JP3769932B2 - スイッチング素子のゲート駆動回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、IGBTなどのスイッチング素子のゲート駆動回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般的には、IGBTなどの電圧制御形スイッチング素子(以下IGBTと称す)を制御するゲート駆動回路は、図5に示すように構成されている。図5において、51はIGBTで、このIGBT51のゲートには、(+15V)の正側電源52と、(−10V)の負側電源53からの電圧が正側スイッチ54、負側スイッチ55、ゲート抵抗56および配線インダクタンス57を介して印加されるように構成されている。正側スイッチ54と負側スイッチ55はゲート信号により制御される。58、59は正転、反転アンプ、60はゲート容量である。
【0003】
図5のように構成された一般的なIGBTのゲート駆動回路における電源電圧は、IGBTのゲート電圧定格範囲内に設定されるため、通常、+15Vから−10V(−15Vの場合もある)の範囲内であることが多い。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
IGBTなどのスイッチング素子のゲート駆動回路において、スイッチング素子が大容量化すると、ゲート容量もほぼ比例して増加するため、制御すべきゲート電荷量が多くなって損失も増すことになる。このような条件下でゲート電荷を高速に制御しようとしても、IGBTのゲートへの配線インダクタンスの影響で電流変化率が制限されるため、ゲート電荷変化速度には上限が生じてしまう問題がある。
【0005】
このため、従来は、ゲート配線を太くしたり、短くしたりすることによって配線インダクタンスを低下させて、必要な電流変化率を達成する手段を採用している。しかし、ゲート配線を太くしたり、短くしたりすると、ゲート配線の配置などのレイアウト面で制約が生じてしまう問題も発生する。
【0006】
この発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、低損失でかつ高速スイッチングが可能でしかも配線のレイアウト面が容易になるスイッチング素子のゲート駆動回路を提供することを課題とする。
【0007】
この発明は、上記の課題を達成するために、ゲート信号によるオンオフ制御される第1、第2スイッチを介して正負側電源電圧をスイッチング素子のゲートに印加して、その素子をスイッチング制御させるように構成し、前記正負側電源電圧よりも高い電圧を有する高圧正負側電源を設け、この高圧正負側電源電圧を、ゲート信号から得られるタイミングジェネレータ出力信号によりオンオフ制御される第3、第4スイッチを介してスイッチング素子のゲートに印加させるようにしたスイッチング素子のゲート駆動回路において、
前記高圧正負側電源電圧が第3、第4スイッチを介して印加される点をスイッチング素子のゲート端子に近い電路とし、前記正負電源電圧が第1、第2スイッチを介して印加される点をスイッチング素子のゲート端子から遠い電路とし、両電路間にインダクタンスの電流エネルギを速やかに吸収する抵抗を介挿したことを特徴とするものである。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図1はこの発明の実施の形態を示す回路構成図で、図1において、11、12は、(+50V)の高圧正側電源および(−50V)の高圧負側電源で、両電源11、12は直列接続される。高圧正側電源11の正極は、図示極性のダイオード13と高圧正側スイッチ14を介してIGBT15のゲート端子に接続される。また、高圧負側電源12の負極は、図示極性のダイオード16と高圧負側スイッチ17を介してIGBT15のゲート端子に接続される。
【0011】
