JP3701039B2 - 振動型圧縮機の制御方式 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、振動型圧縮機の制御方式、特にスイッチング素子を備え、直流を交流に変換するインバータ回路部で振動型圧縮機が駆動される構成の振動型圧縮機の制御方式において、振動型圧縮機の機械的な振動周期の変動に応じ、当該振動周期に同期した周波数の交流電圧を発生させ、振動型圧縮機を効率よく駆動するようにした振動型圧縮機の制御方式に関するものである
【０００２】
【従来の技術】
振動型圧縮機の機械的な共振周波数（振動周期）はその構造上予め定まってしまうので、直流電源、例えばバッテリを駆動源とする従来の振動型圧縮機の制御方式においては、バッテリ電圧を基に一定の固定した周波数の交流電圧を発生させ、この周波数の交流電圧を振動型圧縮機に供給するようにしていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、振動型圧縮機は負荷変動によって、また使用環境によっても振動型圧縮機の共振周波数が変わるので、従来の様に振動型圧縮機に供給する電源周波数を一定にしていたのでは効率が悪い欠点があった。
【０００４】
特にバッテリを駆動源とする場合には効率の良い制御方式が望まれる。
そこで本願出願人は、振動型圧縮機に流れる電流の波形を検出抵抗で検出し、当該電流波形の半周期に現れる２つの山をとらえるために、半周期の電流波形を前半と後半との真ん中で分け、前半の山の部分と後半の部分とにおいてその各平均値や積分値が等しくなるような周波数の交流電圧を発生させ、振動型圧縮機に供給する構成の出願を先に行った（特願平５−２５２７７２号）。
【０００５】
本発明は、上記の点に鑑みなされたものであり、かつ、上記の先に出願したものを更に改良したもので、スイッチング素子を備え、直流を交流に変換するインバータ回路部で振動型圧縮機が駆動される構成の振動型圧縮機の制御方式において、電流波形の半周期における前半のピーク値と後半のピーク値とを一致させるべく、前半のピークの保持曲線と半周期の電流波形の積分曲線とを用い、両者が交差したタイミングでスイッチング素子を強制的に反転させる制御を行わせることにより、インバータ回路部から振動型圧縮機の共振周波数に一致する周波数の交流電流を発生させ、振動型圧縮機を駆動するようにした振動型圧縮機の制御方式を提供することを目的としている。
【０００６】
なお、特許出願人は振動型圧縮機における電気的振動系の振動周期を機械的振動系の固有振動周期（共振周波数）に一致させることにより、振動型圧縮機を常に最適な条件のもとで駆動できる出願を行っている（特開昭６１−１７３６７６）。
【０００７】
そして振動型圧縮機に印加される駆動電圧の周波数が最適周波数の場合、振動型圧縮機に流れる半周期の電流波形の前半と後半のピーク値とが、ほぼ等しくなることも判明している。
【０００８】
【課題を解決しようとする手段】
上記の目的を解決するために、本発明の振動型圧縮機の制御方式はスイッチング素子を備え、直流を交流に変換するインバータ回路部で振動型圧縮機が駆動される振動型圧縮機の制御方式において、振動型圧縮機に流れる電流を検出する電流検出手段と、スイッチング素子をスイッチングさせるためのパルスを生成するパルス発生部と、電流検出手段に流れる電流波形の半周期毎に、その電流波形のピークを保持するピーク保持回路及び当該半周期の電流波形を積分する積分回路を備え、当該電流波形の半周期における前半のピーク値と後半のピーク値とが、上記ピーク保持回路の保持曲線と上記積分回路の積分曲線との交点で一致するように予め上記ピーク保持回路および積分回路の各時定数を選んでおき、ピーク保持回路の保持曲線と上記積分回路の積分曲線とが一致したとき上記パルス発生部の出力パルスを強制的に反転させるパルス強制反転回路と、パルス発生部が発生させるパルスに基づいて、上記スイッチング素子をドライブするドライブ回路とを備え、振動型圧縮機の共振周波数に一致する周波数の交流電圧を発生させ、当該交流電圧で振動型圧縮機を駆動するようにしたことを特徴としている。
【０００９】
【作用】
振動型圧縮機の電流波形の半周期における前半のピーク値と後半のピーク値とが一致するピーク保持回路の保持曲線と積分回路の積分曲線との交差タイミングに、パルス強制反転回路からスイッチング素子を強制的に反転させる制御信号が生成されるので、振動型圧縮機の振動周期と一致した周期の交流電圧で振動型圧縮機を駆動することができる。
【００１０】
【実施例】
図１は本発明に係る振動型圧縮機の制御方式の一実施例構成を示している。
同図において、１は振動型圧縮機、２は直流電源、３はインバータ回路部、４，５はＦＥＴトランジスタ、６はシャント抵抗、７はパルス発生部、８はパルス強制反転回路、９はドライブ回路を表している。
【００１１】
振動型圧縮機１は低電圧の交流電圧、例えは１２Ｖ系或いは２４Ｖ系で動作する冷蔵庫の圧縮機である。
