演算を行うことによる逆拡散復調が可能である。

第１の実施の形態における逆拡散復調器の乗算器１５ａ〜１５ｇ、加算器１７およびピーク検出器１８をデジタル回路で構成した場合を考える。乗算器１５ａ〜１５ｇをＥＸＯＲ（Exclusive-OR）−ＮＯＴで構成したとすると、拡散信号と拡散符号の位相が同極性で一致した場合は、各乗算器１５ａ〜１５ｇから出力されるデジタル信号は「１」となり、乗算器の数が７個の場合、加算した結果は「７」となる。逆に、拡散信号と拡散符号の位相が逆極性で一致した場合は、各乗算器１５ａ〜１５ｇから出力されるデジタル信号は「０」となり、加算した結果も「０」となる。

拡散信号と拡散符号の位相が１チップレート以上ずれている場合は、加算器１７から出力される結果は「０」と「７」の中間の「３」，「４」程度となる。加算器１７から出力される値が「７」の相関ピーク信号は、送信されたベースバンド信号の「１」に相当し、加算器１７から出力される値が「０」の相関ピーク信号は、送信されたベースバンド信号の「０」に相当する。したがって、加算器１７から出力される「０」付近の相関ピーク信号と「７」付近の相関ピーク信号を検知することにより、送信されたベースバンド信号を復調することができる。

したがって、本実施の形態では、拡散信号と拡散符号との同期制御を行うことなく逆拡散復調を行うことができ、コンパレータ回路以外を全てデジタル回路で実現できるため、逆拡散復調器の設計が容易になり、逆拡散復調器の小型化を実現することができる。

本発明は、拡散符号を用いた演算により所望の信号を周波数拡散して送信した拡散信号を受信し、この受信した拡散信号を拡散符号を用いた演算により逆拡散して前記所望の信号を取り出す無線通信に適用できる。

図１は本発明の第１の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器に用いる乗算器の１構成例を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器に用いる加算器の１構成例を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器に用いる拡散符号発生回路の１構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器に用いる拡散符号発生回路の動作を説明する図である。 本発明の第１の実施の形態において極性変換回路を省略した場合の問題点を説明するための図である。 本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器に用いる第２のクロックと第３のクロックのタイミングの１例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器で得られる加算信号およびベースバンド信号の信号波形の１例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態の逆拡散復調器で得られる加算信号およびベースバンド信号の信号波形の他の例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施の形態の逆拡散復調器に用いる拡散符号発生回路の１構成例を示すブロック図である。 本発明の第５の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施の形態となる逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 第１の従来技術である逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 第２の従来技術である逆拡散復調器の構成を示すブロック図である。 第２の従来技術である逆拡散復調器で得られる加算信号およびベースバンド信号の信号波形図である。

符号の説明

１３…コンパレータ回路、１４ａ〜１４ｆ…遅延回路、１５ａ〜１５ｇ…乗算器、１６、２０…拡散符号発生回路、１７…加算器、１８…ピーク検出器、１９…クロック制御回路、１０７〜１１２…極性変換回路、ＭＮ１〜ＭＮ７…ＮＭＯＳトランジスタ、３１、３２…負荷抵抗、１６１…排他的論理和回路、１６２ａ〜１６２ｇ…フリップフロップ回路、１６０−１…第１の拡散符号発生回路、１６０−２…第２の拡散符号発生回路、１６３、１６６…排他的論理和回路、１６４ａ〜１６４ｇ、１６７ａ〜１６７ｇ…フリップフロップ回路、１６５ａ〜１６５ｈ、１６８ａ〜１６８ｈ…スイッチ、１６９…拡散符号制御回路。

Claims (11)

