JP3773232B2 - サーボ制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フィードバック制御により制御対象を制御するサーボ制御装置の技術分野に属し、より詳細には、当該制御対象に印加されることが予測される外乱を推定し、当該推定された外乱を補償しつつフィードバック制御を行うサーボ制御装置の技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、制御対象をフィードバック制御する際に、当該制御対象に印加されることが予測される外乱を予め推定し、当該推定された外乱を加味した操作量を当該制御対象に印加することにより当該外乱を補償しつつ制御対象をフィードバック制御することについての研究が盛んに行われている。
【０００３】
そして、当該外乱を予測するのに好適な方法として近年注目されているのが、いわゆるオブザーバと称される状態観測器である。
【０００４】
ここで、当該オブザーバについてその原理等を説明する。
【０００５】
オブザーバは、実際に検出することができない状態（この場合は、外乱が印加された制御対象の状態）を、測定可能な状態から推定するものであり、上述したオブザーバを用いて外乱を推定し補償するフィードバック制御においては、制御対象に印加されることが予測される外乱をオブザーバにより推定し当該外乱を抑圧するべく、当該外乱を打ち消すことのできる補正量を演算してこれを上記フィードバック制御系に対して加算し当該外乱を補償する。
【０００６】
次に、オブザーバにおける外乱推定のための処理について、図１３を用いて具体的に説明する。なお、図１３は、ＣＤ（Compact Disk）プレーヤ等のいわゆる光ディスク再生装置に含まれているフォーカスアクチュエータを制御対象とするフォーカスサーボ制御系に対してオブザーバを適用した場合における当該フォーカスサーボ制御系内に形成されるフィードバックサーボループを示すブロック線図である。
【０００７】
ここで、上記フォーカスアクチュエータ（以下、単にアクチュエータと称する。）とは、光ディスク上に記録されている情報を再生するための光ビームの焦点位置と当該光ディスク内の情報記録面の位置とを一致させるべく、当該光ビームを集光するための対物レンズを当該情報記録面に垂直な方向に駆動するためのアクチュエータである。
【０００８】
図１３において、制御対象Ｕ（ｓ）をアクチュエータとし、制御量ｙをアクチュエータの光ディスクに垂直な方向の位置とする。
【０００９】
今、当該アクチュエータの伝達関数を２次遅れ制御系として示すと、
【００１０】
【数１】
Ｕ（ｓ）＝Ａ×ｗa2／（ｓ2＋２×ｋa×ｗa×ｓ＋ｗa2） … （１）
となる。ここで、Ａはアクチュエータのゲイン（m/Ampere）であり、ｋaはアクチュエータの粘性制動係数であり、ｗaはアクチュエータの固有振動周波数（rad/sec）である。
【００１１】
次に、当該アクチュエータにおけるフォーカスエラー信号出力ための変換感度（すなわち、上記光ディスク再生装置内のフォトディテクタの感度及びエラー生成増幅器の増幅率により決定される変換感度）を、位置検出感度Ｋe（Volt/m）として考えると、
【００１２】
【数２】
ｒｅｆ−ｙ×Ｋe＝ｅｒ … （２）
と考えることができる。ここで、ｒｅｆはアクチュエータが位置すべき目標値であり、ｅｒは上記フィードバック制御系における制御偏差である。そして、図１３に示すように、上記式（２）によって得られた制御偏差ｅｒは、オブザーバの一方の入力端子へ入力される。
【００１３】
一方、図１３において、操作量（電圧値）ｕとアクチュエータを駆動するための駆動電流ｉとの関係は、
【００１４】
【数３】
ｉ＝Kdr×ｕ … （３）
となる。ここで、Kdr（Ampere/Volt）は上記駆動電流ｉを生成するドライバ（操作量ｕにより制御される）の電圧／電流変換感度である。そして、この駆動電流ｉは、下記式（４）に示すように電流／電圧変換感度がKiv（Volt/Ampere）である電流／電圧変換器によって駆動電圧ｖに変換され、オブザーバの他方の入力端子へ入力される。
【００１５】
【数４】
ｖ＝Kiv×ｉ … （４）
ここで、上記電流／電圧変換感度Kivは、駆動電流ｉをオブザーバにフィードバックする上での変換感度に相当するものであり、これはいわゆるリターン抵抗に相当するものでもある。
【００１６】
次に、説明を単純化するために、アクチュエータに印加される可能性のある外乱をその位置に対する外乱のみと考える。そして、図１３に示すように、その外乱量をｄとすると、
【００１７】
【数５】
ｉ×Ｕ（ｓ）＋ｄ＝ｙ … （５）
となる。ここで、上記式（２）において、目標値ｒｅｆをゼロ（ｒｅｆ＝０）とすると、
【００１８】
【数６】
ｙ×Ｋe＝−ｅｒ
となるので、上記式（４）より、
【００１９】
【数７】
ｉ＝ｖ／Kiv
だから、これらにより上記式（５）内のｉ及びｙを消去すると、
【００２０】
【数８】
（ｖ／Kiv）×Ｕ（ｓ）＋ｄ＝−ｅｒ／Ｋe
となる。この式を整理すると、外乱量ｄは、駆動電流ｉに対応してオブザーバに入力される入力電圧ｖと制御偏差ｅｒとを用いて以下の式（６）に示すように表すことができる。
【００２１】
【数９】
ｄ＝−ｅｒ／Ｋe−（ｖ／Kiv）×Ｕ（ｓ） … （６）
ここで、オブザーバの内部をモデル的に示すパラメータを規定値として表すものとし、実際の制御要素と区別するため表示上添え字ｎを添付して表す。すなわち、上記位置検出感度Ｋeは位置検出感度規定値Ｋenとして表し、電圧／電流変換感度Kdrは電圧／電流変換感度規定値Kdrnとして表し、電流／電圧変換感度Kivは電流／電圧変換感度規定値Kivnとして表し、制御対象Ｕ（ｓ）は制御対象規定値Ｕn（ｓ）として表す。
【００２２】
なお、規定値とは、具体的には、例えば光ディスク再生装置内で当該光ディスクを回転させるスピンドルモータのトルク定格値であり、当該光ディスク再生装置の性能表示等に表示されている値を指す。そして、予め当該記載がないときは実験等により同定するか、又は理論計算から算出する必要がある。このとき、当該同定が正確でない場合や経年変化或いは温度変化等により当該規定値と実際の制御要素とは必ずしも等しくはならないものである。
【００２３】
上記式（６）より、各規定値を用いて外乱ｄの推定量である推定外乱量dobsを表すと、
【００２４】
【数１０】
dobs＝−ｅｒ／Ｋen−（ｖ／Kivn）×Ｕn（ｓ） … （７）
となり、これにより、実際の外乱ｄを検出することなくオブザーバを用いて入力電圧ｖと制御偏差ｅｒとから推定外乱量dobsを推定算出できることが判る。
【００２５】
なお、図１３においては、当該算出された推定外乱量dobsをロバストフィルタＲ（ｓ）により補正量ｈに変換し、制御偏差ｅｒを位相補償器Ｃ（ｓ）により位相補償した量に対して当該補正量ｈを加算することにより操作量ｕを生成して外乱ｄを抑圧する構成となっている。
【００２６】
一方、近年では、上記オブザーバを含めたフィードバック制御系全体の処理を一つのＤＳＰ（Digital Signal Processor）によりディジタル的に高速且つ高精度に行うことが一般的となっている。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記制御対象Ｕ（ｓ）（具体的には、上記アクチュエータの他に、例えば、上記光ビームの焦点位置と当該光ディスク内の情報ピットの位置とを一致させるべく、当該光ビームを集光するための対物レンズを情報記録面に平行な方向に駆動することにより光ビームの照射位置を光ディスクの半径方向に微調整するいわゆるトラッキングアクチュエータやピックアップを光ディスクの半径方向に移動させることにより光ビームの照射位置の当該半径方向の位置を粗調整するスライダモータ或いは当該光ディスクを回転させるスピンドルモータの回転数等を制御するためのスピンドルモータ等がある。）は一般にアナログ信号である駆動電流ｉにより駆動されるのが通常であり、よって、その制御の目標である目標値ｒｅｆもまたアナログ信号であることが多い。
【００２８】
従って、これらのアナログ信号をディジタル回路であるＤＳＰにより取り扱おうとすると、図１３において、制御偏差ｅｒ及び駆動電圧ｖを夫々別個にディジタル化するための二つのＡ／Ｄ変換器と操作量ｕをアナログ化するためのＤ／Ａ変換器が少なくとも必要となり、結果として、サーボ制御装置としての構成が複雑化すると共にそれをＩＣ化した場合の占有面積が増大し、更に生産コストも嵩んでくるという問題点があった。
【００２９】
そこで、本発明は、上記の各問題点に鑑みて為されたもので、その課題は、制御対象に印加されることが予測される外乱をディジタル的に推定してこれを抑圧しつつ当該制御対象をフィードバック制御する際の構成を簡略化できると共に小型化が可能であり、更に低コスト化を図ることが可能なサーボ制御装置を提供することにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、アナログ的に制御される制御対象に対して外部から印加される外乱をディジタル的に推定し外乱推定値を生成するオブザーバ等の外乱推定手段と、当該制御対象をフィードバック制御により制御するＤＳＰ等の制御手段と、を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御手段により前記制御対象を制御するサーボ制御装置において、前記外乱推定手段は、前記制御手段から出力されるディジタル化された操作量のうち一サンプルタイミング前の当該操作量と、前記フィードバック制御系におけるディジタル化された制御偏差のうち現サンプルタイミングの当該制御偏差と、に基づいて現サンプルタイミングに対応する前記外乱を推定し、前記外乱推定値を生成するように構成される。
【００３１】
上記の課題を解決するために、請求項３に記載の発明は、アナログ的に制御される制御対象に対して外部から印加される外乱をディジタル的に推定し外乱推定値を生成するオブザーバ等の外乱推定手段と、当該制御対象をフィードバック制御により制御するＤＳＰ等の制御手段と、を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御手段により前記制御対象を制御するサーボ制御装置において、前記外乱推定手段は、前記制御手段から出力されるディジタル化された操作量と前記フィードバック制御系におけるディジタル化された制御偏差とに基づいて前記外乱を推定し、前記外乱推定値を生成し、更に、一サンプルタイミング前に前記外乱推定手段において生成された前記外乱推定値に基づいて現サンプルタイミングに対応する前記外乱を補償しつつ前記制御手段により前記制御対象を制御するように構成される。
【００４６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明に好適な実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００４７】
なお、以下に説明する各実施形態は、上述したオブザーバを含むフィードバック制御系により光ディスクの回転サーボ制御並びに光ビームに対するフォーカスサーボ制御及びトラッキングサーボ制御並びにピックアップに対するスライダサーボ制御を行いつつ当該光ディスク上に記録されている情報を再生する情報再生装置に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
（Ｉ）第１実施形態
始めに、本発明に係る第１実施形態について、図１乃至図５を用いて説明する。
【００４８】
なお、以下に説明する第１実施形態は、上記情報再生装置における光ディスクの回転サーボ制御に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
【００４９】
先ず、第１実施形態に係る情報再生装置の構成について、図１及び図２を用いて説明する。
【００５０】
なお、図１は第１実施形態に係る情報再生装置の概要構成を示すブロック図であり、図２は図１における回転検出器の細部構成を示すブロック図である。
【００５１】
図１に示すように、第１実施形態の情報再生装置Ｓは、ピックアップ１と、ピックアップ制御部ＰＣと、スピンドルモータ１０と、スピンドル制御部ＳＣと、により構成されている。
【００５２】
また、スピンドル制御部ＳＣは、回転検出器１１と、Ａ／Ｄ変換器１２と、目標値発生器１３と、制御手段としてのＤＳＰ１４と、ＲＡＭ（Random Access Memory）１５と、ＲＯＭ（Read Only Memory）１６と、アナログ化手段としてのＤ／Ａ変換器１７と、駆動手段としてのドライブ回路１８と、により構成されている。
【００５３】
更に、回転検出器１１は、図２に示すように、パルス発生器２０と、エッジ検出器２１と、Ｆ−Ｖ（周波数−電圧）変換器２２と、により構成されており、その出力信号を後述する減算器２３に出力する。
【００５４】
また、ＤＳＰ１４内には、位相補償器１４ａ及び外乱推定手段としてのオブザーバ１４ｂが含まれているが、当該位相補償器１４ａ及びオブザーバ１４ｂは、ＲＯＭ１６内に格納されている制御プログラムに基づいてＤＳＰ１４が動作することにより当該ＤＳＰ１４の機能として実現されるものである。このとき、当該オブザーバ１４ｂ及び位相補償器１４ａを夫々独立した回路として実現してもよい。
【００５５】
なお、図１は、情報再生装置Ｓのうち、本発明に係るサーボ制御に関する部分のみを記載したものであり、実際の情報再生装置Ｓ内には、図１に示す各部材の他に、ピックアップ１からの検出信号に基づいて光ディスクＤＫ上に記録されている情報を再生する再生処理部や、情報再生装置Ｓの動作状態を表示する表示部或いは情報再生装置Ｓに実行させる処理を入力するための操作部等が含まれている。
【００５６】
次に、概要動作を説明する。
【００５７】
先ず、ピックアップ１は、光ディスクＤＫにおける情報記録面に対して光ビームＢを照射し、その反射光に基づいて上記検出信号を出力する。
【００５８】
このとき、ピックアップ制御部ＰＣは、ピックアップ１内の図示しない対物レンズ（光ビームＢを情報記録面上に集光させるための対物レンズ）を情報記録面に対して垂直な方向又は平行な方向に駆動制御し、光ビームＢの焦点位置を変更してフォーカスサーボ制御又はトラッキングサーボ制御を行う。
【００５９】
一方、スピンドルモータ１０は、後述する駆動信号Ｓiに基づいて光ディスクＤＫを回転駆動すると共に、その回転数を示す回転数信号Ｓrpを生成して回転検出器１１へ出力する。このとき、当該スピンドルモータ１０が後述するブロック線図における制御対象Ｕ（ｓ）に相当する。
【００６０】
次に、回転検出器１１は、回転数信号Ｓrpに基づいて当該スピンドルモータ１０の回転数を検出する。このとき、当該回転検出器１１における回転数検出感度（すなわち、スピンドルモータ１０の回転数が単位回転数だけ変化したときに変化する回転検出器１１の出力電圧値）が後述するブロック線図における回転検出感度Ｋe（Volt/Hz）に相当する。
【００６１】
これと並行して、目標値発生器１３は、スピンドルモータ１０を回転させるべき回転数を示す目標値信号Ｓrefを生成して出力する。このとき、当該目標値信号Ｓrefが後述するブロック線図における目標値ｒｅｆに相当する。
【００６２】
そして、Ａ／Ｄ変換器１２は、後述する減算器２３により目標値信号Ｓrefの値から回転検出器１１の出力信号の値を減算して得られる回転数偏差（この回転数偏差が後述するブロック線図における制御偏差ｅｒに相当する。）をアナログ信号からディジタル信号に変換し、ディジタル化偏差信号Ｓedig（このディジタル化偏差信号Ｓedigが後述するブロック線図におけるディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに相当する。）を生成してＤＳＰ１４へ出力する。このとき、当該Ａ／Ｄ変換器１２の変換感度（すなわち、回転数偏差における単位電圧に対応するディジタル値）が後述するブロック線図におけるＡ／Ｄ変換器１２の変換感度Ｋad（digit/Volt）となる。
【００６３】