直流電源２は上記振動型圧縮機１の駆動電源であり、その他各制御回路の各電源ともなっている。
【００１２】
インバータ回路部３は、２つのＦＥＴトランジスタ４，５を備えており、当該ＦＥＴトランジスタ４とＦＥＴトランジスタ５とが交互にオンとなって交流電圧を発生させ、振動型圧縮機１に当該交流電圧を供給するものである。
【００１３】
シャント抵抗６は振動型圧縮機１に流れる電流を検出するものである。
パルス発生部７はインバータ回路部３の２つのＦＥＴトランジスタ４，５をスイッチングさせるためのパルスを発生するものであり、その出力パルスの発振周期が外部トリガの入力によって可変されるようになっているものである。
【００１４】
パルス強制反転回路８は、シャント抵抗６に流れる電流波形の半周期毎に、その電流波形のピーク値を保持するピーク保持回路１１及び当該半周期の電流波形を積分する積分回路１２を備え、当該電流波形の半周期における前半のピーク値と後半のピーク値とが、上記ピーク保持回路１１の保持曲線と上記積分回路１２の積分曲線との交点で一致するように、予め上記ピーク保持回路１１および積分回路１２の各時定数が選ばれており、ピーク保持回路１１の保持曲線と上記積分回路１２の積分曲線とが一致したときトリガ信号を発生させ、上記パルス発生部７の出力パルスを強制的に反転させるものである。後に図２を用いて更に詳しく説明する。
【００１５】
ドライブ回路９は、パルス発生部７が発生させるパルスに基づいて、インバータ回路部３の２つのＦＥＴトランジスタ４，５を交互にオンに制御するものである。
【００１６】
図２はパルス強制反転トリガの発生タイミング波形説明図を示している。
同図において、上側の実線ＡはＦＥＴトランジスタ５がオンしたときシャント抵抗６に流れる振動型圧縮機１の電流を適宜に増幅した後の反転電流波形であり、点線Ｂはその電流波形において前半のピーク値を保持した後、所定の時定数で放電する放電電流波形であり、一点破線Ｃは上記振動型圧縮機１の電流を適宜に増幅した後の反転電流波形Ａを積分したときの積分電流波形である。下側の実線Ｄはトリガ信号発生のタイミングを示すトリガ波形である。
【００１７】
前述した如く、電源側の電気的振動系の振動周期を振動型圧縮機１の機械的振動系の固有振動周期に一致させるとき振動型圧縮機１が最大の効率で駆動され、その最適周波数で駆動された場合の電流波形では、その半周期の前半と後半のピーク値がほぼ等しくなっている。
【００１８】
そこで前もって実験を行い、前半のピーク値を保持した後、所定の時定数で放電するピーク保持回路１１の放電電流波形、すなわち保持曲線と、電流波形を所定の時定数で積分したときの積分回路１２の積分電流波形、すなわち積分曲線とが交差するようにし、その交差タイミングが後半のピークとなるタイミングと一致するようにピーク保持回路１１及び積分回路１２の各時定数を設定しておく。そしてこの交点発生のタイミングで上記電気的振動系の振動周期を強制的に終了させ、次の振動周期を開始させることにより電源側の電気的振動系の振動周期を振動型圧縮機１の機械的振動系の固有振動周期に一致させることができるようになる。この交点発生のタイミングで下側実線Ｄのトリガ信号を発生させる。
【００１９】
このように構成された本発明の振動型圧縮機の制御方式の動作を説明する。
パルス発生部７は、非安定マルチバイブレータとして動作するタイマＩＣ１３（例えばＮＥ５５５）を備えている。そのピン番号３から出力するパルスのオンオフ時間は、ピン番号６，７に図示の如く接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１によって定まり、通常においてはオン時間Ｔ１＝０．６９３（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｃ１、オフ時間Ｔ２＝０．６９３・Ｒ２・Ｃ１で表される。本発明では抵抗Ｒ２を抵抗Ｒ１に比べ小さく選び、デューティ比が５０％のパルスを発振させるようにしている。
【００２０】
或いはデューティ比が５０％のパルスを発振させるために、タイマＩＣ１３のパルスを２倍にして発振させ、フリップフロップ回路で１／２分周して得るようにしてもよい。
【００２１】
当該タイマＩＣ１３のピン番号５には、パルス強制反転回路８が接続されており、後に説明するように当該パルス強制反転回路８から出力される図２で説明したタイミングのトリガ信号により、ピン番号３のオフ（Ｌ）の出力を強制的にオン（Ｈ）にさせる。
【００２２】
以下図３の動作説明タイムチャートを参照しながら説明する。
タイマＩＣ１３のピン番号３の出力パルスがＨになると（図３▲１▼）、ドライブ回路９内のトランジスタＴＲ１がオンとなり、従って次段のトランジスタＴＲ２，ＴＲ３がオンとなる。トランジスタＴＲ２のオンにより、ＦＥＴトランジスタ５がオンとなる（図３▲３▼）。一方、トランジスタＴＲ３のオンにより、ＦＥＴトランジスタ４はオフとなる（図３▲２▼）。従って振動型圧縮機１にはＦＥＴトランジスタ５を介して直流電源２の−１２Ｖが供給される。
【００２３】
