JPH0389897A - 可変リラクタンスモータの駆動装置 - Google Patents
可変リラクタンスモータの駆動装置Info
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- JPH0389897A JPH0389897A JP1227850A JP22785089A JPH0389897A JP H0389897 A JPH0389897 A JP H0389897A JP 1227850 A JP1227850 A JP 1227850A JP 22785089 A JP22785089 A JP 22785089A JP H0389897 A JPH0389897 A JP H0389897A
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- excitation winding
- switching element
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- capacitive load
- fets
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- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims abstract description 32
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 32
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 17
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 101150073536 FET3 gene Proteins 0.000 description 3
- 101150015217 FET4 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は、スイッチング素子のオンオフにより励磁巻線
の通断電を行なうようにした可変リラクタンスモータの
駆動装置に関する。
の通断電を行なうようにした可変リラクタンスモータの
駆動装置に関する。
（従来の技術）
一般に、可変リラクタンスモータの駆動装置は、モータ
の励磁巻線をスイッチング素子のオンオフにより通断電
させて駆動するようになっており、この場合に、高速回
転を実現させるために、スイッチングスピードの速いＦ
ＥＴ或はＩ ＧＢＴ等のスイッチング素子を用いること
が多い。ところが、可変リラクタンスモーフは駆動装置
から離れて配置される場合があり、これによって励磁巻
線と駆動装置との間の配線が長くなると、負荷としての
励磁巻線のインダクタンスに加えて浮遊インダクタンス
及び浮遊容量が付加されることになり、この状態では、
スイッチング素子のスイッチングスピードが速すぎるこ
とにより、逆に次のような不具合を生ずることがあった
。
の励磁巻線をスイッチング素子のオンオフにより通断電
させて駆動するようになっており、この場合に、高速回
転を実現させるために、スイッチングスピードの速いＦ
ＥＴ或はＩ ＧＢＴ等のスイッチング素子を用いること
が多い。ところが、可変リラクタンスモーフは駆動装置
から離れて配置される場合があり、これによって励磁巻
線と駆動装置との間の配線が長くなると、負荷としての
励磁巻線のインダクタンスに加えて浮遊インダクタンス
及び浮遊容量が付加されることになり、この状態では、
スイッチング素子のスイッチングスピードが速すぎるこ
とにより、逆に次のような不具合を生ずることがあった
。
即ち、スイッチング素子によるスイッチング時の電圧変
化率（ｄｖ／ｄｔ）、電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）が大き
いと、励磁巻線或は配線の浮遊容量Ｃによるリーク電流
Δ１（−Ｃ◆ｄｖ／ｄｔ）が大きくなって、安全性に欠
けたり、浮遊インダクタンスＬによるサージ電圧Δｖ
（＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）が大きくなって、スイッチング素
子が過電圧により破壊したり或は安全動作領域（Ａ Ｓ
Ｏ）を外れて破壊する等の虞があった。