次に、ＤＳＰ１４は、ディジタル化偏差信号Ｓedigに基づいた後述する位相補償器１４ａ及びオブザーバ１４ｂのディジタル的な動作により、ドライブ回路１８を駆動するための操作信号Ｓuを生成してＤ／Ａ変換器１７へ出力する。このとき、当該ＤＳＰ１４は、ＲＯＭ１６内に予め格納されている制御プログラムをロム信号Ｓroとして読み出しつつ当該制御プログラムに基づいて上記位相補償器１４ａ及びオブザーバ１４ｂとしての機能を発揮する。更に、この機能発揮のために必要なデータは、ラム信号Ｓraとして一時的にＲＡＭ１５に格納されつつ用いられる。
【００６４】
これにより、Ｄ／Ａ変換器１７は、操作信号Ｓuをディジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログ操作信号Ｓauを生成してドライブ回路１８へ出力する。このとき、当該Ｄ／Ａ変換器１７の変換感度（すなわち、一ディジタル値に対応する電圧値）が後述するブロック線図におけるＤ／Ａ変換器１７の変換感度Ｋda（Volt/digit）となる。
【００６５】
そして、ドライブ回路１８は、電圧信号であるアナログ操作信号Ｓauを増幅すると共にその電圧値に対応する電流値を有する上記駆動信号Ｓi（この駆動信号Ｓiが後述するブロック線図における駆動電流ｉとなる。）を生成し、スピンドルモータ１０に出力してこれを回転駆動する。このとき、当該ドライブ回路１８の変換感度（すなわち、アナログ操作信号Ｓauにおける単位電圧に対応する駆動信号Ｓiの電流値）が後述するブロック線図におけるドライブ回路１８の変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）となる。
【００６６】
次に、回転数検出器１１の細部動作について、図２を用いて説明する。
【００６７】
図２に示すように、回転数検出器１１内のパルス発生器２０は、上記回転数信号Ｓrpにより示されるスピンドルモータ１０の回転数に比例した単位時間当たりのパルス数を有するパルス信号Ｓpuを生成し、エッジ検出器２１へ出力する。
【００６８】
次に、エッジ検出器２１は、当該パルス信号Ｓpuに含まれる各パルスにおける立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジのいずれか一方を夫々検出し、エッジ信号Ｓegを生成してＦ−Ｖ変換器２２へ出力する。
【００６９】
そして、Ｆ−Ｖ変換器２２は、当該エッジ信号Ｓegにおける立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジの周期に基づいて単位時間当たりの立ち上がりエッジの数又は立ち下がりエッジの数に対応する電圧値を有する回転数電圧信号Ｓrvを生成して減算器２３の一方の端子に出力する。
【００７０】
これにより、減算器２３は、目標値発生器１３からの目標値信号Ｓrefから回転数電圧信号Ｓrvを減算し、その差である上記回転数偏差を示す偏差信号Ｓerを生成して上記Ａ／Ｄ変換器１２へ出力する。
【００７１】
次に、上述した構成を有するスピンドル制御部ＳＣ及びスピンドルモータ１０を含む制御系における本発明に係るフィードバック制御について、図３乃至図５を用いて説明する。
【００７２】
なお、図３はスピンドル制御部ＳＣ及びスピンドルモータ１０を含む制御系におけるフィードバック制御の全体を示すブロック線図であり、図４は当該制御系におけるオブザーバの処理を示すフローチャートであり、図５はオブザーバ１４ｂを示す内部ブロック線図を含む制御系全体を示すブロック線図である。また、図３及び図５において、図１３に示す従来のフォードバック制御系における各制御要素と同一の制御要素については、同一の符号を用いて細部の説明は省略する。
【００７３】
先ず、第１実施形態においては、制御対象Ｕ（ｓ）はスピンドルモータ１０であるので、制御量ｙは当該スピンドルモータ１０の回転数となる。
【００７４】
今、当該スピンドルモータ１０の伝達関数を１次遅れ系に近似して求めると、
【００７５】
【数１１】
Ｕ（ｓ）＝Ｋm／（１＋Ｔm×ｓ）
となる。ここで、Ｋm（Hz/Ampere）はスピンドルモータ１０のゲインであり、Ｔm（sec）はスピンドルモータ１０の時定数である。
【００７６】
次に、ＫmnをゲインＫmの規定値とし、Ｔmnを時定数Ｔmの規定値として当該スピンドルモータ１０の伝達関数をディジタル系に変換すると、
【００７７】
【数１２】
Ｕｎ（ｚ）＝Ｋmn×（１−Ｋpn）／（１−Ｋpn×ｚ-1）
ここで、Ｋpnは極周波数に関する係数であり、具体的には、上記時定数Ｔmの規定値Ｔmnを用いてexp（−Ｔ／Ｔmn）と表されるものである。更に、Ｔ（sec）はディジタル処理におけるサンブリング周期であり、「×ｚ-1」で示される演算は一サンプルタイミング前の量を取得する演算である。
【００７８】
一方、上記回転検出器１１における回転検出感度Ｋe（Volt/Hz）の規定値をＫenとし、上記Ａ／Ｄ変換器１２における変換感度Ｋad（digit/Volt）の規定値をＫadnとし、上記Ｄ／Ａ変換器１７における変換感度Ｋda（Volt/digit）の規定値をＫdanとし、上記ドライブ回路１８における変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）の規定値をＫdrnとすると、第１実施形態のフィードバック制御系においては、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕであるディジタル化操作量ｕ1に対して、そのディジタル化操作量ｕが制御対象Ｕ（ｓ）に印加されるまでに通過するＤ／Ａ変換器１７及びドライブ回路１８の夫々の変換感度の規定値Ｋdanと規定値Ｋdrnとを乗算して得られた推定操作量in1がオブザーバの一方の入力信号とされ、当該オブザーバ１４ｂの他方の入力信号としては、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇが用いられる。
【００７９】
次に、オブザーバ１４ｂの動作の具体例として制御対象を示す特性方程式の逆関数に基づいた動作を用いた場合の第１実施形態におけるフィードバック制御系の構成及び動作について図４及び図５を用いて説明する。
【００８０】
ここで、上記逆関数とは、制御対象Ｕ（ｓ）の逆伝達特性を示し、具体的には、１／Ｕ（ｓ）で示される。
【００８１】
上記オブザーバを当該逆関数によって実現する場合のオブザーバ１４ｂを含むフィードバック制御系においては、図４に示すように、先ず、推定操作量in1を、１サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1、Ｄ／Ａ変換器１７の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan及びドライブ回路１８の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnを用いて、以下のように演算する（ステップＳ１）。
【００８２】
【数１３】
in1＝Ｋdrn×Ｋdan×ｕ1
ここで、当該１サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1は、具体的には、
【００８３】
【数１４】
ｕ1＝ｚ-1×ｕ
として算出される。この式において、ｕは現サンプルタイミングのディジタル化操作量（Ｄ／Ａ変換器１７の入力値）である。また、「×ｚ-1」の演算は具体的にはexp（−ｓ×Ｔ）の演算を実行することと等価であり、上記ＲＡＭ１５に一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1を記憶させておき、それを読み出すことにより実行される。
【００８４】
ここで、制御量ｙは、図５に示すように、次式によりＡ／Ｄ変換器１２からディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに変換されて出力される。
【００８５】
【数１５】
ｒｅｆ−ｙ×Ｋe＝ｅｒ
Ｋad×ｅｒ＝ｅｄｉｇ
次に、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと推定操作量in1に基づき、制御対象Ｕ（ｓ）のディジタル化規定値Ｕn（ｚ）、回転数検出器１１の変換感度Ｋeの規定値Ｋen及びＡ／Ｄ変換器１１の変換感度Ｋadnを用いて、補正電流iwを次式により演算する（ステップＳ２）。
【００８６】
【数１６】
iw＝in1−ｅｄｉｇ／（Ｋen×Ｋadn×Ｕn（ｚ））
このとき、当該補正電流iw内に、図１３で示した推定外乱量dobsが含まれていることとなる。
【００８７】
次に、上記補正電流iw、上記規定値Ｋdan及び規定値Ｋdrnから、位相補償器１４ａにより位相補償されたディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに加算すべき補正量ｗ（操作量ｕの補正量ｗ）を次式により演算する（ステップＳ３）。
【００８８】
【数１７】
ｗ＝｛１／（Ｋdan×Ｋdrn）｝×Ｒ（ｚ）×iw
ここで、Ｒ（ｚ）はＤＳＰ１４内に含まれている図示しないロバストフィルタである。
【００８９】
そして最後に、ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと上記補正量ｗから、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを次式により演算し、Ｄ／Ａ変換器１７へ出力する（ステップＳ４）。
【００９０】
【数１８】
ｕ＝ｅｄｉｇ×Ｃ（ｚ）＋ｗ
ここで、Ｃ（ｚ）は位相補償器１４ａの伝達特性である。
【００９１】
この後は、当該ディジタル化操作量ｕをＤ／Ａ変換器１７によりアナログ化してアナログ操作信号Ｓauを生成し、これによりドライブ回路１８を駆動して上記駆動信号Ｓiを生成し、スピンドルモータ１０に出力してこれを回転駆動することとなる。
【００９２】
ここで、上記ロバストフィルタにおける演算の具体例としては、例えば、
【００９３】
【数１９】
Ｒ（ｚ）＝Ｋrg／（１−Ｋrp×ｚ-1）
となる。この式において、Ｋrgはロバストフィルタのゲイン定数であり、Ｋrpはその極定数（０＜Ｋrp＜１）である。
【００９４】
また、位相補償器１４ａにおける演算の具体例としては、例えば、
【００９５】
【数２０】
Ｃ（ｚ）＝Ｋcg×（１−Ｋc0×ｚ-1）／１−Ｋcp×ｚ-1）
となる。この式において、Ｋcgは位相補償器１４ａのゲイン定数であり、Ｋc0はそのゼロ点の係数であり、Ｋcpはその極の係数（０＜Ｋc0＜Ｋcp＜１）である。
【００９６】
ここで、図３及び図５に示すフィードバック制御系においては、推定操作量in1を一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1を用いて演算したが、この理由について次に説明する。
【００９７】
正確な制御のためには、本来は現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを用いて推定操作量in1を演算すべきであるが、この現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕは上記ステップＳ４まで演算が終了して初めて得られる値であり、上記ステップＳ１の段階では未決定数であるので推定操作量in1の演算には用いることができない。そこで、ディジタル化操作量ｕとしては一サンプルタイミング間では急激にその値が変化しないことを前提として一サンプルタイミング前のディジタル化操作ｕ1を現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕの代用として用いているのである。
【００９８】
換言すれば、第１実施形態のフィードバック制御系においては、現サンプルタイミングにおけるディジタル化操作量ｕをそのままオブザーバ１４ｂの一方の入力信号とした場合には従来必要であった駆動電流ｉをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器を削減することはできないので、サンプリング周波数がフィードバック制御系のサーボ帯域と比較して十分に高ければ一サンプルタイミングの遅れは問題とはならないことを利用して一サンプルタイミング前におけるＤ／Ａ変換前のディジタル化操作量ｕ1を現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕの代用とし、これをオブザーバ１４ｂの一方の入力信号とすることにより、当該駆動電流ｉをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器を削減しているのである。
【００９９】
以上説明したように、第１実施形態のスピンドル制御部ＳＣの動作によれば、ディジタル化操作量ｕ1とディジタル化制御偏差ｅｄｉｇとに基づいてスピンドルモータ１０に印加される外乱を推定しつつフィードバック制御を行うので、従来必要であった駆動電流ｉをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器が不要となり、スピンドル制御部ＳＣの構成を簡略化すると共に生産コストを低減し更に集積化の際の面積を低減することが可能となる。
【０１００】
また、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定するので、精度よく外乱を抑圧してスピンドルモータ１０をフィードバック制御することができる。
【０１０１】
更に、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1に対してＤ／Ａ変換器１７の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdanとドライブ回路１８の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnとを夫々乗じて生成される推定操作量in1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとに基づいて外乱を推定するので、より高精度に外乱を推定してスピンドルモータ１０をフィードバック制御することができる。
【０１０２】
なお、上述した第１実施形態においては、スピンドルモータ１０からの回転数信号Ｓrpに基づいてディジタル化偏差信号Ｓedigを生成するために回転検出器１１及びＡ／Ｄ変換器１２を用いる場合について説明したが、これ以外に、図６に示すように、パルス発生器２０とエッジ検出器２１と周期検出カウンタ２５を備える回転検出器１１’と周期周波数変換器２６とにより回転数信号Ｓrpからディジタル化偏差信号Ｓedigを生成してもよい。
【０１０３】
すなわち、図６に示すように、パルス発生器２０及びエッジ検出器２１を用いて上述した場合と同様の動作により回転数信号Ｓrpからエッジ信号Ｓegを生成し、次に、周期検出カウンタ２５によりいずれかのエッジ（立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジのいずれか一方）の周期を検出し周期信号Ｓtdigを生成して周期周波数変換器２６へ出力する。
【０１０４】
そして、周期周波数変換器２６により当該周期信号Ｓtdigを周波数に変換し、対応する周波数信号Ｓfdigを生成してディジタル減算器２３’の一方の入力端子に出力し、目標値発生器１３からの目標値信号Ｓrefdig（ディジタル信号である。）から上記周波数信号Ｓfdigを減算しその差であるディジタル化偏差信号Ｓedigを生成して出力する。
【０１０５】
このようにして、パルス信号Ｓpuを直接ディジタル値に変換し、ディジタル化偏差信号Ｓedigを得るように構成することもできる。
【０１０６】
また、上述した第１実施形態においては、上記目標値ｒｅｆをアナログ信号として印加する構成について説明したが、当該目標値ｒｅｆを予めＡ／Ｄ変換した後に目標値信号Ｓrefdigとして以下に示すように印加しても良い。
【０１０７】
【数２１】
ｙ×Ｋe＝ｅｒ
refdig−Ｋad×ｅｒ＝ｅｄｉｇ
