JP3953888B2 - データ伝送装置 - Google Patents
データ伝送装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3953888B2 JP3953888B2 JP2002147877A JP2002147877A JP3953888B2 JP 3953888 B2 JP3953888 B2 JP 3953888B2 JP 2002147877 A JP2002147877 A JP 2002147877A JP 2002147877 A JP2002147877 A JP 2002147877A JP 3953888 B2 JP3953888 B2 JP 3953888B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input
- data
- circuit
- output
- clock
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタルデータを無線であるいは有線で伝送するデータ伝送装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年、多くの機器間で無線通信を使ったデータ伝送が行われるようになった。携帯電話やブルートゥース技術を使った家電製品の機器間の通信がそれにあたる。しかし、これらの通信方式では、RF帯にアップコンバートされたディジタルデータは一定の帯域において、一定のエネルギーレベルを占める。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
通常、多くの通信機器が同時に使用されると、RF帯においても送受信データが近接してくる。この時、各通信機器において自分自身が必要とするデータのみをフィルタリングしダウンコンバートして復調できると問題は起こらないが、隣接するデータのエネルギーレベルが高いと、フィルタリングによって除去しきれずに、漏れ成分が残る。
【0004】
この漏れ成分がデータの復調時に、折り返し歪等の発生の問題を起こし、ノイズの発生や誤動作の原因となっている。例えば、インパルス応答を考えた場合、図2(a)の時間波形を伝送するには、図2(b)に示ようにDC(直流)からω0の周波数までの帯域を使ってエネルギーレベルで「1」を送ることになる。つまり、ω0の周波数帯域を持った信号をエネルギーレベルで「1」を持たせてRF帯に周波数変換して伝送することである。
【0005】
しかし、他の通信機器が使用する周波数帯と送受信データの占有する周波数帯が近い場合、相互干渉を起こし、復調ノイズの発生や誤動作の原因となっている。この問題を防止するには、送受信データのエネルギーレベルを下げるか、お互いに干渉を起こさないようにデータの間隔を空けるしかない。送受信データのエネルギーレベルを下げるとデータの誤り率が増加し復調が困難になる。
【0006】
また、周波数拡散によるデータ伝送方式が考えられているが、情報信号に拡散符号をかけ合わせる必要があり、送受信装置が複雑になる。
【0007】
本発明の目的は、比較的簡単な構成で周波数拡散を実現でき、これによって送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能で、他の通信機器との相互干渉をなくし、ノイズの発生や誤動作を防止することができるデータ伝送装置を提供することである。
【0008】
【課題を解決するための手段】
図3は、本発明の前提となる符号化器のブロック図を示すものである。この符号化器は、図3に示すように、入力データ(NRZ(Non Return to Zero)符号で構成されるランダムな信号系列)10を送信データとして2入力の排他的論理和回路14の一方の入力端子に入力し、排他的論理和回路14の出力を2段の遅延回路16,17を介して、排他的論理和回路14の他方の入力端子に入力する。そして、排他的論理和回路14の出力をプラス側とマイナス側の2つの入力を持つ加算回路18のプラス側入力に入力し、2段の遅延回路17の出力を加算回路18のマイナス側入力に入力し、加算回路18の出力を出力データ19とする。また、入力データと同じ周期を有し入力データ10に同期した入力クロック11を2段の遅延回路16,17のクロック入力端子に供給する。
【0009】
この符号化器の構成の場合、出力波形は、時間軸応答で図4(a)に示すように(1,0,−1)のポイントを通る。また、出力信号の周波数スペクトラムは、図4(b)に示すように、DCではエネルギーレベルが「0」、ω0/2のところでエネルギーレベルが最大の「2」となり、ω0までの帯域を持つ。
【0010】
しかし、入力データのシンボルレートの(4×n)倍(nは任意の整数)のクロックで、2段の遅延回路16,17を動かすと、出力データの周波数スペクトラムも(4×n)倍に拡散される。n=1とした場合、出力データの周波数帯域は4倍の(4×ω0)の帯域まで拡散される。
【0011】
この場合、出力データのエネルギーレベルのピークは、帯域がω0の時が「2」であったので、「0.5」まで下げても同じ伝送品位が得られる。また、n=2とすると、ピークレベルは「0.25」まで押えることができる。
【0012】
以上の知見を基にして、本発明のデータ伝送装置は、以下のように構成されている。
【0013】
本発明の請求項1記載のデータ伝送装置は、入力データが一方の入力端子に入力される2入力の排他的論理和回路と、入力データと同じ周期を有する入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データに同期した高速クロックがクロック入力端子に入力されるとともに、排他的論理和回路の出力がデータ入力端子に入力される第1段の遅延回路と、高速クロックがクロック入力端子に入力されるとともに、第1段の遅延回路の出力がデータ入力端子に入力され、出力が排他的論理和回路の他方の入力端子に入力される第2段の遅延回路と、プラス側入力とマイナス側入力とを有し、プラス側入力に排他的論理和回路の出力が入力され、マイナス側入力に第2段の遅延回路の出力が入力される加算回路とを備えている。そして、高速クロックのレートによって加算回路の出力データが送り出されるようにしている。
【0014】
この構成によれば、排他的論理和回路、2段の遅延回路および加算回路からなる符号化器の構成において、第1段および第2段の遅延回路に対して、入力データと同じ周期を有する入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データに同期した高速クロックを与えるだけの比較的簡単な構成で、周波数拡散を実現できる。これによって、送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能で、他の通信機器との相互干渉をなくし、ノイズの発生や誤動作を防止することができる。
