JP3691123B2 - 半導体保護回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は過熱および過電流に対する半導体保護回路に関する。さらに詳しくは、少なくともトランジスタと電流ヒューズとを有し、トランジスタのｐｎ接合の温度特性を利用した過熱に対する負荷の保護のみならず、過電流に対しても負荷を保護することができる過熱および過電流に対する半導体保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体デバイスなどの電子部品は定格外の誤った使用や使用状態における外部環境の変化などによって、デバイス特性の劣化や破壊に至ることがある。また、ＩＣを用いた電子回路においては、回路内の一部のデバイスの劣化または破壊によって全体の機能が失われることがあるため、保護回路が内蔵される。
【０００３】
熱に対する過熱保護回路としては、従来、図１３に示されるような回路が用いられている。すなわち図１３においてＱ₅₂は出力用ＭＯＳＦＥＴでそのゲート・ソース間に熱遮断トランジスタＱ₅₁が接続され、熱遮断トランジスタＱ₅₁のベースには抵抗Ｒ₅₂および定電流源が接続されている。通常の常温時では、熱遮断トランジスタＱ₅₁には電流が供給されず抵抗Ｒ₅₂に流れるため、熱遮断トランジスタＱ₅₁はカットオフになっている。そのため、出力用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ₅₂のゲートには入力ＩＮからの電圧が印加されドライブされる。
【０００４】
一方、負荷に異常が発生し温度が上昇すると負荷近辺にある熱遮断トランジスタＱ₅₁の温度も上昇する。熱遮断トランジスタＱ₅₁の温度が上昇すると、そのベース・エミッタ間のｐｎ接合の順方向電圧が低下する。この順方向電圧の変化は温度上昇に対して約−２ｍＶ／℃程度となる。そのため、熱遮断トランジスタＱ₅₁に電流が流れ始め、熱遮断トランジスタＱ₅₁のコレクタとエミッタ間電圧が急激に低下する。その結果ＭＯＳＦＥＴ Ｑ₅₂のゲート電位が低下し、ＩＮからの電位が供給されなくなる。そのためＭＯＳＦＥＴ Ｑ₅₂は動作できなくなり、過熱中の負荷のさらなる動作による電子部品の破損を防止することができる。この回路では負荷の加熱がなくなり、温度が常温に下がれば熱遮断トランジスタＱ₅₁のｐｎ接合の順方向電圧も元に戻り、熱遮断トランジスタＱ₅₁はカットオフ状態に戻りＭＯＳＦＥＴ Ｑ₅₂の動作は復帰する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の過熱に対する保護回路は、前述のように、熱遮断トランジスタの温度特性によるコレクタとエミッタ間の電位差を低下させ、出力段トランジスタを動作させなくして負荷への出力供給を遮断しているものであるため、熱遮断トランジスタは蓄熱しないように飽和領域で使用するトランジスタを用いなければならない。そのため特別な設計が必要となり、製造上の制約を受けてしまい高価になるという問題がある。
【０００６】
さらに負荷の温度が過熱状態から通常の状態に戻ると、熱遮断トランジスタもカットオフ状態に戻って負荷への出力供給が再開されるため、過熱の原因が電力供給に伴なう負荷の異常にあるばあい再度加熱することになり、負荷の根本的な破壊に至るという問題がある。
【０００７】
一方、過熱が生じたばあいに、回路を切断して電力の供給をストップさせるため、温度ヒューズを回路の出力段に挿入することも考えられるが、温度ヒューズは通常の電流ヒューズに対して１０〜２０倍のコスト高となり、製品全体のコスト高になるという問題がある。さらに、基板とのハンダづけ工程では、たとえば２３０℃程度になり、たとえば１２０℃で切れる温度ヒューズは１２０℃を超える温度を経験することになり、特性劣化や溶断という事態を引き起こすため、ハンダディップなどができないという問題がある。
【０００８】
さらに過熱に対する保護のほかに過電流に対する保護も行うためには、過熱保護回路のほかに過電流保護回路も別途設ける必要があり高価になる。
【０００９】
本発明はこのような問題を解決し、負荷に過熱が生じたばあいに負荷への電力の供給を完全に停止して負荷を保護するとともに、過電流が生じたばあいにも負荷への電力供給を停止することができる安価な半導体保護回路を提供することを目的とする。
【００１０】
本発明の他の目的は、マイコンなどの最近の電子機器の低電源電圧駆動に伴ない、低電源電圧でも有効に前記の過熱および過電流に対する保護をすることができる半導体保護回路を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の半導体保護回路は、電圧供給端子とアース間に少なくとも電流ヒューズとトランジスタとが直列接続され、該トランジスタのベースとエミッタ間のｐｎ接合の常温における順方向電圧より低い一定の電圧を供給するための定電圧源を有し、該定電圧源の出力をバイアス電圧として前記トランジスタのベースとエミッタ間に直接供給するドライバ回路（たとえば電源、ツェナーダイオード、ショットキーダイオード、ワイドラー回路（バンドギャップ回路）を有する定電圧回路など）が設けられ、前記電流ヒューズとトランジスタとの接続点から出力端子が取り出されている。