更にまた、上述した第１実施形態においては、Ｄ／Ａ変換器１７により操作信号Ｓu（ディジタル化操作量ｕ）をアナログ操作信号Ｓauに変換する構成を示したが、これ以外に、いわゆるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路等により操作信号Ｓuからアナログ操作信号Ｓauを生成するように構成することもできる。
（II）第２実施形態
次に、本発明に好適な他の実施形態である第２実施形態について、図７及び図８を用いて説明する。
【０１０８】
なお、図７は第２実施形態のオブザーバ１４ｂにおける処理を示すフローチャートであり、図８は第２実施形態のオブザーバを示す内部ブロック線図を含む制御系全体を示すブロック線図である。
【０１０９】
上述の第１実施形態においては、オブザーバ１４ｂの動作として制御対象の逆関数に基づく動作を用いた場合について説明したが、第２実施形態においては、オブザーバ１４ｂの動作の具体例としていわゆるゴピナス（Gopinath）の最小次元オブザーバを用いている。
【０１１０】
なお、第２実施形態におけるフィードバック制御系の動作は、オブザーバ１４ｂの内部動作以外は第１実施形態のスピンドル制御部ＳＣの場合と全く同様であるので、当該内部動作以外の動作の細部説明は省略する。
【０１１１】
ここで、上記ゴピナスの最小次元オブザーバとは、オブザーバの設計手法として最も一般的なゴピナスの方法を用いて設計されたオブザーバの一つである。
【０１１２】
次に、オブザーバ１４ｂとして当該ゴピナスの最小次元オブザーバを用いた場合の第２実施形態におけるフィードバック制御系の構成及び動作について図７及び図８を用いて説明する。
【０１１３】
当該ゴピナスの最小次元オブザーバとしてのオブザーバ１４ｂを含むフィードバック制御系においては、図７に示すように、先ず、推定操作量in1を、１サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1を用いて第１実施形態の場合と同様に以下のように演算する（ステップＳ１）。
【０１１４】
【数２２】
in1＝Ｋdrn×Ｋdan×ｕ1
次に、制御量ｙは、第１実施形態の場合と同様に、次式によりＡ／Ｄ変換器１２からのディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに変換されて出力される。
【０１１５】
【数２３】
ｒｅｆ−ｙ×Ｋe＝ｅｒ
Ｋad×ｅｒ＝ｅｄｉｇ
次に、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと推定補正量in1に基づき、ＤＳＰ１４内に構成されているロバストフィルタＲ（ｚ）、スピンドルモータ１０のゲインＫmの規定値Ｋmn、スピンドルモータ１０の時定数Ｔmの規定値Ｔmn、上記規定値Ｋen及び規定値Ｋadn並びに規定値Ｋdrn及びロバストフィルタの時定数Ｔpを用いて、補正制御量ywを次式により演算する（ステップＳ１０）。
【０１１６】
【数２４】
ここで、ロバストフィルタの時定数Ｔpと第１実施形態におけるロバストフィルタの極定数Ｋrpとの関係は、
【０１１７】
【数２５】
Ｋrp＝exp（−Ｔ／Ｔp）
である。
【０１１８】
このとき、当該補正制御量yw内に、図１３で示した推定外乱量dobsが含まれていることとなる。
【０１１９】
次に、上記補正制御量yw、上記規定値Ｋmn、Ｄ／Ａ変換器１７の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan及びドライブ回路１８の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnから、位相補償器１４ａにより位相補償されたディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに加算すべき補正量ｗを次式により演算する（ステップＳ１１）。
【０１２０】
【数２６】
ｗ＝｛１／（Ｋmn×Ｋdan×Ｋdrn）｝×yw
そして最後に、ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと上記補正量ｗから、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを第１実施形態と同様に次式により演算し、Ｄ／Ａ変換器１７へ出力する（ステップＳ４）。
【０１２１】
【数２７】
ｕ＝ｅｄｉｇ×Ｃ（ｚ）＋ｗ
この後は、当該ディジタル化操作量ｕをＤ／Ａ変換器１７によりアナログ化してアナログ操作信号Ｓauを生成し、これによりドライブ回路１８を駆動して上記駆動信号Ｓiを生成し、スピンドルモータ１０に出力してこれを回転駆動することとなる。
【０１２２】
以上説明した第２実施形態によっても、ゴピナスの最小次元オブザーバを用いたフィードバック制御系を含む情報再生装置において、第１実施形態の場合と同様な効果を奏することができる。
【０１２３】
なお、上述の第２実施形態においては、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定する場合について説明したが、これ以外に、ディジタル化操作量ｕを一サンプルタイミング遅延させてディジタル補正量ｕ1を得る構成に代えて、図８においてオブザーバ内の減算器以前であってディジタル化操作量ｕまでの各演算点（各制御要素の間）に夫々の演算値を一サンプルタイミング遅延させる遅延器（ｚ-1で示される遅延器）を挿入するように構成しても、上記第２実施形態と同様の効果を得ることができる。
（III）第３実施形態
次に、本発明に係る他の実施形態である第３実施形態について、図４、図９及び図１０を用いて説明する。
【０１２４】
なお、以下に説明する第３実施形態は、図１に示す情報再生装置Ｓにおけるピックアップ１内のフォーカスサーボ制御を行うピックアップ制御部ＰＣにおける処理に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
【０１２５】
先ず、第３実施形態に係るピックアップ制御部ＰＣの構成について、図９を用いて説明する。
【０１２６】
なお、図９は第３実施形態に係るピックアップ制御部ＰＣの概要構成を示すブロック図である。
【０１２７】
図９に示すように、第３実施形態の情報再生装置Ｓにおけるピックアップ制御部ＰＣは、フォーカスエラー検出器３０と、減算器３１と、目標値発生器３２と、Ａ／Ｄ変換器３３と、ＤＳＰ３４と、ＲＡＭ３５と、ＲＯＭ３６と、Ｄ／Ａ変換器３７と、ドライブ回路３８と、により構成されている。
【０１２８】
このとき、ＤＳＰ３４内には、第１実施形態の場合と同様の態様で位相補償器３４ａ及びオブザーバ３４ｂが含まれている。
【０１２９】
また、ピックアップ１内には、図示しない対物レンズを光ディスクＤＫの情報記録面に垂直な方向に移動させるアクチュエータ１ａが含まれている。
【０１３０】
次に、概要動作を説明する。
【０１３１】
先ず、ピックアップ１は、上記トラッキングサーボ制御及び後述する駆動信号Ｓiに基づくフォーカスサーボ制御を行いつつ光ディスクＤＫにおける情報記録面に対して光ビームＢを照射し、その反射光に基づいて検出信号Ｓppを生成し、フォーカスエラー検出器３０へ出力する。このとき、当該アクチュエータ１ａが後述するブロック線図における制御対象Ｕ（ｓ）に相当する。
【０１３２】
ここで、検出信号Ｓppは、フォーカスエラー検出器３０へ出力される他に、第１実施形態において説明した再生処理部における情報再生処理にも供される。
【０１３３】
次に、フォーカスエラー検出器３０は、検出信号Ｓppに基づいて当該光ビームＢの焦点位置と上記情報記録面の位置との当該情報記録面に垂直な方向のずれを示すフォーカスエラー信号Ｓfeを生成し、減算器３１の一方の端子に出力する。このとき、当該フォーカスエラー検出器３０におけるエラー信号検出感度（すなわち、対物レンズの位置が単位距離だけ移動したときに変化するフォーカスエラー検出器３０の出力電圧値）が後述するブロック線図における位置検出感度Ｋe（Volt/m）に相当する。
【０１３４】
また、フォーカスエラー検出器３０におけるフォーカスエラー検出方法としては、例えば、いわゆるＳＳＤ（Spot Size Detection）法又は非点収差法等が用いられる。
【０１３５】
これと並行して、目標値発生器３２は、対物レンズが位置すべき位置（すなわち、光ビームＢの集光位置が当該情報記録面上となるために対物レンズが位置すべき情報記録面に垂直な方向の位置）を示す目標値信号Ｓrefを生成して出力する。このとき、当該目標値信号Ｓrefが後述するブロック線図における目標値ｒｅｆに相当する。
【０１３６】
そして、減算器３１は、目標値信号Ｓrefの値からフォーカスエラー信号Ｓfeの値を減算して得られる光ビームＢの集光位置に関する位置偏差（この位置偏差が後述するブロック線図における制御偏差ｅｒに相当する。）を示す偏差信号Ｓerを生成し、Ａ／Ｄ変換器３３へ出力する。
【０１３７】
これにより、Ａ／Ｄ変換器３３は、偏差信号Ｓerをアナログ信号からディジタル信号に変換し、ディジタル化偏差信号Ｓedig（このディジタル化偏差信号Ｓedigが後述するブロック線図におけるディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに相当する。）を生成してＤＳＰ３４へ出力する。このとき、当該Ａ／Ｄ変換器３３の変換感度（すなわち、位置偏差における単位偏差に対応するディジタル値）が後述するブロック線図におけるＡ／Ｄ変換器３３の変換感度Ｋad（digit/m）となる。
【０１３８】
次に、ＤＳＰ３４は、第１実施形態のＤＳＰ１４の場合と同様に、ディジタル化偏差信号Ｓedigに基づいた後述する位相補償器３４ａ及びオブザーバ３４ｂのディジタル的な動作により、ドライブ回路３８を駆動するための操作信号Ｓuを生成してＤ／Ａ変換器３７へ出力する。このとき、当該ＤＳＰ３４は、ＲＯＭ３６内に予め格納されている制御プログラムをロム信号Ｓroとして読み出しつつ当該制御プログラムに基づいて上記位相補償器３４ａ及びオブザーバ３４ｂとしての機能を発揮する。更に、この機能発揮のために必要なデータは、ラム信号Ｓraとして一時的にＲＡＭ３５に格納されつつ用いられる。
【０１３９】
これにより、Ｄ／Ａ変換器３７は、操作信号Ｓuをディジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログ操作信号Ｓauを生成してドライブ回路３８に出力する。このとき、当該Ｄ／Ａ変換器３７の変換感度（すなわち、一ディジタル値に対応する電圧値）が後述するブロック線図におけるＤ／Ａ変換器３７の変換感度Ｋda（Volt/digit）となる。
【０１４０】
そして、ドライブ回路３８は、電圧信号であるアナログ操作信号Ｓauを増幅すると共にその電圧値に対応する電流値を有する駆動信号Ｓi（この駆動信号Ｓiが後述するブロック線図における駆動電流ｉとなる。）を生成し、アクチュエータ１ａに出力してこれを駆動して対物レンズを移動させる。このとき、当該ドライブ回路３８の変換感度（すなわち、アナログ操作信号Ｓauにおける単位電圧に対応する駆動信号Ｓiの電流値）が後述するブロック線図におけるドライブ回路１８の変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）となる。
【０１４１】
次に、上述した構成を有するピックアップ制御部ＰＣ及びアクチュエータ１ａを含む制御系における本発明に係るフィードバック制御について、図４及び図１０を用いて説明する。
【０１４２】
なお、図１０はオブザーバ３４ｂを示す内部ブロック線図を含むと共にピックアップ制御部ＰＣ及びアクチュエータ１ａを含む制御系におけるフィードバック制御の全体を示すブロック線図である。また、第３実施形態においては、オブザーバ３４ｂにおける外乱推定処理は基本的に第１実施形態のオブザーバ１４ｂと同様であるので、その処理説明用のフローチャートとしては、図４のフローチャートを用いる。更に、図１０において、図１３に示す従来のフォードバック制御系における各制御要素と同一の制御要素については、同一の符号を用いて細部の説明は省略する。
【０１４３】
先ず、第３実施形態においては、制御対象Ｕ（ｓ）はアクチュエータ１ａであるので、制御量ｙは当該アクチュエータ１ａの情報記録面に垂直な方向の位置（換言すれば、対物レンズの情報記録面に垂直な方向の位置）となる。
【０１４４】
今、当該アクチュエータ１ａの伝達関数を２次遅れ系に近似して求めると、
【０１４５】
【数２８】
Ｕ（ｓ）＝Ａ×ｗ2／（ｓ2＋２×ｋ×ｗ×ｓ＋ｗ2）
となる。ここで、Ａはアクチュエータ１ａのゲイン（m/Ampere）であり、ｋはアクチュエータ１ａの粘性制動係数であり、ｗはアクチュエータ１ａの固有振動周波数（rad/sec）である。
【０１４６】
次に、Ｋgnをアクチュエータ１ａのゲイン定数Ｋgの規定値とし、Ｋ1nをアクチュエータ１ａの１次係数Ｋ1の規定値とし、Ｋ2nをアクチュエータ１ａの２次係数Ｋ2の規定値として当該アクチュエータ１ａの伝達関数をディジタル系に変換すると、
【０１４７】
【数２９】
Ｕｎ（ｚ）＝Ｋgn／（１＋Ｋ1n×ｚ-1＋Ｋ2n×ｚ-2）
となる。
【０１４８】
一方、上記フォーカスエラー検出器３０におけるエラー信号検出感度としての位置検出感度Ｋeの規定値をＫenとし、更に、上記Ａ／Ｄ変換器３３における変換感度Ｋad（digit/Volt）の規定値をＫadnとし、上記Ｄ／Ａ変換器３７における変換感度Ｋda（Volt/digit）の規定値をＫdanとし、上記ドライブ回路３８における変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）の規定値をＫdrnとすると、第３実施形態のフィードバック制御系においては、第１実施形態の場合と同様に、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕであるディジタル化操作量ｕ1に対して規定値Ｋdanと規定値Ｋdrnとを乗算して得られた推定操作量in1がオブザーバ３４ｂの一方の入力信号とされ、当該オブザーバ３４ｂの他方の入力信号としては、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇが用いられる。
【０１４９】
次に、オブザーバ３４ｂの動作の具体例として第１実施形態と同様の逆関数による演算に基づく動作を用いた場合における第３施形態におけるフィードバック制御系の構成及び動作について図４及び図１０を用いて説明する。
【０１５０】
当該制御対象の逆関数によって実現する場合のオブザーバ３４ｂを含むフィードバック制御系においては、図４に示すように、先ず、推定操作量in1を、１サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1、Ｄ／Ａ変換器３７の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan及びドライブ回路３８の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnを用いて、第１実施形態の場合と同様に以下のように演算する（ステップＳ１）。
【０１５１】
【数３０】
in1＝Ｋdrn×Ｋdan×ｕ1
ｕ1＝ｚ-1×ｕ
この式において、ｕは現サンプルタイミングのディジタル操作量（Ｄ／Ａ変換器３７の入力値）である。
【０１５２】
ここで、制御量ｙは、図１０に示すように、第１実施形態の場合と同様に次式によりＡ／Ｄ変換器３３からのディジタル化制御偏差ｅｄｉｇとして表される。
【０１５３】
【数３１】
ｒｅｆ−ｙ×Ｋe＝ｅｒ
Ｋad×ｅｒ＝ｅｄｉｇ
次に、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと推定操作量in1に基づき、制御対象Ｕ（ｓ）のディジタル化規定値Ｕn（ｚ）、フォーカスエラー検出器３０の変換感度Ｋeの規定値Ｋen及びＡ／Ｄ変換器３３の変換感度Ｋadの規定値Ｋadnを用いて、補正電流iwを第１実施形態の場合と同様に次式により演算する（ステップＳ２）。
【０１５４】
【数３２】
iw＝in1−ｅｄｉｇ／（Ｋen×Ｋadn×Ｕn（ｚ））
このとき、当該補正電流iw内に、図１３で示した推定外乱量dobsが含まれていることとなる。
【０１５５】