化率（ｄｖ／ｄｔ）、電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）が大き
いと、励磁巻線或は配線の浮遊容量Ｃによるリーク電流
Δ１（−Ｃ◆ｄｖ／ｄｔ）が大きくなって、安全性に欠
けたり、浮遊インダクタンスＬによるサージ電圧Δｖ
（＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）が大きくなって、スイッチング素
子が過電圧により破壊したり或は安全動作領域（Ａ Ｓ
Ｏ）を外れて破壊する等の虞があった。
そこで、従来では上述のような不具合を解消すべく、例
えば第３図乃至第６図に示すような駆動装置が考えられ
ていた。
えば第３図乃至第６図に示すような駆動装置が考えられ
ていた。
即ち、まず第３図において、１は直流電源、２は可変リ
ラクタンスモータの励磁巻線で、その両端子はＦＥＴ３
及び４を夫々介して直流電源１の両端子に接続されてい
る。これらのＦＥＴ３及び４は図示しない制御回路から
制御信号が与えられてオンオフの動作を行うようになっ
ている。５及び６は帰還用ダイオードで、夫々ＦＥＴ３
．励磁巻線２の直列回路及び励磁巻線２．ＦＥＴ４の直
列回路と並列に図示極性で接続されている。７はコンデ
ンサ８及び抵抗９の直列回路からなるスナバ回路で、Ｆ
ＥＴ３に並列に接続されており、１０はコンデンサ１１
及び抵抗１２の直列回路からなるスナバ回路で、ＦＥＴ
４に並列に接続されている。
ラクタンスモータの励磁巻線で、その両端子はＦＥＴ３
及び４を夫々介して直流電源１の両端子に接続されてい
る。これらのＦＥＴ３及び４は図示しない制御回路から
制御信号が与えられてオンオフの動作を行うようになっ
ている。５及び６は帰還用ダイオードで、夫々ＦＥＴ３
．励磁巻線２の直列回路及び励磁巻線２．ＦＥＴ４の直
列回路と並列に図示極性で接続されている。７はコンデ
ンサ８及び抵抗９の直列回路からなるスナバ回路で、Ｆ
ＥＴ３に並列に接続されており、１０はコンデンサ１１
及び抵抗１２の直列回路からなるスナバ回路で、ＦＥＴ
４に並列に接続されている。
このような構成によれば、ＦＥＴ３及び４のオフ時には
、励磁巻線２に発生する逆起電圧はスナバ回路７及び１
０のコンデンサ８及び１１により吸収されると共に、そ
のとき流れ続けようとする電流は帰還用ダイオード５及
び６を介して直流電源１に戻される。これにより、ＦＥ
Ｔ３及び４の６端子電圧ＶＯＳは、第４図に示すように
コンデンサ８及び１１の端子電圧に従って上昇してゆき
、最終的に電源電圧に基づく分担電圧に到達する。この
場合、コンデンサ８及び１１には、直流電源１の端子電
圧が印加されることにより定電圧充電されるので、所謂
コンデンサ充電曲線に沿って上昇するため、例えば、電
源電圧の違いによる到達端子電圧ｖ１或はｖ２に対して
、ＦＥＴ３及び４の端子電圧もこれに伴なって実線で示
した曲線或は破線で示した曲線に従って上昇して行くも
のである。従って、回路定数を適当に設定することによ
り、この充電曲線の傾きであるｄｖ／ｄｔを設定するこ
とができるので、ＦＥＴ３及び４におけるサージ電圧Δ
Ｖ或はリーク電流Δｌにより生ずる不具合は解消される
。
、励磁巻線２に発生する逆起電圧はスナバ回路７及び１
０のコンデンサ８及び１１により吸収されると共に、そ
のとき流れ続けようとする電流は帰還用ダイオード５及
び６を介して直流電源１に戻される。これにより、ＦＥ
Ｔ３及び４の６端子電圧ＶＯＳは、第４図に示すように
コンデンサ８及び１１の端子電圧に従って上昇してゆき
、最終的に電源電圧に基づく分担電圧に到達する。この
場合、コンデンサ８及び１１には、直流電源１の端子電
圧が印加されることにより定電圧充電されるので、所謂
コンデンサ充電曲線に沿って上昇するため、例えば、電
源電圧の違いによる到達端子電圧ｖ１或はｖ２に対して
、ＦＥＴ３及び４の端子電圧もこれに伴なって実線で示
した曲線或は破線で示した曲線に従って上昇して行くも
のである。従って、回路定数を適当に設定することによ
り、この充電曲線の傾きであるｄｖ／ｄｔを設定するこ
とができるので、ＦＥＴ３及び４におけるサージ電圧Δ
Ｖ或はリーク電流Δｌにより生ずる不具合は解消される
。
また、第５図に示すものは、同図（ａ）に示すゲート回
路（スナバ回路なし）に対して同図（ｂ）に示すように
、ＦＥＴ３及び４のゲート抵抗１３及び１４に直列に順
方向にダイオード１５及び１６を介在させ、これらと並
列に抵抗値の大きな抵抗１７及び１８を夫々接続して構