【0015】
本発明の請求項2記載のデータ伝送装置は、入力データがデータ入力端子に入力され、入力データと同じ周期を有し入力データに同期した入力クロックがクロック入力端子に入力されるフリップフロップ回路と、フリップフロップ回路のデータ出力が一方の入力端子に入力される2入力の排他的論理和回路と、排他的論理和回路の出力がデータ入力端子に入力される第1段の遅延回路と、第1段の遅延回路の出力がデータ入力端子に入力され、出力が排他的論理和回路の他方の入力端子に入力される第2段の遅延回路と、プラス側入力とマイナス側入力とを有し、プラス側入力に排他的論理和回路の出力が入力され、マイナス側入力に第2段の遅延回路の出力が入力される加算回路と、入力クロックが入力端子に入力され、出力部から入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有し入力クロックに同期した高速クロックを出力して、第1段および第2段の遅延回路のクロック入力端子にそれぞれ入力する高速クロック発生器とを備えている。そして、高速クロックのレートによって加算回路の出力データが送り出されるようにしている。
【0016】
この構成によれば、排他的論理和回路、2段の遅延回路および加算回路からなる符号化器の構成に、フリップフロップ回路と高速クロック発生器を付加して、第1段および第2段の遅延回路に対して、入力データと同じ周期を有する入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データに同期した高速クロックを与えるだけの比較的簡単な構成で周波数拡散を実現できる。これによって、送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能で、他の通信機器との相互干渉をなくし、ノイズの発生や誤動作を防止することができる。また、フリップフロップ回路を設けているため、入力データと高速クロックの同期を容易にとることができる。
【0017】
本発明の請求項3記載のデータ伝送装置は、請求項1または2記載のデータ伝送装置において、高速クロックが入力クロックの(4×n)倍(nは任意の整数)の周波数である。
【0018】
この構成によれば、データの周波数特性にDC成分を持たないようにできる。
【0019】
本発明の請求項4記載のデータ伝送装置は、請求項1または2記載のデータ伝送装置において、第1段の遅延回路と第2段の遅延回路の出力の初期状態が(0,0)または(1,1)である。
【0020】
この構成によれば、90°の位相のずれが生じないので、復調側で同じ周期の方形波をかけることでデータを容易に復調することができる。
【0021】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【0022】
図1に本発明の実施の形態を示すデータ伝送装置のブロック図を示す。図1において、入力データ(NRZ符号で構成されるランダムな信号系列)10は、フリップフロップ回路12のD(データ)入力端子に入力される。フリップフロップ回路12のQ出力は、2入力の排他的論理和回路14の一方の入力端子に入力される。排他的論理和回路14の出力は、フリップフロップ回路からなる第1段の遅延回路16のD入力端子に入力される。第1段の遅延回路16のQ出力は、フリップフロップ回路からなる第2段の遅延回路17のD入力端子に入力される。第2段の遅延回路17のQ出力は、排他的論理和回路14の他方の入力端子に入力される。
【0023】
また、第2段の遅延回路17の出力は加算回路18のマイナス側入力に入力される。加算回路18のプラス側入力には、排他的論理和回路14の出力信号が入力される。加算回路18の出力は、出力データ19となる。以上が、データ伝送装置における送信データの流れである。
【0024】
つぎに、クロックの流れについて説明する。入力データ10に同期し、かつ入力データ10と同じ周期を有する入力クロック11は、フリップフロップ回路12のクロック入力端子に入力され、入力データ10を一定周期Tの間隔で取り込む。また、入力クロック11は、高速クロック発生器13に入力される。高速クロック発生器13は、例えば、PLL回路のような構成を有し、入力クロック11に同期したm倍(mは2以上の整数)の速度を持つ高速クロック15を発生する。高速クロック15は、フリップフロップ回路からなる第1段の遅延回路16と第2段の遅延回路17のクロック入力端子に入力される。
【0025】
上記のような構成をとることにより、周期Tをもつ入力データ10は、フリップフロップ回路12のQ出力でT時間データが保持されている間に、m/Tの速度を持つ高速クロック15で、符号化器20をm回にわたり動作させることにより、出力データ19が作られる。なお、符号化器20は、排他的論理和回路14、遅延回路16,17および加算回路18からなる。
【0026】
つぎに、符号化器20の動作について説明する。2つの遅延回路16,17の初期状態での出力を(0,0)とした時の動作を、図5(a)に示される入力データと図5(c)に示される入力クロックとを用いて説明する。
【0027】
また、最初の説明は、入力データ10が入力されるフリップフロップ回路12と2段の遅延回路16,17のクロックは同じ信号を用いるものとして説明する。
【0028】
図5(c)の入力クロック10の第1回目の立ち上がりエッジRE1では、図5(b)に示すフリップフロップ回路12から出力されたデータ「1」と第2段の遅延回路17の出力データが「0」ということから、排他的論理和回路14の出力は「1」となる。そして、排他的論理和回路14の出力が「1」であることと、第2段の遅延回路17の出力が「0」であることにより、加算回路18の出力データ19は「1」となる。
【0029】
つぎに、図5(c)の入力クロック10の第2回目の立ち上がりエッジRE2では、図5(b)に示すフリップフロップ回路12の出力は「0」となっているので、第2段の遅延回路17の出力は「0」である。このことから、排他的論理和回路14の出力は「0」となる。排他的論理和回路14の出力が「0」であることと、第2段の遅延回路17の出力が「0」であることにより、加算回路18の出力データ19は「0」となる。この時、第1段の遅延回路16の出力データは「1」になっている。
【0030】