次に、上記補正電流iw、規定値Ｋdan及び規定値Ｋdrnから、位相補償器３４ａにより位相補償されたディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに加算すべき補正量ｗ（操作量ｕの補正量ｗ）を次式により演算する（ステップＳ３）。
【０１５６】
【数３３】
ｗ＝｛１／（Ｋdan×Ｋdrn）｝×Ｒ2（ｚ）×iw
ここで、Ｒ2（ｚ）はＤＳＰ３４内に含まれているロバストフィルタである。
【０１５７】
そして最後に、ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと上記補正量ｗから、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを第１実施形態と同様に次式により演算し、Ｄ／Ａ変換器３７へ出力する（ステップＳ４）。
【０１５８】
【数３４】
ｕ＝ｅｄｉｇ×Ｃ2（ｚ）＋ｗ
ここで、Ｃ2（ｚ）は位相補償器３４ａの変換感度である。
【０１５９】
この後は、当該ディジタル化操作量ｕをＤ／Ａ変換器３７によりアナログ化してアナログ操作信号Ｓauを生成し、これによりドライブ回路３８を駆動して上記駆動信号Ｓiを生成し、アクチュエータ１ａに出力してこれを駆動することとなる。
【０１６０】
ここで、上記ロバストフィルタにおける演算の具体例としては、例えば、
【０１６１】
【数３５】
Ｒ2（ｚ）＝｛Ｋrg／（１−Ｋrp×ｚ-1）｝2
となる。ここで、第１実施形態の場合と同様に、Ｋrgはロバストフィルタのゲイン定数であり、Ｋrpはその極定数である。
【０１６２】
また、位相補償器３４ａにおける演算の具体例としては、例えば、
【０１６３】
【数３６】
Ｃ2（ｚ）＝Ｋp＋Ｋi／（１−ｚ-1）＋Ｋd×（１−ｚ-1）
となる。ここで、Ｋpは比例項であり、Ｋiは積分項であり、Ｋdは微分項である。
【０１６４】
以上説明したように、第３実施形態のピックアップ制御部ＰＣの動作によれば、ピックアップ１内の対物レンズに対するフォーカスサーボ制御において、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０１６５】
なお、上述した第３実施形態においては、上記目標値ｒｅｆをアナログ信号として印加する構成について説明したが、これ以外に、第１実施形態の場合と同様に、当該目標値ｒｅｆを予めＡ／Ｄ変換した後にディジタル値として印加しても良い。
【０１６６】
また、上述した第３実施形態においては、Ｄ／Ａ変換器３７により操作信号Ｓuをアナログ操作信号Ｓauに変換する構成を示したが、これ以外に、ＰＷＭ回路等により操作信号Ｓuからアナログ操作信号Ｓauを生成するように構成することもできる。
【０１６７】
更に、上述の第３実施形態においては、ピックアップ１内の対物レンズに対するフォーカスサーボ制御に対して本発明を適用した場合について説明したが、これ以外に、当該対物レンズに対するトラッキングサーボ制御（具体的には、ＤＰＤ（Differential Phase Detection）法や３ビーム法等を用いたトラッキングサーボ制御）に対して本発明を適用することも、更にピックアップ１を光ディスクＤＫの半径方向に移動させるスライダサーボ制御に対して本発明を適用することも、第３実施形態の場合と同様にすることで可能となることは言うまでもない。
（IV）第４実施形態
次に、本発明に係る他の実施形態である第４実施形態について、図１１及び図１２を用いて説明する。
【０１６８】
上述した各実施形態では、情報再生装置Ｓ内のピックアップ制御部ＰＣ又はスピンドル制御部ＳＣにおいて、推定操作量in1を一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1を用いて演算する場合について説明したが、第４実施形態においては、一サンプルタイミング前の補正量ｗ1を用いて推定操作量in1を演算する。
【０１６９】
なお、第４実施形態のフィードバック制御においては、その物理的な構成は、上記ピックアップ制御部ＰＣ又はスピンドル制御部ＳＣと全く同様であるので、細部の説明は省略し、本実施形態の特徴であるオブザーバにおける処理について図１１及び図１２を用いて説明する。
【０１７０】
なお、図１１は第４実施形態の制御系におけるオブザーバの処理を示すフローチャートであり、図１２は第４実施形態のオブザーバを示す内部ブロック線図を含む制御系全体を示すブロック線図である。
【０１７１】
先ず、第４実施形態のオブザーバの動作の具体例として第１実施形態と同様の逆関数による演算に基づく動作を用いた場合におけるフィードバック制御系の構成及び動作について図１１及び図１２を用いて説明する。
【０１７２】
当該制御対象の逆関数によって実現する場合のオブザーバを含む第４実施形態のフィードバック制御系においては、図１１に示すように、先ず、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを、１サンプルタイミング前にオブザーバから出力された補正量ｗ1とディジタル化制御偏差ｅｄｉｇから、位相補償器Ｃ（ｚ）を用いて次式のように演算し、ドライブ回路の前段のＤ／Ａ変換器に出力する。
【０１７３】
【数３７】
ｕ＝ｅｄｉｇ×Ｃ（ｚ）＋ｗ1
ここで、ｗ1＝ｚ-1×ｗ（但しｚ-1＝exp（−ｓ×Ｔ））である。
【０１７４】
次に、推定操作量in1を、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕ（Ｄ／Ａ変換器の入力信号）、Ｄ／Ａ変換器の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan及びドライブ回路の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnを用いて次式のように演算する（ステップＳ１６）。
【０１７５】
【数３８】
in1＝Ｋdrn×Ｋdan×ｕ
次に、ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇ及び推定操作量in1に基づき、制御対象Ｕｎ（ｚ）、回転数エラー又はフォーカスエラーを検出するエラー検出器における変換感度Ｋeの規定値Ｋen及びディジタル化操作量ｕをアナログ化する上記Ｄ／Ａ変換器の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdanを用いて、補正電流iwを次式により演算する（ステップＳ１７）。
【０１７６】
【数３９】
iw＝in1−ｅｄｉｇ／（Ｋen×Ｋadn×Ｕn（ｚ））
そして最後に、Ｄ／Ａ変換器の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan、ドライブ回路の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrn及びＤＳＰ内のロバストフィルタを用いて補正電流iwから補正量ｗを次式により演算し、次のサンプルタイミングにおいて用いるためにＤＳＰに接続されているＲＡＭに補正量ｗ1として保存しておく（ステップＳ１８）。
【０１７７】
【数４０】
ｗ1＝｛１／（Ｋdan×Ｋdrn）｝×Ｒ（ｚ）×iw
この後は、算出されたディジタル化操作量ｕをＤ／Ａ変換器によりアナログ化してアナログ操作信号を生成し、これによりドライブ回路を駆動して駆動信号を生成し、アクチュエータ又はスピンドルモータ等に出力してこれらを駆動することとなる。
【０１７８】
以上説明したように、第４実施形態のフィードバック制御系の動作によれば、ディジタル化操作量ｕとディジタル化制御偏差ｅｄｉｇとに基づいて制御対象に印加される外乱を推定しつつフィードバック制御を行うので、従来必要であった駆動電流ｉをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器が不要となり、サーボ制御部の構成を簡略化すると共に生産コストを低減し更に集積化の際の面積を低減することが可能となる。
【０１７９】
また、一サンプルタイミング前のディジタル化補正量w1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定するので、精度よく外乱を抑圧して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８０】
更に、ディジタル化操作量ｕに対してＤ／Ａ変換器の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdanとドライブ回路の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnとを夫々乗じて生成される推定操作量in1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとに基づいて一サンプルタイミング後の外乱を推定するので、より高精度に外乱を推定して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８１】
なお、上述の第４実施形態においては、一サンプルタイミング前のディジタル化補正量w1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定する場合について説明したが、これ以外に、ディジタル補正量ｗを一サンプルタイミング遅延させてディジタル補正量ｗ1を得る構成に代えて、図１２においてオブザーバ内の減算器以降補正量ｗが出力されるまでの各演算点（各制御要素の間）に夫々の演算値を一サンプルタイミング遅延させる遅延器を挿入するように構成しても、上記第４実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１８２】
以上説明したように、ＤＳＰ１４又は３４から出力されるディジタル化された操作量とフィードバック制御系におけるディジタル化された制御偏差とに基づいて制御対象に印加される外乱を推定しつつフィードバック制御を行うので、アナログ的に制御される制御対象から出力されるアナログ信号である制御量をディジタル化してオブザーバ１４ｂ又は３４ｂに印加する必要がなく、当該ディジタル化のための構成が不要となり、スピンドル制御部ＳＣの構成を簡略化すると共に生産コストを低減し更に集積化の際の占有面積を低減することが可能となる。
【０１８３】
また、ディジタル化された一サンプルタイミング前の操作量と現サンプルタイミングの制御偏差とを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定する構成では、精度よく外乱を抑圧して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８４】
更に、ディジタル化された一サンプルタイミング前の操作量に対してＤ／Ａ変換器１７又は３７の感度に対応する規定値とドライブ回路１８又は３８の感度に対応する規定値とを夫々乗じて生成される当該操作量の推定値とディジタル化された現サンプルタイミングの制御偏差とに基づいて外乱を推定するので、より高精度に外乱を推定して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８５】
更にまた、一サンプルタイミング前に生成された外乱推定値に基づいて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定する構成でも、精度よく外乱を抑圧して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８７】
また、ディジタル化された操作量に対してＤ／Ａ変換器１７又は３７の感度に対応する規定値とドライブ回路１８又は３８の感度に対応する規定値とを夫々乗じて生成される当該操作量の推定値とディジタル化された制御偏差とに基づいて一サンプルタイミング後の外乱を推定するので、より高精度に外乱を推定して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８８】
更に、制御対象が光ディスクＤＫを回転させるスピンドルモータ１０である場合は、簡易且つ安価な構成で外乱を抑圧しつつ高精度で当該スピンドルモータ１０をフィードバック制御することができる。
【０１８９】
更にまた、制御対象がトラッキングサーボ制御又はスライダサーボ制御或いはフォーカスサーボ制御のいずれか一である場合は、簡易且つ安価な構成で外乱を抑圧しつつ高精度でトラッキングサーボ制御又はスライダサーボ制御或いはフォーカスサーボ制御におけるフィードバック制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態の回転検出器の細部構成を示すブロック図である。
【図３】第１実施形態の制御系の構成を示すブロック線図である。
【図４】第１実施形態のオブザーバの処理を示すフローチャートである。
【図５】第１実施形態の制御系の細部構成を示すブロック線図である。
【図６】回転検出器の他の構成を示すブロック図である。
【図７】第２実施形態のオブザーバの処理を示すフローチャートである。
【図８】第２実施形態の制御系の構成を示すブロック線図である。
【図９】第３実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図１０】第３実施形態の制御系の細部構成を示すブロック線図である。
【図１１】第４実施形態のオブザーバの処理を示すフローチャートである。
【図１２】第４実施形態の制御系の細部構成を示すブロック線図である。
【図１３】従来のオブザーバを用いた制御系の構成を示すブロック線図である。
【符号の説明】
１…ピックアップ
１ａ…アクチュエータ
１０…スピンドルモータ
１１、１１’…回転検出器
１２、３３…Ａ／Ｄ変換器
１３、３２…目標値発生器
１４、３４…ＤＳＰ
１４ａ、３４ａ…位相補償器
１４ｂ、３４ｂ…オブザーバ
１５、３５…ＲＡＭ
１６、３６…ＲＯＭ
１７、３７…Ｄ／Ａ変換器
１８、３８…ドライブ回路
２０…パルス発生器
２１…エッジ検出器
２２…Ｆ−Ｖ変換器
２３、３１…減算器
２３’…ディジタル減算器
２５…周期検出カウンタ
２６…周期周波数変換器
３０…フォーカスエラー検出器
Ｓ…情報再生装置
Ｂ…光ビーム
ＤＫ…光ディスク
ＰＣ…ピックアップ制御部
ＳＣ…スピンドル制御部
Ｓrp…回転数信号
Ｓrefdig、Ｓref…目標値信号
Ｓedig…ディジタル化偏差信号
Ｓfdig…周波数信号
Ｓro…ロム信号
Ｓra…ラム信号
Ｓu…操作信号
Ｓau…アナログ
Ｓi…駆動信号
Ｓpu…パルス信号
Ｓeg…エッジ信号
Ｓrv…回転数電圧信号
Ｓer…偏差信号
Ｓtdig…周期信号
Ｓfe…フォーカスエラー信号
【発明の属する技術分野】
本発明は、フィードバック制御により制御対象を制御するサーボ制御装置の技術分野に属し、より詳細には、当該制御対象に印加されることが予測される外乱を推定し、当該推定された外乱を補償しつつフィードバック制御を行うサーボ制御装置の技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、制御対象をフィードバック制御する際に、当該制御対象に印加されることが予測される外乱を予め推定し、当該推定された外乱を加味した操作量を当該制御対象に印加することにより当該外乱を補償しつつ制御対象をフィードバック制御することについての研究が盛んに行われている。
【０００３】
そして、当該外乱を予測するのに好適な方法として近年注目されているのが、いわゆるオブザーバと称される状態観測器である。
【０００４】
ここで、当該オブザーバについてその原理等を説明する。
【０００５】
オブザーバは、実際に検出することができない状態（この場合は、外乱が印加された制御対象の状態）を、測定可能な状態から推定するものであり、上述したオブザーバを用いて外乱を推定し補償するフィードバック制御においては、制御対象に印加されることが予測される外乱をオブザーバにより推定し当該外乱を抑圧するべく、当該外乱を打ち消すことのできる補正量を演算してこれを上記フィードバック制御系に対して加算し当該外乱を補償する。
【０００６】