この振動型圧縮機１に電圧を印加すべき時間は振動型圧縮機１の構造上その最適時間が経験的に決まっていて、上記オン時間Ｔ１に設定される。
このオン時間Ｔ１が経過すると、タイマＩＣ１３のピン番号３の出力パルスがＬとなり（図３▲１▼）、逆にＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタ４がオン、ＦＥＴトランジスタ５がオフに制御される（図３▲２▼，▲３▼）。
【００２４】
この様にタイマＩＣ１３が出力するパルスの１周期毎に、ＦＥＴトランジスタ４，５がそれぞれ交互に反転し、タイマＩＣ１３の発振周波数に応じた交流電圧がインバータ回路部３から発生する。この発振周波数は、例えば５０Ｈｚが使用される。
【００２５】
振動型圧縮機１に流れる電流はシャント抵抗６によって検出されており（図３▲４▼）、このシャント抵抗６で検出された電流はパルス強制回路８内のＯＰアンプ１４で適宜に増幅され、その負の電流部分だけが反転して取り出される（図３▲５▼）。この電流はピーク保持回路１１と積分回路１２にそれぞれ入力される。
【００２６】
ピーク保持回路１１では、抵抗Ｒ３とＲ４とで上記電流を分圧し、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ５で、上記の抵抗Ｒ３とＲ４とで分圧された電流のピーク値が検出され、ホールドされる。この電流波形のピーク値が検出され後は、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ５との時定数Ｃ２・Ｒ５により時間の経過とともに図２で説明した保持曲線に従って放電する（図３ (6) ）。
【００２７】
一方、積分回路１２に入力されたＯＰアンプ１４の電流波形は、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ６との時定数Ｃ３・Ｒ６により時間の経過とともにその電荷がコンデンサＣ３に充電され、図２で説明した積分曲線に従って充電する（図３ (7) ）。
【００２８】
ピーク保持回路１１の保持曲線に従って放電される放電電圧は、積分回路１２の積分曲線に従って充電される充電電圧とＯＰアンプ１５で比較される。ピーク保持回路１１の放電電圧が積分回路１２の充電電圧より低くなろうとしたとき、すなわち積分回路１２の積分曲線の充電電圧Ｘがピーク保持回路１１の保持曲線の放電電圧Ｅより僅かに超えたとき、ＯＰアンプ１５の出力はＨからＬに反転し、後に説明する様に、直ちにＬからＨに反転する。すなわちパルス強制反転回路８からトリガ信号が発生する（図３▲８▼）。
【００２９】
このトリガ信号はタイマＩＣ１３のピン番号５に入力される。当該タイマＩＣ１３のピン番号５は、ピン番号３から出力されるパルスの上記オン時間Ｔ１のコントロール入力となっており、ピン番号５に入力する電圧はピン番号６のコンデンサＣ１の充電電圧と比較され、ピン番号５の電圧がピン番号６の電圧より低いとき、ピン番号３の出力パルスが反転するようにコントロールされる。通常、当該ピン番号５は電源電圧Ｖｃｃの２／３に設定されていてピン番号６に入力するコンデンサＣ１の充電電圧より高くなっている（図３▲９▼）。しかしながら図３▲９▼に示されている様に、上記トリガ信号が入力することにより、ピン番号６の電圧が２／３Ｖｃｃに到達する前に、ピン番号５の電圧はピン番号６のコンデンサＣ１の充電電圧より低くなり、トリガされて、このタイミングでピン番号３の出力パルスは強制的にＨからＬへ反転させられる。すなわちピン番号３のオン時間Ｔ１は強制的に終了とされ、上記のオフ時間Ｔ２が発動する（図３▲１▼）。
【００３０】
このオフ時間Ｔ２の発動により、ＦＥＴトランジスタ４，５はそれぞれ反転し、振動型圧縮機１にはＦＥＴトランジスタ４を介して＋１２Ｖが印加される。このときシャント抵抗６により振動型圧縮機１に流れる正の電流が検出されるが、この正の電流はパルス強制反転回路８のＯＰアンプ１４でカットされる。従ってこのオフ時間Ｔ２の間、積分回路１２の充電電圧は放電されるようになり、その充電電圧はピーク保持回路１１の放電電圧に比べて低くなり、上記オフ時間Ｔ２の発動後ＯＰアンプ１５は直ちにＬからＨとなる。従って図３▲８▼，▲９▼で示されたトリガ信号が発生する。
【００３１】
この時オフ時間Ｔ２は２／３Ｖｃｃよりも低い電圧から始まるため、オフ時間Ｔ２が上記のＴ２＝０．６９３・Ｒ１・Ｃ１より短くなるが、ほぼ一定のオフ時間が得られる。本発明でのオフ時間Ｔ２の値はこの短くなることを考慮して定められる。
【００３２】
なお図３▲９▼の１／３Ｖｃｃ及び２／３Ｖｃｃのレベルは、タイマＩＣ１３のピン番号５は使用されずピン番号６のコンデンサＣ１の充電電圧がこのレベルに到達したときピン番号３に、オン時間、オフ時間をそれぞれ発動させるレベルを表している。
【００３３】