つぎに、図5(c)の入力クロック10の第3回目の立ち上がりエッジRE3では、図5(b)に示すフリップフロップ回路12の出力が「1」であることと、第2段の遅延回路17の出力が「1」であることより、排他的論理輪回路14の出力は「0」となる。そして、排他的論理和回路14の出力が「0」であることと、第2段の遅延回路17の出力が「1」であることにより、加算回路18の出力データ19は「−1」となる。
【0031】
同じく図5(c)の入力クロック10の第4回目の立ち上がりエッジRE4での演算結果より、加算回路18の出力データ19は「0」となる。
【0032】
このように、符号化器20を用いることにより、入力される送信データは、「1,0」で構成されるNRZ符号の系列から「1,0,−1」で構成される符号系列に変換される。これにより、周波数スペクトラムは図4(b)に示したように、DC成分は「0」で、ω0/2でエネルギーレベルのピークを持ち、ω0ではエネルギーレベルは再び「0」になる特性を持つようになる。
【0033】
つぎに、高速クロック発生器13により、入力段のフリップフロップ回路12の入力クロックに対して、2段の遅延回路16,17のクロックが4倍の速度を持つように構成した場合について、表1と表2とを用いて説明する。
【0034】
【表1】
【0035】
【表2】
【0036】
表1と表2において、入力とは、フリップフロップ回路12の出力データ、つまり、排他的論理輪回路14の一方の入力を示す。また、A,Bは第1段、第2段の遅延回路16,17の出力状態を示す。出力は、加算回路18の出力データを示す。各表の左端は時間系列を示している。時間「0」は回路の初期状態を示す。つまり、表1では、2つの遅延回路16,17は、出力が初期状態「0,0」からスタートすることを示している。また、表2では、2つの遅延回路16,17は、出力が初期状態「1,0」からスタートすることを示している。
【0037】
入力クロックに対して、高速クロックは4倍の速度を持つため、入力データは「1」が4つ、「0」が4つ、「1」が4つという順序に並んでいる。表1では、この入力データに対する出力データは、入力データとして「1」が4つ発生する間に、「1,1,−1,−1」という具合に発生し、プラス側とマイナス側でのエネルギーバランスがとれ、出力信号成分がDC成分を持たない。また、出力データは、入力データの4倍の速度で変化しているので、4倍のω0の帯域に拡散されていることになる。つまり、エネルギーのピークレベルが図4(b)で帯域がω0の時には、「2」であったので、帯域が4倍に拡散されたことにより、同じ伝送品位を保つには、ピークレベルは「0.5」まで下げることができるということになる。
【0038】
また、表1では2つの遅延回路16,17の出力の初期状態が「0,0」であったが、「1,1」の場合は、出力データは、入力データとして「1」が4つ発生する間に「−1,−1,1,1」となることが容易に類推できる。つまり、この場合にも、出力データに関してプラス側とマイナス側のエネルギーバランスがとれている。
【0039】
表2より、遅延回路16,17の出力の初期状態が「1,0」である時は、入力データとして「1」が4つ発生する間に出力データは「1,−1,−1,1」となり、出力データのプラス側成分とマイナス側成分のトータルバランスは合うが、初期状態が「0,0」の時に比べて、位相が90°ずれた状態で出力データが出てくることがわかる。また、遅延回路16,17の出力の初期状態が「0,1」の時は、入力データとして「1」が4つ発生する間に出力データは「−1,1,1,−1」となることが容易に類推できる。
【0040】
図5(e)に4倍のクロックを示し、図5(f)に4倍のクロック使用時の出力データを示す。フリップフロップ回路12の出力が「1」の時は、符号化器20の出力データは「1,1,−1,−1」と繰り返される。フリップフロップ回路の出力が「0」のときは、同出力データは「0,0,0,0」と繰り返されることがわかる。
【0041】
また、入力クロック10に対して、高速クロック15を4倍とした場合、遅延回路16,17の出力の初期状態が「0,0」の時は出力データは[1,1,−1,−1]となるので、高速クロックを8倍としたときは、[1,1,−1,−1,1,1,−1,−1]となることがわかる。この時、周波数帯域は8倍の(8×ω0)まで拡散され、エネルギーレベルのピークは「0.25」まで下げることができる。高速クロックが12倍など、それぞれ以上の(4×n)倍の場合にも、同様である。
【0042】
ここで、高速クロックが入力クロックの(4×n)倍(nは任意の整数)の周波数である」ことによる作用効果について、図5を用いて説明する。図5(c)の1クロックの期間に、図5(d)の出力データでレベル1を送ったとすると、そのときのデータの周波数特性は、DCからエネルギーを持った形になる。つまり、図2の(b)の形の周波数特性となる。つぎに、図5(d)のデータでレベル1に相当するものを、図5(e)の4倍のクロックで図1の破線の符号化器にデータを通すと、その出力は図5の(f)のようになる。
【0043】
図5の(f)は、ハイの期間2に対して、ローの期間2なので、必然的にDC成分をもたない周波数特性となる。つまり、周波数特性としては、図4の(b)のようになり、ω0/2に対して左右対称な形となる。
【0044】
つぎに、第1段の遅延回路と第2段の遅延回路の出力の初期状態が(0,0)または(1,1)であることによる作用効果について詳しく説明する。初期状態が(0,0)であると、図5の(f)の波形、(1,1)であると、その波形を反転させた形となる。それらを合成すると、1サイクルの正弦波(図4(a)に示す波形)と、これに対して180°ずれた正弦波とを重ねたような波形になり、復調側で同じ周期の方形波をかけると、データが容易に復調できる。しかし、初期状態が(0,1)または(1,0)であると、出力波形が(1,1)、(0,0)から各々90°ずれたものとなるので、4つの波形を合成すると、1サイクルの正弦波(図4(a)に示す波形)と、これに対して各々90°、180°、270°ずれた3つの正弦波とを重ねたような波形になり、復調が容易ではない。
【0045】
また、高速クロックの周波数については、入力クロックの何倍(整数倍)でも良い。つまり、(4×n)倍以外の倍数、例えば2倍、3倍、5倍、6倍、‥‥‥などでもよい。
【0046】
ただし、(4×n)倍であると、上記したように、ω0/2に対して左右対称な周波数特性となる。(4×n)倍以外であると、周波数特性的には、エネルギーのセンターがDC側に寄る、もしくはDC成分をもつようになる。また、奇数倍であると、時間軸上でのデータの連続性がなくなり、復調が容易でない。さらに、(4×n)倍以外でも、周波数拡散はできるが、復調が容易でない。(4×n)倍であると、バランスよく周波数拡散でき、復調も行いやすい。