成したもので、これにより、ＦＥＴ３及び４のオフ時間
を遅らせてオフ時のスイッチングによるｄｉ／ｄｔ或は
ｄｖ／ｄｔを抑制するものである。この結果、第６図に
示すように、ＦＥＴ３及び４にかかるｄｖ／ｄｔは、破
線で示す傾きから実線で示す傾きに抑制され、ＦＥＴ３
及び４に対する前述のような不具合が解消されるもので
ある。
路（スナバ回路なし）に対して同図（ｂ）に示すように
、ＦＥＴ３及び４のゲート抵抗１３及び１４に直列に順
方向にダイオード１５及び１６を介在させ、これらと並
列に抵抗値の大きな抵抗１７及び１８を夫々接続して構
成したもので、これにより、ＦＥＴ３及び４のオフ時間
を遅らせてオフ時のスイッチングによるｄｉ／ｄｔ或は
ｄｖ／ｄｔを抑制するものである。この結果、第６図に
示すように、ＦＥＴ３及び４にかかるｄｖ／ｄｔは、破
線で示す傾きから実線で示す傾きに抑制され、ＦＥＴ３
及び４に対する前述のような不具合が解消されるもので
ある。
（発明が解決しようとする課題）
しかしながら、上述のような従来構成のものでは、ＦＥ
Ｔ３及び４のオフ時に発生する逆起電力から保護は行な
えるものの、例えば、第３図に示すものの場合には、上
述したようにＦＥＴ３及び４の端子電圧ＶＯＳは、電源
電圧の値が異なると、第４図に示したように電圧変化率
ｄＶ／ｄｔも異なる値となるため、場合によってはＦＥ
Ｔ３及び４のＡＳＯ領域を外れてしまう虞があり、また
、発生するノイズの特性もばらついてしまい、駆動装置
の設計に当って、その都度電源電圧を考慮してスイッチ
ング素子の保護を行なわねばならないという不具合があ
った。
Ｔ３及び４のオフ時に発生する逆起電力から保護は行な
えるものの、例えば、第３図に示すものの場合には、上
述したようにＦＥＴ３及び４の端子電圧ＶＯＳは、電源
電圧の値が異なると、第４図に示したように電圧変化率
ｄＶ／ｄｔも異なる値となるため、場合によってはＦＥ
Ｔ３及び４のＡＳＯ領域を外れてしまう虞があり、また
、発生するノイズの特性もばらついてしまい、駆動装置
の設計に当って、その都度電源電圧を考慮してスイッチ
ング素子の保護を行なわねばならないという不具合があ
った。
一方、第５図に示すものの場合には、ｄ ｖ ／ ｄｔ
を小さくできるものの、これではＦＥＴ３及び４のオフ
時の蓄積時間が長くなって、電流を速く遮断することが
できず、実質的にスイッチングスピードが遅くなること
になる。つまり、スイッチングスピードの速いＦＥＴ３
，４を使用する意味がなくなってしまい、高速回転を実
現できなくなるものであった。
を小さくできるものの、これではＦＥＴ３及び４のオフ
時の蓄積時間が長くなって、電流を速く遮断することが
できず、実質的にスイッチングスピードが遅くなること
になる。つまり、スイッチングスピードの速いＦＥＴ３
，４を使用する意味がなくなってしまい、高速回転を実
現できなくなるものであった。
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的
は、高速のスイッチング素子のオフ時に、発生するサー
ジ電圧或はリーク電流からスイッチング素子を保護して
可変リラクタンスモーフの高速回転を実現させつつ、こ
の場合でも電源電圧の違いを考慮することなく、一定の
ｄＶ／ｄｔを設定することができて回路の設計要素を減
らして簡単化させ、且つノイズ特性のばらつきも低減さ
せることかできる可変リラクタンスモータの駆動装置を
提供するにある。
は、高速のスイッチング素子のオフ時に、発生するサー
ジ電圧或はリーク電流からスイッチング素子を保護して
可変リラクタンスモーフの高速回転を実現させつつ、こ
の場合でも電源電圧の違いを考慮することなく、一定の
ｄＶ／ｄｔを設定することができて回路の設計要素を減
らして簡単化させ、且つノイズ特性のばらつきも低減さ
せることかできる可変リラクタンスモータの駆動装置を
提供するにある。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
本発明は、可変リラクタンスモータの励磁巻線に対して
、スイッチング素子のオンオフにより通断電するように
した可変リラクタンスモータの駆動装置を対象とし、容
量性負荷或は容量性負荷と抵抗との直列回路を前記励磁
巻線に並列に接続したところに特徴を有する。
、スイッチング素子のオンオフにより通断電するように
した可変リラクタンスモータの駆動装置を対象とし、容
量性負荷或は容量性負荷と抵抗との直列回路を前記励磁