この様にして、パルス強制反転回路８から出力されるトリガ信号により、タイマＩＣ１３のピン番号３から発振する出力パルスのオフ時間Ｔ２の開始が強制的に変えられ、振動型圧縮機１の振動周期に同期化させられる。つまり電気的振動系の振動周期を振動型圧縮機１の機械的振動系の固有振動周期に一致させることができるようになり、振動型圧縮機１を最大の効率で駆動できるようになる。
【００３４】
上記の説明ではパルス発生部８にタイマＩＣ１３を使用しているが、トリガ信号で出力パルスが反転する他の回路、例えばタイマＩＣ以外で構成された単安定マルチバイブレータなどを用いることができる。
【００３５】
また振動型圧縮機１に流れる電流を検出するシャント抵抗６に替え、ホール素子によるカレントトランス、ＦＥＴトランジスタのドレインソース間抵抗Ｖｄｓ、ヒューズを用いてもよい。
【００３６】
本発明の制御方式を備えた振動型圧縮機１が自動車に搭載されている場合など、直流電源２としてバッテリの使用の他、商用交流電源で使用したいとき、次の様なＡＣ／ＤＣ自動変換装置を用いることにより、振動型圧縮機１を駆動することができる。
【００３７】
図４はＡＣ／ＤＣ自動変換装置の一実施例構成を示している。
同図において、ＡＣ／ＤＣ自動変換装置２０は、スイッチング電源２１、商用交流電源３０をスイッチング電源２１に入力するためのＡＣコンセント２２、シガーライタプラグ３１から得られた自動車のバッテリ電圧とスイッチング電源２１からの直流電圧を出力するプラグ２３、リレー２４、ダイオード２５、コンデンサ２６を備えている。
【００３８】
リレー２４の接点はノーマルメイクのものが用いられ、ＡＣコンセント２２に商用交流電源３０が接続されたとき、ダイオード２５を介してリレー２４が付勢され、そのノーマルメイクの接点がオープンとなり、スイッチング電源２１でＤＣ変換された直流電圧がシガーライタプラグ３１からの直流電圧に優先し、プラグ２３に出力する。
【００３９】
４０は本発明の制御方式の振動型圧縮機装置であり、当該振動型圧縮機装置４０側にコンセント４１とターミナル４２とを備えている。ＡＣ／ＤＣ自動変換装置２０側のプラグ２３が当該振動型圧縮機装置４０側のコンセント４１に差し込まれたとき、商用交流電源３０或いはシガーライタプラグ３１から得られた直流電圧が、上記説明の図１の直流電源２に入力し、当該直流電源２で±１２Ｖ、±５Ｖ、の電圧が生成される。
【００４０】
また振動型圧縮機装置４０側のターミナル４２に、自動車以外の他のバッテリを接続することができる。
商用交流電源３０を用いて振動型圧縮機装置４０側に直流電圧を供給しているとき、リレー２４の接点は上記説明の如くオープンになっているが、溶融等でその接点がショートしている場合、シガーライタプラグ３１には直流の１２Ｖがかかるだけで、人間に特に危害を与えることはない。
【００４１】
またシガーライタプラグ３１から得られた自動車のバッテリ電圧で振動型圧縮機装置４０側に直流電圧を供給しているとき、ＡＣコンセント２２に電圧が発生しないので、このときも人間に特に危害を与えることはない。
【００４２】
スイッチング電源２１内のコンデンサ２７は、商用交流電源３０を用いてＡＣ運転しているとき、スイッチング電源２１の直流電圧を平滑化しているが、シガーライタプラグ３１を用いてＤＣ運転しているとき、シガーライタプラグ３１の直流電圧を平滑化できる。
【００４３】
ＡＣ／ＤＣ自動変換装置２０を二点鎖線で分け、図示のＹ、Ｚを振動型圧縮機装置４０側のコンセント４１或いはターミナル４２に接続できるようにしておいてもよい。このときＡＣ／ＤＣ自動変換装置２０の構成は簡単な構成となる。
【００４４】
【発明の効果】
以上説明した如く、本発明によれば、振動型圧縮機の振動周期に強制的に同期したパルスを発生させ、当該パルスを基に直流を交流に変換するスインチング素子をオンオフさせるようにしたので、常に振動型圧縮機の共振周期に追従した周波数の交流電圧を発生させることができ、振動型圧縮機を最大の効率で駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る振動型圧縮機の制御方式の一実施例構成である。
【図２】パルス強制反転トリガの発生タイミング波形説明図である。
【図３】動作説明タイムチャートである。
【図４】ＡＣ／ＤＣ自動変換装置の一実施例構成である。
【符号の説明】
１ 振動型圧縮機
２ 直流電源
３ インバータ回路部
４，５ ＦＥＴトランジスタ
６ シャント抵抗
７ パルス発生部
８ パルス強制反転回路
９ ドライブ回路
１１ ピーク保持回路
１２ 積分回路
【産業上の利用分野】
本発明は、振動型圧縮機の制御方式、特にスイッチング素子を備え、直流を交流に変換するインバータ回路部で振動型圧縮機が駆動される構成の振動型圧縮機の制御方式において、振動型圧縮機の機械的な振動周期の変動に応じ、当該振動周期に同期した周波数の交流電圧を発生させ、振動型圧縮機を効率よく駆動するようにした振動型圧縮機の制御方式に関するものである
【０００２】
【従来の技術】