【0047】
この実施の形態によれば、排他的論理和回路14、2段の遅延回路16,17および加算回路18からなる符号化器20の構成に、フリップフロップ回路12と高速クロック発生器13を付加して第1段および第2段の遅延回路16,17に対して、入力データ10と同じ周期を有する入力クロック11のm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データ10に同期した高速クロック15を与えるだけの比較的簡単な構成で周波数拡散を実現できる。これによって、送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能で、他の通信機器との相互干渉をなくし、ノイズの発生や誤動作を防止することができる。また、フリップフロップ回路12を設けているため、入力データ10と高速クロック15の同期を容易にとることができる。
【0048】
【発明の効果】
本発明のデータ伝送装置によれば、第1段および第2段の遅延回路に対して、入力データと同じ周期を有する入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データに同期した高速クロックを与えるだけの比較的簡単な構成で、情報信号に複雑な拡散符号を掛け合わせて周波数拡散を行うことなく、比較的簡単な構成で周波数拡散が実現でき、送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能となる。上記した方式を用いてデータ伝送を行うことにより、他の通信機器との相互干渉がなくなり、ノイズの発生や誤動作を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態におけるデータ伝送装置の構成を示すブロック図である。
【図2】NRZ伝送時の時間波形と周波数特性を示す特性図である。
【図3】NRZ符号から(1,0,−1)符号へ変換する符号化器の構成を示すブロック図である。
【図4】符号化器の出力の時間波形と周波数特性を示す特性図である。
【図5】符号化器のタイミングチャートである。
【符号の説明】
10 入力データ
11 入力クロック
12 フリップフロップ回路
13 高速クロック発生器
14 排他的論理和回路
15 高速クロック
16 第1段の遅延回路
17 第2段の遅延回路
18 加算回路
19 出力データ
20 符号化器
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタルデータを無線であるいは有線で伝送するデータ伝送装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年、多くの機器間で無線通信を使ったデータ伝送が行われるようになった。携帯電話やブルートゥース技術を使った家電製品の機器間の通信がそれにあたる。しかし、これらの通信方式では、RF帯にアップコンバートされたディジタルデータは一定の帯域において、一定のエネルギーレベルを占める。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
通常、多くの通信機器が同時に使用されると、RF帯においても送受信データが近接してくる。この時、各通信機器において自分自身が必要とするデータのみをフィルタリングしダウンコンバートして復調できると問題は起こらないが、隣接するデータのエネルギーレベルが高いと、フィルタリングによって除去しきれずに、漏れ成分が残る。
【0004】
この漏れ成分がデータの復調時に、折り返し歪等の発生の問題を起こし、ノイズの発生や誤動作の原因となっている。例えば、インパルス応答を考えた場合、図2(a)の時間波形を伝送するには、図2(b)に示ようにDC(直流)からω0の周波数までの帯域を使ってエネルギーレベルで「1」を送ることになる。つまり、ω0の周波数帯域を持った信号をエネルギーレベルで「1」を持たせてRF帯に周波数変換して伝送することである。
【0005】
しかし、他の通信機器が使用する周波数帯と送受信データの占有する周波数帯が近い場合、相互干渉を起こし、復調ノイズの発生や誤動作の原因となっている。この問題を防止するには、送受信データのエネルギーレベルを下げるか、お互いに干渉を起こさないようにデータの間隔を空けるしかない。送受信データのエネルギーレベルを下げるとデータの誤り率が増加し復調が困難になる。
【0006】
また、周波数拡散によるデータ伝送方式が考えられているが、情報信号に拡散符号をかけ合わせる必要があり、送受信装置が複雑になる。
【0007】
本発明の目的は、比較的簡単な構成で周波数拡散を実現でき、これによって送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能で、他の通信機器との相互干渉をなくし、ノイズの発生や誤動作を防止することができるデータ伝送装置を提供することである。
【0008】
【課題を解決するための手段】
図3は、本発明の前提となる符号化器のブロック図を示すものである。この符号化器は、図3に示すように、入力データ(NRZ(Non Return to Zero)符号で構成されるランダムな信号系列)10を送信データとして2入力の排他的論理和回路14の一方の入力端子に入力し、排他的論理和回路14の出力を2段の遅延回路16,17を介して、排他的論理和回路14の他方の入力端子に入力する。そして、排他的論理和回路14の出力をプラス側とマイナス側の2つの入力を持つ加算回路18のプラス側入力に入力し、2段の遅延回路17の出力を加算回路18のマイナス側入力に入力し、加算回路18の出力を出力データ19とする。また、入力データと同じ周期を有し入力データ10に同期した入力クロック11を2段の遅延回路16,17のクロック入力端子に供給する。
【0009】
この符号化器の構成の場合、出力波形は、時間軸応答で図4(a)に示すように(1,0,−1)のポイントを通る。また、出力信号の周波数スペクトラムは、図4(b)に示すように、DCではエネルギーレベルが「0」、ω0/2のところでエネルギーレベルが最大の「2」となり、ω0までの帯域を持つ。
【0010】
しかし、入力データのシンボルレートの(4×n)倍(nは任意の整数)のクロックで、2段の遅延回路16,17を動かすと、出力データの周波数スペクトラムも(4×n)倍に拡散される。n=1とした場合、出力データの周波数帯域は4倍の(4×ω0)の帯域まで拡散される。