巻線に並列に接続したところに特徴を有する。
（作用）
本発明の可変リラクタンスモータの駆動装置によれば、
励磁巻線への通電がスイッチング素子のオフで断電され
ると、励磁巻線のインダクタンス成分により負荷電流は
流れ続けようとするが、そのとき瞬時的に発生している
電流は並列に接続されている容量性負荷に充電されて吸
収されるので、スイッチング素子に逆並列に接続された
ダイオードに電流が流れるまでの間にサージ電圧或はリ
ーク電流が大きく発生することがなくなる。そして、こ
の場合、容量性負荷には励磁巻線からの電流により定電
流充電されるので、その端子電圧は直線的に上昇し、従
ってスイッチング素子の端子電圧も直線的に上昇してゆ
く。これにより、スイッチング素子の端子電圧の上昇率
（ｄｖ／ｄｔ）を常に一定の値とすることができ、従っ
て一度設定しておけば、電源電圧を変更した場合でもス
イッチング素子の端子電圧の上昇率（ｄｖ／ｄｔ）の変
動を考慮する必要がなくなり、スイッチング素子の保護
に対する設計要素が少なくなると共に、これによりノイ
ズ特性のばらつきも低減される。
励磁巻線への通電がスイッチング素子のオフで断電され
ると、励磁巻線のインダクタンス成分により負荷電流は
流れ続けようとするが、そのとき瞬時的に発生している
電流は並列に接続されている容量性負荷に充電されて吸
収されるので、スイッチング素子に逆並列に接続された
ダイオードに電流が流れるまでの間にサージ電圧或はリ
ーク電流が大きく発生することがなくなる。そして、こ
の場合、容量性負荷には励磁巻線からの電流により定電
流充電されるので、その端子電圧は直線的に上昇し、従
ってスイッチング素子の端子電圧も直線的に上昇してゆ
く。これにより、スイッチング素子の端子電圧の上昇率
（ｄｖ／ｄｔ）を常に一定の値とすることができ、従っ
て一度設定しておけば、電源電圧を変更した場合でもス
イッチング素子の端子電圧の上昇率（ｄｖ／ｄｔ）の変
動を考慮する必要がなくなり、スイッチング素子の保護
に対する設計要素が少なくなると共に、これによりノイ
ズ特性のばらつきも低減される。
（実施例）
以下、本発明の一実施例について第１図乃至第２図を参
照しながら説明する。
照しながら説明する。
まず、電気的構成を示す第１図において、２１は直流電
源、２２は可変リラクタンスモータの励磁巻線で、その
両端子はスイッチング素子たるＦＥＴ２３及び２４を夫
々介して直流電源２１の両端子に接続されている。この
場合、ＦＥＴ２３及び２４は図示しない制御装置により
制御されてオシオフされるようになっている。２５及び
２６は帰還用ダイオードで、夫々ＦＥＴ２３．励磁巻線
２２の直列回路及び励磁巻線２２．ＦＥＴ２４の直列回
路と並列に図示極性で接続されている。２７は容量性負
荷たるコンデンサ、２８は抵抗で、これらの直列回路に
よりスナバ回路２９が構成されており、励磁巻線２２に
並列に接続されている。
源、２２は可変リラクタンスモータの励磁巻線で、その
両端子はスイッチング素子たるＦＥＴ２３及び２４を夫
々介して直流電源２１の両端子に接続されている。この
場合、ＦＥＴ２３及び２４は図示しない制御装置により
制御されてオシオフされるようになっている。２５及び
２６は帰還用ダイオードで、夫々ＦＥＴ２３．励磁巻線
２２の直列回路及び励磁巻線２２．ＦＥＴ２４の直列回
路と並列に図示極性で接続されている。２７は容量性負
荷たるコンデンサ、２８は抵抗で、これらの直列回路に
よりスナバ回路２９が構成されており、励磁巻線２２に
並列に接続されている。
次に、本実施例の作用について第２図をも参照しながら
述べる。
述べる。
ＦＥＴ２３及び２４が制御装置からの制御信号によりオ
ンオフが繰り返されると、直流電源２１から励磁巻線２
２への通断電が繰り返され、図示しない可変リラクタン
スモータが駆動される。
ンオフが繰り返されると、直流電源２１から励磁巻線２
２への通断電が繰り返され、図示しない可変リラクタン
スモータが駆動される。
上述の場合、ＦＥＴ２３及び２４が断電されたときには
、次のようにして励磁巻線２２の電流が流れる。即ち、
ＦＥＴ２３及び２４がオフした瞬間には、励磁巻線２１
に流れていた電流はインダクタンス成分のはたらきによ
り断電後も流れ続けようとする。この瞬時電流は、スナ
バ回路２９のコンデンサ２７に充電されることにより吸
収され、その後の電流は帰還用ダイオード２５．２６を
介して直流電源２１に戻される。従って、このときコン
デンサ２７は定電流充電されることになり、その端子電