振動型圧縮機の機械的な共振周波数（振動周期）はその構造上予め定まってしまうので、直流電源、例えばバッテリを駆動源とする従来の振動型圧縮機の制御方式においては、バッテリ電圧を基に一定の固定した周波数の交流電圧を発生させ、この周波数の交流電圧を振動型圧縮機に供給するようにしていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、振動型圧縮機は負荷変動によって、また使用環境によっても振動型圧縮機の共振周波数が変わるので、従来の様に振動型圧縮機に供給する電源周波数を一定にしていたのでは効率が悪い欠点があった。
【０００４】
特にバッテリを駆動源とする場合には効率の良い制御方式が望まれる。
そこで本願出願人は、振動型圧縮機に流れる電流の波形を検出抵抗で検出し、当該電流波形の半周期に現れる２つの山をとらえるために、半周期の電流波形を前半と後半との真ん中で分け、前半の山の部分と後半の部分とにおいてその各平均値や積分値が等しくなるような周波数の交流電圧を発生させ、振動型圧縮機に供給する構成の出願を先に行った（特願平５−２５２７７２号）。
【０００５】
本発明は、上記の点に鑑みなされたものであり、かつ、上記の先に出願したものを更に改良したもので、スイッチング素子を備え、直流を交流に変換するインバータ回路部で振動型圧縮機が駆動される構成の振動型圧縮機の制御方式において、電流波形の半周期における前半のピーク値と後半のピーク値とを一致させるべく、前半のピークの保持曲線と半周期の電流波形の積分曲線とを用い、両者が交差したタイミングでスイッチング素子を強制的に反転させる制御を行わせることにより、インバータ回路部から振動型圧縮機の共振周波数に一致する周波数の交流電流を発生させ、振動型圧縮機を駆動するようにした振動型圧縮機の制御方式を提供することを目的としている。
【０００６】
なお、特許出願人は振動型圧縮機における電気的振動系の振動周期を機械的振動系の固有振動周期（共振周波数）に一致させることにより、振動型圧縮機を常に最適な条件のもとで駆動できる出願を行っている（特開昭６１−１７３６７６）。
【０００７】
そして振動型圧縮機に印加される駆動電圧の周波数が最適周波数の場合、振動型圧縮機に流れる半周期の電流波形の前半と後半のピーク値とが、ほぼ等しくなることも判明している。
【０００８】
【課題を解決しようとする手段】
上記の目的を解決するために、本発明の振動型圧縮機の制御方式はスイッチング素子を備え、直流を交流に変換するインバータ回路部で振動型圧縮機が駆動される振動型圧縮機の制御方式において、振動型圧縮機に流れる電流を検出する電流検出手段と、スイッチング素子をスイッチングさせるためのパルスを生成するパルス発生部と、電流検出手段に流れる電流波形の半周期毎に、その電流波形のピークを保持するピーク保持回路及び当該半周期の電流波形を積分する積分回路を備え、当該電流波形の半周期における前半のピーク値と後半のピーク値とが、上記ピーク保持回路の保持曲線と上記積分回路の積分曲線との交点で一致するように予め上記ピーク保持回路および積分回路の各時定数を選んでおき、ピーク保持回路の保持曲線と上記積分回路の積分曲線とが一致したとき上記パルス発生部の出力パルスを強制的に反転させるパルス強制反転回路と、パルス発生部が発生させるパルスに基づいて、上記スイッチング素子をドライブするドライブ回路とを備え、振動型圧縮機の共振周波数に一致する周波数の交流電圧を発生させ、当該交流電圧で振動型圧縮機を駆動するようにしたことを特徴としている。
【０００９】
【作用】
振動型圧縮機の電流波形の半周期における前半のピーク値と後半のピーク値とが一致するピーク保持回路の保持曲線と積分回路の積分曲線との交差タイミングに、パルス強制反転回路からスイッチング素子を強制的に反転させる制御信号が生成されるので、振動型圧縮機の振動周期と一致した周期の交流電圧で振動型圧縮機を駆動することができる。
【００１０】
【実施例】
図１は本発明に係る振動型圧縮機の制御方式の一実施例構成を示している。
同図において、１は振動型圧縮機、２は直流電源、３はインバータ回路部、４，５はＦＥＴトランジスタ、６はシャント抵抗、７はパルス発生部、８はパルス強制反転回路、９はドライブ回路を表している。
【００１１】
振動型圧縮機１は低電圧の交流電圧、例えは１２Ｖ系或いは２４Ｖ系で動作する冷蔵庫の圧縮機である。
直流電源２は上記振動型圧縮機１の駆動電源であり、その他各制御回路の各電源ともなっている。
【００１２】
インバータ回路部３は、２つのＦＥＴトランジスタ４，５を備えており、当該ＦＥＴトランジスタ４とＦＥＴトランジスタ５とが交互にオンとなって交流電圧を発生させ、振動型圧縮機１に当該交流電圧を供給するものである。
【００１３】
シャント抵抗６は振動型圧縮機１に流れる電流を検出するものである。
パルス発生部７はインバータ回路部３の２つのＦＥＴトランジスタ４，５をスイッチングさせるためのパルスを発生するものであり、その出力パルスの発振周期が外部トリガの入力によって可変されるようになっているものである。
【００１４】