【００１２】
本発明による半導体保護回路の他の形態は、電圧供給端子とアース間に少なくとも電流ヒューズとトランジスタと該トランジスタのエミッタ側に設けられた順方向ダイオードとが直列接続され、該トランジスタのベースと前記エミッタ側に設けられたダイオード端とのあいだに該ベースとエミッタ間および前記順方向ダイオードのそれぞれのｐｎ接合の常温における順方向電圧の和より低い一定のバイアス電圧を印加するドライバ回路が設けられ、前記電流ヒューズとトランジスタとの接続点から出力端子が取り出されている。
【００１３】
前記順方向ダイオードが複数個直列接続されておれば、バイアス電圧にツェナーダイオードなどを使用して高くなったばあいなどでも対応することができる。
【００１４】
前記ドライバ回路は前記一定のバイアス電圧を供給するための定電圧源を有し、該定電圧源の出力が前記バイアス電圧として前記トランジスタのベースとエミッタ間に直接供給されてもよいし、該定電圧源と並列にカレントミラー定電位設定回路が設けられ、該カレントミラー定電位設定回路の出力段により降圧された一定の電圧が前記バイアス電圧として前記トランジスタのベースとエミッタ間に供給されてもよい。
【００１５】
前記定電圧源が、定電圧間に接続された少なくとも２個の直列抵抗からなり、該抵抗の分割電圧を定電圧として供給するように形成されれば、簡単な構成でｐｎ接合の順方向電圧より所望の低い電圧を抵抗比のみにより簡単に発生させることができ、所望の温度でトランジスタを作動させることができる。
【００１６】
また、前記定電圧源が、前記電圧供給端子と前記アース間に直列接続された少なくとも抵抗とツェナーダイオードとからなり、該ツェナーダイオードのツェナー電圧を定電圧として供給するように形成されれば、安定したツェナー電圧を定電圧として使用することができる。
【００１７】
前記ツェナーダイオードが複数個直列接続されておれば、電源電圧に対する自由度が大きくなるとともに、出力トランジスタのエミッタ側に接続される順方向ダイオードの数を増やすことができて温度に対する感度が鋭敏となる。
【００１８】
前記定電圧源が定電流回路とワイドラー回路を利用した定電圧回路とからなることにより、低い電圧でも温度に対して安定した定電圧がえられ、低電源電圧駆動の電子機器にも特別の電源を必要とすることなく適用することができる。
【００１９】
ここにワイドラー回路（バンドギャップ回路）とは、半導体のバンドギャップエネルギーを利用して定電流または定電位を作り出せる回路で、２個のトランジスタが並列にカレントミラーの形で接続され、その一方のトランジスタに抵抗が接続されるなどにより電流値が調整される回路を意味する。
【００２０】
前記定電流回路がワイドラー回路を利用したものであれば、一層温度変化に対して安定した定電流がえられ、その後段の定電圧回路もより安定する。
【００２１】
前記定電圧回路の後段に前記トランジスタがオンになって電流が流れても前記バイアス電圧側の電流を一定にするためのバッファ回路が設けられておれば、温度センサとしての前記トランジスタに電流が大量に流れても安定した一定のバイアス電圧を維持することができるため好ましい。
【００２２】
ここにバッファ回路とは、温度センサとしての前記トランジスタに電流が大量に流れることにより、作り出したバイアス電圧が変動し、前記トランジスタの立上りがわるくなることを防ぐため、前記トランジスタがオンになってもバイアス電圧回路の電流を一定にするための回路を意味し、たとえば図１０に示されるような４個のトランジスタからなるシングルエンド差動増幅型の回路を用いることができる。
【００２３】
前記トランジスタがダーリントン接続された複数のトランジスタからなっておれば、大電流の出力がえられ、負荷に大電流を必要とするばあいに好ましい。
【００２４】
【発明の実施の形態】
つぎに、図面を参照しながら本発明の半導体保護回路について説明する。
【００２５】
図１は本発明の半導体保護回路の基本構成を示す等価回路図である。本発明の半導体保護回路は、負荷に供給される電源電圧Ｖ_ccと接続される電圧供給端子５とアース間に電流ヒューズ１とセンサ用のトランジスタＱ₁のコレクタ２ａとエミッタ２ｃ間が直列接続されるとともに、電流ヒューズ１とトランジスタＱ₁のコレクタ２ａとの接続点が出力端子４と接続されており、出力端子４とアース間に負荷６が接続されうる構造になっている。またトランジスタ２のベース２ｂとエミッタ２ｃ間にはバイアス電源３が接続され、トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間の常温における順方向電圧より僅かに低い電圧（たとえば、０．３〜０．５Ｖ程度）が印加され、出力端子４と電圧供給端子５のあいだの図１の一点鎖線で囲まれた範囲が本発明の半導体保護回路１０の基本構成である。