【0011】
この場合、出力データのエネルギーレベルのピークは、帯域がω0の時が「2」であったので、「0.5」まで下げても同じ伝送品位が得られる。また、n=2とすると、ピークレベルは「0.25」まで押えることができる。
【0012】
以上の知見を基にして、本発明のデータ伝送装置は、以下のように構成されている。
【0013】
本発明の請求項1記載のデータ伝送装置は、入力データが一方の入力端子に入力される2入力の排他的論理和回路と、入力データと同じ周期を有する入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データに同期した高速クロックがクロック入力端子に入力されるとともに、排他的論理和回路の出力がデータ入力端子に入力される第1段の遅延回路と、高速クロックがクロック入力端子に入力されるとともに、第1段の遅延回路の出力がデータ入力端子に入力され、出力が排他的論理和回路の他方の入力端子に入力される第2段の遅延回路と、プラス側入力とマイナス側入力とを有し、プラス側入力に排他的論理和回路の出力が入力され、マイナス側入力に第2段の遅延回路の出力が入力される加算回路とを備えている。そして、高速クロックのレートによって加算回路の出力データが送り出されるようにしている。
【0014】
この構成によれば、排他的論理和回路、2段の遅延回路および加算回路からなる符号化器の構成において、第1段および第2段の遅延回路に対して、入力データと同じ周期を有する入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データに同期した高速クロックを与えるだけの比較的簡単な構成で、周波数拡散を実現できる。これによって、送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能で、他の通信機器との相互干渉をなくし、ノイズの発生や誤動作を防止することができる。
【0015】
本発明の請求項2記載のデータ伝送装置は、入力データがデータ入力端子に入力され、入力データと同じ周期を有し入力データに同期した入力クロックがクロック入力端子に入力されるフリップフロップ回路と、フリップフロップ回路のデータ出力が一方の入力端子に入力される2入力の排他的論理和回路と、排他的論理和回路の出力がデータ入力端子に入力される第1段の遅延回路と、第1段の遅延回路の出力がデータ入力端子に入力され、出力が排他的論理和回路の他方の入力端子に入力される第2段の遅延回路と、プラス側入力とマイナス側入力とを有し、プラス側入力に排他的論理和回路の出力が入力され、マイナス側入力に第2段の遅延回路の出力が入力される加算回路と、入力クロックが入力端子に入力され、出力部から入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有し入力クロックに同期した高速クロックを出力して、第1段および第2段の遅延回路のクロック入力端子にそれぞれ入力する高速クロック発生器とを備えている。そして、高速クロックのレートによって加算回路の出力データが送り出されるようにしている。
【0016】
この構成によれば、排他的論理和回路、2段の遅延回路および加算回路からなる符号化器の構成に、フリップフロップ回路と高速クロック発生器を付加して、第1段および第2段の遅延回路に対して、入力データと同じ周期を有する入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データに同期した高速クロックを与えるだけの比較的簡単な構成で周波数拡散を実現できる。これによって、送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能で、他の通信機器との相互干渉をなくし、ノイズの発生や誤動作を防止することができる。また、フリップフロップ回路を設けているため、入力データと高速クロックの同期を容易にとることができる。
【0017】
本発明の請求項3記載のデータ伝送装置は、請求項1または2記載のデータ伝送装置において、高速クロックが入力クロックの(4×n)倍(nは任意の整数)の周波数である。
【0018】
この構成によれば、データの周波数特性にDC成分を持たないようにできる。
【0019】
本発明の請求項4記載のデータ伝送装置は、請求項1または2記載のデータ伝送装置において、第1段の遅延回路と第2段の遅延回路の出力の初期状態が(0,0)または(1,1)である。
【0020】
この構成によれば、90°の位相のずれが生じないので、復調側で同じ周期の方形波をかけることでデータを容易に復調することができる。
【0021】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【0022】
図1に本発明の実施の形態を示すデータ伝送装置のブロック図を示す。図1において、入力データ(NRZ符号で構成されるランダムな信号系列)10は、フリップフロップ回路12のD(データ)入力端子に入力される。フリップフロップ回路12のQ出力は、2入力の排他的論理和回路14の一方の入力端子に入力される。排他的論理和回路14の出力は、フリップフロップ回路からなる第1段の遅延回路16のD入力端子に入力される。第1段の遅延回路16のQ出力は、フリップフロップ回路からなる第2段の遅延回路17のD入力端子に入力される。第2段の遅延回路17のQ出力は、排他的論理和回路14の他方の入力端子に入力される。
【0023】
また、第2段の遅延回路17の出力は加算回路18のマイナス側入力に入力される。加算回路18のプラス側入力には、排他的論理和回路14の出力信号が入力される。加算回路18の出力は、出力データ19となる。以上が、データ伝送装置における送信データの流れである。
【0024】
つぎに、クロックの流れについて説明する。入力データ10に同期し、かつ入力データ10と同じ周期を有する入力クロック11は、フリップフロップ回路12のクロック入力端子に入力され、入力データ10を一定周期Tの間隔で取り込む。また、入力クロック11は、高速クロック発生器13に入力される。高速クロック発生器13は、例えば、PLL回路のような構成を有し、入力クロック11に同期したm倍(mは2以上の整数)の速度を持つ高速クロック15を発生する。高速クロック15は、フリップフロップ回路からなる第1段の遅延回路16と第2段の遅延回路17のクロック入力端子に入力される。
【0025】