圧は直線的に上昇して行く。これにより、このときのＦ
ＥＴ２３及び２４の端子電圧も直線的に上昇して行き、
第２図に示すように、端子電圧の上昇率つまりｄ ｖ
／ ｄ ｔは一定の値となる。即ち、従来のと異なり、
ＦＥＴ２３及び２４の端子電圧は、最終的に分担する電
圧例えばＶ。
、次のようにして励磁巻線２２の電流が流れる。即ち、
ＦＥＴ２３及び２４がオフした瞬間には、励磁巻線２１
に流れていた電流はインダクタンス成分のはたらきによ
り断電後も流れ続けようとする。この瞬時電流は、スナ
バ回路２９のコンデンサ２７に充電されることにより吸
収され、その後の電流は帰還用ダイオード２５．２６を
介して直流電源２１に戻される。従って、このときコン
デンサ２７は定電流充電されることになり、その端子電
圧は直線的に上昇して行く。これにより、このときのＦ
ＥＴ２３及び２４の端子電圧も直線的に上昇して行き、
第２図に示すように、端子電圧の上昇率つまりｄ ｖ
／ ｄ ｔは一定の値となる。即ち、従来のと異なり、
ＦＥＴ２３及び２４の端子電圧は、最終的に分担する電
圧例えばＶ。
或はｖ２といった値に関係なく直線的に上昇して分担電
圧に達するように、なるものである。
圧に達するように、なるものである。
このような本実施例によれば、スナバ回路２つを負荷と
しての励磁巻線２１に並列に接続するようにしたので、
ＦＥＴ２３及び２４のオフ時に励磁巻［２１からの電流
によりコンデンサ２７が定電流充電されることになり、
ＦＥＴ２３及び２４の端子電圧は直線的に上昇し、従っ
て、その上昇率ｄＶ／ｄｔは最終的に到達する分担電圧
の値に関係なく一定の値となる。これにより、回路定数
を考慮してＦＥＴ２３及び２４のｄ ｖ ／ ｄ ｔを
設定する必要がなくなり、回路設計が簡単化でき、また
、このようにｄ Ｖ／ｄ ｔを一定の値に設定できるこ
とから、発生するノイズ特性のばらつきも低減される。
しての励磁巻線２１に並列に接続するようにしたので、
ＦＥＴ２３及び２４のオフ時に励磁巻［２１からの電流
によりコンデンサ２７が定電流充電されることになり、
ＦＥＴ２３及び２４の端子電圧は直線的に上昇し、従っ
て、その上昇率ｄＶ／ｄｔは最終的に到達する分担電圧
の値に関係なく一定の値となる。これにより、回路定数
を考慮してＦＥＴ２３及び２４のｄ ｖ ／ ｄ ｔを
設定する必要がなくなり、回路設計が簡単化でき、また
、このようにｄ Ｖ／ｄ ｔを一定の値に設定できるこ
とから、発生するノイズ特性のばらつきも低減される。
尚、上記実施例では、容量性負荷としてのコンデンサ２
７及び抵抗２８を用いたスナバ回路２９を構成したが、
これに限らず、容量性負荷つまりコンデンサ２７のみを
励磁巻線２１に並列接続させるようにしても同様の効果
が得られる。
７及び抵抗２８を用いたスナバ回路２９を構成したが、
これに限らず、容量性負荷つまりコンデンサ２７のみを
励磁巻線２１に並列接続させるようにしても同様の効果
が得られる。
また、上記実施例では、スイッチング素子としてＦＥＴ
２３及び２４を用いたが、これに限らず、例えばバイポ
ーラトランジスタやＩ ＧＢＴ等のスイッチング素子を
用いても良い。
２３及び２４を用いたが、これに限らず、例えばバイポ
ーラトランジスタやＩ ＧＢＴ等のスイッチング素子を
用いても良い。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明の可変リラクタンスモータ
の駆動装置によれば、励磁巻線に並列に容量性負荷或は
容量性負荷と抵抗との直列回路を接続する構成としたの
で、スイッチング素子のオフ時に励磁巻線から流れる電
流により容量性負荷に定電流充電させることができ、こ
れによりスイッチング素子の端子電圧も直線的に上昇さ
せることができ、従って、スイッチング素子の端子電圧
を電源電圧に関係なく一定の上昇率に設定できて、回路
の設計要素を減らして簡単化させることができ、且つノ
イズ特性のばらつきを低減させることができるという優
れた効果を奏する。
の駆動装置によれば、励磁巻線に並列に容量性負荷或は
容量性負荷と抵抗との直列回路を接続する構成としたの
で、スイッチング素子のオフ時に励磁巻線から流れる電
流により容量性負荷に定電流充電させることができ、こ
れによりスイッチング素子の端子電圧も直線的に上昇さ
せることができ、従って、スイッチング素子の端子電圧
を電源電圧に関係なく一定の上昇率に設定できて、回路
の設計要素を減らして簡単化させることができ、且つノ
