JP3636826B2 - 生体電気インピーダンス測定装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、生体電気インピーダンス法に基づいて、被験者の体脂肪の状態や体水分分布を推計するのに有用な生体電気インピーダンス測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、人間や動物の身体組成を評価する目的で、生体の電気特性に関する研究が行われている。生体の電気特性は、組織又は臓器の種類によって著しく異なっており、例えば、ヒトの場合、血液の電気抵抗率は１５０Ω・ｃｍ前後であるのに対して、骨や脂肪の電気抵抗率は１〜５ｋΩ・ｃｍもある。この生体の電気特性は、生体電気インピーダンスと呼ばれ、生体の体表面に装着された複数の電極間に微小電流を流すことにより測定される。このようにして得られた生体電気インピーダンスから被験者の体水分分布や体脂肪率、体脂肪量等を推計する方法を生体電気インピーダンス法という（「身体組成の評価法としての生体電気インピーダンス法」,Baumgartner, R.N., etc.著、「生体電気インピーダンスとその臨床応用」,医用電子と生体工学,金井寛著,20(3) Jun 1982、「インピーダンス法による体肢の水分分布の推定とその応用」,医用電子と生体工学,波江野誠等著,23(6) 1985、「インピーダンス法による膀胱内尿量の長時間計測」,人間工学,口ノ町康夫等著,28(3) 1992 等参照）。
【０００３】
生体電気インピーダンスは、生体中のイオンによって搬送される電流に対する生体の抵抗（レジスタンス）と、細胞膜、組織界面、あるいは非イオン化組織によって作り出される様々な種類の分極プロセスと関連したリアクタンスとから構成される。リアクタンスの逆数であるキャパシタンスは、電圧よりも電流に時間的遅れをもたらし、位相のズレ（フェーズシフト）を作り出すが、この値はレジスタンスに対するリアクタンスの比率の逆正接角（アークタンジェント）、すなわち、電気位相角として幾何学的に定量できる。
【０００４】
これら生体電気インピーダンスＺ、レジスタンスＲ、リアクタンスＸ及び電気位相角φは、周波数に依存している。非常に低い周波数ｆLでは、細胞膜と組織界面の生体電気インピーダンスＺは、電気を伝導するには高すぎる。したがって、電気は細胞外液を通してのみ流れ、測定される生体電気インピーダンスＺは純粋にレジスタンスＲである。
【０００５】
次に、周波数が増加するにつれて、電流は細胞膜を貫通するようになり、リアクタンスＸが高くなって位相角φを広げることになる。生体電気インピーダンスＺの大きさは、Ｚ²＝Ｒ²＋Ｘ²によって定義されるベクトルの値に等しい。リアクタンスＸ及び位相角φが共に最大になる時の周波数を臨界周波数ｆCといい、伝導導体である生体の１つの電気的特性値である。この臨界周波数ｆCを超えると、細胞膜と組織界面が容量性能力を失うようになり、これにつれてリアクタンスＸが減少する。非常に高い周波数ｆHでは、生体電気インピーダンスＺは再び純粋にレジスタンスＲと等価になる。
【０００６】
図１１は、人体の電気的等価回路図（等価回路モデル）である。この図において、Ｃｍは細胞膜容量を表し、Ｒｉ及びＲｅはそれぞれ細胞内液抵抗及び細胞外液抵抗を表している。低い周波数ｆLにおいては、電流は主に細胞外スペースを流れており、インピーダンスＺは細胞外液抵抗Ｒｅに等しくなる。高い周波数ｆHにおいては、電流は細胞膜を完全に通るようになり、細胞膜容量Ｃｍは実質的に短絡されているのと等価である。したがって、高い周波数ｆHでのインピーダンスＺは、合成抵抗Ｒi・Ｒｅ／（Ｒi＋Ｒｅ）に等しい。
以上説明した方法により、細胞内液抵抗Ｒｉと細胞外液抵抗Ｒｅとを求めることができ、これらに基づいて、被験者の体脂肪率、脂肪重量、除脂肪体重等の体脂肪の状態や体水分分布（細胞内液量、細胞外液量及びこれらの総和たる体内水分量）を推計でき、また、これらの抵抗Ｒｅ，Ｒｉの変化により、体水分分布の変化を推計できる。このような各パラメータの測定・推計を任意に選択された複数の周波数の微小正弦波電流を生体に投入し、得られた信号をデジタル信号処理して行う生体電気インピーダンス測定装置としては、特表平６−５０６８５４号公報に記載のものが知られている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記公報記載の従来装置においては、装置構成が複雑であることの他、任意に選択された複数の周波数の微小正弦波電流を所定間隔毎に生体に投入し、得られた信号を処理しているため、全ての測定が終了するのに数秒かかってしまう。したがって、以下に示す理由により、呼吸や脈等の影響を受けやすい、という欠点があった。
【０００８】
まず、呼吸の影響について説明する。
▲１▼上述したように、脂肪の抵抗率は著しく大きいことが知られているが、空気の電気インピーダンスも著しく大きい。
▲２▼生体電気インピーダンスは、上述したように、人体の体表面に装着された複数の電極間に微小電流を流すことにより測定されるが、電極は、通常、被験者の右手と右足にそれぞれ取り付けられるため、電流が右腕→右上半身→右下半身→右足と流れ、空気が多く含まれている右上半身（右肺）を通過している。
▲３▼生体電気インピーダンスは細胞膜容量Ｃｍ（図１１参照）の影響を受けるが、この容量Ｃｍが呼吸によって変化する。
【０００９】
また、生体電気インピーダンスは、血行動態や代謝能等と関係しており、血流量との間にも密接な関係がある。すなわち、身体の血流量は、体内水分量の一部であり、心臓の拡張、収縮に応じて変化する。一方、生体電気インピーダンスは、身体の水分量に応じて変化する。したがって、心臓の拡張、収縮に応じて変化する血流量を考慮して、生体電気インピーダンスを測定しなければならない。
しかしながら、上述した生体電気インピーダンス測定装置では、生体電気インピーダンスと血流量との間に密接な関係があるにもかかわらず、血流量を考慮して測定していないため、脈の影響を受けている。
【００１０】
そこで、脈や呼吸の影響を低減するために、脈や呼吸の周期よりも長い間連続して生体電気インピーダンスを測定することが考えられるが、たとえ微小電流（例えば、３００μＡ）とはいえ、長時間（例えば、１ｓｅｃ以上）連続して人体に電流を流した場合、人体に悪影響を及ぼす恐れがある。つまり、正弦波信号を用いた場合には、正確な生体電気インピーダンスや体脂肪量、体内水分量を測定できないという問題があった。
【００１１】
以上の問題を解決するためには、脈や呼吸の影響を受けないような非常に短かい時間で生体電気インピーダンスを測定する必要があるが、このために、正弦波の微小電流の代わりに多くの周波数成分を含んだインパルス状の微小電流を用いることが考えられる。しかしながら、この方法では、極短時間（例えば、０．１μｓｅｃ程度）に電気エネルギーを集中させるため、高電圧を発生する回路が必要になるばかりか、たとえ極短時間であっても非常に大きなエネルギーが人体に投入されるので、やけど等の損傷ないし場合によっては生命の危険が生じてしまうため、実用的ではない。
【００１２】
この発明は、上述の事情に鑑みてなされたもので、簡単な構成ながら一段と安全正確に生体電気インピーダンスを測定でき、体脂肪や体水分分布の状態の測定に用いて好適な生体電気インピーダンス測定装置を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明に係る生体電気インピーダンス測定装置は、長さが（２ⁿ−１）ビット（ｎは正の整数）の最長線形符号信号を生成し、生成した最長線形符号信号を測定信号として被験者の体の互いに隔たる所定の２箇所の表面部位に導電可能に付けた第１及び第２の電極を介して被験者の体に投入するための測定信号供給手段と、上記被験者の体に投入された上記測定信号の電流値を測定するための電流測定手段と、上記被験者の体の互いに隔たる所定の２箇所の表面部位に導電可能に付けた第３及び第４の電極を介して被験者の体の所定の表面部位間に生じる電圧値を測定するための電圧測定手段と、上記電流測定手段及び上記電圧測定手段によってそれぞれ測定された電流値及び電圧値を上記測定信号の少なくとも１周期毎に一時記憶するための記憶手段と、該記憶手段に上記測定信号の少なくとも１周期毎に記憶された電流値及び電圧値をフーリエ変換処理により、周波数毎の電流値及び電圧値に変換し、周波数毎に、上記生体の上記部位間の生体電気インピーダンスを算出し、得られた上記周波数毎の生体電気インピーダンスから求めるべき生体電気インピーダンス又は生体電気インピーダンスに基づく物理量を算出する演算手段と、該演算手段によって算出された結果を出力する出力手段とを備えてなることを特徴としている。
【００１４】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明に係る生体電気インピーダンス測定装置であって、上記測定信号供給手段は、所定周期のクロックに応じて入力信号をシフトするｎ個（ｎは正の整数）のシフトレジスタと、複数個の論理回路とから構成され、各論理回路は、上記ｎ個のシフトレジスタの少なくとも１つの出力信号又は他の論理回路の出力信号のうちのいずれか２つの論理和結果をいずれかのシフトレジスタへ入力することにより、長さが（２ⁿ−１）ビットの最長線形符号信号を生成し、生成した最長線形符号信号を測定信号として被験者の体の互いに隔たる所定の２箇所の表面部位に導電可能に付けた第１及び第２の電極を介して被験者の体に投入することを特徴としている。
【００１５】
また、請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明に係る生体電気インピーダンス測定装置であって、前記測定信号供給手段では、長さが（２ⁿ−１）ビット（ｎは正の整数）の最長線形符号信号はソフトウェアにより生成されることを特徴としている。
【００１６】
また、請求項４記載の発明は、請求項２記載の発明に係る生体電気インピーダンス測定装置であって、前記測定信号供給手段では、前記ｎ個（ｎは正の整数）のシフトレジスタと、前記複数個の論理回路とがソフトウェアにて構成されていることを特徴としている。
【００１７】
また、請求項５記載の発明は、請求項１，２，３又は４記載の発明に係る生体電気インピーダンス測定装置であって、上記測定信号供給手段は、その周期が上記最長線形符号信号の周期の２^p倍（ｐは正の整数）であり、そのデューティが５０パーセントである矩形波信号によって上記最長線形符号信号を変調して得られた信号を上記測定信号として上記被験者の体に投入し、上記演算手段は、上記記憶手段に上記測定信号の少なくとも１周期毎に記憶された電流値及び電圧値を高速フーリエ変換処理により、周波数毎の電流値及び電圧値に変換することを特徴としている。
【００１８】
また、請求項６記載の発明は、請求項１，２，３，４又は５記載の発明に係る生体電気インピーダンス測定装置であって、被験者の身長データ及び体重データを少なくとも含む被験者の人体特徴データを入力するための人体特徴データ入力手段を備え、上記演算手段は、周波数毎の生体電気インピーダンスに基づいて、最小二乗法の演算手法を駆使して、インピーダンス軌跡を求め、得られたインピーダンス軌跡から、被験者の周波数０時及び周波数無限大時の生体電気インピーダンスを算出し、算出された周波数０時及び周波数無限大時の生体電気インピーダンスに基づいて、被験者の細胞内液抵抗及び細胞外液抵抗を算出し、細胞内液抵抗及び細胞外液抵抗と、上記人体特徴データ入力手段によって入力された被験者の人体特徴データとに基づいて、被験者の細胞内液量、細胞外液量及びこれらの総和たる体液量のうち、少なくとも一を推計することを特徴としている。
【００１９】
また、請求項７記載の発明は、請求項１，２，３，４又は５記載の発明に係る生体電気インピーダンス測定装置であって、被験者の身長データ及び体重データを少なくとも含む被験者の人体特徴データを入力するための人体特徴データ入力手段を備え、上記演算手段は、上記周波数毎の生体電気インピーダンスに基づいて、最小二乗法の演算手法を駆使して、インピーダンス軌跡を求め、得られたインピーダンス軌跡から、被験者の周波数０時及び周波数無限大時の生体電気インピーダンスを算出し、算出された周波数０時及び周波数無限大時の生体電気インピーダンスに基づいて、被験者の細胞内液抵抗及び細胞外液抵抗を算出し、上記細胞内液抵抗及び細胞外液抵抗と、上記人体特徴データ入力手段によって入力された被験者の人体特徴データとに基づいて、被験者の体脂肪率、脂肪重量及び除脂肪体重のうち、少なくとも一を推計することを特徴としている。
【００２０】
また、請求項８記載の発明は、請求項１，２，３，４，５又は６記載の発明に係る生体電気インピーダンス測定装置であって、上記第１ないし第４の電極は、それぞれ対応する回路と同軸ケーブルで接続され、少なくとも第３及び第４の電極に接続される同軸ケーブルのシールド部は、上記第３の電極の電位と上記第４の電極の電位との中間の電位に保持されることを特徴としている。
【００２１】
【作用】
この発明の構成では、測定信号として、多くの周波数成分を含むにもかかわらず、瞬時ではあるが被験者にとっては危険がない程度にエネルギーが分散し、しかも、周波数スペクトルの振幅が全周波数領域にわたって略フラットである最長線形符号信号を用いているので、体脂肪の状態や体内水分分布の測定において、生体を損傷することもなく、また、呼吸や脈による影響を取り除くことができ、全周波数領域にわたってＳ／Ｎの良い計測が可能となる。
さらに、測定信号は、シフトレジスタ及び複数個の論理回路のみから生成でき、構成が非常に簡単になる。
【００２２】
また、この発明の別の構成では、矩形波信号によって最長線形符号信号を変調して得られた信号を測定信号として用いると共に、測定結果である電流値及び電圧値を高速フーリエ変換処理により、周波数毎の電流値及び電圧値に変換しているので、演算時間を大幅に短縮することができる。
【００２３】
また、この発明の別の構成では、最小二乗法の演算手法を駆使して、周波数無限大時の生体電気インピーダンスが求められるので、浮遊容量や外来ノイズの影響を回避でき、細胞膜の容量成分を含まず、純粋な細胞外液抵抗と細胞内液抵抗とを求めることができる。それゆえ、従来より一段と良好な測定再現性及び測定精度を実現できる。
【００２４】
さらに、この発明の別の構成では、第１ないし第４の電極をそれぞれ対応する回路と同軸ケーブルで接続すると共に、少なくとも第３及び第４の電極に接続される同軸ケーブルのシールド部を第３の電極の電位と第４の電極の電位との中間の電位に保持したので、同軸ケーブルのシールド部とグランドとの間に出現する容量による測定信号の交流分の電圧降下を減少させることができ、これによってもＳ／Ｎの良好な測定精度を実現できる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の実施の形態について説明する。説明は、実施例を用いて具体的に行う。
◇第１実施例
図１は、この発明の第１実施例である生体電気インピーダンス測定装置の電気的構成を示すブロック図、また、図２は、同装置の使用状態を模式的に示す模式図である。
この例の生体電気インピーダンス測定装置１００は、図１及び図２に示すように、キーボード１と、被験者の体Ｂにプローブ電流Ｉａを測定信号として送出し、これにより被験者の体Ｂから得られる電圧電流情報をデジタル処理するための測定処理部２と、装置各部を制御すると共に、測定処理部２の処理結果に基づいて人体の生体電気インピーダンスや体脂肪、体内水分分布に関する各種数量を算出するためのＣＰＵ（中央演算処理装置）３と、このＣＰＵ３によって算出された被験者の体Ｂの生体電気インピーダンスや体脂肪量、体内水分量等を表示するための表示部４と、ＣＰＵ３の処理プログラムを記憶するＲＯＭ５と、各種データ（例えば、被験者の身長、体重、性別、細胞外液や細胞内液の量等）を一時記憶するデータ領域及びＣＰＵ３の作業領域が設定されるＲＡＭ６とから概略構成されている。
【００２６】
上記キーボード１は、測定者が測定開始を指示するための測定開始スイッチや、被験者の身長、体重、性別及び年齢等の人体特徴項目を入力したり、全測定時間Ｔや測定間隔ｔ等を測定目的に応じて設定／設定変更するための各種キーから構成されており、キーボード１から供給される各キーの操作データは、図示せぬキーコード発生回路でキーコードに変換されてＣＰＵ３に供給される。
【００２７】
また、上記測定処理部２は、ＰＩＯ（パレラル・インタフェース）７１、測定信号発生器７２、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）７３、カップリングコンデンサ７４及び身体の所定の部位に貼り付けられる電極Ｈｃからなる出力処理回路と、同じく身体の所定の部位に貼り付けられる電極Ｈｐ，Ｌｐ，Ｌｃ、カップリングコンデンサ８０ａ，８０ｂ，９０、差動増幅器８１、Ｉ／Ｖ変換器（電流／電圧変換器）９１、アナログのアンチエリアシングフィルタからなるＬＰＦ８２，９２、Ａ／Ｄ変換器８３，９３及びサンプリングメモリ（リングバッファ）８４，９４からなる入力処理回路とから構成されている。
【００２８】
測定処理部２において、測定信号発生器７１は、出力抵抗が発生する信号周波数のすべての領域にわたって１０ｋΩ以上であり、全測定時間Ｔの間、所定の周期ｔで、ＰＩＯ７１を介してＣＰＵ３から信号発生指示信号が供給される度に、最長線形符号（maximal linear codes）系列（Ｍ系列）のプローブ電流Ｉａを所定回数繰り返し生成し、生成されたプローブ電流Ｉａを測定信号として、その高周波のノイズを除去するＬＰＦ７３及び被験者の体Ｂに直流分が流れないように除去するカップリングコンデンサ７４を介して、表面電極Ｈｃに送出する。プローブ電流Ｉａの値は、例えば、５００〜８００μＡである。また、信号発生指示信号の供給周期は、測定者がキーボード１を用いて設定した測定間隔ｔに一致する。さらに、この例では、プローブ電流（測定信号）Ｉａの繰返回数は、信号発生指示信号１回当たり、１〜２５６回である。この繰返回数も測定者がキーボード１を用いて任意に設定できるようにしても良い。繰返回数は、多いほど精度が高くなるが、微小電流とは言え、長時間連続して人体に流した場合、人体に悪影響を及ぼす虞があるので、１〜２５６回が好ましい。
【００２９】
表面電極Ｈｃは、図２に示すように、測定時、被験者の右の手甲部Ｈに導電可能に吸着方式により貼り付けられる。それゆえ、測定信号（プローブ電流）Ｉａは、被験者の右手の部分から体Ｂに入る。なお、カップリングコンデンサ７４と表面電極Ｈｃとの間は、図示せぬ同軸ケーブルで接続されており、同軸ケーブルのシールド部は接地されている。
【００３０】
ここで、Ｍ系列信号について説明する。
Ｍ系列信号は、スペクトラム拡散通信方式やスペクトラム拡散測距システムにおいて一般的に用いられる符号信号であって、ある長さのシフトレジスタ又は遅延素子によって生成される符号系列のうち、最長のものをいう。長さが（２ⁿ−１）ビット（ｎは正の整数）のＭ系列信号を生成する２値のＭ系列信号発生器は、ｎ段のシフトレジスタと、そのｎ段の状態の論理的結合をシフトレジスタの入力へ帰還する論理回路（排他的論理和回路）とから構成される。あるサンプル時刻（クロック時刻）におけるＭ系列信号発生器の出力及び各段の状態は、直前のサンプル時刻における帰還段の出力の関数である。なお、この実施例では、測定信号発生器７１として、シフトレジスタが８段（ｎ＝８）のＭ系列信号発生器を用いている。また、シフトレジスタのシフトクロックの周波数を２ＭＨｚに設定している。
【００３１】
「発明が解決しようとする課題」の欄で説明したように、インパルス信号を用いた場合には少ない時間間隔（０．１μｓｅｃ程度）にエネルギーが集中するのに対して、Ｍ系列信号を用いたプローブ電流は、多くの周波数成分を含むにもかかわらず１ｍｓｅｃ程度にエネルギーが分散するため、生体を損傷することなく、また、脈や呼吸の周期より十分に短い時間間隔で発生するので、これらの影響を受けることもない。さらに、例えば、デューティ５０％の矩形波信号の場合、周波数スペクトルの振幅は低周波では大きく、高周波で小さいので、Ｓ／Ｎの周波数特性が高周波領域で劣化するのに対して、Ｍ系列信号は、周波数スペクトルの振幅が全周波数領域にわたって略フラットであるので、Ｓ／Ｎの周波数特性も略フラットである。なお、Ｍ系列信号の詳細については、R. C. Dixon著、「スペクトラム拡散通信方式」（P56〜P89）を参照されたい。
【００３２】
次に、入力処理回路について説明する。
図２に示すように、表面電極Ｈｐは、被験者の右の手甲部Ｈに吸着方式により導電可能に貼り付けられ、一方、表面電極Ｌｐは、右の足甲部Ｌに吸着方式により導電可能に貼り付けられる。図１に示すカップリングコンデンサ８０ａ，８０ｂと表面電極Ｈｐ，Ｌｐとの間は、図３に示すように、それぞれ同軸ケーブルＣ１，Ｃ２で接続されると共に、同軸ケーブルＣ１，Ｃ２のシールド部は、シールドドライブ回路８５によって表面電極Ｈｐの電位と表面電極Ｌｐの電位の中間の電位に保持されている。シールドドライブ回路８５は、電圧フォロア８６と、基準抵抗Ｒ０，Ｒ０とから構成されている。基準抵抗Ｒ０，Ｒ０は縦続接続され、一端がカップリングコンデンサ８０ａの一端と同軸ケーブルＣ１との接続点に、他端がカップリングコンデンサ８０ｂの一端と同軸ケーブルＣ２との接続点に接続され、両基準抵抗Ｒ０，Ｒ０の接続点は電圧フォロア８６の入力端に接続されている。電圧フォロア８６の出力端は、２本の同軸ケーブルＣ１，Ｃ２のシールド部に接続されている。
【００３３】
ここで、図４を参照して、シールドドライブ回路８５を用いる理由について説明する。
表面電極Ｈｐ，Ｌｐは、シールドドライブ回路８５も同軸ケーブルＣ１，Ｃ２も用いず、通常のケーブルを介してカップリングコンデンサ８０ａ，８０ｂと接続した場合には、非常にインピーダンスが高い状態だが、同軸ケーブルＣ１，Ｃ２を用いてシールド部を接地すると、図４（ａ）に示すように、それぞれケーブルとグランドとの間に容量ＣHが出現する。表面電極Ｌｐの電位は、同軸ケーブルＣ２を用いてシールド部を接地することにより、略０Ｖとなるが、表面電極Ｈｐの電位は高いため、実質的には、図４（ｂ）に示すように、表面電極Ｈｐ，Ｌｐ間に容量ＣHが介挿された状態となり、測定時に容量ＣHを介して測定電流の交流成分がグランドに流れ、表面電極Ｈｐ，Ｌｐ間で電圧降下が生じてしまう。
そこで、図３及び図４（ｃ）に示すように、シールドドライブ回路８５により、同軸ケーブルＣ１，Ｃ２のシールド部の電位ＶHPを表面電極Ｈｐの電位ＶLPと表面電極Ｌｐの電位の中間の電位｛（ＶHP−ＶLP）／２｝に保持すると、表面電極Ｈｐ，Ｌｐ間に容量ＣHが直列接続された状態となり、結果的に、図４（ｄ）に示すように、表面電極Ｈｐ，Ｌｐ間には容量ＣH／２が接続されたことと同じになるから、表面電極Ｈｐ，Ｌｐ間における電圧降下も図４（ｂ）の場合に比べて半分になる。
【００３４】
このように構成すれば、ロスなく表面電極Ｈｐ，Ｌｐ間の電圧を測定でき、Ｓ／Ｎが良好な測定が可能となる。
なお、同軸ケーブルＣ１，Ｃ２を用いてシールド部を接地することにより、表面電極Ｈｐとグランドに出現する容量と、表面電極Ｌｐとグランドに出現する容量とは実際にはその値が若干異なるが、説明を簡単にするため同一の値としている。また、以上説明した現象は、表面電極Ｈｃ，Ｌｃについても生じ得るが、表面電極Ｈｃ，Ｌｃはインピーダンスが低いので、その影響が少なく、同軸ケーブルのシールド部は、接地しても良いし、シールドドライブ回路８５でドライブしても良い。
【００３５】
次に、図１に示す差動増幅器８１は、２つの表面電極Ｈｐ，Ｌｐ間の電位（電位差）を検出する。すなわち、差動増幅器８１は、上記プローブ電流Ｉａが被験者の体Ｂに投入されると、被験者の右手足間の電圧Ｖｐを検出し、ＬＰＦ８２へ入力することになる。この電圧Ｖｐは、表面電極Ｈｐと表面電極Ｌｐとの間における被験者の体Ｂの生体電気インピーダンスによる電圧降下である。
ＬＰＦ８２は、上記電圧Ｖｐから高周波のノイズを除去し、Ａ／Ｄ変換器８３へ供給する。ＬＰＦ８２のカットオフ周波数は、Ａ／Ｄ変換器８３のサンプリング周波数の半分より低い。これにより、Ａ／Ｄ変換器８３によるＡ／Ｄ変換処理で発生する折り返し雑音が除去される。Ａ／Ｄ変換器８３は、ＣＰＵ３からデジタル変換信号Ｓｄが供給される度に、上記ノイズが除去された電圧Ｖｐを所定のサンプリング周期でデジタル信号に変換し、デジタル化された電圧Ｖｐをサンプリング周期毎にサンプリングメモリ８４へ供給する。
【００３６】
次に、表面電極Ｌｃは、図２に示すように、被験者の右の足甲部Ｌに吸着方式により貼り付けられる。表面電極Ｈｃとカップリングコンデンサ９０（図１参照）との間は、図示せぬ同軸ケーブルで接続されており、同軸ケーブルのシールド部は接地されている。Ｉ／Ｖ変換器９１は、２つの表面電極Ｈｃ，Ｌｃ間に流れる電流を検出して電圧に変換する。すなわち、Ｉ／Ｖ変換器９１は、プローブ電流Ｉａが被験者の体Ｂに投入されると、被験者の右手足間を流れるプローブ電流Ｉａを検出し、電圧Ｖｃに変換した後、ＬＰＦ９２へ供給する。
【００３７】
ＬＰＦ９２は、入力された電圧Ｖｃから高周波のノイズを除去し、Ａ／Ｄ変換器９３へ供給する。ＬＰＦ９２のカットオフ周波数は、Ａ／Ｄ変換器９３のサンプリング周波数の半分より低い。この場合も、Ａ／Ｄ変換器９３によるＡ／Ｄ変換処理で発生する折り返し雑音が除去される。Ａ／Ｄ変換器９３は、ＣＰＵ３からデジタル変換信号Ｓｄが供給される度に、上記ノイズが除去された電圧Ｖｃを所定のサンプリング周期でデジタル信号に変換し、デジタル化された電圧Ｖｃをサンプリング周期毎にサンプリングメモリ９４へ供給する。
【００３８】
ＣＰＵ３は、ＲＯＭ５に記憶された処理プログラムに従って、上述した測定処理部２による測定を開始し、所定のサンプリング周期で、検出電圧Ｖｐ，Ｖｃを所定の回数サンプリングした後、測定を停止する制御を行う他、以下の処理を行う。すなわち、ＣＰＵ３は、まず、サンプリングメモリ８４，９４に格納された、時間の関数である電圧Ｖｐ，Ｖｃを逐次読み出してそれぞれフーリエ変換処理により、周波数の関数である電圧Ｖｐ（ｆ），Ｖｃ（ｆ）（ｆは周波数）に変換した後、平均化を行い、周波数毎の生体電気インピーダンスＺ（ｆ）｛＝Ｖｐ（ｆ）／Ｖｃ（ｆ）｝を算出する。
次に、ＣＰＵ３は、得られた周波数毎の生体電気インピーダンスＺ（ｆ）に基づいて、最小二乗法の演算手法を駆使して、図５に示されるようなインピーダンス軌跡Ｄを求め、得られたインピーダンス軌跡Ｄから、被験者の体Ｂの周波数０時の生体電気インピーダンスＲ0と、周波数無限大時の生体電気インピーダンスＲ∞とを算出し、算出結果から、被験者の体Ｂの細胞内液抵抗と細胞外液抵抗とを算出する。
【００３９】
「従来の技術」の欄では、人体の細胞内細胞を単純な電気的等価回路（図１１参照）で表したが、実際の人体の組織では、色々な大きさの細胞が不規則に配置されているので、実際に近い電気的等価回路は、図６に示すように、時定数τ＝Ｃmk・Ｒikを有する容量と抵抗との直列接続素子が分布している分布定数回路で表される（Ｒｅは細胞外液抵抗、Ｒikは各細胞の細胞内液抵抗、Ｃmkは各細胞の細胞膜容量である）。したがって、この実施例では、実際に近い電気的等価回路（図６参照）を採用して、細胞内液抵抗と細胞外液抵抗とを求めることとしたので、人体のインピーダンス軌跡Ｄは、図５に示すように、中心が実軸より上がった円弧となる。
【００４０】
次に、算出された細胞内液抵抗と細胞外液抵抗、及びキーボード１から入力された被験者の身長、体重、性別及び年齢等の人体特徴データ等に基づいて、予め処理プログラムの中に組み込まれてある身体組成推定式を駆使して、被験者の体Ｂの細胞内液、細胞外液、体脂肪率、脂肪重量、除脂肪体重、細胞内液量、細胞外液量及びこれらの総和たる体内水分量（体液量）の各量を算出する。そして、算出された各データを表示コントローラと表示器（例えばＬＣＤ）とからなる表示部４に表示する。
【００４１】
上記構成の生体電気インピーダンス測定装置１００を用いる場合には、まず、測定に先だって、図２に示すように、２個の表面電極Ｈｃ，Ｈｐを被験者の右の手甲部Ｈに、２個の表面電極Ｌｐ，Ｌｃを被験者の右の足甲部Ｌにそれぞれ吸着方式により貼り付ける（このとき、表面電極Ｈｃ，Ｌｃを、表面電極Ｈｐ，Ｌｐよりも人体の中心から遠い部位に貼り付ける）。次に、測定者（又は被験者自身）が、生体電気インピーダンス測定装置１００のキーボード１を用いて、被験者の身長、体重、性別及び年齢等の人体特徴項目を入力すると共に、測定開始から測定終了までの全測定時間Ｔや測定間隔ｔ等を設定する。キーボード１から入力されたデータ及び設定値は、ＲＡＭ５に記憶される。
【００４２】
次に、測定者（又は被験者自身）がキーボード１の測定開始スイッチをオンにすると、ＣＰＵ３は、まず、所定の初期設定を行った後、測定処理部２の測定信号発生器７２に信号発生指示信号を送出する。
これにより、測定信号発生器７２が、Ｍ系列のプローブ電流Ｉａを所定回数繰り返し生成し、測定信号としてＬＰＦ７３、カップリングコンデンサ７４、図示せぬ同軸ケーブルを介して、被験者の手甲部Ｈに貼り付けられた表面電極Ｈｃ（図２参照）に送出するので、５００〜８００μＡの測定信号Ｉａが、表面電極Ｈｃから被験者の体Ｂを流れ、最初の測定が開始される。
【００４３】
測定信号Ｉａが被験者の体Ｂに投入されると、測定処理部２の差動増幅器８１において、電極Ｈｐ，Ｌｐが貼り付けられた右手足間で生じた電圧Ｖｐが検出され、ＬＰＦ８２を経て、Ａ／Ｄ変換器８３へ供給される。一方、Ｉ／Ｖ変換器９１では、電極Ｈｃ，Ｌｃが貼り付けられた右手足間を流れるプローブ電流Ｉａが検出され、電圧Ｖｃに変換された後、ＬＰＦ９２を経てＡ／Ｄ変換器９３へ供給される。このとき、ＣＰＵ３からは、サンプリング周期毎にＡ／Ｄ変換器８３，９３に対してデジタル変換信号Ｓｄが供給される。
Ａ／Ｄ変換器８３では、デジタル変換信号Ｓｄの供給を受ける度に、電圧Ｖｐをデジタル信号に変換し、サンプリングメモリ８４へ供給する。サンプリングメモリ８４は、デジタル化された電圧Ｖｐを順次記憶する。一方、Ａ／Ｄ変換器９３では、デジタル変換信号Ｓｄの供給を受ける度に、電圧Ｖｃをデジタル信号に変換し、サンプリングメモリ９４へ供給する。サンプリングメモリ９４は、デジタル化された電圧Ｖｃを順次記憶する。
【００４４】
ＣＰＵ３は、プローブ電流（測定信号）Ｉａの繰返回数が、予め設定された回数に達すると、測定を停止する制御を行った後、まず、サンプリングメモリ８４，９４に格納された、時間の関数である電圧Ｖｐ，Ｖｃを逐次読み出してそれぞれフーリエ変換処理により、周波数の関数である電圧Ｖｐ（ｆ），Ｖｃ（ｆ）（ｆは周波数）に変換した後、平均化を行って、周波数毎の生体電気インピーダンスＺ（ｆ）｛＝Ｖｐ（ｆ）／Ｖｃ（ｆ）｝を算出する。
次に、ＣＰＵ３は、算出された周波数毎の上記生体電気インピーダンスＺ（ｆ）に基づいて、最小二乗法の演算手法により、カーブフィッテイングを行い、図５に示されるようなインピーダンス軌跡Ｄを求め、得られたインピーダンス軌跡Ｄから、被験者の体Ｂの周波数０時の生体電気インピーダンスＲ0と、周波数無限大時の生体電気インピーダンスＲ∞（インピーダンス軌跡Ｄの円弧がＸ軸と交わる点のＸ座標値に相当）とを算出し、算出結果から、被験者の体Ｂの細胞内液抵抗と細胞外液抵抗とを算出する。
【００４５】
そして、ＣＰＵ３は、算出された細胞内液抵抗と細胞外液抵抗、及びキーボード１から入力された被験者の身長、体重、性別及び年齢等の人体特徴データ等に基づいて、予め処理プログラムの中に組み込まれてある身体組成推定式を駆使して、被験者の体Ｂの細胞内液、細胞外液、体脂肪率、脂肪重量、除脂肪体重、細胞内液量、細胞外液量及びこれらの総和たる体内水分量（体液量）の各量を算出する。そして、算出された各データをＲＡＭ６に記憶すると共に、表示部４に表示する。
次に、ＣＰＵ３は、全測定時間Ｔが経過したか否かを判断し、経過したとの結論が得られれば、以後の測定処理を終了し、経過していなければ、測定間隔に相当する時間ｔが経過するのを待った後、再び同様の測定処理を開始する。そして、上述の処理を、全測定時間Ｔが経過するまで繰り返す。
【００４６】
このように、この例の構成によれば、プローブ電流Ｉａとして、多くの周波数成分を含むにもかかわらず１ｍｓｅｃ程度にエネルギーが分散し、しかも、周波数スペクトルの振幅が全周波数領域にわたって略フラットなＭ系列信号を用いているので、体脂肪の状態や体内水分分布の測定において、生体を損傷することもなく、また、呼吸や脈による影響を取り除くことができ、全周波数領域にわたってＳ／Ｎの良い計測が可能である。さらに、測定信号は、シフトレジスタ及び複数個の論理回路のみから生成でき、構成が非常に簡単になる。
また、最小二乗法によるカーブフィッテイングの手法を用いて、周波数無限大時の生体電気インピーダンスが求められるので、浮遊容量や外来ノイズの影響を回避でき、細胞膜の容量成分を含まず、純粋な細胞外液抵抗と細胞内液抵抗とを求めることができる。
【００４７】
さらに、表面電極Ｈｃ，Ｈｐ，Ｌｐ，Ｌｃと回路素子７３，８１，９１との間に、カップリングコンデンサ７４，８０ａ，８０ｂ，９０を介挿したので、生体に流れ込んだり、生体中に流れている電流の直流分をカットでき、生体にとっても装置にとっても安全である。
また、表面電極Ｈｃ，Ｈｐ，Ｌｐ，Ｌｃと回路素子７３，８１，９１との間に、同軸ケーブルを介挿すると共に、少なくとも表面電極Ｈｐ，Ｌｐに接続される同軸ケーブルＣのシールド部をシールドドライブ回路８５（図３参照）によって表面電極Ｈｐの電位ＶHPと表面電極Ｌｐの電位ＶLPの中間の電位に保持したので、同軸ケーブルのシールド部とグランドとの間に出現する容量による測定信号の交流分の電圧降下を減少させることができ、これによってもＳ／Ｎの良好なプローブ電流Ｉａが検出できる。
【００４８】
さらに、測定信号発生器７１の出力抵抗を発生する信号周波数のすべての領域にわたって１０ｋΩ以上とすると共に、ＬＰＦ７３と表面電極Ｈｃとの間にカップリングコンデンサ７４を介挿したので、表面電極Ｈｃを実質的に定電流源とみなすことができ、生体電気インピーダンス（１ｋΩ程度）によってプローブ電流Ｉａの電流値が変化することがなく、生体に流れる電流の最大値が決まり、生体にとって安全である。
したがって、被験者の体脂肪の状態や体内水分分布を一段と正確にかつ安全に推計できる。
【００４９】
◇第２実施例
次に、第２実施例について説明する。この第２実施例は、上記した第１実施例の構成のうち、図１に示す測定信号発生器７２の構成のみが異なる。
すなわち、第１実施例では、測定信号発生器７２は、（２ⁿ−１）ビットの長さのＭ系列信号を生成して、それをプローブ電流Ｉａとして出力したが、この第２実施例では、このＭ系列信号を矩形波信号によって変調し、その変調後の信号をプローブ電流Ｉａとして出力する。図７は、排他的論理和回路からなる変調器７２ａであり、Ｍ系列信号ＳM1を変調信号ＳM2で変調する。Ｍ系列信号ＳM1の長さは、第１実施例と同様、（２ⁿ−１）ビットであり、一方、変調信号ＳM2は、デューティ５０％の矩形波信号であって、その周期は、Ｍ系列信号ＳM1の周期（２ⁿ−１）の２^p倍である（ｐは正の整数）。Ｍ系列信号ＳM1と変調信号ＳM2のタイミングチャートの一例を図８に示す。この図の例では、ｎ＝８、ｐ＝２である。すなわち、Ｍ系列信号ＳM1の周期は、Ｍ系列信号発生器を構成するシフトレジスタのシフトクロックの周波数を第１実施例と同様、２ＭＨｚとすると、｛（２⁸−１）／（２×１０⁶）｝＝２５５／（２×１０⁶）＝１２７．５μｓｅｃ、変調信号ＳM2の周期は、１２７．５μｓｅｃの２²倍で５１０μｓｅｃとなる。
【００５０】
Ｍ系列信号ＳM1及び変調信号ＳM2を周波数軸上で表すと、それぞれ図９（ａ）及び（ｂ）に示すようになる。これらの図において、ｆは上記変調信号ＳM2の基本周波数であり、１／（５１０×１０^-6）＝１．９６ｋＨｚである。したがって、図９（ａ）に示すスペクトラムの周波数０，２^pｆ，２×２^pｆ，３×２^pｆ，・・・は、それぞれ０ｋＨｚ，約７．８４ｋＨｚ，約１５．７ｋＨｚ，約２３．５ｋＨｚ，・・・となる。
また、図９（ｂ）において、ｆは、スペクトラムの周波数間隔（一般的に、上記基本周波数に等しい）、（ｍ₁×ｍ₂×……×ｍ_k）は、Ｍ系列信号ＳM1の周期（２ⁿ−１）を約数の積で表したものであり、この例では、ｎ＝８、ｋ＝３、ｍ₁＝３、ｍ₂＝５、ｍ₃＝１７、すなわち、（２⁸−１）＝３×５×１７＝２５５である。よって、スペクトラムの周波数間隔ｆは、１．９６×１０³／２５５＝７．６９Ｈｚである。このスペクトラムの周波数間隔をＷで表す。このようなＭ系列信号ＳM1及び変調信号ＳM2を図７に示す変調器７２ａに入力すると、周波数軸上における畳み込み積分となるので、変調後の信号のスペクトラムは、図９（ｃ）のようになる。この図において、矢印で示したスペクトラムの周波数は、各スペクトラムの中心周波数に対して、Ｗだけ高い値であり、この部分にエネルギーが集中していることがわかる。つまり、各スペクトラムの中心周波数０×２^pｆ，１×２^pｆ，２×２^pｆ，・・・に対して、Ｗ、すなわち、０×２^pｆ＋ｆ，１×２^pｆ＋ｆ，２×２^pｆ＋ｆ，・・・、一般化すれば、ｑ×２^pｆ＋ｆ（ｑ＝０，１，２，・・・）に該当する周波数（ｑ×２^p＋１）ｆにエネルギーが集中している。
【００５１】
したがって、上記した周波数特性を有する変調後の信号を測定信号として被験者の体Ｂに投入し、得られた信号のうち、上記エネルギーが集中している周波数（ｑ×２^p＋１）ｆのみを選択して高速フーリエ変換処理を施すことにより、計算回数が、すべてのスペクトラムについて高速フーリエ変換処理を施す場合の計算回数２^P（２ⁿ−１）（２×Ｐ＋ｍ₁＋ｍ₂＋……＋ｍ_k）の１／２^Pである（２ⁿ−１）（２×Ｐ＋ｍ₁＋ｍ₂＋……＋ｍ_k）回となり、計算時間が大幅に短縮できる。
【００５２】
次に、この実施例における信号処理のタイミングについて説明する。上記したように、呼吸や脈の影響をできるだけ少なくして測定精度を上げるため及び人体への影響を最小限にするために、測定電流を極短時間被験者の体に流しつつ、複数回データを取り込んでその平均化を行う。この実施例では、２５６回のデータの取り込み及びその平均化を行うものとし、１回のデータ取り込み時間は、変調信号Ｓ_M2の１周期分であり、データ取り込み間隔は、変調信号Ｓ_M2の３周期分とする。すなわち、変調信号Ｓ_M2の１周期は５１０μｓｅｃであるから、１回のデータ取り込み時間も５１０μｓｅｃであり、データ取り込み間隔は、５１０μｓｅｃ×３＝１５３０μｓｅｃ、全測定時間は、（５１０＋１５３０）μｓｅｃ×２５６≒０．５２２ｓｅｃとなる。
したがって、測定電流を被験者の体に連続的に流している時間は約０．５ｓｅｃであり、呼吸や脈の影響をできるだけ少なくして測定精度を上げることができると共に、人体への影響を最小限にすることができる。
【００５３】
以上説明した第１及び第２実施例の構成によれば、従来に比べて測定精度を上げることができるが、その測定精度を維持するために、以下に示す方法により定期的に校正を行う。
すなわち、図１０に示すように、インピーダンス値が既知の２つの基準インピーダンス素子Ｚ₁，Ｚ₂に生体電気インピーダンス測定装置１００の表面電極Ｈｃ，Ｈｐ，Ｌｃ，Ｌｐを交互に接続した後、上記第１及び第２実施例と同様の測定手順でインピーダンスを測定し、上記既知のインピーダンス値Ｚ₁，Ｚ₂及び測定によって得られたインピーダンス値Ｚ'₁，Ｚ'₂とに基づいて校正を行う。インピーダンス素子２００としては、理想的には、温度特性がフラットでそのインピーダンス値及びその周波数特性が人体の生体電気インピーダンスと等しいものを用いる必要があるが、実際には、例えば、温度特性の良い精度１％の酸化被膜抵抗素子（抵抗値；２００Ω、５００Ω）を用いる。
【００５４】
以上、この発明の実施例を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施例に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
例えば、算出する生体電気パラメータは、生体電気インピーダンス、インピーダンス軌跡、細胞外液抵抗及び細胞内液抵抗に限らず、生体電気アドミッタンス、アドミッタンス軌跡、上記生体電気インピーダンス又は生体電気アドミッタンス、細胞外液抵抗及び細胞内液抵抗等の時間的変化量並びにこれらの一部であっても良く、このようにすれば、体脂肪率等の測定だけでなく、各種医療測定（例えば、透析の状態測定）への適用が期待できる。また、電極の取付箇所は、手や足に限定されない。
【００５５】
また、Ｍ系列信号発生器を構成するシフトレジスタや論理回路は、ハードウェア構成であると、ソフトウェア構成であるとを問わない。
【００５６】
また、上述の実施例では、ＬＰＦ８２及びＡ／Ｄ変換器８３と、ＬＰＦ９２及びＡ／Ｄ変換器９３とを用いた例を示したが、これらに代えて、縦続接続された１組のＬＰＦ及びＡ／Ｄ変換器又は１個のＡ／Ｄ変換器と、その入力端と出力端とに取り付けられた切換スイッチとを設けても良い。これにより、少なくともＡ／Ｄ変換器を１個にすることができ、構成をさらに簡単にできる。
さらに、上述の実施例では、人体特徴項目として、被験者の身長、体重、性別及び年齢等を入力する場合について述べたが、必要に応じて、性別、年齢等を省略しても良く、あるいは人種等の項目を付加しても良い。算出された人体の生体電気パラメータをプリンタに出力するようにしても良い。さらに、脈波センサや呼吸の周期を検出できるセンサを人体に貼り付け、各センサの出力信号により測定タイミングを設定するようにしても良い。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明の生体電気インピーダンス測定装置によれば、測定信号として、多くの周波数成分を含むにもかかわらず、瞬時ではあるが被験者にとっては危険がない程度にエネルギーが分散し、しかも、周波数スペクトルの振幅が全周波数領域にわたって略フラットである最長線形符号信号を用いているので、体脂肪量や体内水分量の測定において、生体を損傷することもなく、また、呼吸や脈による影響を取り除くことができ、全周波数領域にわたってＳ／Ｎの良い計測が可能となる。さらに、測定信号は、シフトレジスタ及び複数個の論理回路のみから生成でき、構成が非常に簡単になる。
すなわち、簡単な構成で一段と正確かつ安全に生体電気インピーダンス、体脂肪の状態、体水分分布を測定できる。
【００５８】
また、最小二乗法によるカーブフィッテイングの手法を用いて、周波数無限大時の生体電気インピーダンスが求められるので、浮遊容量や外来ノイズの影響を回避でき、細胞膜の容量成分を含まず、純粋な細胞外液抵抗と細胞内液抵抗とを求めることができる。
【００５９】
また、この発明の別の構成では、矩形波信号によって最長線形符号信号を変調して得られた信号を測定信号として用いると共に、測定結果である電流値及び電圧値を高速フーリエ変換処理により、周波数毎の電流値及び電圧値に変換しているので、演算時間を大幅に短縮することができる。
【００６０】
さらに、この発明の別の構成では、最小二乗法の演算手法を駆使して、周波数無限大時の生体電気インピーダンスが求められるので、浮遊容量や外来ノイズの影響を回避でき、細胞膜の容量成分を含まず、純粋な細胞外液抵抗と細胞内液抵抗とを求めることができる。それゆえ、従来より一段と良好な測定再現性及び測定精度を実現できる。
【００６１】
また、この発明の別の構成では、第１ないし第４の電極をそれぞれ対応する回路と同軸ケーブルで接続すると共に、少なくとも第３及び第４の電極に接続される同軸ケーブルのシールド部を第３の電極の電位と第４の電極の電位との中間の電位に保持したので、同軸ケーブルのシールド部とグランドとの間に出現する容量による測定信号の交流分の電圧降下を減少させることができ、これによってもＳ／Ｎの良好な測定精度を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１及び第２実施例である生体電気インピーダンス測定装置の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】同生体電気インピーダンス測定装置の使用の状態を模式的に示す図である。
【図３】シールドドライブ回路の電気的構成の一例を示すブロック図である。
【図４】シールドドライブ回路の動作原理を説明するための図である。
【図５】人体のインピーダンス軌跡を示す図である。
【図６】人体の組織内細胞の実際に近い電気的等価回路図である。
【図７】変調回路の電気的構成の一例を示すブロック図である。
【図８】上記変調回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図９】上記変調回路の動作を説明するためのスペクトラム図である。
【図１０】同生体電気インピーダンス測定装置の校正を説明するための図である。
【図１１】従来技術を説明するための図であり、組織内細胞の単純化された電気的等価回路図である。
【符号の説明】
１ キーボード（人体特徴データ入力手段）
３ ＣＰＵ（演算手段）
４ 表示部（出力手段）
７２ 測定信号発生器（測定信号供給手段の一部）
７２ａ 変調器（測定信号供給手段の一部）
７３ ＬＰＦ（測定信号供給手段の一部）
８１ 差動増幅器（電圧測定手段の一部）
８２ ＬＰＦ（電圧測定手段の一部）
８３ Ａ／Ｄ変換器（電圧測定手段の一部）
８４，９４ サンプリングメモリ（記憶手段）
８５ シールドドライブ回路
９１ Ｉ／Ｖ変換器（電流測定手段の一部）
９２ ＬＰＦ（電流測定手段の一部）
１００ 生体電気インピーダンス測定装置
Ｈｃ，Ｈｐ，Ｌｃ，Ｌｐ 表面電極（第１〜第４の電極）

Claims (12)

1. 長さが（２ⁿ−１）ビット（ｎは正の整数）の最長線形符号信号を生成し、生成した最長線形符号信号を測定信号として被験者の体の互いに隔たる所定の２箇所の表面部位に導電可能に付けた第１及び第２の電極を介して被験者の体に投入するための測定信号供給手段と、
   前記被験者の体に投入された前記測定信号の電流値を測定するための電流測定手段と、
   前記被験者の体の互いに隔たる所定の２箇所の表面部位に導電可能に付けた第３及び第４の電極を介して被験者の体の所定の表面部位間に生じる電圧値を測定するための電圧測定手段と、
   前記電流測定手段及び電圧測定手段によってそれぞれ測定された電流値及び電圧値を前記測定信号の少なくとも１周期毎に一時記憶するための記憶手段と、
   該記憶手段に前記測定信号の少なくとも１周期毎に記憶された電流値及び電圧値をフーリエ変換処理により、周波数毎の電流値及び電圧値に変換し、周波数毎に、前記生体の前記部位間の生体電気インピーダンスを算出し、得られた前記周波数毎の生体電気インピーダンスから求めるべき生体電気インピーダンス又は生体電気インピーダンスに基づく物理量を算出する演算手段と、
   該演算手段によって算出された結果を出力する出力手段と
   を備えてなることを特徴とする生体電気インピーダンス測定装置。
2. 前記測定信号供給手段は、所定周期のクロックに応じて入力信号をシフトするｎ個（ｎは正の整数）のシフトレジスタと、複数個の論理回路とから構成され、各論理回路は、前記ｎ個のシフトレジスタの少なくとも１つの出力信号又は他の論理回路の出力信号のうちのいずれか２つの論理和結果をいずれかのシフトレジスタへ入力することにより、長さが（２ⁿ−１）ビットの最長線形符号信号を生成し、生成した最長線形符号信号を測定信号として被験者の体の互いに隔たる所定の２箇所の表面部位に導電可能に付けた第１及び第２の電極を介して被験者の体に投入することを特徴とする請求項１記載の生体電気インピーダンス測定装置。
3. 前記測定信号供給手段では、長さが（２ⁿ−１）ビット（ｎは正の整数）の最長線形符号信号はソフトウェアにより生成されることを特徴とする請求項１記載の生体電気インピーダンス測定装置。
4. 前記測定信号供給手段では、前記ｎ個（ｎは正の整数）のシフトレジスタと、前記複数個の論理回路とがソフトウェアにて構成されていることを特徴とする請求項２記載の生体電気インピーダンス測定装置。
5. 前記測定信号供給手段は、その周期が前記最長線形符号信号の周期の２^p倍（ｐは正の整数）であり、そのデューティが５０パーセントである矩形波信号によって前記最長線形符号信号を変調して得られた信号を前記測定信号として前記被験者の体に投入し、
   前記演算手段は、前記記憶手段に前記測定信号の少なくとも１周期毎に記憶された電流値及び電圧値を高速フーリエ変換処理により、周波数毎の電流値及び電圧値に変換することを特徴とする請求項１，２，３又は４記載の生体電気インピーダンス測定装置。
6. 被験者の身長データ及び体重データを少なくとも含む被験者の人体特徴データを入力するための人体特徴データ入力手段を備え、
   前記演算手段は、前記周波数毎の生体電気インピーダンスに基づいて、最小二乗法の演算手法を駆使して、インピーダンス軌跡を求め、得られたインピーダンス軌跡から、被験者の周波数０時及び周波数無限大時の生体電気インピーダンスを算出し、算出された周波数０時及び周波数無限大時の生体電気インピーダンスに基づいて、被験者の細胞内液抵抗及び細胞外液抵抗を算出し、前記細胞内液抵抗及び細胞外液抵抗と、前記人体特徴データ入力手段によって入力された被験者の人体特徴データとに基づいて、被験者の細胞内液量、細胞外液量及びこれらの総和たる体液量のうち、少なくとも一を推計することを特徴とする請求項１，２，３，４又は５記載の生体電気インピーダンス測定装置。
7. 被験者の身長データ及び体重データを少なくとも含む被験者の人体特徴データを入力するための人体特徴データ入力手段を備え、
   前記演算手段は、前記周波数毎の生体電気インピーダンスに基づいて、最小二乗法の演算手法を駆使して、インピーダンス軌跡を求め、得られたインピーダンス軌跡から、被験者の周波数０時及び周波数無限大時の生体電気インピーダンスを算出し、算出された周波数０時及び周波数無限大時の生体電気インピーダンスに基づいて、被験者の細胞内液抵抗及び細胞外液抵抗を算出し、前記細胞内液抵抗及び細胞外液抵抗と、前記人体特徴データ入力手段によって入力された被験者の人体特徴データとに基づいて、被験者の体脂肪率、脂肪重量及び除脂肪体重のうち、少なくとも一を推計することを特徴とする請求項１，２，３，４又は５記載の生体電気インピーダンス測定装置。
8. 前記第１ないし第４の電極は、それぞれ対応する回路と同軸ケーブルで接続され、少なくとも第３及び第４の電極に接続される同軸ケーブルのシールド部は、前記第３の電極の電位と前記第４の電極の電位との中間の電位に保持されることを特徴とする請求項１，２，，３，４，５又は６記載の生体電気インピーダンス測定装置。
9. 前記演算手段は、周波数毎の生体電気インピーダンスに基づいてインピーダンス軌跡を求め、得られたインピーダンス軌跡から、周波数０時及び周波数無限大時の生体電気インピーダンスを算出することを特徴とする請求項１，２，３，４又は５記載の生体電気インピーダンス測定装置。
10. 前記測定信号供給手段は、測定信号をローパスフィルタ及び／又はカップリングコンデンサを介して被験者の体に投入することを特徴とする請求項１，２，３，４，５，６，７，８又は９記載の生体電気インピーダンス測定装置。
11. 前記測定信号供給手段で生成される最長線形符号信号は、周波数スペクトルの振幅が全周波数領域にわたって略フラットであることを特徴とする請求項１，２，３，４，５，６，７，８，９又は１０記載の生体電気インピーダンス測定装置。
12. 前記測定信号供給手段で生成される最長線形符号信号の電流値は、５００〜８００μＡであることを特徴とする請求項１，２，３，４，５，６，７，８，９，１０又は１１記載の生体電気インピーダンス測定装置。

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