【００２６】
バイアス電源３は特別な電源を設けなくても電源電圧Ｖ_ccからドライバ回路により定電圧を生成してベース・エミッタ間に印加されるようにしてもよい。なお、本発明ではバイアス電源３だけのばあいもドライバ回路に含める。また、図１は基本構成が示されているだけで、たとえば図１のエミッタ２ｃとバイアス電源３の接続点とアース間などに抵抗などが挿入されてもよい。
【００２７】
つぎに本発明の半導体保護回路の動作について説明する。まず、常温においては、トランジスタＱ₁のベース２ｂとエミッタ２ｃ間に印加されているバイアス電圧（たとえば０．４Ｖ）は、トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間の常温における順方向電圧（たとえば０．６Ｖ）より低いため、トランジスタＱ₁はオンにならず、開放状態になっている。そのため、電圧供給端子５の電圧がそのままヒューズ１を経て負荷６に供給される。
【００２８】
一方、負荷６またはその周辺の雰囲気温度が上昇して半導体保護回路１０のトランジスタＱ₁も昇温するとトランジスタＱ₁のベース・エミッタ間のｐｎ接合の順方向電圧が低下する。このｐｎ接合の順方向電圧は図２に示されるように、温度に反比例して低下する（温度上昇に対して約−２ｍＶ／℃程度）。その結果、温度がたとえば１２５℃程度まで上昇するとトランジスタＱ₁のベース・エミッタ間の順方向電圧が０．３８Ｖ程度に低下し、ベース・エミッタ間のバイアス電圧は変化せず０．４Ｖ程度を維持するため、トランジスタＱ₁がオンとなる。その結果、トランジスタＱ₁側に電流が流れ、ヒューズ１が切断する。このトランジスタＱ₁に流す電流の大きさはトランジスタＱ₁の面積や増幅率ｈ_FEの調整、接続法などにより自由に設定できるが、通常はヒューズ１の定格の４〜１０倍程度に設定される。そのため、負荷６に異常が生じて温度が上昇したり、雰囲気温度が上昇して負荷６やその周辺の回路に故障や誤動作が発生しそうなばあい、直ちに供給される電圧はオフとなり異常に伴なう負荷６の誤動作や破損を防止することができる。
【００２９】
本発明によれば、電流ヒューズ１とトランジスタＱ₁とを直列接続し、常温時におけるｐｎ接合の順方向電圧より低いバイアス電圧をベース・エミッタ間に印加し、トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間の順方向電圧が温度により変化する性質を利用しているため、常温時ではトランジスタＱ₁が作動せず、電圧供給端子５からの出力電圧を負荷６に供給することができ、温度が上昇するとベース・エミッタ間の順方向電圧が低下し、バイアス電圧より低くなりトランジスタＱ₁がオンになって電流が流れ電流ヒューズ１が切断し負荷への電力の供給は停止される。
【００３０】
前述のトランジスタＱ₁がオンになって電流ヒューズが切断するときの温度はバイアス電圧の設定により自由に調整される。すなわち、シリコンを用いたダイオードのｐｎ接合の順方向電圧は５５０〜６５０ｍＶのあいだの定値Ｖ_ｆに設定でき、しかも１℃上昇すると約２ｍＶ低下することが知られている。したがって、ベース・エミッタ間のｐｎ接合およびエミッタに直列接続されるダイオードのｐｎ接合の数の合計ｎ個により１℃あたり２ｎｍＶ（ミリボルト）低下する。そのため、設定温度と常温との差ΔＴを乗算した２ｎ・ΔＴｍＶ（ミリボルト）だけ低い電圧ｎ（Ｖ_f−２ΔＴ）ｍＶになるようにバイアス電圧を設定することにより、常温よりΔＴ℃高い温度になったら電流ヒューズが切断する。
【００３１】
本発明では電圧供給端子５と出力端子４とのあいだに電流ヒューズ１が直列に挿入されているため、電流ヒューズ１の切断する電流値が負荷６で使用する最大電流の４〜１０倍程度高い値になるように設定しておくことにより、負荷６が高温による異常ではなくて部品の故障、ショートなどによる過電流が生じたばあいにも直ちに切断して、負荷６への電力の供給がストップされる。なお、前述の過熱によるトランジスタＱ₁の作動で電流ヒューズ１を切断するばあいの電流値を過電流による切断の電流値と合わせるのはトランジスタＱ₁の増幅率を調整することや、ダーリントン接続にすることにより容易に調整できる。
【００３２】
本発明の半導体保護回路によれば、トランジスタＱ₁のｐｎ接合の順方向電圧の温度による変化を利用して、負荷６などに異常が発生した際、電流ヒューズ１を切断して負荷への電力供給を断つため、確実に負荷６を保護することができるとともに、従来のようにトランジスタＱ₁のショート電流を流し続けることもないため、電源の供給側にも異常を来たすことがない。
【００３３】
さらに本発明によれば、電流ヒューズ１が電圧供給端子５と負荷６とのあいだに直列に挿入されているため、温度が上昇する前に負荷６側の異常により過電流が生じたばあいにもヒューズ１が切断して電源の供給が断たれ、特別の過電流保護回路を設けることなく過電流に対する保護回路としても機能する。