パルス強制反転回路８は、シャント抵抗６に流れる電流波形の半周期毎に、その電流波形のピーク値を保持するピーク保持回路１１及び当該半周期の電流波形を積分する積分回路１２を備え、当該電流波形の半周期における前半のピーク値と後半のピーク値とが、上記ピーク保持回路１１の保持曲線と上記積分回路１２の積分曲線との交点で一致するように、予め上記ピーク保持回路１１および積分回路１２の各時定数が選ばれており、ピーク保持回路１１の保持曲線と上記積分回路１２の積分曲線とが一致したときトリガ信号を発生させ、上記パルス発生部７の出力パルスを強制的に反転させるものである。後に図２を用いて更に詳しく説明する。
【００１５】
ドライブ回路９は、パルス発生部７が発生させるパルスに基づいて、インバータ回路部３の２つのＦＥＴトランジスタ４，５を交互にオンに制御するものである。
【００１６】
図２はパルス強制反転トリガの発生タイミング波形説明図を示している。
同図において、上側の実線ＡはＦＥＴトランジスタ５がオンしたときシャント抵抗６に流れる振動型圧縮機１の電流を適宜に増幅した後の反転電流波形であり、点線Ｂはその電流波形において前半のピーク値を保持した後、所定の時定数で放電する放電電流波形であり、一点破線Ｃは上記振動型圧縮機１の電流を適宜に増幅した後の反転電流波形Ａを積分したときの積分電流波形である。下側の実線Ｄはトリガ信号発生のタイミングを示すトリガ波形である。
【００１７】
前述した如く、電源側の電気的振動系の振動周期を振動型圧縮機１の機械的振動系の固有振動周期に一致させるとき振動型圧縮機１が最大の効率で駆動され、その最適周波数で駆動された場合の電流波形では、その半周期の前半と後半のピーク値がほぼ等しくなっている。
【００１８】
そこで前もって実験を行い、前半のピーク値を保持した後、所定の時定数で放電するピーク保持回路１１の放電電流波形、すなわち保持曲線と、電流波形を所定の時定数で積分したときの積分回路１２の積分電流波形、すなわち積分曲線とが交差するようにし、その交差タイミングが後半のピークとなるタイミングと一致するようにピーク保持回路１１及び積分回路１２の各時定数を設定しておく。そしてこの交点発生のタイミングで上記電気的振動系の振動周期を強制的に終了させ、次の振動周期を開始させることにより電源側の電気的振動系の振動周期を振動型圧縮機１の機械的振動系の固有振動周期に一致させることができるようになる。この交点発生のタイミングで下側実線Ｄのトリガ信号を発生させる。
【００１９】
このように構成された本発明の振動型圧縮機の制御方式の動作を説明する。
パルス発生部７は、非安定マルチバイブレータとして動作するタイマＩＣ１３（例えばＮＥ５５５）を備えている。そのピン番号３から出力するパルスのオンオフ時間は、ピン番号６，７に図示の如く接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１によって定まり、通常においてはオン時間Ｔ１＝０．６９３（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｃ１、オフ時間Ｔ２＝０．６９３・Ｒ２・Ｃ１で表される。本発明では抵抗Ｒ２を抵抗Ｒ１に比べ小さく選び、デューティ比が５０％のパルスを発振させるようにしている。
【００２０】
或いはデューティ比が５０％のパルスを発振させるために、タイマＩＣ１３のパルスを２倍にして発振させ、フリップフロップ回路で１／２分周して得るようにしてもよい。
【００２１】
当該タイマＩＣ１３のピン番号５には、パルス強制反転回路８が接続されており、後に説明するように当該パルス強制反転回路８から出力される図２で説明したタイミングのトリガ信号により、ピン番号３のオフ（Ｌ）の出力を強制的にオン（Ｈ）にさせる。
【００２２】
以下図３の動作説明タイムチャートを参照しながら説明する。
タイマＩＣ１３のピン番号３の出力パルスがＨになると（図３▲１▼）、ドライブ回路９内のトランジスタＴＲ１がオンとなり、従って次段のトランジスタＴＲ２，ＴＲ３がオンとなる。トランジスタＴＲ２のオンにより、ＦＥＴトランジスタ５がオンとなる（図３▲３▼）。一方、トランジスタＴＲ３のオンにより、ＦＥＴトランジスタ４はオフとなる（図３▲２▼）。従って振動型圧縮機１にはＦＥＴトランジスタ５を介して直流電源２の−１２Ｖが供給される。
【００２３】
この振動型圧縮機１に電圧を印加すべき時間は振動型圧縮機１の構造上その最適時間が経験的に決まっていて、上記オン時間Ｔ１に設定される。
このオン時間Ｔ１が経過すると、タイマＩＣ１３のピン番号３の出力パルスがＬとなり（図３▲１▼）、逆にＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタ４がオン、ＦＥＴトランジスタ５がオフに制御される（図３▲２▼，▲３▼）。
【００２４】
この様にタイマＩＣ１３が出力するパルスの１周期毎に、ＦＥＴトランジスタ４，５がそれぞれ交互に反転し、タイマＩＣ１３の発振周波数に応じた交流電圧がインバータ回路部３から発生する。この発振周波数は、例えば５０Ｈｚが使用される。