上記のような構成をとることにより、周期Tをもつ入力データ10は、フリップフロップ回路12のQ出力でT時間データが保持されている間に、m/Tの速度を持つ高速クロック15で、符号化器20をm回にわたり動作させることにより、出力データ19が作られる。なお、符号化器20は、排他的論理和回路14、遅延回路16,17および加算回路18からなる。
【0026】
つぎに、符号化器20の動作について説明する。2つの遅延回路16,17の初期状態での出力を(0,0)とした時の動作を、図5(a)に示される入力データと図5(c)に示される入力クロックとを用いて説明する。
【0027】
また、最初の説明は、入力データ10が入力されるフリップフロップ回路12と2段の遅延回路16,17のクロックは同じ信号を用いるものとして説明する。
【0028】
図5(c)の入力クロック10の第1回目の立ち上がりエッジRE1では、図5(b)に示すフリップフロップ回路12から出力されたデータ「1」と第2段の遅延回路17の出力データが「0」ということから、排他的論理和回路14の出力は「1」となる。そして、排他的論理和回路14の出力が「1」であることと、第2段の遅延回路17の出力が「0」であることにより、加算回路18の出力データ19は「1」となる。
【0029】
つぎに、図5(c)の入力クロック10の第2回目の立ち上がりエッジRE2では、図5(b)に示すフリップフロップ回路12の出力は「0」となっているので、第2段の遅延回路17の出力は「0」である。このことから、排他的論理和回路14の出力は「0」となる。排他的論理和回路14の出力が「0」であることと、第2段の遅延回路17の出力が「0」であることにより、加算回路18の出力データ19は「0」となる。この時、第1段の遅延回路16の出力データは「1」になっている。
【0030】
つぎに、図5(c)の入力クロック10の第3回目の立ち上がりエッジRE3では、図5(b)に示すフリップフロップ回路12の出力が「1」であることと、第2段の遅延回路17の出力が「1」であることより、排他的論理輪回路14の出力は「0」となる。そして、排他的論理和回路14の出力が「0」であることと、第2段の遅延回路17の出力が「1」であることにより、加算回路18の出力データ19は「−1」となる。
【0031】
同じく図5(c)の入力クロック10の第4回目の立ち上がりエッジRE4での演算結果より、加算回路18の出力データ19は「0」となる。
【0032】
このように、符号化器20を用いることにより、入力される送信データは、「1,0」で構成されるNRZ符号の系列から「1,0,−1」で構成される符号系列に変換される。これにより、周波数スペクトラムは図4(b)に示したように、DC成分は「0」で、ω0/2でエネルギーレベルのピークを持ち、ω0ではエネルギーレベルは再び「0」になる特性を持つようになる。
【0033】
つぎに、高速クロック発生器13により、入力段のフリップフロップ回路12の入力クロックに対して、2段の遅延回路16,17のクロックが4倍の速度を持つように構成した場合について、表1と表2とを用いて説明する。
【0034】
【表1】
【0035】
【表2】
【0036】
表1と表2において、入力とは、フリップフロップ回路12の出力データ、つまり、排他的論理輪回路14の一方の入力を示す。また、A,Bは第1段、第2段の遅延回路16,17の出力状態を示す。出力は、加算回路18の出力データを示す。各表の左端は時間系列を示している。時間「0」は回路の初期状態を示す。つまり、表1では、2つの遅延回路16,17は、出力が初期状態「0,0」からスタートすることを示している。また、表2では、2つの遅延回路16,17は、出力が初期状態「1,0」からスタートすることを示している。
【0037】
入力クロックに対して、高速クロックは4倍の速度を持つため、入力データは「1」が4つ、「0」が4つ、「1」が4つという順序に並んでいる。表1では、この入力データに対する出力データは、入力データとして「1」が4つ発生する間に、「1,1,−1,−1」という具合に発生し、プラス側とマイナス側でのエネルギーバランスがとれ、出力信号成分がDC成分を持たない。また、出力データは、入力データの4倍の速度で変化しているので、4倍のω0の帯域に拡散されていることになる。つまり、エネルギーのピークレベルが図4(b)で帯域がω0の時には、「2」であったので、帯域が4倍に拡散されたことにより、同じ伝送品位を保つには、ピークレベルは「0.5」まで下げることができるということになる。
【0038】
また、表1では2つの遅延回路16,17の出力の初期状態が「0,0」であったが、「1,1」の場合は、出力データは、入力データとして「1」が4つ発生する間に「−1,−1,1,1」となることが容易に類推できる。つまり、この場合にも、出力データに関してプラス側とマイナス側のエネルギーバランスがとれている。
【0039】
表2より、遅延回路16,17の出力の初期状態が「1,0」である時は、入力データとして「1」が4つ発生する間に出力データは「1,−1,−1,1」となり、出力データのプラス側成分とマイナス側成分のトータルバランスは合うが、初期状態が「0,0」の時に比べて、位相が90°ずれた状態で出力データが出てくることがわかる。また、遅延回路16,17の出力の初期状態が「0,1」の時は、入力データとして「1」が4つ発生する間に出力データは「−1,1,1,−1」となることが容易に類推できる。
【0040】
図5(e)に4倍のクロックを示し、図5(f)に4倍のクロック使用時の出力データを示す。フリップフロップ回路12の出力が「1」の時は、符号化器20の出力データは「1,1,−1,−1」と繰り返される。フリップフロップ回路の出力が「0」のときは、同出力データは「0,0,0,0」と繰り返されることがわかる。
【0041】
また、入力クロック10に対して、高速クロック15を4倍とした場合、遅延回路16,17の出力の初期状態が「0,0」の時は出力データは[1,1,−1,−1]となるので、高速クロックを8倍としたときは、[1,1,−1,−1,1,1,−1,−1]となることがわかる。この時、周波数帯域は8倍の(8×ω0)まで拡散され、エネルギーレベルのピークは「0.25」まで下げることができる。高速クロックが12倍など、それぞれ以上の(4×n)倍の場合にも、同様である。
【0042】
ここで、高速クロックが入力クロックの(4×n)倍(nは任意の整数)の周波数である」ことによる作用効果について、図5を用いて説明する。図5(c)の1クロックの期間に、図5(d)の出力データでレベル1を送ったとすると、そのときのデータの周波数特性は、DCからエネルギーを持った形になる。つまり、図2の(b)の形の周波数特性となる。つぎに、図5(d)のデータでレベル1に相当するものを、図5(e)の4倍のクロックで図1の破線の符号化器にデータを通すと、その出力は図5の(f)のようになる。