【００３４】
一方、過熱または過電流によりヒューズ１が切断したばあい、異常原因を取り去ったのち、半導体保護回路１０を取り替えることにより、前の状態に復帰させることができる。そのため、異常原因を究明し、取り除いてから負荷６に出力が供給され、同じような不具合を再度生じることなく、負荷６を保護することができる。
【００３５】
つぎに具体的な実施の形態によりさらに詳細に説明する。
【００３６】
実施形態１
図３は本発明の半導体保護回路の具体的な実施形態を示す等価回路図である。本実施形態１では、ドライバ回路１１の定電圧源を抵抗Ｒ₁とＲ₂との分圧で構成し、トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間のバイアス電圧として、２個の抵抗Ｒ₁、Ｒ₂による電源電圧Ｖ_ccの抵抗分割によりえられる電圧を用いているものである。抵抗Ｒ₂の両端に印加される電圧が、トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間の常温時の順方向電圧よりたとえば０．２Ｖ程度低くなるように２つの抵抗Ｒ₁、Ｒ₂の比を定めることにより、常温時ではトランジスタＱ₁がオフとなり、温度が１２５℃程度に上昇するとトランジスタＱ₁がオンとなり、トランジスタＱ₁に電流が引き込まれる。すなわち、本実施形態１では、抵抗Ｒ₂によってトランジスタＱ₁のベース・エミッタ間のバイアス電圧が設定されているが、電源電圧Ｖ_ccおよび抵抗Ｒ₁、Ｒ₂の抵抗値は温度によってそれ程変化しないため、温度上昇によりトランジスタＱ₁のベース・エミッタ間の順方向電圧のみが変化して電流が流れ、前述のように温度上昇に伴なってヒューズ１が切断し、負荷への出力供給を断つことができる。
【００３７】
この抵抗分割によるバイアス電圧は、電源電圧Ｖ_ccとアース間の電圧を必ずしも使用しなくてもよい。すなわち、定電流回路または定電圧回路などによりえられる定電圧を抵抗で分割して所望の電圧のバイアス電圧とすることができる。このばあい、電源電圧の変動による影響が生じないため好ましい。
【００３８】
本実施形態１によれば、動作設定温度はＲ₁とＲ₂の比によって決定されるため、製造時に相対誤差のみを評価すればよく、絶対誤差は目的動作に影響しない利点がある。
【００３９】
実施形態２
図４（ａ）は本発明の半導体保護回路のさらに他の実施形態を示す等価回路図である。本実施形態２ではドライバ回路１１の定電圧源を抵抗Ｒ₃とツェナーダイオードＺＤ₁とからなるツェナー電圧で構成し、トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間のバイアス電圧としてツェナーダイオードＺＤ₁のツェナー電圧を利用したものである。トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間順方向電圧は０．６Ｖ程度とこれ以上上昇させることができないため、トランジスタＱ₁のエミッタとアース間に順方向にダイオードＤ₁、Ｄ₂・・・Ｄ_nをｎ個直列に接続して設け、たとえば１２５℃で動作させたければ常温でバイアス電圧となるツェナー電圧の約５Ｖ程度より｛（動作温度）−（常温）｝×２（ｎ＋１）＝（１２５−２５）×２×（ｎ＋１）＝（ｎ＋１）×２００（ｍＶ）だけ大きくなるようにする。すなわち、１個のｐｎ接合の順方向電圧は約０．６Ｖ程度であるため、０．６（ｎ＋１）−５＝０．００２（ｎ＋１）ΔＴ（ΔＴは切断したい温度と常温との差）により個数ｎを定めることができる。なお、順方向電圧は０．５５〜０．６５Ｖ程度の範囲で設計により自由に定められる。
【００４０】
本実施形態２によれば、順方向電圧を有するダイオードＤ₁、Ｄ₂・・・Ｄ_nがｎ個同じ向きに直列に接続されているため、同じ温度変化に対し（ｎ＋１）倍の電圧の変化率として現われ、図４（ｂ）に一点鎖線で示されるように、実線で示される１個のばあいより感度（傾き）が向上する。
【００４１】
バイアス電圧設定のために用いたツェナーダイオードＺＤ₁は実施形態１と同様に抵抗に置き換えられて抵抗分割により分配された電圧を用いることもできる。バイアス電圧設定のためにツェナーダイオードを用いると抵抗Ｒ₃の値にかかわらず、常にツェナーダイオードのツェナー電圧で定まる一定の電圧がトランジスタＱ₁のベース・エミッタ間に印加されること、ツェナーダイオードのツェナー電圧は温度上昇とともに＋３ｍＶ／℃程度上昇するため、温度上昇の際に一層電流を流し易くできること、などの点から好ましい。
【００４２】
実施形態３
図５は本発明の半導体保護回路のさらに他の実施形態の等価回路図である。本実施形態３では、ドライバ回路１１の定電圧源を抵抗Ｒ₄と２個のツェナーダイオードＺＤ₁、ＺＤ₂とからなる２個のツェナー電圧の和で構成し、トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間に印加するバイアス電圧を２個の直列接続されたツェナーダイオードＺＤ₁、ＺＤ₂のツェナー電圧を用いることに特徴がある。