【００２５】
振動型圧縮機１に流れる電流はシャント抵抗６によって検出されており（図３▲４▼）、このシャント抵抗６で検出された電流はパルス強制回路８内のＯＰアンプ１４で適宜に増幅され、その負の電流部分だけが反転して取り出される（図３▲５▼）。この電流はピーク保持回路１１と積分回路１２にそれぞれ入力される。
【００２６】
ピーク保持回路１１では、抵抗Ｒ３とＲ４とで上記電流を分圧し、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ５で、上記の抵抗Ｒ３とＲ４とで分圧された電流のピーク値が検出され、ホールドされる。この電流波形のピーク値が検出され後は、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ５との時定数Ｃ２・Ｒ５により時間の経過とともに図２で説明した保持曲線に従って放電する（図３ (6) ）。
【００２７】
一方、積分回路１２に入力されたＯＰアンプ１４の電流波形は、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ６との時定数Ｃ３・Ｒ６により時間の経過とともにその電荷がコンデンサＣ３に充電され、図２で説明した積分曲線に従って充電する（図３ (7) ）。
【００２８】
ピーク保持回路１１の保持曲線に従って放電される放電電圧は、積分回路１２の積分曲線に従って充電される充電電圧とＯＰアンプ１５で比較される。ピーク保持回路１１の放電電圧が積分回路１２の充電電圧より低くなろうとしたとき、すなわち積分回路１２の積分曲線の充電電圧Ｘがピーク保持回路１１の保持曲線の放電電圧Ｅより僅かに超えたとき、ＯＰアンプ１５の出力はＨからＬに反転し、後に説明する様に、直ちにＬからＨに反転する。すなわちパルス強制反転回路８からトリガ信号が発生する（図３▲８▼）。
【００２９】
このトリガ信号はタイマＩＣ１３のピン番号５に入力される。当該タイマＩＣ１３のピン番号５は、ピン番号３から出力されるパルスの上記オン時間Ｔ１のコントロール入力となっており、ピン番号５に入力する電圧はピン番号６のコンデンサＣ１の充電電圧と比較され、ピン番号５の電圧がピン番号６の電圧より低いとき、ピン番号３の出力パルスが反転するようにコントロールされる。通常、当該ピン番号５は電源電圧Ｖｃｃの２／３に設定されていてピン番号６に入力するコンデンサＣ１の充電電圧より高くなっている（図３▲９▼）。しかしながら図３▲９▼に示されている様に、上記トリガ信号が入力することにより、ピン番号６の電圧が２／３Ｖｃｃに到達する前に、ピン番号５の電圧はピン番号６のコンデンサＣ１の充電電圧より低くなり、トリガされて、このタイミングでピン番号３の出力パルスは強制的にＨからＬへ反転させられる。すなわちピン番号３のオン時間Ｔ１は強制的に終了とされ、上記のオフ時間Ｔ２が発動する（図３▲１▼）。
【００３０】
このオフ時間Ｔ２の発動により、ＦＥＴトランジスタ４，５はそれぞれ反転し、振動型圧縮機１にはＦＥＴトランジスタ４を介して＋１２Ｖが印加される。このときシャント抵抗６により振動型圧縮機１に流れる正の電流が検出されるが、この正の電流はパルス強制反転回路８のＯＰアンプ１４でカットされる。従ってこのオフ時間Ｔ２の間、積分回路１２の充電電圧は放電されるようになり、その充電電圧はピーク保持回路１１の放電電圧に比べて低くなり、上記オフ時間Ｔ２の発動後ＯＰアンプ１５は直ちにＬからＨとなる。従って図３▲８▼，▲９▼で示されたトリガ信号が発生する。
【００３１】
この時オフ時間Ｔ２は２／３Ｖｃｃよりも低い電圧から始まるため、オフ時間Ｔ２が上記のＴ２＝０．６９３・Ｒ１・Ｃ１より短くなるが、ほぼ一定のオフ時間が得られる。本発明でのオフ時間Ｔ２の値はこの短くなることを考慮して定められる。
【００３２】
なお図３▲９▼の１／３Ｖｃｃ及び２／３Ｖｃｃのレベルは、タイマＩＣ１３のピン番号５は使用されずピン番号６のコンデンサＣ１の充電電圧がこのレベルに到達したときピン番号３に、オン時間、オフ時間をそれぞれ発動させるレベルを表している。
【００３３】
この様にして、パルス強制反転回路８から出力されるトリガ信号により、タイマＩＣ１３のピン番号３から発振する出力パルスのオフ時間Ｔ２の開始が強制的に変えられ、振動型圧縮機１の振動周期に同期化させられる。つまり電気的振動系の振動周期を振動型圧縮機１の機械的振動系の固有振動周期に一致させることができるようになり、振動型圧縮機１を最大の効率で駆動できるようになる。
【００３４】
上記の説明ではパルス発生部８にタイマＩＣ１３を使用しているが、トリガ信号で出力パルスが反転する他の回路、例えばタイマＩＣ以外で構成された単安定マルチバイブレータなどを用いることができる。
【００３５】
また振動型圧縮機１に流れる電流を検出するシャント抵抗６に替え、ホール素子によるカレントトランス、ＦＥＴトランジスタのドレインソース間抵抗Ｖｄｓ、ヒューズを用いてもよい。
【００３６】