18、19は通常の+15Vの正側電源および−10Vの負側電源で、両電源18、19は直列接続される。正側電源18の正極は、図示極性のダイオード20と正側スイッチ21を介して出力抵抗22の一端に接続される。また、負側電源19の負極は、図示極性のダイオード23と負側スイッチ24を介して出力抵抗22の一端に接続される。出力抵抗22の他端はIGBT15のゲート端子に接続される。正側スイッチ21および負側スイッチ24は正転アンプ25および反転アンプ26を介して供給されるゲート信号により制御される。また、ゲート信号は、高圧正側スイッチ14と高圧負側スイッチ17を制御するタイミングジェネレータ27(詳細を後述する)に供給される。28は配線インダクタンス、29はゲート容量である。また、高圧正側電源11と高圧負側電源12との共通接続点30は、正側電源18と負側電源19との共通接続点31と接続されてIGBT15のドレインに接続される。
【0012】
前記タイミングジェネレータ27は、図2に示すように、ゲート信号が供給されるローパスフィルタ(LPF)27aと、このLPF27aの出力を微分し、出力に正負微分パルスを得る微分器27bと、この微分器27bから出力される正負微分パルスが供給され、この微分パルスから高圧正側スイッチ14と高圧負側スイッチ17をオン制御するための整形された短いパルスを得る正側用と負側用のヒステリシス付きの2値化部27c,27dから構成される。
【0013】
次に上記のように構成された実施の形態の動作を述べるに、IGBT15のゲート電圧範囲は、あくまでもIGBT15のゲート端子に印加される電圧の制限範囲内であり、ゲート駆動回路の出力端子が、この電圧を越えたとしてもIGBT15のゲート端子の電圧が許容範囲内であれば問題はないものとする。このため、上記タイミングジェネレータ27からの短いパルスでスイッチ14、17をオン制御した。また、電流変化率は、配線インダクタンスとそれに印加される電圧によって決定される。そこで、上記形態では、スイッチング開始直後に限ってゲート端子に、IGBT15のゲート電圧定格範囲を越える電圧を印加させて、電流値を急速に立ち上げ(立ち下げ)ようにしたものである。
【0014】
このため、上記形態では、従来の電源18、19の1組に加えて、従来の電源電圧より高い電圧の電源11、12を1組追加した。このような構成において、スイッチングを行う場合には、スイッチング初期段階のみ高圧正負側電源11、12によってIGBT15を駆動し、ゲート電流がある程度大きくなった段階で従来の通常電源18、19による駆動に切り替える。このような駆動となるように、高圧正側および負側スイッチ14、17に対するスイッチングのタイミングを図3に示すように、タイミングジェネレータ27によって制御する。
【0015】
すなわち、図3Aに示すゲート信号が、図2のLPF27aに入力されると、そのゲート信号は、図3Bのような波形になる。この波形を図2の微分器27bで微分すると図3Cのような正負の微分パルス波形となる。正の微分パルス波形はヒステリシス付き2値化部27cに入力され、その出力に図3Dに示すパルス波形を得て、このパルス波形で高圧正側スイッチ14をオン制御する。このオン制御されている時間だけ、IGBT15のゲート端子に一定時間正の高圧電圧を印加させて、IGBT15をターンオンの最初だけ駆動させる。また、負の微分波形は、ヒステリシス付き2値化部27dに入力され、その出力に図3Eに示すパルス波形を得て、このパルス波形で高圧負側スイッチ17をオン制御する。このオン制御されている時間だけ、IGBT15のゲート端子に一定時間負の高圧電圧を印加させて、IGBT15をターンオフの最初だけ駆動させる。
【0016】
図4はタイミングジェネレータ27によるIGBT15のターンオン、ターンオフのパターンを示すゲート駆動回路の動作説明図で、図4aはIGBT15のターンオフ定常状態(図3の期間α)のときのもので、図3の期間αでは通常電源の負側スイッチ24がオンして、IGBT15のゲートには、ゲート定格電圧範囲内の負のバイアスがかかる。
【0017】
上記状態において、ターンオン指令が入ると(図3の期間β)、通常電源の負側スイッチ24がオフになると同時に正側の2つのスイッチ14、21がオンになる(図4b)。高圧正側スイッチ14のオンにより、高圧正側電源11からIGBT15に駆動電流が流れて、IGBT15がターンオンする。しばらくすると(図3に示す期間βが経過する間)、高圧正側スイッチ14はオフになり、通常電源側の正側スイッチ21だけが、図4cのようにオンを継続することによって、IGBT15のゲート定格電圧範囲内の正のバイアスがかかる(図3の期間γ)。