1. 受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、
   このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、
   第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、
   前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、
   前記第１の拡散符号発生回路または第２の拡散符号発生回路から出力されたＮ個の拡散符号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の符号についてはそのまま出力する極性変換回路と、
   前記コンパレータ回路および遅延回路から出力された信号と前記極性変換回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、
   このＮ個の乗算器の出力を加算する加算器と、
   この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、
   前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１の拡散符号発生回路から前記極性変換回路への前記第１の拡散符号の入力と前記第２の拡散符号発生回路から前記極性変換回路への前記第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを有することを特徴とする逆拡散復調器。
2. 受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、
   このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、
   第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、
   前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、
   前記コンパレータ回路および遅延回路から出力された信号と前記第１の拡散符号発生回路または第２の拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、
   このＮ個の乗算器の乗算器出力信号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の乗算器出力信号についてはそのまま出力する極性変換回路と、
   この極性変換回路の出力を加算する加算器と、
   この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、
   前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第１の拡散符号の入力と前記第２の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを有することを特徴とする逆拡散復調器。
3. 受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、
   このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、
   第２のクロックに同期してＮ個の第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生回路と、
   前記第２のクロックに同期して前記第１の拡散符号を逆向きに並び替えたＮ個の第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生回路と、
   前記コンパレータ回路および遅延回路の出力信号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の出力信号についてはそのまま出力する極性変換回路と、
   この極性変換回路から出力された信号と前記第１の拡散符号発生回路または第２の拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、
   このＮ個の乗算器の出力を加算する加算器と、
   この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、
   前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記第１の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第１の拡散符号の入力と前記第２の拡散符号発生回路から前記乗算器への前記第２の拡散符号の入力とを交互に切り替える拡散符号制御回路とを有することを特徴とする逆拡散復調器。
4. 受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、
   このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、
   第２のクロックに同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、
   前記拡散符号発生回路から出力されたＮ個の拡散符号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の符号についてはそのまま出力する極性変換回路と、
   前記コンパレータ回路および遅延回路から出力された信号と前記極性変換回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、
   このＮ個の乗算器の出力を加算する加算器と、
   この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、
   このピーク検出器による前記ピークの検出に応じて前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路とを有することを特徴とする逆拡散復調器。
5. 受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、
   このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、
   第２のクロックに同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、
   前記コンパレータ回路および遅延回路から出力された信号と前記拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、
   このＮ個の乗算器の乗算器出力信号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の乗算器出力信号についてはそのまま出力する極性変換回路と、
   この極性変換回路の出力を加算する加算器と、
   この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、
   このピーク検出器による前記ピークの検出に応じて前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路とを有することを特徴とする逆拡散復調器。
6. 受信した拡散信号を、この拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周波数の第１のクロックに同期してデジタル信号に変換するコンパレータ回路と、
   このコンパレータ回路の出力信号を前記第１のクロックの１周期から（Ｎ−１）周期（Ｎは２以上の整数）までそれぞれ遅延させたＮ−１個の信号を出力するＮ−１個の遅延回路と、
   第２のクロックに同期してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、
   前記コンパレータ回路および遅延回路の出力信号のうち、受信した順番が新しい方の前記拡散信号または古い方の前記拡散信号のいずれかに対応する略半数が前記第２のクロックの１周期間に反転と非反転の２つの極性状態を呈するように極性変換して出力し、残りの略半数の出力信号についてはそのまま出力する極性変換回路と、
   この極性変換回路から出力された信号と前記拡散符号発生回路から出力された拡散符号とを対応する信号毎に乗算するＮ個の乗算器と、
   このＮ個の乗算器の出力を加算する加算器と、
   この加算器の出力のピークを検出するピーク検出器と、
   このピーク検出器による前記ピークの検出に応じて前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を制御するクロック制御回路とを有することを特徴とする逆拡散復調器。
7. 請求項４乃至６のいずれか１項に記載の逆拡散復調器において、
   前記クロック制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出される度に、前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力の停止と再開とを交互に切り替えることを特徴とする逆拡散復調器。
8. 請求項４乃至６のいずれか１項に記載の逆拡散復調器において、
   前記クロック制御回路は、前記ピーク検出器によって前記ピークが検出されたときに、前記拡散符号発生回路への前記第２のクロックの入力を一定時間だけ停止することを特徴とする逆拡散復調器。
9. 請求項１乃至６のいずれか１項に記載の逆拡散復調器において、
   前記拡散符号発生回路をフリップフロップ回路と排他的論理和回路とフリップフロップ回路の出力パスを制御するスイッチとにより構成することを特徴とする逆拡散復調器。
10. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の逆拡散復調器において、
    前記第１の拡散符号発生回路と前記第２の拡散符号発生回路と前記拡散符号制御回路とをＤＳＰにより構成することを特徴とする逆拡散復調器。
11. 請求項４乃至６のいずれか１項に記載の逆拡散復調器において、
    前記拡散符号発生回路と前記クロック制御回路とをＤＳＰにより構成することを特徴とする逆拡散復調器。
    

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