【００４３】
本実施形態３によれば、トランジスタＱ₁のベース・エミッタ間のバイアス電圧が実施形態２のばあいの２倍の１０Ｖ程度に高くなり、トランジスタＱ₁のエミッタ側に直列接続されるダイオードＤ_kの数も２倍程度に増やす必要があるが、Ｒ₄の極大化をふせぐ利点があるとともに、順方向電圧のダイオードの数が２倍近くに増えるため、一層温度に対する感度が向上する。
【００４４】
実施形態４
図６は本発明の半導体保護回路のさらに他の実施形態の等価回路図である。本実施形態４では、センサ用のトランジスタとして、トランジスタＱ₁、Ｑ₂、Ｑ₃を３個ダーリントン接続したもので、複数段のトランジスタにより増幅されるため、トランジスタＱ₁、Ｑ₂、Ｑ₃がオンしたときの電流を大きくすることができ、負荷で大電流を必要とするばあい、すなわち電流ヒューズ１の高い電流値のものを必要とするばあいでも精度よく電流ヒューズを切断することができる。
【００４５】
本実施形態４で、トランジスタＱ₃のベースとダーリントントランジスタの最終段のトランジスタＱ₁のエミッタ側に直列接続された順方向ダイオードＤ₁〜Ｄ_iの最終段のダイオードＤ_iとのあいだに印加されるバイアス電圧としてツェナーダイオードＺＤ₁、ＺＤ₂・・・ＺＤ_mをｍ個使用しており、その電圧を高くしているが、ダーリントントランジスタを用いることと特別の関連はなく、それぞれ独立に採用される。ツェナーダイオードをｍ個用いることにより、エミッタに直列に接続されるダイオードもバイアス電圧に合わせて高くできるようにｉ個直列に接続され、前述のように温度に対する感度が向上する。
【００４６】
トランジスタが複数個ダーリントン接続される本実施形態４は負荷に電流が多く流れ出力端子４で電流容量が必要なとき、ヒューズ１の電流容量を大きくする必要があり、それに伴う遮断電流を増加させるため、増幅率ｈ_FEを大きくしたいときなどにとくに効果がある。
【００４７】
実施形態５
図７は本発明の半導体保護回路のさらに他の実施形態の等価回路図である。本実施形態５では、ドライバ回路１１の定電圧源として、前述の実施形態１〜４に示されるもの、たとえばツェナーダイオードＺＤ₁を使用し、該定電圧源と並列にカレントミラー定電位設定回路１２が設けられ、その出力段の降圧した定電圧がバイアス電圧としてセンサ用のトランジスタＱ₁のベース・エミッタ間に接続されている。これにより、センサ用のトランジスタＱ₁を鋭くオンさせる作用をする。このカレントミラー定電位設定回路１２は、たとえば図７に示されるように、２個のダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂とトランジスタＱ₅および抵抗Ｒ₈ならびにこれらに接続される抵抗Ｒ₆、Ｒ₇からなるカレントミラー回路で構成されており、カレントミラー回路のトランジスタＱ₅の出力段によりセンサ用の前記トランジスタＱ₁のベースにバイアス電圧を印加している。他の構成は前述の各実施形態と同じである。
【００４８】
本発明によるカレントミラー定電位設定回路１２のセンサ用のトランジスタＱ₁を鋭くオンさせる作用と降圧作用とについて詳しく説明する。
【００４９】
たとえば図３に示されるようなバイアス回路においては、雰囲気温度が上昇し、センサ用のトランジスタＱ₁に電流が流れると、抵抗Ｒ₂を流れる電流Ｉ_R2は抵抗Ｒ₁を流れる電流Ｉ_R1からトランジスタＱ₁のベース側に流れる電流Ｉ_Bを引いたもの（Ｉ_R2＝Ｉ_R1−Ｉ_B）となり、ベースの電位Ｖ_Bが下がり、センサ用のトランジスタＱ₁の立上りが鈍くなる。しかし、本回路においては、ダイオードＤ₁₁とトランジスタＱ₅とがカレントミラーを構成している。したがって、雰囲気温度が上昇してもダイオードＤ₁₁とトランジスタＱ５の順方向電圧がともに同じ電圧だけ下がり、温度による影響は相殺される。また抵抗Ｒ₈の両端の電位差はダイオードＤ₁₂の順方向電圧Ｖ_fD12に固定される。したがって抵抗Ｒ₈を流れる電流Ｉ_R8はＩ_R8＝Ｖ_fD12／Ｒ₈で決定される。センサ用のトランジスタＱ₁に電流が流れない常温においては抵抗Ｒ₈を流れる電流Ｉ_R8は抵抗Ｒ₇を流れる電流Ｉ_R7とほぼ等しく、抵抗Ｒ₇の両端間の電位差はＶ_R7＝Ｒ₇・Ｉ_R7≒Ｒ₇・Ｉ_R8＝Ｒ₇・Ｖ_fD12／Ｒ₈となり、雰囲気温度が上昇するとＶ_fD12が下がり、Ｖ_R7も下がる。すなわち、センサ用のトランジスタＱ₁のベースとの接続点Ｂの電位Ｖ_Bは上昇し、センサ用のトランジスタＱ₁をより一層オンさせ易くなる。
【００５０】
また、センサ用のトランジスタＱ₁のバイアス電圧Ｖ_Bは定電圧源（ＺＤ₁）の両端の定電圧Ｖ_BGから抵抗Ｒ₇の両端電圧Ｖ_R7を引いた電圧であり、Ｖ_B＝Ｖ_BG−Ｖ_R7＝Ｖ_BG−Ｖ_fD12・Ｒ₇／Ｒ₈となる。すなわち、この電圧はＶ_BGとＲ₇／Ｒ₈の値で決まり、抵抗比Ｒ₇／Ｒ₈により任意に降圧することができるとともに、センサ用のトランジスタＱ₁のベース・エミッタ間順方向電圧（またはエミッタ側にさらに直列に接続されるダイオードの順方向電圧の和）より若干低い電圧で温度設定に合わせた電圧に調整することができる。