【0043】
図5の(f)は、ハイの期間2に対して、ローの期間2なので、必然的にDC成分をもたない周波数特性となる。つまり、周波数特性としては、図4の(b)のようになり、ω0/2に対して左右対称な形となる。
【0044】
つぎに、第1段の遅延回路と第2段の遅延回路の出力の初期状態が(0,0)または(1,1)であることによる作用効果について詳しく説明する。初期状態が(0,0)であると、図5の(f)の波形、(1,1)であると、その波形を反転させた形となる。それらを合成すると、1サイクルの正弦波(図4(a)に示す波形)と、これに対して180°ずれた正弦波とを重ねたような波形になり、復調側で同じ周期の方形波をかけると、データが容易に復調できる。しかし、初期状態が(0,1)または(1,0)であると、出力波形が(1,1)、(0,0)から各々90°ずれたものとなるので、4つの波形を合成すると、1サイクルの正弦波(図4(a)に示す波形)と、これに対して各々90°、180°、270°ずれた3つの正弦波とを重ねたような波形になり、復調が容易ではない。
【0045】
また、高速クロックの周波数については、入力クロックの何倍(整数倍)でも良い。つまり、(4×n)倍以外の倍数、例えば2倍、3倍、5倍、6倍、‥‥‥などでもよい。
【0046】
ただし、(4×n)倍であると、上記したように、ω0/2に対して左右対称な周波数特性となる。(4×n)倍以外であると、周波数特性的には、エネルギーのセンターがDC側に寄る、もしくはDC成分をもつようになる。また、奇数倍であると、時間軸上でのデータの連続性がなくなり、復調が容易でない。さらに、(4×n)倍以外でも、周波数拡散はできるが、復調が容易でない。(4×n)倍であると、バランスよく周波数拡散でき、復調も行いやすい。
【0047】
この実施の形態によれば、排他的論理和回路14、2段の遅延回路16,17および加算回路18からなる符号化器20の構成に、フリップフロップ回路12と高速クロック発生器13を付加して第1段および第2段の遅延回路16,17に対して、入力データ10と同じ周期を有する入力クロック11のm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データ10に同期した高速クロック15を与えるだけの比較的簡単な構成で周波数拡散を実現できる。これによって、送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能で、他の通信機器との相互干渉をなくし、ノイズの発生や誤動作を防止することができる。また、フリップフロップ回路12を設けているため、入力データ10と高速クロック15の同期を容易にとることができる。
【0048】
【発明の効果】
本発明のデータ伝送装置によれば、第1段および第2段の遅延回路に対して、入力データと同じ周期を有する入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ入力データに同期した高速クロックを与えるだけの比較的簡単な構成で、情報信号に複雑な拡散符号を掛け合わせて周波数拡散を行うことなく、比較的簡単な構成で周波数拡散が実現でき、送信データのエネルギーレベルのピークを下げることが可能となる。上記した方式を用いてデータ伝送を行うことにより、他の通信機器との相互干渉がなくなり、ノイズの発生や誤動作を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態におけるデータ伝送装置の構成を示すブロック図である。
【図2】NRZ伝送時の時間波形と周波数特性を示す特性図である。
【図3】NRZ符号から(1,0,−1)符号へ変換する符号化器の構成を示すブロック図である。
【図4】符号化器の出力の時間波形と周波数特性を示す特性図である。
【図5】符号化器のタイミングチャートである。
【符号の説明】
10 入力データ
11 入力クロック
12 フリップフロップ回路
13 高速クロック発生器
14 排他的論理和回路
15 高速クロック
16 第1段の遅延回路
17 第2段の遅延回路
18 加算回路
19 出力データ
20 符号化器
Claims (4)
- 入力データが一方の入力端子に入力される2入力の排他的論理和回路と、
前記入力データと同じ周期を有する入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有しかつ前記入力データに同期した高速クロックがクロック入力端子に入力されるとともに、前記排他的論理和回路の出力がデータ入力端子に入力される第1段の遅延回路と、
前記高速クロックがクロック入力端子に入力されるとともに、前記第1段の遅延回路の出力がデータ入力端子に入力され、出力が前記排他的論理和回路の他方の入力端子に入力される第2段の遅延回路と、
プラス側入力とマイナス側入力とを有し、プラス側入力に前記排他的論理和回路の出力が入力され、マイナス側入力に前記第2段の遅延回路の出力が入力される加算回路とを備え、
前記高速クロックのレートによって前記加算回路の出力データが送り出されることを特徴とするデータ伝送装置。 - 入力データがデータ入力端子に入力され、前記入力データと同じ周期を有し前記入力データに同期した入力クロックがクロック入力端子に入力されるフリップフロップ回路と、
前記フリップフロップ回路のデータ出力が一方の入力端子に入力される2入力の排他的論理和回路と、
前記排他的論理和回路の出力がデータ入力端子に入力される第1段の遅延回路と、
前記第1段の遅延回路の出力がデータ入力端子に入力され、出力が前記排他的論理和回路の他方の入力端子に入力される第2段の遅延回路と、
プラス側入力とマイナス側入力とを有し、プラス側入力に前記排他的論理和回路の出力が入力され、マイナス側入力に前記第2段の遅延回路の出力が入力される加算回路と、
前記入力クロックが入力端子に入力され、出力部から前記入力クロックのm倍(mは2以上の整数)の周波数を有し前記入力クロックに同期した高速クロックを出力して、前記第1段および第2段の遅延回路のクロック入力端子にそれぞれ入力する高速クロック発生器とを備え、
前記高速クロックのレートによって前記加算回路の出力データが送り出されることを特徴とするデータ伝送装置。 - 高速クロックが入力クロックの(4×n)倍(nは任意の整数)の周波数であることを特徴とする請求項1または2記載のデータ伝送装置。