次に、オブザーバにおける外乱推定のための処理について、図１３を用いて具体的に説明する。なお、図１３は、ＣＤ（Compact Disk）プレーヤ等のいわゆる光ディスク再生装置に含まれているフォーカスアクチュエータを制御対象とするフォーカスサーボ制御系に対してオブザーバを適用した場合における当該フォーカスサーボ制御系内に形成されるフィードバックサーボループを示すブロック線図である。
【０００７】
ここで、上記フォーカスアクチュエータ（以下、単にアクチュエータと称する。）とは、光ディスク上に記録されている情報を再生するための光ビームの焦点位置と当該光ディスク内の情報記録面の位置とを一致させるべく、当該光ビームを集光するための対物レンズを当該情報記録面に垂直な方向に駆動するためのアクチュエータである。
【０００８】
図１３において、制御対象Ｕ（ｓ）をアクチュエータとし、制御量ｙをアクチュエータの光ディスクに垂直な方向の位置とする。
【０００９】
今、当該アクチュエータの伝達関数を２次遅れ制御系として示すと、
【００１０】
【数１】
Ｕ（ｓ）＝Ａ×ｗa2／（ｓ2＋２×ｋa×ｗa×ｓ＋ｗa2） … （１）
となる。ここで、Ａはアクチュエータのゲイン（m/Ampere）であり、ｋaはアクチュエータの粘性制動係数であり、ｗaはアクチュエータの固有振動周波数（rad/sec）である。
【００１１】
次に、当該アクチュエータにおけるフォーカスエラー信号出力ための変換感度（すなわち、上記光ディスク再生装置内のフォトディテクタの感度及びエラー生成増幅器の増幅率により決定される変換感度）を、位置検出感度Ｋe（Volt/m）として考えると、
【００１２】
【数２】
ｒｅｆ−ｙ×Ｋe＝ｅｒ … （２）
と考えることができる。ここで、ｒｅｆはアクチュエータが位置すべき目標値であり、ｅｒは上記フィードバック制御系における制御偏差である。そして、図１３に示すように、上記式（２）によって得られた制御偏差ｅｒは、オブザーバの一方の入力端子へ入力される。
【００１３】
一方、図１３において、操作量（電圧値）ｕとアクチュエータを駆動するための駆動電流ｉとの関係は、
【００１４】
【数３】
ｉ＝Kdr×ｕ … （３）
となる。ここで、Kdr（Ampere/Volt）は上記駆動電流ｉを生成するドライバ（操作量ｕにより制御される）の電圧／電流変換感度である。そして、この駆動電流ｉは、下記式（４）に示すように電流／電圧変換感度がKiv（Volt/Ampere）である電流／電圧変換器によって駆動電圧ｖに変換され、オブザーバの他方の入力端子へ入力される。
【００１５】
【数４】
ｖ＝Kiv×ｉ … （４）
ここで、上記電流／電圧変換感度Kivは、駆動電流ｉをオブザーバにフィードバックする上での変換感度に相当するものであり、これはいわゆるリターン抵抗に相当するものでもある。
【００１６】
次に、説明を単純化するために、アクチュエータに印加される可能性のある外乱をその位置に対する外乱のみと考える。そして、図１３に示すように、その外乱量をｄとすると、
【００１７】
【数５】
ｉ×Ｕ（ｓ）＋ｄ＝ｙ … （５）
となる。ここで、上記式（２）において、目標値ｒｅｆをゼロ（ｒｅｆ＝０）とすると、
【００１８】
【数６】
ｙ×Ｋe＝−ｅｒ
となるので、上記式（４）より、
【００１９】
【数７】
ｉ＝ｖ／Kiv
だから、これらにより上記式（５）内のｉ及びｙを消去すると、
【００２０】
【数８】
（ｖ／Kiv）×Ｕ（ｓ）＋ｄ＝−ｅｒ／Ｋe
となる。この式を整理すると、外乱量ｄは、駆動電流ｉに対応してオブザーバに入力される入力電圧ｖと制御偏差ｅｒとを用いて以下の式（６）に示すように表すことができる。
【００２１】
【数９】
ｄ＝−ｅｒ／Ｋe−（ｖ／Kiv）×Ｕ（ｓ） … （６）
ここで、オブザーバの内部をモデル的に示すパラメータを規定値として表すものとし、実際の制御要素と区別するため表示上添え字ｎを添付して表す。すなわち、上記位置検出感度Ｋeは位置検出感度規定値Ｋenとして表し、電圧／電流変換感度Kdrは電圧／電流変換感度規定値Kdrnとして表し、電流／電圧変換感度Kivは電流／電圧変換感度規定値Kivnとして表し、制御対象Ｕ（ｓ）は制御対象規定値Ｕn（ｓ）として表す。
【００２２】
なお、規定値とは、具体的には、例えば光ディスク再生装置内で当該光ディスクを回転させるスピンドルモータのトルク定格値であり、当該光ディスク再生装置の性能表示等に表示されている値を指す。そして、予め当該記載がないときは実験等により同定するか、又は理論計算から算出する必要がある。このとき、当該同定が正確でない場合や経年変化或いは温度変化等により当該規定値と実際の制御要素とは必ずしも等しくはならないものである。
【００２３】
上記式（６）より、各規定値を用いて外乱ｄの推定量である推定外乱量dobsを表すと、
【００２４】
【数１０】
dobs＝−ｅｒ／Ｋen−（ｖ／Kivn）×Ｕn（ｓ） … （７）
となり、これにより、実際の外乱ｄを検出することなくオブザーバを用いて入力電圧ｖと制御偏差ｅｒとから推定外乱量dobsを推定算出できることが判る。
【００２５】
なお、図１３においては、当該算出された推定外乱量dobsをロバストフィルタＲ（ｓ）により補正量ｈに変換し、制御偏差ｅｒを位相補償器Ｃ（ｓ）により位相補償した量に対して当該補正量ｈを加算することにより操作量ｕを生成して外乱ｄを抑圧する構成となっている。
【００２６】
一方、近年では、上記オブザーバを含めたフィードバック制御系全体の処理を一つのＤＳＰ（Digital Signal Processor）によりディジタル的に高速且つ高精度に行うことが一般的となっている。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記制御対象Ｕ（ｓ）（具体的には、上記アクチュエータの他に、例えば、上記光ビームの焦点位置と当該光ディスク内の情報ピットの位置とを一致させるべく、当該光ビームを集光するための対物レンズを情報記録面に平行な方向に駆動することにより光ビームの照射位置を光ディスクの半径方向に微調整するいわゆるトラッキングアクチュエータやピックアップを光ディスクの半径方向に移動させることにより光ビームの照射位置の当該半径方向の位置を粗調整するスライダモータ或いは当該光ディスクを回転させるスピンドルモータの回転数等を制御するためのスピンドルモータ等がある。）は一般にアナログ信号である駆動電流ｉにより駆動されるのが通常であり、よって、その制御の目標である目標値ｒｅｆもまたアナログ信号であることが多い。
【００２８】
従って、これらのアナログ信号をディジタル回路であるＤＳＰにより取り扱おうとすると、図１３において、制御偏差ｅｒ及び駆動電圧ｖを夫々別個にディジタル化するための二つのＡ／Ｄ変換器と操作量ｕをアナログ化するためのＤ／Ａ変換器が少なくとも必要となり、結果として、サーボ制御装置としての構成が複雑化すると共にそれをＩＣ化した場合の占有面積が増大し、更に生産コストも嵩んでくるという問題点があった。
【００２９】
そこで、本発明は、上記の各問題点に鑑みて為されたもので、その課題は、制御対象に印加されることが予測される外乱をディジタル的に推定してこれを抑圧しつつ当該制御対象をフィードバック制御する際の構成を簡略化できると共に小型化が可能であり、更に低コスト化を図ることが可能なサーボ制御装置を提供することにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、アナログ的に制御される制御対象に対して外部から印加される外乱をディジタル的に推定し外乱推定値を生成するオブザーバ等の外乱推定手段と、当該制御対象をフィードバック制御により制御するＤＳＰ等の制御手段と、を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御手段により前記制御対象を制御するサーボ制御装置において、前記外乱推定手段は、前記制御手段から出力されるディジタル化された操作量のうち一サンプルタイミング前の当該操作量と、前記フィードバック制御系におけるディジタル化された制御偏差のうち現サンプルタイミングの当該制御偏差と、に基づいて現サンプルタイミングに対応する前記外乱を推定し、前記外乱推定値を生成するように構成される。
【００３１】
上記の課題を解決するために、請求項３に記載の発明は、アナログ的に制御される制御対象に対して外部から印加される外乱をディジタル的に推定し外乱推定値を生成するオブザーバ等の外乱推定手段と、当該制御対象をフィードバック制御により制御するＤＳＰ等の制御手段と、を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御手段により前記制御対象を制御するサーボ制御装置において、前記外乱推定手段は、前記制御手段から出力されるディジタル化された操作量と前記フィードバック制御系におけるディジタル化された制御偏差とに基づいて前記外乱を推定し、前記外乱推定値を生成し、更に、一サンプルタイミング前に前記外乱推定手段において生成された前記外乱推定値に基づいて現サンプルタイミングに対応する前記外乱を補償しつつ前記制御手段により前記制御対象を制御するように構成される。
【００４６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明に好適な実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００４７】
なお、以下に説明する各実施形態は、上述したオブザーバを含むフィードバック制御系により光ディスクの回転サーボ制御並びに光ビームに対するフォーカスサーボ制御及びトラッキングサーボ制御並びにピックアップに対するスライダサーボ制御を行いつつ当該光ディスク上に記録されている情報を再生する情報再生装置に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
（Ｉ）第１実施形態
始めに、本発明に係る第１実施形態について、図１乃至図５を用いて説明する。
【００４８】
なお、以下に説明する第１実施形態は、上記情報再生装置における光ディスクの回転サーボ制御に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
【００４９】
先ず、第１実施形態に係る情報再生装置の構成について、図１及び図２を用いて説明する。
【００５０】
なお、図１は第１実施形態に係る情報再生装置の概要構成を示すブロック図であり、図２は図１における回転検出器の細部構成を示すブロック図である。
【００５１】
図１に示すように、第１実施形態の情報再生装置Ｓは、ピックアップ１と、ピックアップ制御部ＰＣと、スピンドルモータ１０と、スピンドル制御部ＳＣと、により構成されている。
【００５２】
また、スピンドル制御部ＳＣは、回転検出器１１と、Ａ／Ｄ変換器１２と、目標値発生器１３と、制御手段としてのＤＳＰ１４と、ＲＡＭ（Random Access Memory）１５と、ＲＯＭ（Read Only Memory）１６と、アナログ化手段としてのＤ／Ａ変換器１７と、駆動手段としてのドライブ回路１８と、により構成されている。
【００５３】
更に、回転検出器１１は、図２に示すように、パルス発生器２０と、エッジ検出器２１と、Ｆ−Ｖ（周波数−電圧）変換器２２と、により構成されており、その出力信号を後述する減算器２３に出力する。
【００５４】
また、ＤＳＰ１４内には、位相補償器１４ａ及び外乱推定手段としてのオブザーバ１４ｂが含まれているが、当該位相補償器１４ａ及びオブザーバ１４ｂは、ＲＯＭ１６内に格納されている制御プログラムに基づいてＤＳＰ１４が動作することにより当該ＤＳＰ１４の機能として実現されるものである。このとき、当該オブザーバ１４ｂ及び位相補償器１４ａを夫々独立した回路として実現してもよい。
【００５５】
なお、図１は、情報再生装置Ｓのうち、本発明に係るサーボ制御に関する部分のみを記載したものであり、実際の情報再生装置Ｓ内には、図１に示す各部材の他に、ピックアップ１からの検出信号に基づいて光ディスクＤＫ上に記録されている情報を再生する再生処理部や、情報再生装置Ｓの動作状態を表示する表示部或いは情報再生装置Ｓに実行させる処理を入力するための操作部等が含まれている。
【００５６】
次に、概要動作を説明する。
【００５７】
先ず、ピックアップ１は、光ディスクＤＫにおける情報記録面に対して光ビームＢを照射し、その反射光に基づいて上記検出信号を出力する。
【００５８】
このとき、ピックアップ制御部ＰＣは、ピックアップ１内の図示しない対物レンズ（光ビームＢを情報記録面上に集光させるための対物レンズ）を情報記録面に対して垂直な方向又は平行な方向に駆動制御し、光ビームＢの焦点位置を変更してフォーカスサーボ制御又はトラッキングサーボ制御を行う。
【００５９】
一方、スピンドルモータ１０は、後述する駆動信号Ｓiに基づいて光ディスクＤＫを回転駆動すると共に、その回転数を示す回転数信号Ｓrpを生成して回転検出器１１へ出力する。このとき、当該スピンドルモータ１０が後述するブロック線図における制御対象Ｕ（ｓ）に相当する。
【００６０】
次に、回転検出器１１は、回転数信号Ｓrpに基づいて当該スピンドルモータ１０の回転数を検出する。このとき、当該回転検出器１１における回転数検出感度（すなわち、スピンドルモータ１０の回転数が単位回転数だけ変化したときに変化する回転検出器１１の出力電圧値）が後述するブロック線図における回転検出感度Ｋe（Volt/Hz）に相当する。
【００６１】
これと並行して、目標値発生器１３は、スピンドルモータ１０を回転させるべき回転数を示す目標値信号Ｓrefを生成して出力する。このとき、当該目標値信号Ｓrefが後述するブロック線図における目標値ｒｅｆに相当する。
【００６２】
そして、Ａ／Ｄ変換器１２は、後述する減算器２３により目標値信号Ｓrefの値から回転検出器１１の出力信号の値を減算して得られる回転数偏差（この回転数偏差が後述するブロック線図における制御偏差ｅｒに相当する。）をアナログ信号からディジタル信号に変換し、ディジタル化偏差信号Ｓedig（このディジタル化偏差信号Ｓedigが後述するブロック線図におけるディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに相当する。）を生成してＤＳＰ１４へ出力する。このとき、当該Ａ／Ｄ変換器１２の変換感度（すなわち、回転数偏差における単位電圧に対応するディジタル値）が後述するブロック線図におけるＡ／Ｄ変換器１２の変換感度Ｋad（digit/Volt）となる。
【００６３】
次に、ＤＳＰ１４は、ディジタル化偏差信号Ｓedigに基づいた後述する位相補償器１４ａ及びオブザーバ１４ｂのディジタル的な動作により、ドライブ回路１８を駆動するための操作信号Ｓuを生成してＤ／Ａ変換器１７へ出力する。このとき、当該ＤＳＰ１４は、ＲＯＭ１６内に予め格納されている制御プログラムをロム信号Ｓroとして読み出しつつ当該制御プログラムに基づいて上記位相補償器１４ａ及びオブザーバ１４ｂとしての機能を発揮する。更に、この機能発揮のために必要なデータは、ラム信号Ｓraとして一時的にＲＡＭ１５に格納されつつ用いられる。
【００６４】
これにより、Ｄ／Ａ変換器１７は、操作信号Ｓuをディジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログ操作信号Ｓauを生成してドライブ回路１８へ出力する。このとき、当該Ｄ／Ａ変換器１７の変換感度（すなわち、一ディジタル値に対応する電圧値）が後述するブロック線図におけるＤ／Ａ変換器１７の変換感度Ｋda（Volt/digit）となる。
【００６５】
そして、ドライブ回路１８は、電圧信号であるアナログ操作信号Ｓauを増幅すると共にその電圧値に対応する電流値を有する上記駆動信号Ｓi（この駆動信号Ｓiが後述するブロック線図における駆動電流ｉとなる。）を生成し、スピンドルモータ１０に出力してこれを回転駆動する。このとき、当該ドライブ回路１８の変換感度（すなわち、アナログ操作信号Ｓauにおける単位電圧に対応する駆動信号Ｓiの電流値）が後述するブロック線図におけるドライブ回路１８の変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）となる。
【００６６】
次に、回転数検出器１１の細部動作について、図２を用いて説明する。
【００６７】