【0018】
その後、ターンオフ指令が入ると(図3の期間δ)、通常電源の正側スイッチ21が、オフになるのと同時に負側の2つのスイッチ17、24がオンになる(図4d)。この段階(図3の期間δ)では、電圧の絶対値が大きい高圧負側電源12から負側スイッチ17を介してIGBT15へターンオフ電流が流れる。しばらくすると(図3に示す期間δが経過する間)、高圧負側スイッチ17はオフし、通常電源の負側スイッチ24のみがオンを継続する状態になる(図3の期間α1)。
【0019】
上記のようにスイッチング開始直後は高圧電源11からの高電圧によってIGBT15はターンオン(ドライブ)されるために、ゲート電荷の出し入れが高速化される。
【0020】
なお、高圧電源によるIGBT15の駆動時には、出力抵抗22は必要がないが、しかし、通常電源による駆動に切り替えた直後は、インダクタンスに電流が流れているため、このインダクタンスのエネルギによってIGBT15のゲート端子電圧が高くなり過ぎが生じ、通常電源を越える電圧が印加される可能性がある。また、通常電源による駆動は、ゲート電圧を安定化させるということが、この実施の形態の目的で、積極的なゲート電荷の出し入れは行わない(これは高圧電源によって行われるから)。
【0021】
このため、図1に示すようにゲート駆動回路を構成すれば、通常電源の出力抵抗22を高く設定することが可能になり、インダクタンスのエネルギを、この出力抵抗22によって速やかに吸収させ、IGBT15のゲート端子の電圧変化を抑えることができるようになる。
【0022】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明によれば、スイッチング開始初期段階でのゲート電流の立ち上がり、立ち下がりが素早くなるため、大容量のゲート容量を持つIGBTでも高速なゲート駆動が可能となるとともに、従来のゲート駆動回路ではゲート電荷変化速度の制約によって実現できなかった高速かつ低損失スイッチングが可能となる利点がある。また、高圧電源の電圧を高くしてやれば、配線インダクタンスを無理に低減しなくても済むようになるため、配置などのレイアウト面が容易になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施の形態を示す回路構成図。
【図2】タイミングジェネレータの詳細を示すブロック図。
【図3】タイミングジェネレータの動作を述べるためのタイミングチャート。
【図4】aはターンオフ定常状態、bはターンオン過渡状態、cはターンオン定常状態、dはターンオフ過渡状態をそれぞれ示す説明図。
【図5】従来のゲート駆動回路を示す回路構成図。
【符号の説明】
11…高圧正側電源
12…高圧負側電源
13、16、20、23…ダイオード
14…高圧正側スイッチ
15…電圧制御形スイッチング素子
17…高圧負側スイッチ
18…正側電源
19…負側電源
21…正側スイッチ
22…出力抵抗
24…負側スイッチ
27…タイミングジェネレータ
Claims (1)
- ゲート信号によるオンオフ制御される第1、第2スイッチを介して正負側電源電圧をスイッチング素子のゲートに印加して、その素子をスイッチング制御させるように構成し、前記正負側電源電圧よりも高い電圧を有する高圧正負側電源を設け、この高圧正負側電源電圧を、ゲート信号から得られるタイミングジェネレータ出力信号によりオンオフ制御される第3、第4スイッチを介してスイッチング素子のゲートに印加させるようにしたスイッチング素子のゲート駆動回路において、
前記高圧正負側電源電圧が第3、第4スイッチを介して印加される点をスイッチング素子のゲート端子に近い電路とし、前記正負電源電圧が第1、第2スイッチを介して印加される点をスイッチング素子のゲート端子から遠い電路とし、両電路間にインダクタンスの電流エネルギを速やかに吸収する抵抗を介挿したことを特徴とするスイッチング素子のゲート駆動回路。
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