- 第1段の遅延回路と第2段の遅延回路の出力の初期状態が(0,0)または(1,1)であることを特徴とする請求項1または2記載のデータ伝送装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002147877A JP3953888B2 (ja) | 2002-05-22 | 2002-05-22 | データ伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002147877A JP3953888B2 (ja) | 2002-05-22 | 2002-05-22 | データ伝送装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003348024A JP2003348024A (ja) | 2003-12-05 |
JP3953888B2 true JP3953888B2 (ja) | 2007-08-08 |
Family
ID=29766714
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002147877A Expired - Fee Related JP3953888B2 (ja) | 2002-05-22 | 2002-05-22 | データ伝送装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3953888B2 (ja) |
-
2002
- 2002-05-22 JP JP2002147877A patent/JP3953888B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2003348024A (ja) | 2003-12-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8693525B2 (en) | Multi-carrier transmitter for wireless communication | |
JP3884776B2 (ja) | Cdma通信システム用の複素4相系列発生方法 および発生装置 | |
EP0716788B1 (en) | Apparatus for performing frequency conversion in a communication system | |
US5945885A (en) | Digital baseband modulator adaptable to different modulation types | |
JP2005117581A (ja) | 送信装置、通信システムおよび通信方法 | |
WO2001054367A1 (fr) | Recepteur numerique base sur un logiciel pouvant etre adapte a divers systemes de multiplexage | |
US10666285B1 (en) | Digital-to-analog converter (DAC) with mixing-mode parallel path image attenuation | |
EP0935339A1 (en) | Versatile signal generator | |
JP4722266B2 (ja) | オーバサンプリングfirフィルタ、オーバサンプリングfirフィルタの制御方法、およびオーバサンプリングfirフィルタを有する半導体集積回路、オーバサンプリングfirフィルタでフィルタリングされたデータを送信する通信システム | |
Hueber et al. | Smart front-end signal processing for advanced wireless receivers | |
JPH03226135A (ja) | スペクトラム拡散通信用相関器 | |
JP2005151481A (ja) | 送信方法及び送信装置 | |
JP3953888B2 (ja) | データ伝送装置 | |
WO2014063539A1 (zh) | 一种多载波基带消峰装置及方法 | |
JP3962023B2 (ja) | Cdmaシステム伝送行列係数計算 | |
US20020176481A1 (en) | Transmission timing control device, digital roll-off filter, and mobile radio terminal for digital radio communication | |
JP2013168812A (ja) | 信号発生方法および信号発生システム | |
AU721722B2 (en) | Phase modulating apparatus effectively using waveform storage unit | |
JP2004509503A (ja) | 様々な移動式無線規格の移動式通信−受信信号をシステムに関係なくデジタル評価する方法 | |
Cho et al. | A frequency-agile single-chip QAM modulator with beamforming diversity | |
US11621716B1 (en) | Return-to-zero (RZ) digital-to-analog converter (DAC) for image cancellation | |
JP3441255B2 (ja) | 信号発生装置およびこれを用いた送信装置 | |
Bang et al. | A compact low-power VLSI transceiver for wireless communication | |
CN116208191A (zh) | 无人机与卫星通信中基于差分扩频码的同步方法及装置 | |
JPS59132267A (ja) | 多方向多重通信用子局送信装置のバ−スト状デ−タ信号波形整形回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041214 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070323 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070403 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070425 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |