JP3686176B2 - 定電流発生回路及び内部電源電圧発生回路 - Google Patents
定電流発生回路及び内部電源電圧発生回路 Download PDFInfo
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は定電流発生回路に関し、特に、外部電源電圧を降圧して内部電源電圧を生成する内部電源降圧回路に用いられる定電流発生回路に関する。より特定的には、この発明は、内部電源降圧回路において内部電源電圧レベルを決定する基準電圧を発生するために用いられる定電流を発生する回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
半導体装置などの消費電力を低減するためには、その動作電源電圧を低くするのが有効である。動作電源電圧を低くすると、負荷容量(内部配線)の充放電電流が、この電源電圧の低下分減少する。したがって、消費電力Pが、電流Iと電源電圧Vの積で与えられるため(P=I・V)、電源電圧の低電圧化を実施すると、電流および電圧ともに低下するため、動作電源電圧の低減率の自乗に比例して消費電力が減少する。
【0003】
たとえば、広く用いられているDRAM(ダイナミック・ランダム・アクセス・メモリ)などの汎用メモリを例にとると、この汎用メモリは、以下のような内部構成を有する。内部回路の構成要素であるMOSトランジスタ(絶縁ゲート型電界効果トランジスタ)のゲート長(チャネル長)は各世代において微細加工の限界付近までスケールダウンし、MOSトランジスタの占有面積を低減する。一方、オンチップに設けられた降圧回路を用いて外部から供給される電源電圧を内部で降圧して、汎用メモリの内部回路をこの内部降圧電源電圧で動作させる。このように、外部の汎用LSI(大規模集積回路)の電源電圧と汎用メモリの外部から供給される電源電圧とを等しく保ち、単一電源のシステムを構成し、かつ前世代の汎用メモリとの互換性を維持する。この内部降圧電源電圧を用いることにより、スケールダウンされたMOSトランジスタの耐圧特性が保障され、高信頼性および低消費電力をともに実現することができる。
【0004】
この内部電源降圧方式は、さらに以下のような特徴を有する。すなわち、降圧電源電圧が外部電源電圧よりも十分に低く一定値に設定されている場合には、外部電源電圧が変動しても、その変動の影響を受けず安定に一定のレベルに保持され、構成要素であるMOSトランジスタのゲート電位は、この外部電源電圧の変動の影響を受けず、したがって、内部回路の動作速度は、外部電源電圧の影響を受けず、安定になる。また、この内部電源電圧が正の温度特性を有する場合、温度上昇により、構成要素であるMOSトランジスタの動作速度が低下しても、温度上昇に伴って内部電源電圧が上昇し、応じてMOSトランジスタのゲートへ与えられるHレベルの電位も上昇し、MOSトランジスタの電流駆動力が増大し、温度上昇による動作速度の低下を抑制することができる。
【0005】
図17は、従来の内部電源降圧回路の構成を概略的に示す図である。図17において、内部電源降圧回路は、外部電源電圧EXVccおよび接地電圧Vssを両動作電源電圧として動作して基準電圧Vrefを発生する基準電圧発生回路VRGと、外部電源電圧EXVccおよび接地電圧Vssを両動作電源電圧として動作し、基準電圧Vrefと内部電源線PSL上の内部電源電圧INVccを比較する比較器CMPと、比較器CMPの出力信号に従って外部電源ノードEXVcc(電源ノードとそこに与えられる電圧を同じ符号で示す)から内部電源線PSLへ電流を供給するpチャネルMOSトランジスタで構成されるドライブトランジスタDTを含む。
【0006】
基準電圧発生回路VRGは、その内部構成は後に詳細に説明するが、外部電源電圧EXVccが所定電圧レベル以上のときに、この外部電源電圧EXVccに依存しない基準電圧Vrefを発生する。
【0007】
比較器CMPは、内部電源電圧INVccが基準電圧Vrefよりも低い場合には、その出力信号レベルを低下させ、一方、内部電源電圧INVccが基準電圧Vrefよりも高い場合には、Hレベルの信号を出力する。ドライブトランジスタDTは、この比較器CMPの出力信号の電位レベルが低下すると、そのコンダクタンスが大きくなり、大きな電流を供給する。一方、基準電圧Vrefよりも内部電源電圧INVccが高くなると、ドライブトランジスタDTは、そのコンダクタンスが小さくされ、内部電源線PSL上への電流供給を停止する。したがって、この内部電源降圧回路は、内部電源電圧INVccを、基準電圧Vrefのレベルに維持する。内部回路INCが、この内部電源線PSL上の内部電源電圧INVccを一方動作電源電圧として動作する。
【0008】
図18は、図17に示す比較器CMPの構成の一例を示す図である。図18において、比較器CMPは、外部電源ノードEXVccから電流を供給され、カレントミラー段を構成するpチャネルMOSトランジスタTPaおよびTPbと、MOSトランジスタTPaおよびTPbから電流を供給され、基準電圧Vrefおよび内部電源電圧INVccを比較する比較段を構成するnチャネルMOSトランジスタTNaおよびTNbと、MOSトランジスタTNaおよびTNbの一方導通ノードと接地ノードVssの間に接続される、電流源となるnチャネルMOSトランジスタTを含む。
【0009】
MOSトランジスタTPbのゲートおよび一方導通ノードがMOSトランジスタTNbの他方導通ノードに接続される。MOSトランジスタTPaおよびTNaの接続ノードNOからドライブトランジスタDTのゲートへ与えられる信号が出力される。MOSトランジスタTNaおよびTNbは、それぞれゲートに基準電圧Vrefおよび内部電源電圧INVccを受ける。MOSトランジスタTは、そのゲートに、活性化信号ACTを受け、内部回路動作時において導通し、この比較器CMPを活性状態とする。活性化信号ACTがLレベルのときには、MOSトランジスタTは、オフ状態であり、この比較器CMPにおいて外部電源ノードEXVccから接地ノードVssへの電流が流れる経路は遮断され、出力ノードNOからの信号レベルは外部電源電圧EXVccレベルのHレベルとなる。
【0010】
基準電圧Vrefが内部電源電圧INVccよりも高いときには、MOSトランジスタTNaのコンダクタンスがMOSトランジスタTNbのそれよりも大きくなり、MOSトランジスタTNaを介して流れる電流は、MOSトランジスタTNbを介して流れる電流よりも大きくなる。これらのMOSトランジスタTNaおよびTNbへの電流は、MOSトランジスタTPaおよびTPbを介して与えられる。MOSトランジスタTPaおよびTPbは、カレントミラー回路を構成しており、MOSトランジスタTPbがマスタ段を構成する。MOSトランジスタTPaおよびTPbのサイズ(コンダクタンス係数β)が同じ場合には、MOSトランジスタTPaおよびTPbには、同じ大きさの電流が流れる。したがって、MOSトランジスタTNbを介して流れる電流と同じ大きさの電流がMOSトランジスタTPaからMOSトランジスタTNaへ供給され、出力ノードNOの電位レベルが低下する。
【0011】
一方、内部電源電圧INVccが、基準電圧Vrefよりも高い場合には、MOSトランジスタTNbを介して流れる電流量は、MOSトランジスタTNaを介して流れる電流量よりも大きくなり、このMOSトランジスタTNbを介して流れる電流と同じ大きさの電流がMOSトランジスタTPaを介してMOSトランジスタTNaへ与えられる。したがって出力ノードNOの電位レベルが上昇する。
【0012】
この図18に示すように、比較器CMPは、基準電圧Vrefと内部電源電圧INVccとの差を増幅する差動増幅器である。これにより、内部電源電圧INVccと基準電圧Vrefの差に応じた電流を、外部電源ノードEXVccから内部電源線PSLへドライブトランジスタDTを介して供給することができ、内部電源電圧INVccを安定に一定レベルに保持することができる。
【0013】
図19は、図17に示す基準電圧発生回路の構成を示す図である。図19において、基準電圧発生回路VRGは、外部電源電圧EXVccおよび接地電圧Vssを両動作電源電圧として動作し、この外部電源電圧EXVccに依存しない一定の電流Iを生成する定電流発生回路CCGと、この定電流発生回路CCGからの電流Iを、電圧に変換して基準電圧Vrefを生成する電流/電圧変換回路CVCと、外部電源電圧EXVccが所定電位レベルに上昇したときに、定電流発生回路CCGの定電流発生動作を活性化するスタートアップ回路STCを含む。
【0014】
定電流発生回路CCGは、外部電源ノードEXVccと内部ノードNAの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNBに接続されるpチャネルMOSトランジスタTP1と、外部電源ノードEXVccに一方端が接続される抵抗素子Rと、抵抗素子Rと内部ノードNDの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNBに接続されるpチャネルMOSトランジスタTP2と、内部ノードNAと接地ノードVssの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNCを介して内部ノードNDに接続されるnチャネルMOSトランジスタTN1と、内部ノードNDと接地ノードVssの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNCおよびNDに接続されるnチャネルMOSトランジスタTN2を含む。pチャネルMOSトランジスタTP2のゲート幅とゲート長の比(チャネル幅とチャネル長の比)W/Lまたはコンダクタンス係数βは、pチャネルMOSトランジスタTP1のそれの約10倍とされる。MOSトランジスタTN1およびTN2は、ほぼ同じサイズ(ゲート幅とゲート長の比)を備える。
【0015】
定電流発生回路CCGは、さらに、内部ノードNEと接地ノードの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNCに接続されるnチャネルMOSトランジスタTN3と、外部電源ノードEXVccと内部ノードNEとの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNEに接続されるpチャネルMOSトランジスタTP3と、外部電源ノードEXVccと電流出力ノードNFとの間に接続されかつそのゲートがMOSトランジスタTP3のゲートに接続されるpチャネルMOSトランジスタTP4を含む。MOSトランジスタTP3およびTP4は、カレントミラー回路を構成し、両者のサイズは同じである。
【0016】
電流/電圧変換回路CVCは、電流出力ノードNFと接地ノードの間に直列に接続されるpチャネルMOSトランジスタPRa…PRbおよびPRcと、MOSトランジスタPRa…PRbの各々と並列に接続されるヒューズ素子La…Lbを含む。MOSトランジスタPRa…PRbおよびPRcのバックゲート(基板領域)は、電流出力ノードNFに接続され、かつこれらのMOSトランジスタPRa…PRbおよびPRcのゲートは接地ノードに接続される。
【0017】
スタートアップ回路STCは、外部電源ノードEXVccと内部ノードNGの間に接続されかつそのゲートが接地ノードに接続されるpチャネルMOSトランジスタTP5と、内部ノードNAと接地ノードの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNGに接続されるnチャネルMOSトランジスタTN4と、内部ノードNGと接地ノードの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNCに接続されるnチャネルMOSトランジスタTN5を含む。MOSトランジスタTP5は、大きなチャネル長さを有し、負荷抵抗素子として機能する(コンダクタンス係数βが小さく、電流制限機能を備える)。次に各回路の動作について順に説明する。
【0018】
外部電源電圧EXVccが投入されて、その電位が上昇すると、スタートアップ回路STCにおいて、MOSトランジスタTP5を介して電流が流れ、ノードNGの電位が上昇する。この内部ノードNGの電位上昇により、MOSトランジスタTN4がオン状態となり、定電流発生回路CCGの内部ノードNBの電位上昇を抑制する。この内部ノードNBの電位上昇が抑制されるため、外部電源電圧EXVccの電位上昇に伴って、MOSトランジスタTP1およびTP2がオン状態となり、内部ノードNDが、抵抗素子RおよびMOSトランジスタTP2を介して電流が供給されてその電位が上昇する。この内部ノードNDの電位がMOSトランジスタTN2のしきい値電圧以上となると、MOSトランジスタTN2がオン状態となり、外部電源ノードEXVccから接地ノードVssへ電流が流れ、定電流発生回路CCGが動作する。
【0019】
内部ノードNCは、スタートアップ回路STCのMOSトランジスタTN5のゲートに接続されており、MOSトランジスタTN2とMOSトランジスタTN5はカレントミラー回路を構成し、またMOSトランジスタTN2とMOSトランジスタTN1はカレントミラー回路を構成している。したがって、この状態において、MOSトランジスタTN1およびTN5に同じ大きさの電流が流れ(MOSトランジスタTN1およびTN5は同じサイズとする)、内部ノードNGおよびNAの電位が等しくなり、MOSトランジスタTN4がオフ状態となる。これにより、内部ノードNBのMOSトランジスタTN4を介しての放電が停止され、定電流発生回路CCGが定電流発生動作を開始する。
【0020】
すなわち、スタートアップ回路STCは、外部電源電圧EXVcc投入時において、外部電源電圧EXVccが不安定なときにその定電流発生動作を停止させるとともに、内部ノードNBの電位上昇を抑制し、電源投入後外部電源電圧EXVccの上昇に伴って、内部ノードNDの電位が上昇し、定電流発生動作が可能となると、その動作を停止する。
【0021】
このスタートアップ回路STCは、また、定電流発生回路CCGにおいて、何らかの原因により、内部ノードNDの電位がMOSトランジスタTN2のしきい値電圧以下に低下し、これらのMOSトランジスタTN1およびTN2がオフ状態となり、ノードNAが、MOSトランジスタTP1により充電され、その電位が上昇し、MOSトランジスタTP1およびTP2がともにオフ状態となり、定電流発生動作を停止する、いわゆる「デッドロック現象」を防止する機能を備える。すなわち、ノードNDの電位が極端に低下し、MOSトランジスタTN1およびTN2がオフ状態のときには、スタートアップ回路STCにおいて、MOSトランジスタTN5がオフ状態となり、内部ノードNGの電位が上昇し、MOSトランジスタTN4がオン状態とされ、内部ノードNBの電位上昇を抑制し、これらのMOSトランジスタTP1およびTP2がともにオフ状態となるのを防止する。
【0022】
定電流発生回路CCGにおいては、MOSトランジスタTP2のコンダクタンス係数またはゲート幅とゲート長の比が、MOSトランジスタTP1のそれの10倍に設定される。MOSトランジスタTP1を流れる電流の10倍の大きさの電流がMOSトランジスタTP2を介して流れようとする。しかしながら、抵抗素子Rにより、電圧降下が生じ、MOSトランジスタTP2のソース電位が外部電源電圧EXVccよりも低くなり、MOSトランジスタTP2を流れる電流量が抑制される。このMOSトランジスタTP2に対して流れる電流は、MOSトランジスタTN2へ供給される。このMOSトランジスタTN2を介して流れる電流のミラー電流がMOSトランジスタTN1を介して流れる。MOSトランジスタTN1およびTN2は同じサイズ(ゲート幅とゲート長の比)であり、両者に同じ大きさの電流が流れる。MOSトランジスタTN1を介して流れる電流は、MOSトランジスタTP1から供給される。したがって、MOSトランジスタTP2およびTP1を介して流れる電流の大きさは等しくなる。外部電源電圧EXVccが高くなると、MOSトランジスタTP1のゲート−ソース間電位差が拡大し、MOSトランジスタTP1を介して流れる電流が多くなる。このとき、MOSトランジスタTP2を介して流れる電流も大きくなり、MOSトランジスタTP2のソース電位が低下し、その電流量の増大が抑制される。したがって、外部電源電圧EXVccが上昇しても、このMOSトランジスタTP1およびTP2を介して流れる電流は一定となる。逆に、外部電源電圧EXVccが低下した場合、MOSトランジスタTP1のゲート−ソース間電位差が小さくなり、MOSトランジスタTP1を介して流れる電流量が低下する。このときには、またMOSトランジスタTP2を介して流れる電流が低下し、応じてMOSトランジスタTP2のソース電位が上昇し(抵抗素子Rにおける電圧降下量が小さくなる)、電流量は一定となる。したがって、このMOSトランジスタTP1,TP2,TN1およびTN2により形成されるフィードバックループにより、外部電源電圧EXVccにかかわらず、一定の電流が形成される。
【0023】
MOSトランジスタTN3は、MOSトランジスタTN2とカレントミラー回路を構成しており、このMOSトランジスタTN2を介して流れる電流のミラー電流がMOSトランジスタTN3を介して流れる。このMOSトランジスタTN3へは、MOSトランジスタTP3を介して電流が供給されており、MOSトランジスタTP3へは、MOSトランジスタTN3を流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。MOSトランジスタTP3およびTP4はカレントミラー回路を構成しており、したがってMOSトランジスタTP4からミラー電流Iが出力される。この電流Iは、先に説明したように、外部電源電圧EXVccに依存しない一定の電流である。
【0024】
電流/電圧変換回路CVCは、それぞれが固有のチャネル抵抗を有する抵抗素子として機能する、pチャネルMOSトランジスタPRa…PRbおよびPRcの合成抵抗をRcとすると、次式で示される基準電圧Vrefを生成する。
【0025】
Vref=I・Rc
抵抗値Rcは、ヒューズ素子La…Lbをプログラムする(選択的に溶断する)ことにより、最適な値に設定される。
【0026】
したがって、この基準電圧Vrefは、電流Iが外部電源電圧EXVccに依存しないので、外部電源電圧EXVccに依存しない一定の電圧となる(ただし、定電流発生回路CCGが安定に動作する外部電源電圧の範囲において)。
【0027】
【発明が解決しようとする課題】
この図19に示す定電流発生回路CCGの構成においては、MOSトランジスタTP1およびTN1を介して流れる電流とMOSトランジスタTP2およびTN2を介して流れる電流を等しくしている。MOSトランジスタTP1およびTP2のコンダクタンス係数β(またはゲート幅とゲート長の比)は、1:10に設定されている。これにより、MOSトランジスタTP1およびTP2に同じ大きさの電流が流れたときに生じるMOSトランジスタTP1およびTP2のソース電位の差を抵抗素子Rにより電流に変換している。この電流が、電流/電圧変換部CVCへ伝達されるとともに、MOSトランジスタTP1およびTN1の経路へフィードバックされる。このフィードバック効果により、このMOSトランジスタTP1,TP2,TN1およびTN2で構成される部分は、その出力電流の状況をモニタしながら最適な一定電流を電流/電圧変換部に伝達することができる。
【0028】
しかしながら、この定電流発生回路CCGにおいては、フィードバックループを持つため、このフィードバック系の固有振動数に近いノイズが、たとえば外部電源電圧供給線から混入した場合、このフィードバック系がこのノイズを増幅し、フィードバックループにおいて、発振が生じ、出力電流Iが、変動する可能性がある。
【0029】
また、内部ノードNC(または内部ノードND)の電位が極端に低下し、接地電位Vssレベルに近くなった場合、MOSトランジスタTN1およびTN2がオフ状態となり、これらのMOSトランジスタTN1およびTN2を介して電流は流れなくなる。この場合、内部ノードNA(内部ノードNB)の電位も、MOSトランジスタTP1から供給される電流に従って電位が上昇し、MOSトランジスタTP1およびTP2がオフ状態となり、この回路部分に全く電流が流れなくなるデッドロック現象が発生することがある。このような「デッドロック」現象を防止するために、スタートアップ回路STCが必須となる。また加えて、ノイズなどによるフィードバックループの発振防止のために、このフィードバックループにローパスフィルタを挿入するかまたは外部電源ノードEXVccにノイズが印加されないような工夫が必要となる。
【0030】
このようなスタートアップ回路を設ける必要があるため、基準電圧発生回路のレイアウト面積が増加するという欠点が生じる。また、このフィードバックループにローパスフィルタを設ける場合、このローパスフィルタには、大きな容量および抵抗が必要とされるため、この基準電流発生回路CCGのレイアウト面積が増加するという欠点が生じる。
【0031】
この基準電圧Vrefは、正の温度特性を有している。電流Iは、抵抗素子Rの抵抗値により決定され、抵抗素子Rの抵抗値が温度とともに上昇すると、この電流Iの値が低下する。一方、電流/電圧変換回路CVCに含まれるMOSトランジスタPRa…PRbおよびPRcのチャネル抵抗は、正の温度係数を有しており、温度上昇とともにそのチャネル抵抗値が増加する。したがって、電流Iと電流/電圧変換回路CVCの抵抗値Rcは、温度に対して逆方向に作用し、この電流/電圧変換回路CVCのチャネル抵抗の温度依存特性を弱め、僅かな正の温度特性を備えている。
【0032】
基準電圧Vrefは、電流/電圧変換部CVCのヒューズ素子La…Lbをプログラムする(選択的に溶断する)ことにより最適値に設定される。MOSトランジスタPRa…PRbのチャネル抵抗はそれぞれ異なっており、半導体装置の製造後、この基準電圧Vrefの値をモニタして、最適値となるように、適当なヒューズ素子が溶断される。MOSトランジスタPRa…PRbのバックゲートは、共通に基準電圧Vrefを受けるように結合される。したがって、これらのMOSトランジスタPRa…PRbのソース−バックゲート間の電位差が各MOSトランジスタごとに異なり、バックゲートバイアス効果がこれらのMOSトランジスタPRa…PRbごとに異なり、応じてこれらのMOSトランジスタPRa…PRbのチャネル抵抗が異なり、基準電圧Vrefのチューニングが困難であるという問題が生じる。
【0033】
それゆえ、この発明の目的は、小占有面積で安定に定電流を供給することのできる定電流発生回路を提供することである。
【0034】
この発明の他の目的は、所望の電圧レベルの基準電圧を容易かつ安定に発生することのできる、基準電圧発生のための定電流発生回路を提供することである。
【0035】
【課題を解決するための手段】
請求項1に係る内部電源電圧発生回路は、第1の電源電圧を供給するノードと第1の内部ノードとの間に接続されかつその制御電極ノードおよび一方導通電極ノードが前記第1の内部ノードに接続される第1導電型の第1の電界効果トランジスタと、第1の電源電圧を供給するノードと第2の内部ノードとの間に接続される抵抗性素子と、第2の内部ノードと第3の内部ノードとの間に接続されかつその制御電極ノードが第1の電界効果トランジスタの制御電極ノードに接続される第1導電型の第2の電界効果トランジスタと、第1の内部ノードと第2の電源電圧を受けるノードとの間に接続されかつ内部電源線を介して内部電源電圧を制御電極ノードに受ける第2導電型の第3の電界効果トランジスタと、第3の内部ノードと前記第2の電源電圧を受けるノードとの間に第3の電界効果トランジスタと分離して結合され、第2の電界効果トランジスタを流れる電流に応じた電圧を第3の内部ノードに生成する電流/電圧変換素子と、この電流/電圧変換素子の生成する電圧をさらに電流に変換して出力する電圧/電流変換手段と、電圧/電流変換手段からの電流に従って基準電圧を生成する基準電圧発生回路と、基準電圧発生回路の発生する基準電圧と内部電源電圧とを比較する比較回路と、第 1 の電源電圧が供給されるノードと内部電源電圧を伝達する内部電源線との間に接続され、比較回路の出力信号に従って、第1の電源電圧が供給されるノードから内部電源線に電流を供給して内部電源電圧を生成する電流ドライブトランジスタと、内部電源線に結合される容量素子を備える。
【0036】
請求項2に係る内部電源電圧発生回路は、第1の電源電圧の投入を検出する電源投入検出回路と、この電源投入検出回路の出力する電源投入検出信号に応答して、電源投入時内部電源線を前記第1の電源電圧を供給するノードに結合するスイッチング素子をさらに備える。
【0037】
請求項3に係る内部電源電圧発生回路は、抵抗性素子が、ポリシリコン抵抗素子または拡散層を用いた拡散抵抗素子で構成される。
【0038】
請求項4に係る内部電源電圧発生回路は、第3の電界効果トランジスタが、抵抗素子が有する抵抗値よりも大きな抵抗値に相当するコンダクタンス係数を与えるようにそのチャネル長が長くされ、内部電源電圧に応じた一定の電流を供給する。
【0039】
請求項5に係る定電流発生回路は、第1の電源電圧を供給するノードと第1の内部ノードとの間に接続されかつその制御電極ノードおよび一方導通電極ノードが第 1 の内部ノードに接続される第1導電型の第 1 の電界効果トランジスタと、第1の電源電圧を供給するノードと第2の内部ノードとの間に接続される抵抗性素子と、第2の内部ノードと第3の内部ノードとの間に接続されかつその制御電極ノードが前記第1の電界効果トランジスタの前記制御電極ノードに接続される第1導電型の第2の電界効果トランジスタと、第1の内部ノードと第2の電源電圧を受けるノードとの間に接続されかつ制御電極ノードに与えられる電圧に応じた電流を供給する第2導電型の第3の電界効果トランジスタと、第3の内部ノードと第2の電源電圧を受けるノードとの間に第3の電界効果トランジスタと分離して結合され、第2の電界効果トランジスタを流れる電流に応じた電圧を前記第3の内部ノードに生成する、制御電極が第3の内部ノードに接続される電界効果トランジスタで構成される電流/電圧変換素子と、第4の内部ノードと第2の電源電圧を受けるノードとの間に結合され、第3の内部ノードの電圧を制御電極ノードに受け、第3の内部ノードの電圧に応じた電流を流す第2導電型の第4の電界効果トランジスタと、第1の電源電圧を供給するノードと第4の電界効果トランジスタとの間に結合されかつ制御電極ノードが第4の内部ノードに接続され、第4の電界効果トランジスタを流れる電流と同じ大きさの電流を流す第1導電型の第5の電界効果トランジスタと、第5の電界効果トランジスタとカレントミラー態様で結合され、第5の電界効果トランジスタを流れる電流のミラー電流を出力ノードに出力する第1導電型の第6の電界効果トランジスタを備える。
【0051】
第1の電界効果トランジスタと第2の電源電圧ノードとの間に電流源として制御電極ノードに内部電源電圧を受ける第2導電型の第3の電界効果トランジスタを配置しかつこの第3の電界効果トランジスタと分離して、第2の電界効果トランジスタと第2の電源電圧供給ノードとの間に電圧/電流変換素子手段を設けることにより、フィードバックループは第1および第2の電界効果トランジスタにおいてのみ形成され、フィードバックループは構成されず、いわゆる「オープンループ」となり、ノイズによる発振動作は防止される。また、電流源として第3の電界効果トランジスタが設けられているため、この第3の電界効果トランジスタと電流/電圧変換素子が同時にオフ状態となることはなく、いわゆる「デッドロック」現象は防止される。また、この「デッドロック」防止に必要とされるスタートアップ回路も必要とされず、小占有面積の定電流発生回路を実現することができる。
また、電界効果トランジスタのカレントミラー回路により電流を生成することにより、抵抗性素子の抵抗値の温度特性を補償して必要とされる負の温度特性を有する定電流を生成することができる。これにより、電界効果トランジスタを用いて定電流から基準電圧を生成する場合においても、基準電圧に要求される弱いせいの温度特性を有する基準電圧を生成することができる。
この定電流発生回路からの定電流を電圧に変換して基準電圧を生成し、内部電源電圧との比較に基づいて第1の電源電圧供給ノードから内部電源線に電流ドライブトランジスタを介して電流を供給することにより安定に内部電源電圧を生成することができる。また、この安定な内部電源電圧を定電流発生部の電流源トランジスタ(第3の電界効果トランジスタ)の制御電極へ与えており、第1の電源電圧に対する依存性の極めて小さな定電流を生成することができ、また内部電源線の容量素子により内部電源線を介して定電流発生部比較回路、および内部電圧生成用の電流ドライブトランジスタのループノイズが吸収されこのループの発振を防止することができ、安定にかつ正確に定電流に基づいて生成された基準電圧のレベルに対応する電圧レベルの内部電源電圧を生成することができる。
【0052】
【発明の実施の形態】
[原理的構成]
図1は、この発明の定電流発生回路の原理的構成を示す図である。図1において、定電流発生回路は、外部電源ノードEXVccと内部ノードNAの間に接続され、かつそのゲートが内部ノードNAおよびNBに接続されるpチャネルMOSトランジスタPT1と、内部ノードNAと接地ノードVssの間に接続される電流源1と、外部電源ノードEXVccに一方端が接続される抵抗素子Rと、抵抗素子Rと内部ノードNDの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNAおよびNBに接続されるpチャネルMOSトランジスタPT2と、MOSトランジスタPT2を介して流れる電流に応じた電圧を内部ノードNDに生成する電流/電圧変換素子2と、この内部ノードNDに発生した電圧に従って電流Iを生成して出力する電圧/電流変換部3を含む。
【0053】
MOSトランジスタPT1のゲート幅(チャネル幅)Wとゲート長(チャネル長)Lの比は、MOSトランジスタPT2のそれの約1/10に設定される。すなわち、MOSトランジスタPT2のコンダクタンス係数βは、MOSトランジスタPT1のそれの約10倍に設定され、MOSトランジスタPT2の電流駆動力は、MOSトランジスタPT1のそれよりも大きくされる。
【0054】
電流源1は、このMOSトランジスタPT1に一定の電流の流れを生じさせる。このMOSトランジスタPT1に電流が流れると、ノードNAおよびNBを介して、MOSトランジスタPT2のゲート電位が調整され、MOSトランジスタPT2において、内部ノードNBとこのMOSトランジスタPT2のソースの電位差に応じた電流が流れる。MOSトランジスタPT2のソース電位は、このMOSトランジスタPT2を介して流れる電流が大きくなると低下し、一方、MOSトランジスタPT2を介して流れる電流が小さくなると上昇する。すなわち、MOSトランジスタPT1およびPT2のコンダクタンス係数の差に応じた電位がMOSトランジスタPT2のソースに現われ、このソース電位を抵抗素子Rで電流に変換する。したがって、従来と同様、このMOSトランジスタPT2を介しては、外部電源電圧EXVccへの依存性の小さい安定な電流Iが生成される。
【0055】
電流/電圧変換素子2は、このMOSトランジスタPT2を介して流れる電流を電圧に変換し、電圧/電流変換部3は、この電流/電圧変換素子2により生成された電圧を再び電流に変換して定電流Iを出力する。
【0056】
電流源1と電流/電圧変換素子2とは分離されている。したがって、この図1に示す定電流発生回路においては、内部ノードNAの電位がMOSトランジスタPT1およびPT2のゲートすなわち内部ノードNBへフィードバックされるだけであり、フィードバックループは形成されておらず、発振を確実に防止することができる。また、電流源1および電流/電圧変換素子2は互いに分離されているため、両者が同時にオフ状態となることはなく、「デッドロック現象」を確実に防止することができる。また「デッドロック現象」を防止するためのスタートアップ回路を設ける必要がなく、回路占有面積が低減される。また、フィードバックループが存在しないため、発振現象を防止するためのローパスフィルタを定電流発生回路に設ける必要がなく、回路占有面積が低減される。次に各具体例について説明する。
【0057】
[実施の形態1]
図2は、この発明の実施の形態1に従う定電流発生回路の構成を示す図である。図2において、電流源1は、内部ノードNAと接地ノードVssの間に接続されかつそのゲートが外部電源電圧EXVccを受けるように接続されるnチャネルMOSトランジスタNT1で構成される。このMOSトランジスタNT1は、大きなゲート長Lを有しており、抵抗素子として作用し、外部電源電圧EXVccが、そのしきい値電圧Vthn以上となると導通して、常時電流を供給する。
【0058】
電流/電圧変換素子2は、内部ノードNDと接地ノードVssの間に接続されかつそのゲートおよびドレインが相互接続されるnチャネルMOSトランジスタNT2を備える。この電流/電圧変換素子2は、MOSトランジスタPT2のコンダクタンス係数に比べて小さなコンダクタンス係数を有しており、このMOSトランジスタPT2を介して供給される電流に応じた電圧をノードNDに発生する。
【0059】
電圧/電流変換部3は、内部ノードNEと接地ノードVssの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNDに接続されるnチャネルMOSトランジスタNT3と、外部電源ノードEXVccと内部ノードNEの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNEに接続されるpチャネルMOSトランジスタPT3と、このMOSトランジスタPT3とカレントミラー態様で接続され、外部電源ノードEXVccから出力ノードNFへ電流を供給するpチャネルMOSトランジスタPT4を含む。この電圧/電流変換部3は、実質的に先の図19に示す定電流発生回路CCGに含まれる定電流出力段の構成と同じである。MOSトランジスタNT3が、ノードNDの電位をゲートに受け、MOSトランジスタNT2を流れる電流のミラー電流を生成する。このMOSトランジスタNT3を介して流れる電流は、ノードNDの電位により決定されており、ノードNDの電圧がMOSトランジスタNT3により電流に変換される。MOSトランジスタPT3がこのMOSトランジスタNT3を介して流れる電流を供給し、このMOSトランジスタPT3を流れる電流のミラー電流がMOSトランジスタPT4を介して流れて出力ノードNFから出力される。
【0060】
この図2に示す定電流発生回路の構成においては、MOSトランジスタNT1およびNT2のゲートは分離されており、「オープンループ型」定電流発生回路の構成を備える。
【0061】
MOSトランジスタNT1を介して流れる電流は、外部電源電圧EXVccの電圧レベルにより決定される。温度上昇時、このMOSトランジスタNT1のチャネル抵抗が増大し、このMOSトランジスタNT1を介して流れる電流が低下する。この場合、MOSトランジスタPT2を介して流れる電流も低下する(MOSトランジスタPT1のゲート/ドレイン電圧が、MOSトランジスタPT2のゲートへ与えられている)。しかしながら、温度上昇時、抵抗素子Rの抵抗値が上昇し、MOSトランジスタPT2のソースの電位低下は抑制される。抵抗素子Rをポリシリコン抵抗または拡散抵抗で構成した場合、MOSトランジスタNT1のチャネル抵抗の温度依存性よりも、抵抗素子Rの温度依存性が強い。したがって、温度上昇時においても、このMOSトランジスタNT1のチャネル抵抗の温度依存特性を補償して、このMOSトランジスタPT2を介して流れる電流は、負の温度依存特性を持つ。ノードNDの電位は、MOSトランジスタPT2を介して流れる電流により決定され、したがって電圧/電流変換部3から出力される電流Iも、同様負の温度依存特性を備える。この電流Iは、先の図19に示すような、MOSトランジスタを用いて電圧に変換することにより、弱い正の温度依存特性を備える基準電圧Vrefを生成することができる。
【0062】
また、MOSトランジスタPT1およびPT2を用いることにより、このMOSトランジスタNT1を介して流れる電流の外部電源電圧EXVcc依存性を低減し、このMOSトランジスタPT2を介して流れる電流の外部電源電圧EXVcc依存性を小さくすることができる。これにより、外部電源電圧に対する依存性が小さく、かつまた温度特性が正であるという従来のフィードバックループ型基準電位発生回路の基本特性を維持した基準電位発生回路を実現することができる。
【0063】
また、MOSトランジスタNT1が、外部電源電圧EXVccが投入されて、その電圧レベルがしきい値電圧以上になると導通し、常時電流を供給するため、「デッドロック」現象の可能性が大幅に低減される。また、MOSトランジスタNT1およびNT2のゲートが互いに分離されているため、フィードバックループが存在せず、ノイズなどによる発振は低減することができる。次に、このMOSトランジスタPT2を介して流れる電流について、その外部電源電圧依存性を求める。
【0064】
今、図3に示すように、MOSトランジスタPT1およびPT2のしきい値電圧をVthpとし、MOSトランジスタNT1およびNT2のしきい値電圧をVthnとする。また、MOSトランジスタNT1,PT1,PT2,およびNT2のコンダクタンス係数は、それぞれ、β1,β2,β3およびβ4とする。また、MOSトランジスタPT1およびPT2のゲート電位をVgとする。
【0065】
MOSトランジスタNT1は、そのゲート電圧VBに従って電流I1を生成するため、次式(1)が得られる。
【0066】
I1=β1・(VB−Vthn)2 …(1)
また、この電流I1は、MOSトランジスタPT1を介して流れるため、次式(2)が得られる。
【0067】
I1=β2・(EXVcc−Vg−Vthp)2 …(2)
一方、電流I2は、MOSトランジスタPT2により与えられるため、MOSトランジスタPT2のソース電圧をVaとすると、次式が得られる。
【0068】
I2=β3・(VA−Vg−Vthp)2
=β3・(EXVcc−I2・R−Vg−Vthp)2 …(3)
上式(1)および(2)から次式(4)が得られる。
【0069】
【数1】
【0070】
この式(4)を上式(3)へ代入すると、次式(5)が得られる。
【0071】
【数2】
【0072】
この式(5)をI2について整理すると、次式が得られる。
【0073】
【数3】
【0074】
上式において、コンダクタンス係数β1およびβ2を、等しく10-6A/Vとし、MOSトランジスタPT2のコンダクタンス係数を、その10倍の10-5A/Vとする。また抵抗素子Rの抵抗値は2.5KΩとすると、次式が得られる。
【0075】
【数4】
【0076】
上式において、復号の負の符号は、電流I2が負の値をとるため、用いられない。外部電源電圧EXVccとしきい値電圧Vthnの差Xの値は、2程度である(外部電源電圧EXVccが、3.3Vのとき)。したがって、上式から、電流I2は、ほぼ次式で近似することができる。
【0077】
I2〜(2+0.1X)/1.25・106
したがって、電流I2は、Xの値が少し変動しても、その影響をほとんど受けず、ほぼ一定値を保持する。これにより、外部電源電圧EXVccに対する依存性が極めて少ない電流I2が生成される。この電流I2に従って、MOSトランジスタNT2のゲート電位が決定され、このMOSトランジスタNT2のゲート/ドレイン電位に従って、電圧/電流変換部3から、外部電源電圧EXVccに対する極めて依存性の小さな定電流Iが供給される。
【0078】
また、上式から明らかに、抵抗素子Rの抵抗値が増大すると、電流I2の値が小さくなり、したがってこの抵抗素子Rの抵抗値が温度上昇とともに上昇した場合、電流I2が低下し、基準電圧発生部におけるMOSトランジスタのチャネル抵抗の正の温度特性を補償し、基準電圧Vrefに要求される弱い正の温度特性を実現する。
【0079】
以上のように、この実施の形態1に従えば、電流源に、外部電源電圧EXVccを受けるnチャネルMOSトランジスタを用いたことにより、外部電源電圧投入時、外部電源電圧EXVccの上昇に伴って即座に電流を供給して定電流を発生することができる。
【0080】
[実施の形態2]
図4は、この発明の実施の形態2に従う定電流発生回路の構成を示す図である。図4に示す定電流発生回路においては、電流源1が、そのゲートが内部電源電圧INVccを受けるように接続されかつ内部ノードNAと接地ノードVssの間に接続されるnチャネルMOSトランジスタNT4を備える。他の構成は、図2に示す構成と同じであり、対応する部分には同一の参照番号を付す。MOSトランジスタNT4のチャネル長さは大きくされ、MOSトランジスタNT4は、この内部電源電圧INVccに従った一定電流を供給する定電流源として作用する。
【0081】
図5に示すように、内部電源電圧INVccは、外部電源電圧EXVccが、ある一定の電位以上になると、ほとんど変化せず、一定の値(基準電圧Vrefレベル)を維持する。したがって、この図4に示すように、電流源が、内部電源電圧INVccのゲートに受けるMOSトランジスタNT4を用いることにより、この定電流発生回路から出力される電流Iの外部電源電圧EXVcc依存性を大幅に低減することができる。外部電源電圧EXVccが変動した場合、MOSトランジスタPT1およびPT2において、そのゲート−ソース間電圧も同様に変化し、この外部電源電圧EXVccの変動を相殺し、外部電源電圧EXVccに対する依存性の極めて小さい(内部電源電圧INVccとしての依存性のみ)定電流を生成することができる。
【0082】
図6は、この図4に示す定電流発生回路を用いる内部電源電圧発生部の構成を概略的に示す図である。この図6に示す内部電源電圧発生部は、定電流発生回路10からの定電流Iを電圧に変換して基準電圧Vrefを発生する基準電圧発生部CVCと、内部電源線PSL上の内部電源電圧INVccと基準電圧Vrefを比較する比較器CMPと、外部電源ノードEXVccから内部電源線PSLへ比較器CMPの出力信号に従って電流を供給するドライブトランジスタDTを含む。
【0083】
定電流発生回路10は、この図4に示す定電流発生回路である。この定電流発生回路10は、したがって内部電源線PSL上の内部電源電圧INVccを、そこに含まれる電流源1で受けて、電流を発生する。この図4に示す定電流発生回路10を用いた場合、定電流発生回路10からの定電流Iに従って基準電圧Vrefが生成され、比較器CMPの出力信号に従ってドライブトランジスタDTが駆動されて、内部電源電圧INVccがレベル調整されて、定電流発生回路10へ伝達される。したがって定電流発生回路10、基準電圧発生部CVC、比較器CMP、ドライブトランジスタDTおよび内部電源線PSLにより1つのフィードバックループが形成される。しかしながら、内部電源線PSLには、内部電源電圧INVccおよび接地電圧Vssを安定化するためのデカップリング容量DCAが設けられる。したがって、このフィードバックループにおいて、ノイズはデカップリング容量DCAにより吸収され、このフィードバックループが発振する可能性は極めて低い。
【0084】
内部回路INCは、内部電源線PSL上の内部電源電圧INVccを使用して所定の動作を行なっている。この内部回路INC動作時において、内部電源電圧INVccが低下する場合、ドライブトランジスタDTのコンダクタンスが大きくなり、外部電源ノードEXVccから内部電源線PSLへ電流を供給する。この内部電源電圧INVccの変化は、急激な変化であり、先のフィードバックループの有する固有振動数に比べて十分早く、フィードバックループがこの急激な内部電源電圧INVccの変動に従って振動するのは抑制される。
【0085】
この内部電源電圧発生部においては、さらに、外部電源電圧EXVccの投入を検出する電源投入検出回路PDTと、電源投入検出回路PDTからの電源投入検出信号/PORに応答して、オン状態となり、外部電源ノードEXVccと内部電源線PSLを電気的に接続するpチャネルMOSトランジスタで構成されるスイッチングトランジスタSWが設けられる。この電源投入検出回路PDTは、外部電源電圧EXVccが投入され、その電源電圧レベルが所定電圧レベル以上になると、所定期間この電源投入検出信号/PORをLレベルの活性状態とする。これにより、スイッチングトランジスタSWが導通し、外部電源ノードEXVccと内部電源線PSLとを電気的に接続し、内部電源電圧INVccは、外部電源電圧EXVccとともに上昇させる。この電源投入検出信号/PORにより、スイッチングトランジスタSWをオン状態とすることにより、電源投入後、内部電源電圧INVccを外部電源電圧EXVccとともに上昇させて、定電流発生回路10の電流源MOSトランジスタNT4の制御電極ノード(ゲート)へ与えることができ、外部電源電圧EXVcc投入後、即座に定電流発生回路10を動作させることができる。
【0086】
この電源投入検出信号/PORがHレベルとなると、スイッチングトランジスタSWがオフ状態となり、内部電源電圧INVccに従って定電流発生回路10が定電流Iを生成する。この定電流発生回路10へ与えられる内部電源電圧INVccの外部電源電圧EXVccからの切換が行なわれる領域は、図5において、外部電源電圧EXVccの値が小さい領域の、勾配を有する直線部分の領域に相当し、内部電源電圧INVccが所定の電圧レベル以上となると、この定電流発生回路10からの定電流Iは、ほぼ一定の電流Iを生成する(先の式において示したように、電流I2のバイアス電圧VBへの依存性は極めて小さい)。
【0087】
以上のように、この発明の実施の形態2に従えば、定電流発生回路の電流源のMOSトランジスタのゲートへ、内部電源電圧INVccを与えるように構成したため、外部電源電圧に対する依存性が極めて小さくされた定電流を発生することができる。
【0088】
[実施の形態3]
図7は、この発明の実施の形態3に従う定電流発生回路の構成を示す図である。図7に示す定電流発生回路においては、電流源1が、外部電源ノードEXVccに接続されるソースと、接地ノードVssに接続されるゲートとを有するpチャネルMOSトランジスタPT5と、このMOSトランジスタPT5のドレインと接地ノードVssとの間に接続されかつそのゲートがMOSトランジスタPT5のドレインに接続されるnチャネルMOSトランジスタNT5と、内部ノードNAと接地ノードVssの間に接続されかつそのゲートがMOSトランジスタNT5のゲートおよびドレインに接続されるnチャネルMOSトランジスタNT6を含む。
【0089】
MOSトランジスタPT5は、そのチャネル長Lが十分大きくされ、大きな抵抗値を有し、MOSトランジスタNT5のゲート/ドレイン電圧を、ほぼこのMOSトランジスタNT5のしきい値電圧レベル程度とし、MOSトランジスタNT5のゲート/ドレイン電圧の外部電源電圧EXVccへの依存性を十分小さくする。MOSトランジスタNT5およびNT6はカレントミラー回路を構成し、このMOSトランジスタNT5を介して流れる電流のミラー電流がMOSトランジスタNT6を介して流れる。したがって、このMOSトランジスタNT6を介して流れる電流の外部電源電圧EXVccへの依存性を極めて小さくすることができ、ノードNBの電位の外部電源電圧EXVcc依存性を十分小さくする。
【0090】
内部ノードNBの電位は、MOSトランジスタPT2を介して流れる電流量を決定しており、したがって電流Iの電流値を決定し、さらに基準電圧Vrefの電圧レベルも決定している。この基準電圧Vrefに従って内部電源電圧INVccが調整されるため、内部ノードNBの電位の外部電源電圧EXVccへの依存性を極めて小さくすることにより、内部電源電圧INVccの外部電源電圧EXVccへの依存性を極めて小さくすることができる。
【0091】
MOSトランジスタPT5を介して流れる電流I3の大きさは、電圧/電流変換部3から出力される基準電流Iの大きさと同程度にするのが理想的である(消費電流の増大を抑制するため)。MOSトランジスタNT5およびNT6は物理的に隣接して配置される場合、製造パラメータのばらつきが、同じ方向にこれらのMOSトランジスタNT5およびNT6において生じ、素子特性の変動が相殺され、電流I3と同じ大きさの電流をこのMOSトランジスタNT6を介して供給することができる。
【0092】
しかしながら、MOSトランジスタNT5とMOSトランジスタNT6の製造パラメータのばらつきにより、その特性が異なって変動する可能性がある。MOSトランジスタNT5のコンダクタンス係数βが、MOSトランジスタNT6のコンダクタンス係数よりも大きくなった場合、MOSトランジスタNT6を介して流れる電流は、電流I3より小さくなり、応じて電流Iの大きさが小さくなり、必要とされる大きさの基準電流Iを供給することができなくなる可能性がある。このMOSトランジスタNT6のコンダクタンス係数が、MOSトランジスタNT5のコンダクタンス係数よりも小さくなる可能性が存在する場合には、予め、MOSトランジスタNT5のチャネル長さLa′を、MOSトランジスタNT6のチャネル長さLb′よりも長くする(ただしチャネル幅(ゲート幅)は同じとする)。これにより、製造パラメータがばらついて、MOSトランジスタNT6のチャネル長さが長くなった場合、これらのMOSトランジスタNT5およびNT6のコンダクタンス係数βを同じとすることができ、電流I3とほぼ同じ大きさの電流をMOSトランジスタPT1およびNT6を介して流すことができ、応じて必要とされる大きさの基準電流Iを生成することができる。
【0093】
またこれに代えて、MOSトランジスタPT5を介して流れる電流I3が、基準電流Iよりも大きくなるように、MOSトランジスタPT5のサイズを設計する。この場合、MOSトランジスタNT5およびNT6のサイズ(ゲート幅/ゲート長)を同じに設計し、製造パラメータがばらついたMOSトランジスタNT6のコンダクタンス係数βがMOSトランジスタNT5のそれよりも小さくされた場合においても、電流I3は、基準電流Iよりも大きいため、必要とされる大きさの電流をMOSトランジスタPT1およびNT6を介して流すことができ、応じて必要とされる大きさの基準電流Iを生成することができる。
【0094】
以上のように、この発明の実施の形態3に従えば、高抵抗素子を用いて電流を発生し、ダイオード接続されたMOSトランジスタにより、基準電位を発生し、この基準電位を用いて内部ノードNAと接地ノードの間に接続される電流源トランジスタのゲート電位を調整しているため、このゲート電位の外部電源電圧EXVccへの依存性を極めて小さくすることができ、応じて外部電源電圧EXVccに対する依存性の極めて小さな定電流Iを発生することができる。また、この抵抗性負荷素子を流れる電流または、ダイオード接続されたMOSトランジスタと電流源トランジスタのゲート長さを適当に調整することにより、製造パラメータがばらついても、電流源トランジスタとダイオード接続されたMOSトランジスタを介して流れる電流をほぼ同じとすることができ、製造パラメータがばらついても、必要とされる大きさの基準電流を生成することができ、安定な定電流発生回路を実現することができる。
【0095】
[実施の形態4]
図8は、この発明の実施の形態4に従う定電流発生回路の構成を示す図である。図8に示す構成においては、電流源1に含まれる、内部ノードNAと接地ノードVssに接続される電流源トランジスタとして、低しきい値電圧を有するMOSトランジスタ(ローVthトランジスタと以下称す)NT7が用いられる。他の構成は、図7に示す構成と同じであり、対応する部分には同一の参照番号を付す。
【0096】
MOSトランジスタにおいては、図9に、そのゲート電圧Vgsとドレイン電流Idsの関係を示すように、しきい値電圧Vthが小さいと、線形領域において流れる電流が他の通常のしきい値電圧を有するMOSトランジスタよりも多くなる。図9においては、しきい値電圧Vth1のMOSトランジスタのドレイン電流Ids1と、しきい値電圧Vth2のMOSトランジスタのドレイン電流Ids2を示す。ローVthトランジスタNT7は、しきい値電圧Vth1を有し、MOSトランジスタNT5が、しきい値電圧Vth2を有する場合、動作点が線形領域に設定されるため、MOSトランジスタNT5を介して流れる電流よりも、ローVthトランジスタNT7を介して流れる電流が大きくなる。
【0097】
したがって、製造パラメータのばらつきにより、このMOSトランジスタNT7のコンダクタンス係数がMOSトランジスタNT5のそれよりも小さくされた場合においても、十分な大きさの電流をMOSトランジスタPT1およびNT7を介して流すことができ、必要とされる大きさの基準電流Iを生成することができる。また、製造パラメータのばらつきにより、ローVthトランジスタNT7のしきい値電圧が高くなった場合においても、このトランジスタNT7は、しきい値電圧がMOSトランジスタNT5のそれよりも十分小さいように設計されているため、MOSトランジスタNT5のしきい値電圧よりもトランジスタNT7のしきい値電圧が高くなるのを防止することができ、応じて必要とされる大きさの電流をMOSトランジスタPT1に流すことができ、必要とされる大きさの基準電流Iを生成することができる。
【0098】
以上のように、この発明の実施の形態4に従えば、電流源トランジスタに低しきい値電圧のMOSトランジスタを用いてこの低しきい値電圧のMOSトランジスタのゲートへ、基準電圧を印加するように構成しているため、製造パラメータのばらつきの影響を受けることなく安定に必要とされる大きさの基準電流を生成することができ、また、実施の形態3と同様、外部電源電圧に依存性の小さな基準電流を生成することができる。
【0099】
[実施の形態5]
図10は、この発明の実施の形態5に従う定電流発生回路の構成を示す図である。この図10に示す定電流発生回路は、電流源1において、MOSトランジスタPT5とMOSトランジスタNT5の間に、そのゲートが外部電源電圧EXVccを受けるように接続されるnチャネルMOSトランジスタNT8が追加される点が図7に示す構成と異なっている。他の構成は、図7に示す定電流発生回路の構成と同じであり、対応する部分には同一参照番号を付す。MOSトランジスタNT5およびNT6のゲートは、MOSトランジスタPT5のドレインに接続される。
【0100】
MOSトランジスタPT5は、外部電源電圧EXVccが増加すると、そのゲート−ソース間電位差が大きくなり、チャネル抵抗が低下し、一方、逆に外部電源電圧EXVccが低下すると、ゲート−ソース間電位差が小さくされ、チャネル抵抗が大きくなる。外部電源電圧EXVccが上昇すると、MOSトランジスタPT5を介して流れる電流が多くなり、MOSトランジスタPT5のドレイン電位が低下する。応じてMOSトランジスタNT5のゲート電位が低下し、MOSトランジスタNT5の供給電流量が低下し、MOSトランジスタNT8のソース電位が上昇し、MOSトランジスタNT8のゲート−ソース間電位差が小さくなり、このMOSトランジスタPT5から供給される電流量を低減し、MOSトランジスタPT5のドレイン電位(MOSトランジスタNT5のゲート電位)を上昇させる。
【0101】
一方、外部電源電圧EXVccが低下すると、MOSトランジスタPT5のゲート−ソース間電位差が小さくなり、MOSトランジスタPT5を介して供給される電流量が低下し、MOSトランジスタPT5のドレイン電位、すなわちMOSトランジスタNT5のゲート電位が上昇する。この結果、MOSトランジスタNT5を介して流れる電流が多くなり、MOSトランジスタNT8のソース電位が低下し、MOSトランジスタNT8のゲート−ソース間電位差が大きくなり、大きな電流を流し、このMOSトランジスタPT5のドレイン電位、すなわちMOSトランジスタNT5のゲート電位を低下させる。これにより、MOSトランジスタNT5のゲート電位の外部電源電圧EXVccへの依存性が低減され、外部電源電圧EXVccに対する依存性の極めて小さな電流をMOSトランジスタPT1およびNT6に流すことができ、応じて基準電流Iの外部電源電圧EXVccへの依存性をより小さくすることができる。
【0102】
以上のように、この発明の実施の形態5に従えば、電流源の基準電位発生部において、負荷抵抗性素子としてのMOSトランジスタPT5と基準電位発生のためのMOSトランジスタNT5の間に外部電源電圧EXVccをゲートに受けるMOSトランジスタNT8を接続しているため、MOSトランジスタNT5のゲート電位の外部電源電圧EXVccへの依存性を極めて小さくすることができ、外部電源電圧EXVccに対する依存性の極めて小さな基準電流Iを生成することができ、結果として、外部電源電圧EXVccに対する依存性の極めて小さな内部電源電圧INVccを生成することができる。
【0103】
[実施の形態6]
図11は、この発明の実施の形態6に従う定電流発生回路の構成を示す図である。図11においては、外部電源ノードEXVccに、電流源11、電流/電圧変換素子12および電圧/電流変換部13が結合される。電流源11と接地ノードVssの間に、そのゲートとドレインが相互接続されたnチャネルMOSトランジスタNT11が接続され、電流/電圧変換素子12と接地ノードVssの間に、MOSトランジスタNT12および抵抗素子RRが直列に接続される。MOSトランジスタNT12は、ゲートがMOSトランジスタNT11のゲートに接続される。MOSトランジスタNT12のコンダクタンス係数(またはゲート幅とゲート長の比)は、MOSトランジスタNT11のそれの10倍程度に設定される。
【0104】
電流源11は、外部電源ノードとMOSトランジスタNT11の間に接続され、かつそのゲートが接地ノードへ結合されるpチャネルMOSトランジスタPT11を含む。MOSトランジスタPT11は、そのチャネル長が十分大きくされ、高抵抗の負荷素子として作用し、MOSトランジスタNT11へ流れる電流を決定する。
【0105】
電流/電圧変換素子12は、外部電源ノードEXVccとMOSトランジスタNT12の間に接続されかつそのゲートおよびドレインが相互接続されるpチャネルMOSトランジスタPT12を含む。
【0106】
電圧/電流変換部13は、外部電源ノードEXVccに一方導通ノード(ソース)が接続されかつそのゲートがMOSトランジスタPT12のゲートおよびドレインに接続されるpチャネルMOSトランジスタPT13を含む。このMOSトランジスタPT13のドレインから基準電流Iが出力される。
【0107】
この図11に示す定電流発生回路の構成は、実質的に、図2に示す定電流発生回路の電源電圧の極性およびMOSトランジスタの導電型を反対にしたものである。この図11に示す定電流発生回路においても、MOSトランジスタNT11およびNT12のコンダクタンス係数(またはゲート幅とゲート長の比)の差により、MOSトランジスタNT12のソース電位とMOSトランジスタNT11のソース電位とに差を生じさせ、この差を抵抗素子RRにより、電流Iに変換している。したがって、先の図3を参照して説明した電流と同じ大きさの電流が流れる。
【0108】
MOSトランジスタPT12およびPT13は、カレントミラー回路を構成している。したがって、これらのMOSトランジスタPT12およびPT13のサイズ(ゲート幅とゲート長の比)が同じであれば、このMOSトランジスタPT12を介して流れる電流と同じ大きさの電流が基準電流Iとして出力される。MOSトランジスタPT12を介して流れる電流は、MOSトランジスタNT12により決定されている。したがって、先の図2に示す定電流発生回路と同様にして、外部電源電圧EXVccに対する依存性の小さな基準電流Iを生成することができる。また、抵抗素子RRの正の温度特性により、温度上昇時、MOSトランジスタNT12のソース電位が上昇し、電流Iが低下する。すなわち、この基準電流Iは、負の温度特性を備えている。したがって、基準電圧発生回路として、先の図19に示す回路を用いれば、その基準電圧発生部のチャネル抵抗の正の温度特性を補償し、弱い正の温度特性を備える基準電圧Vrefを発生することができる。
【0109】
この図11に示す定電流発生回路においては、電圧/電流変換部13は、MOSトランジスタPT13で構成されるだけであり、回路占有面積を低減することができる。
【0110】
また、この図11に示す構成においても、MOSトランジスタPT12とMOSトランジスタPT11のゲートは分離されており、フィードバックループは存在せず、「オープンループ型」定電流発生回路であり、発振などは生じず、安定に所望のレベルの基準電流を生成することができる。
【0111】
電流源11は、1つのMOSトランジスタPT11で構成し、このMOSトランジスタPT11のゲートは接地電位を受けるように結合されており、外部電源電圧EXVccが所定値以上上昇すると、即座にこのMOSトランジスタPT11が導通し常時電流を供給するため、スタートアップ回路などが不要となり、回路占有面積が低減される。
【0112】
[実施の形態7]
図12は、この発明の実施の形態7に従う定電流発生回路の構成を示す図である。この図12に示す定電流発生回路は、電流源11の構成が図11に示す定電流発生回路のそれと異なる。残りの部分は同じであり、対応する部分には同一参照番号を付し、その詳細説明は省略する。
【0113】
図12において、電流源11は、外部電源ノードEXVccにその一方導通ノード(ソース)が接続されかつそのゲートおよび他方導通ノード(ドレイン)が相互接続されるpチャネルMOSトランジスタPT10と、MOSトランジスタPT10のゲート/ドレインと接地ノードVssとの間に接続されかつそのゲートが外部電源電圧EXVccを受けるように接続されるnチャネルMOSトランジスタNT13と、外部電源ノードEXVccとMOSトランジスタNT11との間に接続されかつそのゲートがMOSトランジスタPT10のゲート/ドレインに接続されるpチャネルMOSトランジスタPT11を含む。
【0114】
この電流源11の構成においては、MOSトランジスタNT13が、大きなチャネル長Lを有し、高抵抗負荷素子として機能し、外部電源電圧EXVccに従って一定の電流を供給する。MOSトランジスタNT13がオン状態となると、外部電源ノードEXVccから接地ノードVssへ電流I4が流れ、この電流I4に従ってMOSトランジスタPT10のゲート電位が決定される。このMOSトランジスタPT10のゲート電位は、EXVcc−|Vthp|−I4・Rcでほぼ近似される。ここで、Rcは、MOSトランジスタPT10のチャネル抵抗を示し、かつVthpは、MOSトランジスタPT12のしきい値電圧を示す。電流I4は、MOSトランジスタNT12のコンダクタンス係数と、外部電源電圧EXVccと、MOSトランジスタNT10のしきい値電圧とにより決定される。
【0115】
MOSトランジスタPT11およびPT10が、ほぼ同じサイズであれば(コンダクタンス係数βが同じであれば)、MOSトランジスタPT11に、電流I4が流れる。MOSトランジスタPT11およびPT10は、カレントミラー回路を構成しており、外部電源電圧EXVccが変動した場合、この外部電源電圧EXVccの変動は、MOSトランジスタPT11およびPT10に共通に現われるため、この外部電源電圧EXVccの変動は相殺され、この外部電源電圧EXVccの変動に対する影響は極めて抑制された電流がMOSトランジスタPT10を介して流れる。これにより、MOSトランジスタPT10およびNT12を介して流れる電流Iは、外部電源電圧EXVccに対する依存性を小さくすることができ、応じて基準電流Iの外部電源電圧EXVccに対する依存性を小さくすることができる。
【0116】
このMOSトランジスタPT11およびPT10は、近接して形成される。しかしながらこれらのMOSトランジスタPT11およびPT10の製造パラメータなどのばらつきにより、素子特性が異なる可能性がある。この場合、図7に示す構成と同様の措置を行なう。すなわち、MOSトランジスタPT12のゲート長さLdをMOSトランジスタPT10のゲート長さLcよりも長くする。MOSトランジスタPT10のコンダクタンス係数は、MOSトランジスタPT11のコンダクタンス係数よりも小さくされる。製造パラメータのばらつきにより、このMOSトランジスタPT11のゲート長さが長くなり、コンダクタンス係数が小さくなっても、このMOSトランジスタPT11のコンダクタンス係数がMOSトランジスタPT10のコンダクタンス係数に近くなるだけであり、電流I4とほぼ同じ大きさの電流I3を供給することができる。これにより、製造パラメータがばらついても、必要とされる大きさの基準電流を供給することができ、応じて必要な電圧レベルの基準電圧Vrefを生成することができる。
【0117】
またこれに代えて、先の図7に示す構成と同様、電流I4の値が、電流I3の値よりも大きくなるように予め設計する。製造パラメータがばらつき、MOSトランジスタPT11のコンダクタンス係数が小さくされても、電流I4は、予め大きく設定されているため、必要とされる大きさの電流I3を供給することができる(ただしこの場合には、MOSトランジスタPT11およびPT10のコンダクタンス係数は同じように設計される)。
【0118】
したがって、この図12に示す実施の形態7に従う定電流発生回路の構成によっても、先の図7に示す実施の形態3と同様の効果を得ることができ、外部電源電圧に対する依存性の少ない基準電流、すなわち基準電圧を生成することができる。
【0119】
[実施の形態8]
図13は、この発明の実施の形態8に従う定電流発生回路の構成を示す図である。図13に示す定電流発生回路は、電流源11において、しきい値電圧の絶対値の小さなpチャネルMOSトランジスタPT14が外部電源ノードEXVccとMOSトランジスタNT11の間に接続される点を除いて、図12に示す定電流発生回路の構成と同じである。対応する部分には同一参照番号を付し、その詳細説明は省略する。
【0120】
このMOSトランジスタPT14のゲート長さは、比較的大きくされる。MOSトランジスタPT10のゲート/ドレイン電位は、ほぼそのしきい値電圧の絶対値の近い電圧レベルである。製造パラメータのばらつきにより、このMOSトランジスタPT14のしきい値電圧の絶対値が大きくなっても、このMOSトランジスタPT14のしきい値電圧の絶対値は、予め十分小さく設定されているため、確実にこのMOSトランジスタPT14をオン状態として、電流を外部電源ノードEXVccからMOSトランジスタNT11へ供給することができる。
【0121】
しきい値電圧の絶対値が小さい場合、その線形領域においては、先の図10においてnチャネルMOSトランジスタについて示したように、比較的大きな電流が流れる。この大きな電流は、そのゲート長Lを比較的大きくすることにより抑制し、電流I4とほぼ同じ大きさの電流I3を流すようにする(MOSトランジスタPT14のコンダクタンス係数βは少し小さくする)。これにより、製造パラメータのばらつきなどが生じても確実に電流源11からMOSトランジスタNT11へ電流を供給することができ、外部電源電圧EXVcc投入後比較的早いタイミングでMOSトランジスタPT14をオン状態として(MOSトランジスタPT10のオンする前に、MOSトランジスタPT14がオン状態とすることができる)、高速で安定に基準電流Iを生成することができる。
【0122】
[実施の形態9]
図14は、この発明の実施の形態9に従う定電流発生回路の構成を示す図である。図14に示す定電流発生回路は、電流源11の構成が、図12に示す定電流発生回路の構成と異なる。図14に示す電流源11は、MOSトランジスタPT10とMOSトランジスタNT13の間に、ゲートが接地電圧Vssを受けるように接続されるpチャネルMOSトランジスタPT15がさらに設けられる点が図12に示す構成と異なっている。
【0123】
MOSトランジスタNT13は、外部電源電圧EXVccの電圧レベルが上昇すると、その駆動電流が増加し、MOSトランジスタPT10のゲート電位を低下させる。このMOSトランジスタPT10のゲート電位が低下すると、MOSトランジスタPT10を介して流れる電流が増加し、MOSトランジスタPT15のソース電位が上昇する。応じてMOSトランジスタPT15が、そのゲート−ソース間電位差が拡大し、大きな電流をMOSトランジスタNT13へ供給し、このMOSトランジスタPT10のゲート電位の低下を抑制する。
【0124】
一方、外部電源電圧EXVccが低下すると、MOSトランジスタNT13の駆動電流量が低下する。この電流低下に従って、MOSトランジスタPT10のゲート電位が上昇し、応じてMOSトランジスタPT10のゲート−ソース間電位差が小さくなり、その駆動電流が小さくなる。
【0125】
応じて、MOSトランジスタPT15のゲート−ソース間電位差が小さくなり、MOSトランジスタPT15がMOSトランジスタNT13へ与える電流量が小さくなり、応じてMOSトランジスタPT10のゲート電位の上昇は抑制される。これにより、MOSトランジスタPT10およびPT11のゲート電位の外部電源電圧EXVcc依存性が大幅に低減され、MOSトランジスタPT11を介して流れる電流I3の外部電源電圧EXVccへの依存性が大幅に低減される。応じて、電圧/電流変換部13から出力される基準電流Iの外部電源電圧EXVccへの依存性が大幅に低減される。
【0126】
以上のように、この発明の実施の形態9に従えば、電流源11において、接地電位をゲートに受けるpチャネルMOSトランジスタPT15を、MOSトランジスタPT10と電流源となる負荷MOSトランジスタNT13の間に接続したため、このMOSトランジスタPT10のゲート電位の外部電源電圧EXVccへの依存性が大幅に低減され、安定な基準電流Iを生成することができる。
【0127】
[実施の形態10]
図15は、この発明の実施の形態10に従う定電流発生回路の構成を示す図である。図15において、定電流発生回路10は、外部電源ノードEXVccを介して外部電源線23に電気的に接続されかつ接地ノードVssを介して接地線27に接続される。外部電源線23は、ローパスフィルタ24を介して電源パッド22に接続される。この電源パッド22は、ボンディングワイヤを介して外部からの電源電圧Vccを受けるリード端子21に接続される。ローパスフィルタ24は、外部電源線23に挿入される抵抗素子24aと、外部電源線23と接地ノードVssの間に接続される容量24bを含む。
【0128】
接地線27は、ローパスフィルタ28を介して接地パッド26に接続される。この接地パッド26は、ボンディングワイヤを介して外部からの接地電圧Vssを受けるリード端子25に接続される。ローパスフィルタ28は、この接地線27に介挿される抵抗素子28aと、接地線27と外部電源ノードEXVccとの間に接続される容量28bを含む。容量24bおよび28bは、たとえばMOSキャパシタで構成することにより、容量の占有面積を低減する。ローパスフィルタ24および28の遮断周波数fcは、1/(2・π・R・C)で与えられる。ここで、Rは、抵抗素子24aまたは28aの抵抗値を示し、Cは、容量24bまたは28bの容量値を示す。
【0129】
外部電源線23および接地線27は、ローパスフィルタ24および28を介して外部のリード端子21および25にそれぞれ結合される。したがって、外部電源電圧EXVccおよび外部接地電圧Vssにノイズが発生しても、このローパスフィルタ24aおよび28aによりノイズが吸収され、外部電源線23上の電源電圧EXVccおよび接地線27上の接地電圧Vssのノイズの影響を受けることなく安定に一定の電圧レベルを保持することができる。外部電源ノードEXVccおよび接地ノードVssが定電流発生回路10に対する両動作電源電圧を供給しており、したがって定電流発生回路10は、ローパスフィルタ24および28によるそのレイアウトへの影響を受けることがなく、小占有面積でこの外部の電源電圧Vccおよび外部からの接地電圧Vssのノイズの影響を受けることなく安定に動作して、所望の安定な基準電流Iを生成することができる。定電流発生回路は実施の形態1ないし9のいずれの構成でもよい。
【0130】
なお、このローパスフィルタ24および28は、一方のみが設けられてもよい。
【0131】
以上のように、この発明の実施の形態10に従えば、外部電源線および接地線にローパスフィルタを設けたため、定電流発生回路のレイアウトに影響を及ぼすことなく、ノイズの影響を受けることなく安定な外部電源電圧EXVccおよび接地電圧Vssを定電流発生回路へ供給することができ、安定に所望の電圧レベルのノイズの影響を受けることのない基準電流を生成することができる。
【0132】
[実施の形態11]
図16は、この発明の実施の形態11に従う定電流発生回路の構成を示す図である。図16においては、電流/電圧変換素子2からの電圧情報に従って基準電流Iを生成する電圧/電流変換部3の構成が示される。図16において、電圧/電流変換部3は、ノードNEと接地ノードVssの間に接続され、そのゲートに電流/電圧変換素子2で生成された電圧を受けるnチャネルMOSトランジスタNT3と、外部電源ノードEXVccと内部ノードNEの間に接続されかつそのゲートが内部ノードNEに接続されるpチャネルMOSトランジスタPT3と、外部電源ノードEXVccと電流出力ノードNFとの間に互いに並列に結合されるpチャネルMOSトランジスタP1〜Pmと、MOSトランジスタP2〜Pmと直列にそれぞれ接続される溶断可能なリンク素子FL2〜FLmを含む。MOSトランジスタP1〜Pmのコンダクタンス係数(またはゲート幅とゲート長の比)は、MOSトランジスタPT3のそれの1/n倍とされる。nは2以上の整数である。リンク素子がMOSトランジスタP1に対して設けられていないのは、このMOSトランジスタP1は外部電源ノードEXVccと電流出力ノードNFとの間に接続されて電流を供給するために用いられるためである。
【0133】
MOSトランジスタP1〜Pmのゲートは、MOSトランジスタPT3のゲートに接続される。したがって、このMOSトランジスタPT3とMOSトランジスタP1〜Pmは、カレントミラー回路を構成する。リンク素子FL2〜FLmを選択的に溶断することにより、この電流出力ノードNFから出力される基準電流Iの電流値を決定することができる。リンク素子FL2〜FLmがすべて導通状態にあれば、MOSトランジスタP1〜Pmがすべて外部電源ノードEXVccから電流出力ノードNFへ電流を供給する。一方、リンク素子FL2〜FLmを選択的に溶断することにより、この基準電流Iの電流値は、選択的に小さくすることができる。したがって、この基準電流Iの電流値を、Ic/nのステップで調節することができる。ここで、電流Icは、MOSトランジスタPT3を流れる電流である。
【0134】
基準電圧発生部30は、この基準電流Iを受ける、pチャネルMOSトランジスタPT20で構成される。MOSトランジスタPT20は、そのゲートおよびドレインが接地ノードVssに接続され、抵抗モードで動作する。このMOSトランジスタPT20のチャネル抵抗をR20とすると、基準電圧Vrefは、次式で与えられる。
【0135】
Vref=I・R20+Vth
ここで、Vthは、MOSトランジスタPT20のしきい値電圧の絶対値を示す。リンク素子FL2〜FLmを選択的に溶断することにより、電流Iは、Ic/nのステップで調節することができる。したがって基準電圧Vrefは、Ic・R20/nのステップで調節することができる。MOSトランジスタP1〜Pmは、それぞれ並列に接続されており、それらのバックゲートは、図16には明確には示さないが、それぞれ外部電源ノードEXVccに接続され、ゲートは、MOSトランジスタPT3のゲートに接続される。したがって、これらのMOSトランジスタP1〜Pmのバックゲートバイアス効果は同じであり、これらのMOSトランジスタP1〜Pmのバックゲートバイアス効果を考慮してリンク素子を溶断する必要がなく、容易に基準電圧Vrefの調節を行なうことができる。
【0136】
なお、図16に示す構成において、MOSトランジスタP1〜Pmのゲート幅の総和が、MOSトランジスタPT3のゲート幅に等しくなるように設定されてもよく、また、このMOSトランジスタP1〜Pmの数を多くし、この基準電流出力ノードNFから出力される電流Iを、MOSトランジスタPT3を介して流れる電流Icよりも大きくするように調整される構成が用いられてもよい。
【0137】
なお、この図16に示す電圧/電流変換部3における基準電流値を調整するための互いに並列に接続されるMOSトランジスタを用いる構成は、図11〜14に示す構成に適用されてもよく、また図19に示す従来の基準電流発生回路において利用されてもよい。
【0138】
以上のように、この発明の実施の形態11に従えば、基準電流を生成するためのカレントミラー回路のスレーブ段のMOSトランジスタのゲート幅をマスタ段のMOSトランジスタのゲート幅の1/n倍とし、これらのMOSトランジスタに直列に接続されるリンク素子を選択的に溶断することにより、容易に基準電圧の電圧レベルの調整を行なうことが可能となる。
【0139】
[その他の適用例]
この発明に従う定電流発生回路は、DRAMの内部電源電圧を生成するための基準電圧発生のために好ましくは用いられる。しかしながら、半導体装置内の一定の基準電流が必要とされる定電流回路としても利用することができる。また、外部電源電圧と内部電源電圧の2つの電源電圧が用いられず、単に単一の外部電源電圧のみが用いられる構成であっても、定電流が必要とされるところに本発明に従う定電流発生回路は適用可能である。
【0140】
【発明の効果】
以上のように、この発明に従えば、カレントミラー回路を構成するMOSトランジスタのゲート幅(コンダクタンス係数)が異ならされ、これらのコンダクタンス係数の差が、抵抗素子により電流に変換される定電流発生回路において、これらのカレントミラー回路に電流を供給する電流源と、このカレントミラー回路からの電流を電圧情報に変換する電流/電圧変換素子とをそれぞれ分離して設けたため、フィードバックループは形成されず、いわゆる「オープンループ型」基準電流発生回路が実現され、フィードバックループのノイズによる発振を防止することができ、またこのカレントミラー回路に電流が流れなくなる「デッドロック現象」をも防止することができ、安定に必要とされる大きさの電流を供給することのできる定電流発生回路を実現することができる。
【0141】
また、このような低電流発生回路を利用して内部電源電圧を外部電源電圧から生成しており、安定に所望の電圧レベルの内部電源電圧を小占有面積の回路を利用して生成することができる。
すなわち、請求項1に係る発明に従えば、定電流発生回路において電流源トランジスタの制御電極に内部電源電圧を与えており、外部電源電圧に対する依存性の小さな定電流を生成して応じて外部電源電圧に対する依存性の小さな基準電圧を生成することができ、この基準電圧に基づいて内部電源電圧を生成することにより安定に発振を生じさせることのない内部電源電圧を生成することができる。
また、内部電源線に結合される容量素子により内部電源電圧生成のフィードバックループのノイズを抑制することができ、このループの発振を防止することができ安定に内部電源電圧を生成することができる。
【0142】
請求項2に係る発明に従えば、電源投入検出信号に従って内部電源線を外部電源伝供給ノードに結合しており、電源投入時において高速で内部電源電圧を外部電源電圧に従って生成することができ、また、定電流発生部においてスタートアップ回路を設ける必要がなく外部電源電圧投入後即座に定電流発生を行うことができる。
【0143】
請求項3に係る発明に従えば、抵抗素子をポリシリコン抵抗または拡散抵抗で構成しており、電界効果トランジスタのチャネル抵抗の温度依存性を補償して必要とされる弱いせいの温度依存性を有する基準電圧を生成することができる。
【0144】
請求項4に係る発明に従えば、定電流発生部の電流源トランジスタを、コンダクタンス係数が抵抗素子の抵抗値よりも大きな抵抗値を与えるようにチャネル長を長くしており、抵抗素子として機能して安定に内部電源電圧に従って一定の電流を供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明に従う定電流発生回路の原理的構成を示す図である。
【図2】 この発明の実施の形態1に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図3】 図2に示す定電流発生回路の動作を説明するための図である。
【図4】 この発明の実施の形態2に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図5】 内部電源電圧と外部電源電圧との関係を示す図である。
【図6】 この発明に従う定電流発生回路を用いる内部電源電圧発生部の構成を概略的に示す図である。
【図7】 この発明の実施の形態3に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図8】 この発明の実施の形態4に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図9】 図8に示す定電流発生回路の動作を説明するための図である。
【図10】 この発明の実施の形態5に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図11】 この発明の実施の形態6に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図12】 この発明の実施の形態7に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図13】 この発明の実施の形態8に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図14】 この発明の実施の形態9に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図15】 この発明の実施の形態10に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図16】 この発明の実施の形態11に従う定電流発生回路の構成を示す図である。
【図17】 従来の内部電源電圧発生部の構成を概略的に示す図である。
【図18】 図17に示す比較器の構成の一例を示す図である。
【図19】 図17に示す基準電圧発生回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
1 電流源、2 電流/電圧変換素子、3 電圧/電流変換部、PT1〜PT5,PT11〜PT15,P1〜Pm pチャネルMOSトランジスタ、NT1〜NT6,NT11〜NT13 nチャネルMOSトランジスタ、11 電流源、12 電流/電圧変換素子、13 電圧/電流変換部、24 リード端子、22 電源パッド、23 外部電源線、24 ローパスフィルタ、25 リード端子、26 パッド、27 接地線、28 ローパスフィルタ。
Claims (5)
- 第1の電源電圧を供給するノードと第1の内部ノードとの間に接続されかつその制御電極ノードおよび一方導通電極ノードが前記第1の内部ノードに接続される第1導電型の第1の電界効果トランジスタ、
前記第1の電源電圧を供給するノードと第2の内部ノードとの間に接続される抵抗性素子、
前記第2の内部ノードと第3の内部ノードとの間に接続されかつその制御電極ノードが前記第1の電界効果トランジスタの前記制御電極ノードに接続される第1導電型の第2の電界効果トランジスタ、
前記第1の内部ノードと第2の電源電圧を受けるノードとの間に接続されかつ内部電源線を介して内部電源電圧を制御電極ノードに受ける第2導電型の第3の電界効果トランジスタ、
前記第3の内部ノードと前記第2の電源電圧を受けるノードとの間に前記第3の電界効果トランジスタと分離して結合され、前記第2の電界効果トランジスタを流れる電流に応じた電圧を前記第3の内部ノードに生成する電流/電圧変換素子、
前記電流/電圧変換素子の生成する電圧を電流に変換して出力する電圧/電流変換手段、
前記電圧/電流変換手段からの電流に従って基準電圧を生成する基準電圧発生回路、
前記基準電圧発生回路の発生する基準電圧と前記内部電源電圧とを比較する比較回路、
前記第 1 の電源電圧が供給されるノードと前記内部電源電圧を伝達する内部電源線との間に接続され、前記比較回路の出力信号に従って、前記第1の電源電圧が供給されるノードから前記内部電源線に電流を供給して前記内部電源電圧を生成する電流ドライブトランジスタ、および
前記内部電源線に結合される容量素子を備える、内部電源電圧発生回路。 - 前記第1の電源電圧の投入を検出する電源投入検出回路と、
前記電源投入検出回路の出力する電源投入検出信号に応答して、電源投入時前記内部電源線を前記第1の電源電圧を供給するノードに結合するスイッチング素子をさらに備える、請求項1記載の内部電源電圧発生回路。 - 前記抵抗性素子は、ポリシリコン抵抗素子または拡散層を用いた拡散抵抗素子で構成される、請求項1記載の内部電源電圧発生回路。
- 前記第3の電界効果トランジスタは、前記抵抗素子が有する抵抗値よりも大きな抵抗値に相当するコンダクタンス係数を与えるようにそのチャネル長が長くされ、前記内部電源電圧に応じた一定の電流を供給する、請求項1記載の内部電源電圧発生回路。
- 第1の電源電圧を供給するノードと第1の内部ノードとの間に接続されかつその制御電極ノードおよび一方導通電極ノードが前記第 1 の内部ノードに接続される第1導電型の第 1 の電界効果トランジスタ、
前記第1の電源電圧を供給するノードと第2の内部ノードとの間に接続される抵抗性素子、
前記第2の内部ノードと第3の内部ノードとの間に接続されかつその制御電極ノードが前記第1の電界効果トランジスタの前記制御電極ノードに接続される第1導電型の第2の電界効果トランジスタ、
前記第1の内部ノードと第2の電源電圧を受けるノードとの間に接続されかつ制御電極ノードに与えられる電圧に応じた電流を供給する第2導電型の第3の電界効果トランジスタ、
前記第3の内部ノードと前記第2の電源電圧を受けるノードとの間に前記第3の電界効果トランジスタと分離して結合され、前記第2の電界効果トランジスタを流れる電流に応じた電圧を前記第3の内部ノードに生成する、制御電極が前記第3の内部ノードに結合される電界効果トランジスタで構成される電流/電圧変換素子、
第4の内部ノードと前記第2の電源電圧を受けるノードとの間に結合され、前記第3の 内部ノードの電圧を制御電極ノードに受け、前記第3の内部ノードの電圧に応じた電流を流す第2導電型の第4の電界効果トランジスタ、
前記第1の電源電圧を供給するノードと前記第4の電界効果トランジスタとの間に結合されかつ制御電極ノードが前記第4の内部ノードに接続され、前記第4の電界効果トランジスタを流れる電流と同じ大きさの電流を流す第1導電型の第5の電界効果トランジスタ、
前記第5の電界効果トランジスタとカレントミラー態様で結合され、前記第5の電界効果トランジスタを流れる電流のミラー電流を出力ノードに出力する第1導電型の第6の電界効果トランジスタを備える、定電流発生回路。
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