図２に示すように、回転数検出器１１内のパルス発生器２０は、上記回転数信号Ｓrpにより示されるスピンドルモータ１０の回転数に比例した単位時間当たりのパルス数を有するパルス信号Ｓpuを生成し、エッジ検出器２１へ出力する。
【００６８】
次に、エッジ検出器２１は、当該パルス信号Ｓpuに含まれる各パルスにおける立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジのいずれか一方を夫々検出し、エッジ信号Ｓegを生成してＦ−Ｖ変換器２２へ出力する。
【００６９】
そして、Ｆ−Ｖ変換器２２は、当該エッジ信号Ｓegにおける立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジの周期に基づいて単位時間当たりの立ち上がりエッジの数又は立ち下がりエッジの数に対応する電圧値を有する回転数電圧信号Ｓrvを生成して減算器２３の一方の端子に出力する。
【００７０】
これにより、減算器２３は、目標値発生器１３からの目標値信号Ｓrefから回転数電圧信号Ｓrvを減算し、その差である上記回転数偏差を示す偏差信号Ｓerを生成して上記Ａ／Ｄ変換器１２へ出力する。
【００７１】
次に、上述した構成を有するスピンドル制御部ＳＣ及びスピンドルモータ１０を含む制御系における本発明に係るフィードバック制御について、図３乃至図５を用いて説明する。
【００７２】
なお、図３はスピンドル制御部ＳＣ及びスピンドルモータ１０を含む制御系におけるフィードバック制御の全体を示すブロック線図であり、図４は当該制御系におけるオブザーバの処理を示すフローチャートであり、図５はオブザーバ１４ｂを示す内部ブロック線図を含む制御系全体を示すブロック線図である。また、図３及び図５において、図１３に示す従来のフォードバック制御系における各制御要素と同一の制御要素については、同一の符号を用いて細部の説明は省略する。
【００７３】
先ず、第１実施形態においては、制御対象Ｕ（ｓ）はスピンドルモータ１０であるので、制御量ｙは当該スピンドルモータ１０の回転数となる。
【００７４】
今、当該スピンドルモータ１０の伝達関数を１次遅れ系に近似して求めると、
【００７５】
【数１１】
Ｕ（ｓ）＝Ｋm／（１＋Ｔm×ｓ）
となる。ここで、Ｋm（Hz/Ampere）はスピンドルモータ１０のゲインであり、Ｔm（sec）はスピンドルモータ１０の時定数である。
【００７６】
次に、ＫmnをゲインＫmの規定値とし、Ｔmnを時定数Ｔmの規定値として当該スピンドルモータ１０の伝達関数をディジタル系に変換すると、
【００７７】
【数１２】
Ｕｎ（ｚ）＝Ｋmn×（１−Ｋpn）／（１−Ｋpn×ｚ-1）
ここで、Ｋpnは極周波数に関する係数であり、具体的には、上記時定数Ｔmの規定値Ｔmnを用いてexp（−Ｔ／Ｔmn）と表されるものである。更に、Ｔ（sec）はディジタル処理におけるサンブリング周期であり、「×ｚ-1」で示される演算は一サンプルタイミング前の量を取得する演算である。
【００７８】
一方、上記回転検出器１１における回転検出感度Ｋe（Volt/Hz）の規定値をＫenとし、上記Ａ／Ｄ変換器１２における変換感度Ｋad（digit/Volt）の規定値をＫadnとし、上記Ｄ／Ａ変換器１７における変換感度Ｋda（Volt/digit）の規定値をＫdanとし、上記ドライブ回路１８における変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）の規定値をＫdrnとすると、第１実施形態のフィードバック制御系においては、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕであるディジタル化操作量ｕ1に対して、そのディジタル化操作量ｕが制御対象Ｕ（ｓ）に印加されるまでに通過するＤ／Ａ変換器１７及びドライブ回路１８の夫々の変換感度の規定値Ｋdanと規定値Ｋdrnとを乗算して得られた推定操作量in1がオブザーバの一方の入力信号とされ、当該オブザーバ１４ｂの他方の入力信号としては、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇが用いられる。
【００７９】
次に、オブザーバ１４ｂの動作の具体例として制御対象を示す特性方程式の逆関数に基づいた動作を用いた場合の第１実施形態におけるフィードバック制御系の構成及び動作について図４及び図５を用いて説明する。
【００８０】
ここで、上記逆関数とは、制御対象Ｕ（ｓ）の逆伝達特性を示し、具体的には、１／Ｕ（ｓ）で示される。
【００８１】
上記オブザーバを当該逆関数によって実現する場合のオブザーバ１４ｂを含むフィードバック制御系においては、図４に示すように、先ず、推定操作量in1を、１サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1、Ｄ／Ａ変換器１７の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan及びドライブ回路１８の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnを用いて、以下のように演算する（ステップＳ１）。
【００８２】
【数１３】
in1＝Ｋdrn×Ｋdan×ｕ1
ここで、当該１サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1は、具体的には、
【００８３】
【数１４】
ｕ1＝ｚ-1×ｕ
として算出される。この式において、ｕは現サンプルタイミングのディジタル化操作量（Ｄ／Ａ変換器１７の入力値）である。また、「×ｚ-1」の演算は具体的にはexp（−ｓ×Ｔ）の演算を実行することと等価であり、上記ＲＡＭ１５に一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1を記憶させておき、それを読み出すことにより実行される。
【００８４】
ここで、制御量ｙは、図５に示すように、次式によりＡ／Ｄ変換器１２からディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに変換されて出力される。
【００８５】
【数１５】
ｒｅｆ−ｙ×Ｋe＝ｅｒ
Ｋad×ｅｒ＝ｅｄｉｇ
次に、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと推定操作量in1に基づき、制御対象Ｕ（ｓ）のディジタル化規定値Ｕn（ｚ）、回転数検出器１１の変換感度Ｋeの規定値Ｋen及びＡ／Ｄ変換器１１の変換感度Ｋadnを用いて、補正電流iwを次式により演算する（ステップＳ２）。
【００８６】
【数１６】
iw＝in1−ｅｄｉｇ／（Ｋen×Ｋadn×Ｕn（ｚ））
このとき、当該補正電流iw内に、図１３で示した推定外乱量dobsが含まれていることとなる。
【００８７】
次に、上記補正電流iw、上記規定値Ｋdan及び規定値Ｋdrnから、位相補償器１４ａにより位相補償されたディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに加算すべき補正量ｗ（操作量ｕの補正量ｗ）を次式により演算する（ステップＳ３）。
【００８８】
【数１７】
ｗ＝｛１／（Ｋdan×Ｋdrn）｝×Ｒ（ｚ）×iw
ここで、Ｒ（ｚ）はＤＳＰ１４内に含まれている図示しないロバストフィルタである。
【００８９】
そして最後に、ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと上記補正量ｗから、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを次式により演算し、Ｄ／Ａ変換器１７へ出力する（ステップＳ４）。
【００９０】
【数１８】
ｕ＝ｅｄｉｇ×Ｃ（ｚ）＋ｗ
ここで、Ｃ（ｚ）は位相補償器１４ａの伝達特性である。
【００９１】
この後は、当該ディジタル化操作量ｕをＤ／Ａ変換器１７によりアナログ化してアナログ操作信号Ｓauを生成し、これによりドライブ回路１８を駆動して上記駆動信号Ｓiを生成し、スピンドルモータ１０に出力してこれを回転駆動することとなる。
【００９２】
ここで、上記ロバストフィルタにおける演算の具体例としては、例えば、
【００９３】
【数１９】
Ｒ（ｚ）＝Ｋrg／（１−Ｋrp×ｚ-1）
となる。この式において、Ｋrgはロバストフィルタのゲイン定数であり、Ｋrpはその極定数（０＜Ｋrp＜１）である。
【００９４】
また、位相補償器１４ａにおける演算の具体例としては、例えば、
【００９５】
【数２０】
Ｃ（ｚ）＝Ｋcg×（１−Ｋc0×ｚ-1）／１−Ｋcp×ｚ-1）
となる。この式において、Ｋcgは位相補償器１４ａのゲイン定数であり、Ｋc0はそのゼロ点の係数であり、Ｋcpはその極の係数（０＜Ｋc0＜Ｋcp＜１）である。
【００９６】
ここで、図３及び図５に示すフィードバック制御系においては、推定操作量in1を一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1を用いて演算したが、この理由について次に説明する。
【００９７】
正確な制御のためには、本来は現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを用いて推定操作量in1を演算すべきであるが、この現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕは上記ステップＳ４まで演算が終了して初めて得られる値であり、上記ステップＳ１の段階では未決定数であるので推定操作量in1の演算には用いることができない。そこで、ディジタル化操作量ｕとしては一サンプルタイミング間では急激にその値が変化しないことを前提として一サンプルタイミング前のディジタル化操作ｕ1を現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕの代用として用いているのである。
【００９８】
換言すれば、第１実施形態のフィードバック制御系においては、現サンプルタイミングにおけるディジタル化操作量ｕをそのままオブザーバ１４ｂの一方の入力信号とした場合には従来必要であった駆動電流ｉをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器を削減することはできないので、サンプリング周波数がフィードバック制御系のサーボ帯域と比較して十分に高ければ一サンプルタイミングの遅れは問題とはならないことを利用して一サンプルタイミング前におけるＤ／Ａ変換前のディジタル化操作量ｕ1を現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕの代用とし、これをオブザーバ１４ｂの一方の入力信号とすることにより、当該駆動電流ｉをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器を削減しているのである。
【００９９】
以上説明したように、第１実施形態のスピンドル制御部ＳＣの動作によれば、ディジタル化操作量ｕ1とディジタル化制御偏差ｅｄｉｇとに基づいてスピンドルモータ１０に印加される外乱を推定しつつフィードバック制御を行うので、従来必要であった駆動電流ｉをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器が不要となり、スピンドル制御部ＳＣの構成を簡略化すると共に生産コストを低減し更に集積化の際の面積を低減することが可能となる。
【０１００】
また、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定するので、精度よく外乱を抑圧してスピンドルモータ１０をフィードバック制御することができる。
【０１０１】
更に、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1に対してＤ／Ａ変換器１７の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdanとドライブ回路１８の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnとを夫々乗じて生成される推定操作量in1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとに基づいて外乱を推定するので、より高精度に外乱を推定してスピンドルモータ１０をフィードバック制御することができる。
【０１０２】
なお、上述した第１実施形態においては、スピンドルモータ１０からの回転数信号Ｓrpに基づいてディジタル化偏差信号Ｓedigを生成するために回転検出器１１及びＡ／Ｄ変換器１２を用いる場合について説明したが、これ以外に、図６に示すように、パルス発生器２０とエッジ検出器２１と周期検出カウンタ２５を備える回転検出器１１’と周期周波数変換器２６とにより回転数信号Ｓrpからディジタル化偏差信号Ｓedigを生成してもよい。
【０１０３】
すなわち、図６に示すように、パルス発生器２０及びエッジ検出器２１を用いて上述した場合と同様の動作により回転数信号Ｓrpからエッジ信号Ｓegを生成し、次に、周期検出カウンタ２５によりいずれかのエッジ（立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジのいずれか一方）の周期を検出し周期信号Ｓtdigを生成して周期周波数変換器２６へ出力する。
【０１０４】
そして、周期周波数変換器２６により当該周期信号Ｓtdigを周波数に変換し、対応する周波数信号Ｓfdigを生成してディジタル減算器２３’の一方の入力端子に出力し、目標値発生器１３からの目標値信号Ｓrefdig（ディジタル信号である。）から上記周波数信号Ｓfdigを減算しその差であるディジタル化偏差信号Ｓedigを生成して出力する。
【０１０５】
このようにして、パルス信号Ｓpuを直接ディジタル値に変換し、ディジタル化偏差信号Ｓedigを得るように構成することもできる。
【０１０６】
また、上述した第１実施形態においては、上記目標値ｒｅｆをアナログ信号として印加する構成について説明したが、当該目標値ｒｅｆを予めＡ／Ｄ変換した後に目標値信号Ｓrefdigとして以下に示すように印加しても良い。
【０１０７】
【数２１】
ｙ×Ｋe＝ｅｒ
refdig−Ｋad×ｅｒ＝ｅｄｉｇ
更にまた、上述した第１実施形態においては、Ｄ／Ａ変換器１７により操作信号Ｓu（ディジタル化操作量ｕ）をアナログ操作信号Ｓauに変換する構成を示したが、これ以外に、いわゆるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路等により操作信号Ｓuからアナログ操作信号Ｓauを生成するように構成することもできる。
（II）第２実施形態
次に、本発明に好適な他の実施形態である第２実施形態について、図７及び図８を用いて説明する。
【０１０８】
なお、図７は第２実施形態のオブザーバ１４ｂにおける処理を示すフローチャートであり、図８は第２実施形態のオブザーバを示す内部ブロック線図を含む制御系全体を示すブロック線図である。
【０１０９】
上述の第１実施形態においては、オブザーバ１４ｂの動作として制御対象の逆関数に基づく動作を用いた場合について説明したが、第２実施形態においては、オブザーバ１４ｂの動作の具体例としていわゆるゴピナス（Gopinath）の最小次元オブザーバを用いている。
【０１１０】
なお、第２実施形態におけるフィードバック制御系の動作は、オブザーバ１４ｂの内部動作以外は第１実施形態のスピンドル制御部ＳＣの場合と全く同様であるので、当該内部動作以外の動作の細部説明は省略する。
【０１１１】
ここで、上記ゴピナスの最小次元オブザーバとは、オブザーバの設計手法として最も一般的なゴピナスの方法を用いて設計されたオブザーバの一つである。
【０１１２】
次に、オブザーバ１４ｂとして当該ゴピナスの最小次元オブザーバを用いた場合の第２実施形態におけるフィードバック制御系の構成及び動作について図７及び図８を用いて説明する。
【０１１３】