【００５１】
本実施形態によれば、ドライバ回路のバイアス電圧の出力端子にカレントミラー定電位設定回路が接続され、そのトランジスタの出力段によりセンサ用のトランジスタＱ₁のバイアス電圧を印加しているため、雰囲気温度のセンサ用のトランジスタＱ₁のベースもしくはカレントミラー定電位設定回路１２のトランジスタＱ₅のコレクタへ供給される電流量の詳細設定や安定供給が可能であるとともに、動作温度をＲ₇／Ｒ₈の比で設定できるため、製造時の絶対誤差は問題にならず相対誤差のみを評価すればよい利点がある。
【００５２】
なお、本実施形態５では、カレントミラー定電位設定回路としてダイオードとトランジスタからなるものを用いたが、通常の２個のトランジスタによるものを用いても同じである。また、図７には定電圧回路としてツェナーダイオードを用いたが、ワイドラー回路（バンドギャップ回路）やショットキーダイオードなどにより定電圧を発生させ、その定電圧を前記カレントミラー定電位設定回路に供給することもできる。
【００５３】
実施形態６
図８は本発明の半導体保護回路のさらに他の実施形態の等価回路図である。本実施形態６では雰囲気温度のセンサ用のトランジスタＱ₁にｐｎｐトランジスタを使用したもので、ドライバ回路１１は実施形態５と同様のカレントミラー定電位設定回路１２を用いる構成である。図８（ａ）はカレントミラー定電位設定回路１２のトランジスタＱ₆もｐｎｐトランジスタを用いた例で、図８（ｂ）はカレントミラー定電位設定回路１２のトランジスタＱ₇にｎｐｎトランジスタを用いた例である。
【００５４】
本実施形態６では電流ヒューズ１と直列接続されるセンサ用のトランジスタＱ₁はエミッタ側が電流ヒューズ１と接続され、コレクタがアース側に接続される。したがってバイアス電圧としては図８（ａ）のばあいは全体の電圧から抵抗Ｒ₁₁の両端電圧を差し引いた電圧が印加され、図８（ｂ）のばあいは抵抗Ｒ₁₃の両端の電圧がそのままバイアス電圧となる。
【００５５】
本実施例によるｐｎｐトランジスタを用いると、消費電流を小さくできるという利点がある。
【００５６】
なお、本実施形態６においては、ドライバ回路１１の定電圧源と並列にカレントミラー定電位設定回路１２を用いたが、センサ用のトランジスタＱ₁がｐｎｐトランジスタのばあいでも実施形態１〜４と同様の構成にすることができる。
【００５７】
実施形態７
本実施形態７はセンサ用のトランジスタＱ₁のバイアス電圧を供給する定電圧源として、半導体のバンドギャップエネルギーを利用して定電位を維持する回路、すなわちカレントミラー回路の一方の電流路の電流を抵抗により調整したワイドラー回路（バンドギャップ回路）を用いて定電圧を発生させる回路を用いることに特徴がある。
【００５８】
本実施形態７の定電圧源を用いることにより、ツェナーダイオードによるツェナー電圧より低い定電圧がえられる。ツェナー電圧はＩＣにおいて通常用いられているｎｐｎトランジスタのエミッタ・ベース間耐圧を利用して作ると、通常７Ｖ程度あり、ツェナーダイオードを用いるばあい７Ｖより高い電源電圧Ｖccを必要とする。一方、最近のマイコンなどの電子機器は３Ｖや５Ｖの低電圧源で駆動させるものが多く、ツェナー電圧の７Ｖ程度の定電圧を用いることは低電圧駆動の傾向に相反することになる。本実施形態７の構成はこのような問題を解決するものである。
【００５９】
図９は本実施形態７の定電圧をうる回路の基本構成を示す回路図である。図９において、トランジスタＱ₈、Ｑ₉はカレントミラー回路を構成する２個の面積差を有するトランジスタで、定電流Ｉ_BGがえられる定電流回路にそれぞれ抵抗Ｒ₁₅およびＲ₁₆を介して接続され、一方のトランジスタＱ₉のエミッタ側に抵抗Ｒ₁₇が接続されることにより、一方の電流路の電流値が調整されたワイドラー回路を構成している。この一方の電流路にさらにトランジスタＱ₁₀が接続され、抵抗Ｒ₁₆の両端間電圧とトランジスタＱ₁₀のベース・エミッタ間順方向電圧（約０．７Ｖ）との和がバンドギャップ定電圧Ｖ_BGとして出力される。本構成にすると、バンドギャプ電位を基準にしているため、温度変動を受けない定電圧がえられる。
【００６０】
図１０はこのバンドギャップ定電圧回路を応用した本発明の半導体保護回路の実施形態の等価回路図である。図１０において、１１はドライバ回路で、定電流回路１３、バンドギャップ形定電圧回路１４、バッファ回路１５およびドライバ電流回路１６からなる定電圧源と実施形態５〜６で用いたカレントミラー定電位設定回路１２とからなっており、センサ部１７のセンサ用のトランジスタＱ₂（本実施形態では２個のｎｐｎトランジスタＱ₁、Ｑ₂がダーリントン接続されている）のベースに一定のバイアス電圧が供給されている。
【００６１】