本発明の制御方式を備えた振動型圧縮機１が自動車に搭載されている場合など、直流電源２としてバッテリの使用の他、商用交流電源で使用したいとき、次の様なＡＣ／ＤＣ自動変換装置を用いることにより、振動型圧縮機１を駆動することができる。
【００３７】
図４はＡＣ／ＤＣ自動変換装置の一実施例構成を示している。
同図において、ＡＣ／ＤＣ自動変換装置２０は、スイッチング電源２１、商用交流電源３０をスイッチング電源２１に入力するためのＡＣコンセント２２、シガーライタプラグ３１から得られた自動車のバッテリ電圧とスイッチング電源２１からの直流電圧を出力するプラグ２３、リレー２４、ダイオード２５、コンデンサ２６を備えている。
【００３８】
リレー２４の接点はノーマルメイクのものが用いられ、ＡＣコンセント２２に商用交流電源３０が接続されたとき、ダイオード２５を介してリレー２４が付勢され、そのノーマルメイクの接点がオープンとなり、スイッチング電源２１でＤＣ変換された直流電圧がシガーライタプラグ３１からの直流電圧に優先し、プラグ２３に出力する。
【００３９】
４０は本発明の制御方式の振動型圧縮機装置であり、当該振動型圧縮機装置４０側にコンセント４１とターミナル４２とを備えている。ＡＣ／ＤＣ自動変換装置２０側のプラグ２３が当該振動型圧縮機装置４０側のコンセント４１に差し込まれたとき、商用交流電源３０或いはシガーライタプラグ３１から得られた直流電圧が、上記説明の図１の直流電源２に入力し、当該直流電源２で±１２Ｖ、±５Ｖ、の電圧が生成される。
【００４０】
また振動型圧縮機装置４０側のターミナル４２に、自動車以外の他のバッテリを接続することができる。
商用交流電源３０を用いて振動型圧縮機装置４０側に直流電圧を供給しているとき、リレー２４の接点は上記説明の如くオープンになっているが、溶融等でその接点がショートしている場合、シガーライタプラグ３１には直流の１２Ｖがかかるだけで、人間に特に危害を与えることはない。
【００４１】
またシガーライタプラグ３１から得られた自動車のバッテリ電圧で振動型圧縮機装置４０側に直流電圧を供給しているとき、ＡＣコンセント２２に電圧が発生しないので、このときも人間に特に危害を与えることはない。
【００４２】
スイッチング電源２１内のコンデンサ２７は、商用交流電源３０を用いてＡＣ運転しているとき、スイッチング電源２１の直流電圧を平滑化しているが、シガーライタプラグ３１を用いてＤＣ運転しているとき、シガーライタプラグ３１の直流電圧を平滑化できる。
【００４３】
ＡＣ／ＤＣ自動変換装置２０を二点鎖線で分け、図示のＹ、Ｚを振動型圧縮機装置４０側のコンセント４１或いはターミナル４２に接続できるようにしておいてもよい。このときＡＣ／ＤＣ自動変換装置２０の構成は簡単な構成となる。
【００４４】
【発明の効果】
以上説明した如く、本発明によれば、振動型圧縮機の振動周期に強制的に同期したパルスを発生させ、当該パルスを基に直流を交流に変換するスインチング素子をオンオフさせるようにしたので、常に振動型圧縮機の共振周期に追従した周波数の交流電圧を発生させることができ、振動型圧縮機を最大の効率で駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る振動型圧縮機の制御方式の一実施例構成である。
【図２】パルス強制反転トリガの発生タイミング波形説明図である。
【図３】動作説明タイムチャートである。
【図４】ＡＣ／ＤＣ自動変換装置の一実施例構成である。
【符号の説明】
１ 振動型圧縮機
２ 直流電源
３ インバータ回路部
４，５ ＦＥＴトランジスタ
６ シャント抵抗
７ パルス発生部
８ パルス強制反転回路
９ ドライブ回路
１１ ピーク保持回路
１２ 積分回路
Claims (1)
- スイッチング素子を備え、直流を交流に変換するインバータ回路部で振動型圧縮機が駆動される振動型圧縮機の制御方式において、
振動型圧縮機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
スイッチング素子をスイッチングさせるためのパルスを生成するパルス発生部と、
電流検出手段に流れる電流波形の半周期毎に、その電流波形のピークを保持するピーク保持回路及び当該半周期の電流波形を積分する積分回路を備え、当該電流波形の半周期における前半のピーク値と後半のピーク値とが、上記ピーク保持回路の保持曲線と上記積分回路の積分曲線との交点で一致するように予め上記ピーク保持回路および積分回路の各時定数を選んでおき、ピーク保持回路の保持曲線と上記積分回路の積分曲線とが一致したとき上記パルス発生部の出力パルスを強制的に反転させるパルス強制反転回路と、
パルス発生部が発生させるパルスに基づいて、上記スイッチング素子をドライブするドライブ回路
とを備え、振動型圧縮機の共振周波数に一致する周波数の交流電圧を発生させ、当該交流電圧で振動型圧縮機を駆動するようにしたことを特徴とする振動型圧縮機の制御方式。
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