イズ特性のばらつきを低減させることができるという優
れた効果を奏する。
第１図及び第２図は本発明の一実施例を示し、第１図は
電気的構成図、第２図は端子電圧の上昇時の説明図であ
り、第３図及び第４図は従来例を示し、第３図は第１図
相当図、第４図は第２図相当図であり、第５図及び第６
図は異なる従来例を示し、第５図は電気的構成の部分図
、第６図は第２図相当図である。 図面中、２１は直流電源、２２は励磁巻線、２３及び２
４はＦＥＴ （スイッチング素子）、２５及び２６は帰
還用ダイオード、２７はコンデンサ（容量性負荷）、２
８は抵抗、２９はスナバ回路である。 何 第 図 第 図 第 図 第 図
電気的構成図、第２図は端子電圧の上昇時の説明図であ
り、第３図及び第４図は従来例を示し、第３図は第１図
相当図、第４図は第２図相当図であり、第５図及び第６
図は異なる従来例を示し、第５図は電気的構成の部分図
、第６図は第２図相当図である。 図面中、２１は直流電源、２２は励磁巻線、２３及び２
４はＦＥＴ （スイッチング素子）、２５及び２６は帰
還用ダイオード、２７はコンデンサ（容量性負荷）、２
８は抵抗、２９はスナバ回路である。 何 第 図 第 図 第 図 第 図
Claims (1)
- １、可変リラクタンスモータの励磁巻線に対して、スイ
ッチング素子のオンオフにより通断電するようにしたも
のにおいて、容量性負荷或は容量性負荷と抵抗との直列
回路を前記励磁巻線に並列に接続したことを特徴とする
可変リラクタンスモータの駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1227850A JP2830150B2 (ja) | 1989-09-01 | 1989-09-01 | 可変リラクタンスモータの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1227850A JP2830150B2 (ja) | 1989-09-01 | 1989-09-01 | 可変リラクタンスモータの駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0389897A true JPH0389897A (ja) | 1991-04-15 |
| JP2830150B2 JP2830150B2 (ja) | 1998-12-02 |
Family
ID=16867354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1227850A Expired - Fee Related JP2830150B2 (ja) | 1989-09-01 | 1989-09-01 | 可変リラクタンスモータの駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2830150B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0763883A2 (en) * | 1995-09-14 | 1997-03-19 | Switched Reluctance Drives Limited | Reduced noise controller for a switched reluctance machine |
| US5923141A (en) * | 1996-04-12 | 1999-07-13 | Switched Reluctance Drives, Ltd. | Current shaping in reluctance machines |
| USRE36568E (en) * | 1993-12-29 | 2000-02-15 | Emerson Electric Co. | Current decay control in switched reluctance motor |
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-
1989
- 1989-09-01 JP JP1227850A patent/JP2830150B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2830150B2 (ja) | 1998-12-02 |
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