定電流回路１３はトランジスタＱ₁₂と対称に形成されたトランジスタＱ₁₃、Ｑ₁₄、Ｑ₁₅からなるカレントミラー回路と、トランジスタＱ₁₆、Ｑ₁₇および抵抗Ｒ₁₈からなるワイドラー回路（バンドギャップ回路）とからなっている。なおＲ₁₉、Ｒ₂₀、Ｒ₂₁、Ｒ₂₂はそれぞれトランジスタＱ₁₂、Ｑ₁₃、Ｑ₁₄、Ｑ₁₅のアーリ効果低減を目的として電源電圧側に接続された抵抗を示す。
【００６２】
バンドギャップ形定電圧回路１４は図９により基本構造として説明した定電圧回路と同じもので、図９と同じ部分には同じ符号を付してある。この例では出力側にさらにｐｎｐトランジスタＱ₁₁が接続されている。このトランジスタＱ₁₁は出力側で電流を多く流すと出力の電位が下がり易くなるため、多くの電流が流れるばあいでも一定の電位を保持するためのもので、安定化のためには好ましいが必ずしも必要ではない。
【００６３】
バッファ回路１５はセンサ部で電流が多く流れることによりセンサ部の立上りがわるくなることを防ぐための回路、すなわちセンサ部がオンになって電流が多く流れても入力側の電流が常に一定になるようにするもので、たとえば図１０に示されるように、トランジスタＱ₁₈、Ｑ₁₉、Ｑ₂₀、Ｑ₂₁およびＱ₂₂からなるシングルエンド差動増幅型バッファ回路を用いることができる。その出力部にはセンサ部での大電流にもフォローできるように、電流供給用のトランジスタＱ₂₃からなるドライバ電流回路１６が設けられている。
【００６４】
バッファ回路１５の出力部にドライバ電流回路１６を介して前述の実施形態５〜６のカレントミラー定電位設定回路１２が接続され、センサ部１７のトランジスタＱ₂のベースに一定電位が供給されている。このカレントミラー定電位設定回路１２の作用は前述のように、センサ部１７のトランジスタＱ₁、Ｑ₂がオンになって電流が流れ始めても、一層鋭くオンを維持することができるようにするとともに、定電圧を分割して降圧し、センサ部１７のトランジスタＱ₁、Ｑ₂の順方向電圧より僅かに低い電圧に設定する機能とを有している。
【００６５】
しかし、バッファ回路１４およびドライバー電流回路１６やカレントミラー定電位設定回路１２は安定な電位を供給しつづけるためには好ましいが、必ずしも必要なものではない。
【００６６】
図１１は定電圧源がツェナー電圧より低い電圧でえられる他の例を示す回路図で、この例では定電流回路１３を簡潔化したものである。他のバンドギャップ形定電圧回路１４およびカレントミラー定電位設定回路１２については図１０に示される例と同じである。なお、図１１に示される例においては、バッファ回路が省略されているが、図１０の例と同様にバンドギャップ形定電圧回路１４とカレントミラー定電位設定回路１２とのあいだに挿入することにより、センサ部１７における大電流のばあいにも安定した電位を供給することができる。
【００６７】
この例における定電流回路１３はカレントミラー回路部を２個のトランジスタＱ₂₄、Ｑ₂₅と抵抗Ｒ₂₄、Ｒ₂₅で構成し、ワイドラー回路を構成するトランジスタを１個のトランジスタＱ₂₆と１個の抵抗Ｒ₂₆とで構成し、定電流回路と定電圧回路との両方で１つのワイドラー回路（バンドギャップ回路）を用いる構成にしたものである。このような回路構成にしても、定電流をうるための基準電位は定電圧回路のバンドギャップを利用しているため、安定した定電圧がえられる。その結果、素子の個数が少なくなるため、チップ面積を小さくすることができるとともに不良の発生確率が減り歩留が向上するという利点がある。
【００６８】
以上の各実施形態では電流ヒューズ１を電圧供給端子５とドライバ回路１１の電源側とのあいだに挿入したが、このような構成にすれば電流ヒューズ１が切断したばあい、ドライバ回路１１にも電源は供給されず好ましい。しかし、本発明ではドライバ回路１１に電圧が印加されても、もともと正常時にはトランジスタＱ₁が作動しないように設計されているため、電流ヒューズ１が切断したのち、引き続きドライバ回路１１に電圧が印加されていても殆ど電流は流れず問題はない。そのため、電流ヒューズ１は図１２に示されるように、ドライバ回路１１の電源側とトランジスタＱ₁のコレクタとのあいだに接続されてもよい。なおこのばあいでも出力端子４は電流ヒューズ１とトランジスタＱ₁との接続点に接続される。
【００６９】
【発明の効果】
本発明によれば、半導体保護回路が直列接続された電流ヒューズとトランジスタとで構成されており、トランジスタのｐｎ接合の順方向電圧の温度特性により過熱時にトランジスタに電流を流させ電流ヒューズを切断している。そのため負荷が過熱状態になれば負荷への電力供給は完全に断たれ、点検の結果異常状態が除去されてから半導体保護回路の取替により復帰させることができ、何度も異常状態を繰り返して負荷を完全に破損させることがない。
【００７０】
さらに本発明の半導体保護回路によれば、トランジスタおよびドライバ回路が半導体基板にＩＣとして小さな半導体チップに形成され、しかも電流ヒューズも半導体チップをモールドする際にリードとのあいだに接続して樹脂でモールドすることにより形成されるため、非常に安価で小型のパッケージングされた３端子（Ｖ_cc、ＧＮＤ、ＯＵＴ）素子として形成でき、汎用性が非常に広い。