当該ゴピナスの最小次元オブザーバとしてのオブザーバ１４ｂを含むフィードバック制御系においては、図７に示すように、先ず、推定操作量in1を、１サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1を用いて第１実施形態の場合と同様に以下のように演算する（ステップＳ１）。
【０１１４】
【数２２】
in1＝Ｋdrn×Ｋdan×ｕ1
次に、制御量ｙは、第１実施形態の場合と同様に、次式によりＡ／Ｄ変換器１２からのディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに変換されて出力される。
【０１１５】
【数２３】
ｒｅｆ−ｙ×Ｋe＝ｅｒ
Ｋad×ｅｒ＝ｅｄｉｇ
次に、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと推定補正量in1に基づき、ＤＳＰ１４内に構成されているロバストフィルタＲ（ｚ）、スピンドルモータ１０のゲインＫmの規定値Ｋmn、スピンドルモータ１０の時定数Ｔmの規定値Ｔmn、上記規定値Ｋen及び規定値Ｋadn並びに規定値Ｋdrn及びロバストフィルタの時定数Ｔpを用いて、補正制御量ywを次式により演算する（ステップＳ１０）。
【０１１６】
【数２４】
【０１１７】
【数２５】
Ｋrp＝exp（−Ｔ／Ｔp）
である。
【０１１８】
このとき、当該補正制御量yw内に、図１３で示した推定外乱量dobsが含まれていることとなる。
【０１１９】
次に、上記補正制御量yw、上記規定値Ｋmn、Ｄ／Ａ変換器１７の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan及びドライブ回路１８の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnから、位相補償器１４ａにより位相補償されたディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに加算すべき補正量ｗを次式により演算する（ステップＳ１１）。
【０１２０】
【数２６】
ｗ＝｛１／（Ｋmn×Ｋdan×Ｋdrn）｝×yw
そして最後に、ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと上記補正量ｗから、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを第１実施形態と同様に次式により演算し、Ｄ／Ａ変換器１７へ出力する（ステップＳ４）。
【０１２１】
【数２７】
ｕ＝ｅｄｉｇ×Ｃ（ｚ）＋ｗ
この後は、当該ディジタル化操作量ｕをＤ／Ａ変換器１７によりアナログ化してアナログ操作信号Ｓauを生成し、これによりドライブ回路１８を駆動して上記駆動信号Ｓiを生成し、スピンドルモータ１０に出力してこれを回転駆動することとなる。
【０１２２】
以上説明した第２実施形態によっても、ゴピナスの最小次元オブザーバを用いたフィードバック制御系を含む情報再生装置において、第１実施形態の場合と同様な効果を奏することができる。
【０１２３】
なお、上述の第２実施形態においては、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定する場合について説明したが、これ以外に、ディジタル化操作量ｕを一サンプルタイミング遅延させてディジタル補正量ｕ1を得る構成に代えて、図８においてオブザーバ内の減算器以前であってディジタル化操作量ｕまでの各演算点（各制御要素の間）に夫々の演算値を一サンプルタイミング遅延させる遅延器（ｚ-1で示される遅延器）を挿入するように構成しても、上記第２実施形態と同様の効果を得ることができる。
（III）第３実施形態
次に、本発明に係る他の実施形態である第３実施形態について、図４、図９及び図１０を用いて説明する。
【０１２４】
なお、以下に説明する第３実施形態は、図１に示す情報再生装置Ｓにおけるピックアップ１内のフォーカスサーボ制御を行うピックアップ制御部ＰＣにおける処理に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
【０１２５】
先ず、第３実施形態に係るピックアップ制御部ＰＣの構成について、図９を用いて説明する。
【０１２６】
なお、図９は第３実施形態に係るピックアップ制御部ＰＣの概要構成を示すブロック図である。
【０１２７】
図９に示すように、第３実施形態の情報再生装置Ｓにおけるピックアップ制御部ＰＣは、フォーカスエラー検出器３０と、減算器３１と、目標値発生器３２と、Ａ／Ｄ変換器３３と、ＤＳＰ３４と、ＲＡＭ３５と、ＲＯＭ３６と、Ｄ／Ａ変換器３７と、ドライブ回路３８と、により構成されている。
【０１２８】
このとき、ＤＳＰ３４内には、第１実施形態の場合と同様の態様で位相補償器３４ａ及びオブザーバ３４ｂが含まれている。
【０１２９】
また、ピックアップ１内には、図示しない対物レンズを光ディスクＤＫの情報記録面に垂直な方向に移動させるアクチュエータ１ａが含まれている。
【０１３０】
次に、概要動作を説明する。
【０１３１】
先ず、ピックアップ１は、上記トラッキングサーボ制御及び後述する駆動信号Ｓiに基づくフォーカスサーボ制御を行いつつ光ディスクＤＫにおける情報記録面に対して光ビームＢを照射し、その反射光に基づいて検出信号Ｓppを生成し、フォーカスエラー検出器３０へ出力する。このとき、当該アクチュエータ１ａが後述するブロック線図における制御対象Ｕ（ｓ）に相当する。
【０１３２】
ここで、検出信号Ｓppは、フォーカスエラー検出器３０へ出力される他に、第１実施形態において説明した再生処理部における情報再生処理にも供される。
【０１３３】
次に、フォーカスエラー検出器３０は、検出信号Ｓppに基づいて当該光ビームＢの焦点位置と上記情報記録面の位置との当該情報記録面に垂直な方向のずれを示すフォーカスエラー信号Ｓfeを生成し、減算器３１の一方の端子に出力する。このとき、当該フォーカスエラー検出器３０におけるエラー信号検出感度（すなわち、対物レンズの位置が単位距離だけ移動したときに変化するフォーカスエラー検出器３０の出力電圧値）が後述するブロック線図における位置検出感度Ｋe（Volt/m）に相当する。
【０１３４】
また、フォーカスエラー検出器３０におけるフォーカスエラー検出方法としては、例えば、いわゆるＳＳＤ（Spot Size Detection）法又は非点収差法等が用いられる。
【０１３５】
これと並行して、目標値発生器３２は、対物レンズが位置すべき位置（すなわち、光ビームＢの集光位置が当該情報記録面上となるために対物レンズが位置すべき情報記録面に垂直な方向の位置）を示す目標値信号Ｓrefを生成して出力する。このとき、当該目標値信号Ｓrefが後述するブロック線図における目標値ｒｅｆに相当する。
【０１３６】
そして、減算器３１は、目標値信号Ｓrefの値からフォーカスエラー信号Ｓfeの値を減算して得られる光ビームＢの集光位置に関する位置偏差（この位置偏差が後述するブロック線図における制御偏差ｅｒに相当する。）を示す偏差信号Ｓerを生成し、Ａ／Ｄ変換器３３へ出力する。
【０１３７】
これにより、Ａ／Ｄ変換器３３は、偏差信号Ｓerをアナログ信号からディジタル信号に変換し、ディジタル化偏差信号Ｓedig（このディジタル化偏差信号Ｓedigが後述するブロック線図におけるディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに相当する。）を生成してＤＳＰ３４へ出力する。このとき、当該Ａ／Ｄ変換器３３の変換感度（すなわち、位置偏差における単位偏差に対応するディジタル値）が後述するブロック線図におけるＡ／Ｄ変換器３３の変換感度Ｋad（digit/m）となる。
【０１３８】
次に、ＤＳＰ３４は、第１実施形態のＤＳＰ１４の場合と同様に、ディジタル化偏差信号Ｓedigに基づいた後述する位相補償器３４ａ及びオブザーバ３４ｂのディジタル的な動作により、ドライブ回路３８を駆動するための操作信号Ｓuを生成してＤ／Ａ変換器３７へ出力する。このとき、当該ＤＳＰ３４は、ＲＯＭ３６内に予め格納されている制御プログラムをロム信号Ｓroとして読み出しつつ当該制御プログラムに基づいて上記位相補償器３４ａ及びオブザーバ３４ｂとしての機能を発揮する。更に、この機能発揮のために必要なデータは、ラム信号Ｓraとして一時的にＲＡＭ３５に格納されつつ用いられる。
【０１３９】
これにより、Ｄ／Ａ変換器３７は、操作信号Ｓuをディジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログ操作信号Ｓauを生成してドライブ回路３８に出力する。このとき、当該Ｄ／Ａ変換器３７の変換感度（すなわち、一ディジタル値に対応する電圧値）が後述するブロック線図におけるＤ／Ａ変換器３７の変換感度Ｋda（Volt/digit）となる。
【０１４０】
そして、ドライブ回路３８は、電圧信号であるアナログ操作信号Ｓauを増幅すると共にその電圧値に対応する電流値を有する駆動信号Ｓi（この駆動信号Ｓiが後述するブロック線図における駆動電流ｉとなる。）を生成し、アクチュエータ１ａに出力してこれを駆動して対物レンズを移動させる。このとき、当該ドライブ回路３８の変換感度（すなわち、アナログ操作信号Ｓauにおける単位電圧に対応する駆動信号Ｓiの電流値）が後述するブロック線図におけるドライブ回路１８の変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）となる。
【０１４１】
次に、上述した構成を有するピックアップ制御部ＰＣ及びアクチュエータ１ａを含む制御系における本発明に係るフィードバック制御について、図４及び図１０を用いて説明する。
【０１４２】
なお、図１０はオブザーバ３４ｂを示す内部ブロック線図を含むと共にピックアップ制御部ＰＣ及びアクチュエータ１ａを含む制御系におけるフィードバック制御の全体を示すブロック線図である。また、第３実施形態においては、オブザーバ３４ｂにおける外乱推定処理は基本的に第１実施形態のオブザーバ１４ｂと同様であるので、その処理説明用のフローチャートとしては、図４のフローチャートを用いる。更に、図１０において、図１３に示す従来のフォードバック制御系における各制御要素と同一の制御要素については、同一の符号を用いて細部の説明は省略する。
【０１４３】
先ず、第３実施形態においては、制御対象Ｕ（ｓ）はアクチュエータ１ａであるので、制御量ｙは当該アクチュエータ１ａの情報記録面に垂直な方向の位置（換言すれば、対物レンズの情報記録面に垂直な方向の位置）となる。
【０１４４】
今、当該アクチュエータ１ａの伝達関数を２次遅れ系に近似して求めると、
【０１４５】
【数２８】
Ｕ（ｓ）＝Ａ×ｗ2／（ｓ2＋２×ｋ×ｗ×ｓ＋ｗ2）
となる。ここで、Ａはアクチュエータ１ａのゲイン（m/Ampere）であり、ｋはアクチュエータ１ａの粘性制動係数であり、ｗはアクチュエータ１ａの固有振動周波数（rad/sec）である。
【０１４６】
次に、Ｋgnをアクチュエータ１ａのゲイン定数Ｋgの規定値とし、Ｋ1nをアクチュエータ１ａの１次係数Ｋ1の規定値とし、Ｋ2nをアクチュエータ１ａの２次係数Ｋ2の規定値として当該アクチュエータ１ａの伝達関数をディジタル系に変換すると、
【０１４７】
【数２９】
Ｕｎ（ｚ）＝Ｋgn／（１＋Ｋ1n×ｚ-1＋Ｋ2n×ｚ-2）
となる。
【０１４８】
一方、上記フォーカスエラー検出器３０におけるエラー信号検出感度としての位置検出感度Ｋeの規定値をＫenとし、更に、上記Ａ／Ｄ変換器３３における変換感度Ｋad（digit/Volt）の規定値をＫadnとし、上記Ｄ／Ａ変換器３７における変換感度Ｋda（Volt/digit）の規定値をＫdanとし、上記ドライブ回路３８における変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）の規定値をＫdrnとすると、第３実施形態のフィードバック制御系においては、第１実施形態の場合と同様に、一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕであるディジタル化操作量ｕ1に対して規定値Ｋdanと規定値Ｋdrnとを乗算して得られた推定操作量in1がオブザーバ３４ｂの一方の入力信号とされ、当該オブザーバ３４ｂの他方の入力信号としては、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇが用いられる。
【０１４９】
次に、オブザーバ３４ｂの動作の具体例として第１実施形態と同様の逆関数による演算に基づく動作を用いた場合における第３施形態におけるフィードバック制御系の構成及び動作について図４及び図１０を用いて説明する。
【０１５０】
当該制御対象の逆関数によって実現する場合のオブザーバ３４ｂを含むフィードバック制御系においては、図４に示すように、先ず、推定操作量in1を、１サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1、Ｄ／Ａ変換器３７の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan及びドライブ回路３８の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnを用いて、第１実施形態の場合と同様に以下のように演算する（ステップＳ１）。
【０１５１】
【数３０】
in1＝Ｋdrn×Ｋdan×ｕ1
ｕ1＝ｚ-1×ｕ
この式において、ｕは現サンプルタイミングのディジタル操作量（Ｄ／Ａ変換器３７の入力値）である。
【０１５２】
ここで、制御量ｙは、図１０に示すように、第１実施形態の場合と同様に次式によりＡ／Ｄ変換器３３からのディジタル化制御偏差ｅｄｉｇとして表される。
【０１５３】
【数３１】
ｒｅｆ−ｙ×Ｋe＝ｅｒ
Ｋad×ｅｒ＝ｅｄｉｇ
次に、上記ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと推定操作量in1に基づき、制御対象Ｕ（ｓ）のディジタル化規定値Ｕn（ｚ）、フォーカスエラー検出器３０の変換感度Ｋeの規定値Ｋen及びＡ／Ｄ変換器３３の変換感度Ｋadの規定値Ｋadnを用いて、補正電流iwを第１実施形態の場合と同様に次式により演算する（ステップＳ２）。
【０１５４】
【数３２】
iw＝in1−ｅｄｉｇ／（Ｋen×Ｋadn×Ｕn（ｚ））
このとき、当該補正電流iw内に、図１３で示した推定外乱量dobsが含まれていることとなる。
【０１５５】
次に、上記補正電流iw、規定値Ｋdan及び規定値Ｋdrnから、位相補償器３４ａにより位相補償されたディジタル化制御偏差ｅｄｉｇに加算すべき補正量ｗ（操作量ｕの補正量ｗ）を次式により演算する（ステップＳ３）。
【０１５６】
【数３３】
ｗ＝｛１／（Ｋdan×Ｋdrn）｝×Ｒ2（ｚ）×iw
ここで、Ｒ2（ｚ）はＤＳＰ３４内に含まれているロバストフィルタである。
【０１５７】
そして最後に、ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇと上記補正量ｗから、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを第１実施形態と同様に次式により演算し、Ｄ／Ａ変換器３７へ出力する（ステップＳ４）。
【０１５８】
【数３４】
ｕ＝ｅｄｉｇ×Ｃ2（ｚ）＋ｗ
ここで、Ｃ2（ｚ）は位相補償器３４ａの変換感度である。
【０１５９】
この後は、当該ディジタル化操作量ｕをＤ／Ａ変換器３７によりアナログ化してアナログ操作信号Ｓauを生成し、これによりドライブ回路３８を駆動して上記駆動信号Ｓiを生成し、アクチュエータ１ａに出力してこれを駆動することとなる。
【０１６０】
ここで、上記ロバストフィルタにおける演算の具体例としては、例えば、
【０１６１】
【数３５】
Ｒ2（ｚ）＝｛Ｋrg／（１−Ｋrp×ｚ-1）｝2
となる。ここで、第１実施形態の場合と同様に、Ｋrgはロバストフィルタのゲイン定数であり、Ｋrpはその極定数である。
【０１６２】
また、位相補償器３４ａにおける演算の具体例としては、例えば、
【０１６３】
【数３６】
Ｃ2（ｚ）＝Ｋp＋Ｋi／（１−ｚ-1）＋Ｋd×（１−ｚ-1）
となる。ここで、Ｋpは比例項であり、Ｋiは積分項であり、Ｋdは微分項である。
【０１６４】