【００７１】
さらに、ワイドラー回路を用いた定電圧回路が組み込まれることにより、低い定電圧源がえられ、最近の低電圧駆動型電子機器に対してそのまま利用することができる。
【００７２】
また本発明によれば、ｐｎ接合の順方向電圧の温度特性を利用しており、正確な温度制御をすることができ、高価な温度ヒューズより精密な制御をすることができる。しかもｐｎ接合を何個も直列接続することにより温度に対する敏感性が一層向上し、非常に精度よく制御することができる。
【００７３】
さらに本発明によれば、加熱に対する保護のみならず、温度が上昇する前の過電流に対しても保護することができ、一層効果的に負荷を保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の半導体保護回路の基本構成を示す等価回路図である。
【図２】ｐｎ接合の順方向電圧の温度による変化を示す図である。
【図３】本発明の半導体保護回路の他の例を示す等価回路図である。
【図４】本発明の半導体保護回路のさらに他の例を示す等価回路図である。
【図５】本発明の半導体保護回路のさらに他の例を示す等価回路図である。
【図６】本発明の半導体保護回路のさらに他の例を示す等価回路図である。
【図７】本発明の半導体保護回路のさらに他の例を示す等価回路図である。
【図８】本発明の半導体保護回路のさらに他の例を示す等価回路図である。
【図９】本発明の半導体保護回路のさらに他の例を示す等価回路図である。
【図１０】本発明の半導体保護回路のさらに他の例を示す等価回路図である。
【図１１】本発明の半導体保護回路のさらに他の例を示す等価回路図である。
【図１２】本発明の半導体保護回路のさらに他の例を示す等価回路図である。
【図１３】従来の過熱保護回路の例を示す等価回路図である。
【符号の説明】
１ 電流ヒューズ
３ バイアス電源
４ 出力端子
５ 電圧供給端子
６ 負荷
１０ 半導体保護回路
１１ ドライバ回路
１２ カレントミラー定電位設定回路
１３ 定電流回路
１４ 定電圧回路
１５ バッファ回路
Ｑ₁ トランジスタ

Claims (12)

1. 電圧供給端子とアース間に少なくとも電流ヒューズとトランジスタとが直列接続され、該トランジスタのベースとエミッタ間のｐｎ接合の常温における順方向電圧より低い一定の電圧を供給するための定電圧源を有し、該定電圧源の出力をバイアス電圧として前記トランジスタのベースとエミッタ間に直接供給するドライバ回路が設けられ、前記電流ヒューズとトランジスタとの接続点から出力端子が取り出されてなる半導体保護回路。
2. 電圧供給端子とアース間に少なくとも電流ヒューズとトランジスタと該トランジスタのエミッタ側に設けられた順方向ダイオードとが直列接続され、該トランジスタのベースと前記エミッタ側に設けられたダイオード端とのあいだに該ベースとエミッタ間および前記順方向ダイオードのそれぞれのｐｎ接合の常温における順方向電圧の和より低い一定のバイアス電圧を印加するドライバ回路が設けられ、前記電流ヒューズとトランジスタとの接続点から出力端子が取り出されてなる半導体保護回路。
3. 前記順方向ダイオードが複数個直列接続されてなる請求項２記載の半導体保護回路。
4. 前記ドライバ回路は前記一定のバイアス電圧を供給するための定電圧源を有し、該定電圧源の出力が前記バイアス電圧として前記トランジスタのベースと前記エミッタ側に設けられたダイオード端とのあいだに直接供給されてなる請求項２記載の半導体保護回路。
5. 前記定電圧源と並列にカレントミラー定電位設定回路が設けられ、該カレントミラー定電位設定回路の出力段により降圧された一定の電圧が前記バイアス電圧として前記トランジスタのベースとエミッタまたは該エミッタ側に設けられたダイオード端とのあいだに供給されてなる請求項１または４記載の半導体保護回路。
6. 前記定電圧源が、定電圧間に接続された少なくとも２個の直列抵抗からなり、該抵抗の分割電圧を定電圧として供給する請求項１、４または５記載の半導体保護回路。
7. 前記定電圧源が、前記電圧供給端子と前記アース間に直列接続された少なくとも抵抗とツェナーダイオードとからなり、該ツェナーダイオードのツェナー電圧を定電圧として供給する請求項１、４または５記載の半導体保護回路。
8. 前記ツェナーダイオードが複数個直列接続されてなる請求項７記載の半導体保護回路。
9. 前記定電圧源が定電流回路とワイドラー回路を利用した定電圧回路とからなる請求項１、４または５記載の半導体保護回路。
10. 前記定電流回路がワイドラー回路を利用したものである請求項９記載の半導体保護回路。
11. 前記定電圧回路の後段に前記トランジスタがオンになって電流が流れても前記バイアス電圧側の電流を一定にするためのバッファ回路が設けられてなる請求項９または１０記載の半導体保護回路。
12. 前記トランジスタがダーリントン接続された複数のトランジスタからなる請求項１ないし１１のいずれか１項記載の半導体保護回路。

Images