以上説明したように、第３実施形態のピックアップ制御部ＰＣの動作によれば、ピックアップ１内の対物レンズに対するフォーカスサーボ制御において、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０１６５】
なお、上述した第３実施形態においては、上記目標値ｒｅｆをアナログ信号として印加する構成について説明したが、これ以外に、第１実施形態の場合と同様に、当該目標値ｒｅｆを予めＡ／Ｄ変換した後にディジタル値として印加しても良い。
【０１６６】
また、上述した第３実施形態においては、Ｄ／Ａ変換器３７により操作信号Ｓuをアナログ操作信号Ｓauに変換する構成を示したが、これ以外に、ＰＷＭ回路等により操作信号Ｓuからアナログ操作信号Ｓauを生成するように構成することもできる。
【０１６７】
更に、上述の第３実施形態においては、ピックアップ１内の対物レンズに対するフォーカスサーボ制御に対して本発明を適用した場合について説明したが、これ以外に、当該対物レンズに対するトラッキングサーボ制御（具体的には、ＤＰＤ（Differential Phase Detection）法や３ビーム法等を用いたトラッキングサーボ制御）に対して本発明を適用することも、更にピックアップ１を光ディスクＤＫの半径方向に移動させるスライダサーボ制御に対して本発明を適用することも、第３実施形態の場合と同様にすることで可能となることは言うまでもない。
（IV）第４実施形態
次に、本発明に係る他の実施形態である第４実施形態について、図１１及び図１２を用いて説明する。
【０１６８】
上述した各実施形態では、情報再生装置Ｓ内のピックアップ制御部ＰＣ又はスピンドル制御部ＳＣにおいて、推定操作量in1を一サンプルタイミング前のディジタル化操作量ｕ1を用いて演算する場合について説明したが、第４実施形態においては、一サンプルタイミング前の補正量ｗ1を用いて推定操作量in1を演算する。
【０１６９】
なお、第４実施形態のフィードバック制御においては、その物理的な構成は、上記ピックアップ制御部ＰＣ又はスピンドル制御部ＳＣと全く同様であるので、細部の説明は省略し、本実施形態の特徴であるオブザーバにおける処理について図１１及び図１２を用いて説明する。
【０１７０】
なお、図１１は第４実施形態の制御系におけるオブザーバの処理を示すフローチャートであり、図１２は第４実施形態のオブザーバを示す内部ブロック線図を含む制御系全体を示すブロック線図である。
【０１７１】
先ず、第４実施形態のオブザーバの動作の具体例として第１実施形態と同様の逆関数による演算に基づく動作を用いた場合におけるフィードバック制御系の構成及び動作について図１１及び図１２を用いて説明する。
【０１７２】
当該制御対象の逆関数によって実現する場合のオブザーバを含む第４実施形態のフィードバック制御系においては、図１１に示すように、先ず、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕを、１サンプルタイミング前にオブザーバから出力された補正量ｗ1とディジタル化制御偏差ｅｄｉｇから、位相補償器Ｃ（ｚ）を用いて次式のように演算し、ドライブ回路の前段のＤ／Ａ変換器に出力する。
【０１７３】
【数３７】
ｕ＝ｅｄｉｇ×Ｃ（ｚ）＋ｗ1
ここで、ｗ1＝ｚ-1×ｗ（但しｚ-1＝exp（−ｓ×Ｔ））である。
【０１７４】
次に、推定操作量in1を、現サンプルタイミングのディジタル化操作量ｕ（Ｄ／Ａ変換器の入力信号）、Ｄ／Ａ変換器の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan及びドライブ回路の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnを用いて次式のように演算する（ステップＳ１６）。
【０１７５】
【数３８】
in1＝Ｋdrn×Ｋdan×ｕ
次に、ディジタル化制御偏差ｅｄｉｇ及び推定操作量in1に基づき、制御対象Ｕｎ（ｚ）、回転数エラー又はフォーカスエラーを検出するエラー検出器における変換感度Ｋeの規定値Ｋen及びディジタル化操作量ｕをアナログ化する上記Ｄ／Ａ変換器の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdanを用いて、補正電流iwを次式により演算する（ステップＳ１７）。
【０１７６】
【数３９】
iw＝in1−ｅｄｉｇ／（Ｋen×Ｋadn×Ｕn（ｚ））
そして最後に、Ｄ／Ａ変換器の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdan、ドライブ回路の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrn及びＤＳＰ内のロバストフィルタを用いて補正電流iwから補正量ｗを次式により演算し、次のサンプルタイミングにおいて用いるためにＤＳＰに接続されているＲＡＭに補正量ｗ1として保存しておく（ステップＳ１８）。
【０１７７】
【数４０】
ｗ1＝｛１／（Ｋdan×Ｋdrn）｝×Ｒ（ｚ）×iw
この後は、算出されたディジタル化操作量ｕをＤ／Ａ変換器によりアナログ化してアナログ操作信号を生成し、これによりドライブ回路を駆動して駆動信号を生成し、アクチュエータ又はスピンドルモータ等に出力してこれらを駆動することとなる。
【０１７８】
以上説明したように、第４実施形態のフィードバック制御系の動作によれば、ディジタル化操作量ｕとディジタル化制御偏差ｅｄｉｇとに基づいて制御対象に印加される外乱を推定しつつフィードバック制御を行うので、従来必要であった駆動電流ｉをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器が不要となり、サーボ制御部の構成を簡略化すると共に生産コストを低減し更に集積化の際の面積を低減することが可能となる。
【０１７９】
また、一サンプルタイミング前のディジタル化補正量w1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定するので、精度よく外乱を抑圧して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８０】
更に、ディジタル化操作量ｕに対してＤ／Ａ変換器の変換感度Ｋdaの規定値Ｋdanとドライブ回路の変換感度Ｋdrの規定値Ｋdrnとを夫々乗じて生成される推定操作量in1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとに基づいて一サンプルタイミング後の外乱を推定するので、より高精度に外乱を推定して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８１】
なお、上述の第４実施形態においては、一サンプルタイミング前のディジタル化補正量w1と現サンプルタイミングの制御偏差ｅｄｉｇとを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定する場合について説明したが、これ以外に、ディジタル補正量ｗを一サンプルタイミング遅延させてディジタル補正量ｗ1を得る構成に代えて、図１２においてオブザーバ内の減算器以降補正量ｗが出力されるまでの各演算点（各制御要素の間）に夫々の演算値を一サンプルタイミング遅延させる遅延器を挿入するように構成しても、上記第４実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１８２】
以上説明したように、ＤＳＰ１４又は３４から出力されるディジタル化された操作量とフィードバック制御系におけるディジタル化された制御偏差とに基づいて制御対象に印加される外乱を推定しつつフィードバック制御を行うので、アナログ的に制御される制御対象から出力されるアナログ信号である制御量をディジタル化してオブザーバ１４ｂ又は３４ｂに印加する必要がなく、当該ディジタル化のための構成が不要となり、スピンドル制御部ＳＣの構成を簡略化すると共に生産コストを低減し更に集積化の際の占有面積を低減することが可能となる。
【０１８３】
また、ディジタル化された一サンプルタイミング前の操作量と現サンプルタイミングの制御偏差とを用いて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定する構成では、精度よく外乱を抑圧して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８４】
更に、ディジタル化された一サンプルタイミング前の操作量に対してＤ／Ａ変換器１７又は３７の感度に対応する規定値とドライブ回路１８又は３８の感度に対応する規定値とを夫々乗じて生成される当該操作量の推定値とディジタル化された現サンプルタイミングの制御偏差とに基づいて外乱を推定するので、より高精度に外乱を推定して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８５】
更にまた、一サンプルタイミング前に生成された外乱推定値に基づいて現サンプルタイミングに対応する外乱を推定する構成でも、精度よく外乱を抑圧して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８７】
また、ディジタル化された操作量に対してＤ／Ａ変換器１７又は３７の感度に対応する規定値とドライブ回路１８又は３８の感度に対応する規定値とを夫々乗じて生成される当該操作量の推定値とディジタル化された制御偏差とに基づいて一サンプルタイミング後の外乱を推定するので、より高精度に外乱を推定して制御対象をフィードバック制御することができる。
【０１８８】
更に、制御対象が光ディスクＤＫを回転させるスピンドルモータ１０である場合は、簡易且つ安価な構成で外乱を抑圧しつつ高精度で当該スピンドルモータ１０をフィードバック制御することができる。
【０１８９】
更にまた、制御対象がトラッキングサーボ制御又はスライダサーボ制御或いはフォーカスサーボ制御のいずれか一である場合は、簡易且つ安価な構成で外乱を抑圧しつつ高精度でトラッキングサーボ制御又はスライダサーボ制御或いはフォーカスサーボ制御におけるフィードバック制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態の回転検出器の細部構成を示すブロック図である。
【図３】第１実施形態の制御系の構成を示すブロック線図である。
【図４】第１実施形態のオブザーバの処理を示すフローチャートである。
【図５】第１実施形態の制御系の細部構成を示すブロック線図である。
【図６】回転検出器の他の構成を示すブロック図である。
【図７】第２実施形態のオブザーバの処理を示すフローチャートである。
【図８】第２実施形態の制御系の構成を示すブロック線図である。
【図９】第３実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図１０】第３実施形態の制御系の細部構成を示すブロック線図である。
【図１１】第４実施形態のオブザーバの処理を示すフローチャートである。
【図１２】第４実施形態の制御系の細部構成を示すブロック線図である。
【図１３】従来のオブザーバを用いた制御系の構成を示すブロック線図である。
【符号の説明】
１…ピックアップ
１ａ…アクチュエータ
１０…スピンドルモータ
１１、１１’…回転検出器
１２、３３…Ａ／Ｄ変換器
１３、３２…目標値発生器
１４、３４…ＤＳＰ
１４ａ、３４ａ…位相補償器
１４ｂ、３４ｂ…オブザーバ
１５、３５…ＲＡＭ
１６、３６…ＲＯＭ
１７、３７…Ｄ／Ａ変換器
１８、３８…ドライブ回路
２０…パルス発生器
２１…エッジ検出器
２２…Ｆ−Ｖ変換器
２３、３１…減算器
２３’…ディジタル減算器
２５…周期検出カウンタ
２６…周期周波数変換器
３０…フォーカスエラー検出器
Ｓ…情報再生装置
Ｂ…光ビーム
ＤＫ…光ディスク
ＰＣ…ピックアップ制御部
ＳＣ…スピンドル制御部
Ｓrp…回転数信号
Ｓrefdig、Ｓref…目標値信号
Ｓedig…ディジタル化偏差信号
Ｓfdig…周波数信号
Ｓro…ロム信号
Ｓra…ラム信号
Ｓu…操作信号
Ｓau…アナログ
Ｓi…駆動信号
Ｓpu…パルス信号
Ｓeg…エッジ信号
Ｓrv…回転数電圧信号
Ｓer…偏差信号
Ｓtdig…周期信号
Ｓfe…フォーカスエラー信号
Claims (6)
- アナログ的に制御される制御対象に対して外部から印加される外乱をディジタル的に推定し外乱推定値を生成する外乱推定手段と、当該制御対象をフィードバック制御により制御する制御手段と、を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御手段により前記制御対象を制御するサーボ制御装置において、
前記外乱推定手段は、前記制御手段から出力されるディジタル化された操作量のうち一サンプルタイミング前の当該操作量と、前記フィードバック制御系におけるディジタル化された制御偏差のうち現サンプルタイミングの当該制御偏差と、に基づいて現サンプルタイミングに対応する前記外乱を推定し、前記外乱推定値を生成することを特徴とするサーボ制御装置。 - 請求項１に記載のサーボ制御装置において、
前記フィードバック制御を行うためのフィードバックループ内には、前記制御手段と、前記操作量をアナログ化するアナログ化手段と、当該アナログ化された操作量に基づいて前記制御対象を駆動する駆動手段と、が少なくとも含まれていると共に、
前記外乱推定手段は、ディジタル化された一サンプルタイミング前の前記操作量に対して前記アナログ化手段の感度に対応する規定値と前記駆動手段の感度に対応する規定値とを夫々乗じて生成される当該操作量の推定値とディジタル化された現サンプルタイミングの前記制御偏差とに基づいて前記外乱を推定し、前記外乱推定値を生成することを特徴とするサーボ制御装置。 - アナログ的に制御される制御対象に対して外部から印加される外乱をディジタル的に推定し外乱推定値を生成する外乱推定手段と、当該制御対象をフィードバック制御により制御する制御手段と、を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御手段により前記制御対象を制御するサーボ制御装置において、
前記外乱推定手段は、前記制御手段から出力されるディジタル化された操作量と前記フィードバック制御系におけるディジタル化された制御偏差とに基づいて前記外乱を推定し、前記外乱推定値を生成し、
更に、一サンプルタイミング前に前記外乱推定手段において生成された前記外乱推定値に基づいて現サンプルタイミングに対応する前記外乱を補償しつつ前記制御手段により前記制御対象を制御することを特徴とするサーボ制御装置。 - 請求項３に記載のサーボ制御装置において、
前記フィードバック制御を行うためのフィードバックループ内には、前記制御手段と、前記操作量をアナログ化するアナログ化手段と、当該アナログ化された操作量に基づいて前記制御対象を駆動する駆動手段と、が少なくとも含まれていると共に、
前記外乱推定手段は、ディジタル化された前記操作量に対して前記アナログ化手段の感度に対応する規定値及び前記駆動手段の感度に対応する規定値を乗じて生成される当該操作量の推定値とディジタル化された前記制御偏差とに基づいて前記外乱を推定し、前記外乱推定値を生成することを特徴とするサーボ制御装置。 - 請求項１から４のいずれか一項に記載のサーボ制御装置において、
前記制御対象は、ディスク状記録媒体を回転させる回転手段であることを特徴とするサーボ制御装置。 - 請求項１から４のいずれか一項に記載のサーボ制御装置において
前記制御対象は、光ディスクに対する情報の記録再生時において光ビームの照射位置の当該光ディスクの半径方向の位置を微調整するためのトラッキングサーボ制御を行うトラッキングサーボ制御手段又は前記記録再生時において前記光ビームの照射範囲の当該光ディスクの半径方向の位置を粗調整するためのスライダサーボ制御を行うスライダサーボ制御手段或いは前記記録再生時におけるフォーカスサーボ制御を行うフォーカスサーボ制御手段のうち少なくともいずれか一であることを特徴とするサーボ制御装置。
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