JP3636615B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自己消弧型半導体素子のスイッチングを制御して電力を変換する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、電力変換装置を構成するために自己消弧型半導体素子が適用されている。例えば、大容量の自己消弧型半導体素子としてはゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）やゲート転流型ターンオフサイリスタ（ＧＣＴ）などが挙げられる。
【０００３】
まず、ＧＴＯやＧＣＴがゲート電極とカソード電極に印加される順／逆バイアス電圧によって起るスイッチング動作について説明する。
図１７はＧＴＯあるいはＧＣＴ（ここでは、総称してターンオフサイリスタと呼ぶ）を示す素子構造図であり、図において、Ａはアノード電極、Ｋはカソード電極、Ｇはゲート電極である。
【０００４】
初期状態としてゲート電極Ｇとカソード電極Ｋとの間に逆バイアス電圧が印加されたオフ状態において、アノード電極Ａとカソード電極Ｋとの間に順方向電圧が印加されている状態を仮定する。この状態からゲート電極Ｇとカソード電極Ｋとの間に順バイアス電圧が印加された場合には、Ｊ２接合が逆バイアス状態となり、印加電圧に対応してキャリアを排出した空乏層がＪ２接合からｐベース層およびｎベース層へ拡がる。このときゲート電極Ｇに向かって流れる電流をオンゲート電流と呼ぶ。
【０００５】
オンゲート電流が流れるとｎエミッタ層より電子がｐベース層に注入される。この注入された電子がｎｐｎトランジスタ部分のベース電流源となって動作するとともに、２つのトランジスタｎｐｎ、ｐｎｐの正帰還作用によりターンオフサイリスタはオン状態となる。オン状態では各エミッタから各ベースに少数キャリアが注入され、導通電流に対応して各ベースに過剰キャリアが蓄積する。このようなオフ状態からオン状態への動作をターンオン動作と呼ぶ。
【０００６】
次に、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋとの間に逆バイアス電圧を印加した場合には、ターンオフサイリスタ内部では、オン状態でｐベース層に蓄積していた過剰キャリアをゲート電極Ｇから外部に強制排出する。このときゲート電極Ｇから流れ出る電流をオフゲート電流と呼ぶ。
ｐベース層の過剰キャリアの引き出しを終えると、Ｊ２接合とＪ３接合が逆回復してターンオフサイリスタがオフ状態となる。このようなオン状態からオフ状態への動作をターンオフ動作と呼ぶ。
なお、ゲート電極Ｇに直接接続されないｎベース層の過剰キャリアはＪ２接合回復時のテール電流としてゲート電極Ｇから排出されながら消滅する。
【０００７】
ＧＴＯはターンオフゲイン（遮断電流に対するゲート電流の比）が３から５程度に選ばれるのに対し、ＧＣＴは遮断すべき電流の全てを急速にゲート駆動回路（ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋとの間に接続される）に転流させて、ターンオフゲイン１でターンオフ動作するものである。
ここで注意すべきは、前述したようにＧＴＯとＧＣＴは共にｐｎｐｎ４層構造を持っており素子構造や動作原理は同じであり、異る点はスイッチング動作の速さである。ＧＴＯに比べてＧＣＴは１０倍以上の高速スイッチング動作が可能である。現在、ＧＴＯ、ＧＣＴは共に６インチシリコンウエハの適用により６．０ｋＶ、６．０ｋＡの定格を持つものが存在し、今後も更なる定格の向上が予測されている。これらを比較した場合に６ｋＡ遮断時の蓄積時間を例に採れば、６インチＧＴＯの場合は３０μｓ程度を要するのに対し、６インチＧＣＴの場合は３μｓ程度となる。
【０００８】
図１８は例えば特開平８−２２３９０５号公報に示された従来の電力変換装置を示す構成図であり、図において、１，２は自己消弧型半導体素子であるＧＴＯ、３は直流電源、４は電力変換装置に対して負荷を接続する出力端子、５はオンオフ制御回路６から受けるスイッチング信号にしたがってＧＴＯ１をスイッチングするゲート駆動回路である。
なお、図面を簡略化するため図１８には記載していないが、ゲート駆動回路５と同様のゲート駆動回路がＧＴＯ２にも接続されている。
【０００９】
６はスイッチング信号をゲート駆動回路５に供給するオンオフ制御回路、７，８は外部電源により充電される順逆一対の電源部、９は外部電源の停電を検知するとターンオフゲート信号を出力する停電検出部、１０はオンオフ制御回路６から受けるスイッチング信号にしたがってＧＴＯ１のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間に順電圧又は逆電圧を印加してＧＴＯ１をスイッチングする一方、停電検出部９がターンオフゲート信号を出力するとＧＴＯ１のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間に逆電圧を印加してターンオフを実行するオン／オフ信号合成部である。
【００１０】
１１は抵抗、１２は開閉接点、１３は逆バイアス電圧を印加するためのバックアップコンデンサ、１４はバックアップコンデンサ１３の充電電圧である逆バイアス電圧が低下すると開閉接点１２をオンして、ＧＴＯ１のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間を抵抗短絡する逆バイアス低下検出部である。
【００１１】
次に動作について説明する。
従来の電力変換装置は、高信頼度化を図るため、ＧＴＯ１，２におけるアノード電極Ａとカソード電極Ｋ間の電圧低下を未然に防止する機能を備えている。
【００１２】
具体的には、ゲート駆動回路５のオン／オフ信号合成部１０は、外部電源が停電していない通常時においては、オンオフ制御回路６から受けるスイッチング信号にしたがってＧＴＯ１のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間に順電圧又は逆電圧を印加してＧＴＯ１をスイッチングする。
ただし、通常時においては、外部電源が停電しても、直流電源３の電圧が減衰するまでの間、アノード電極Ａとカソード電極Ｋ間の電圧低下を未然に防止するため、停電検出部９はバックアップコンデンサ１３を充電する。
【００１３】
外部電源の停電が発生して停電検出部９が停電を検出すると、ターンオフゲート信号をオン／オフ信号合成部１０に出力する。
オン／オフ信号合成部１０は、停電検出部９からターンオフゲート信号を受けると、ＧＴＯ１のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間に逆電圧を印加してターンオフを実行する。
【００１４】
その際、アノード電極Ａとカソード電極Ｋ間の電圧低下を防止するため、即ち、２Ｖ程度の逆バイアス電圧をゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間に印加するため、バックアップコンデンサ１３が充電電圧を放電する。
ただし、逆バイアス低下検出部１４は、バックアップコンデンサ１３の充電電圧である逆バイアス電圧が低下すると開閉接点１２をオンして、ＧＴＯ１のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間を抵抗短絡する。
【００１５】
このように、電力変換装置の高信頼度化を図る場合、許容アノード・カソード間の電圧低下を未然に防ぐことも必要ではあるが、実際問題としては、外部電源に適当な無停電電源を備えるなどすれば、さらに確実に防止することができるので、許容アノード・カソード間の電圧低下による電力変換装置の故障発生頻度は極めて少ないと言える。
【００１６】
一方、ＧＴＯやＧＣＴを用いた電力変換装置における発生頻度の比較的高い故障はターンオフ失敗による直流電源３の短絡事故である。
図１９には例えば図１８のＧＴＯ１，２に与えられるスイッチング信号ＳＷａ，ＳＷｂを示している。
【００１７】
例えば、ＧＴＯ２にオフ指令が与えられる時刻Ｔ１から、ＧＴＯ１にオン指令が与えられる時刻Ｔ２までの期間は短絡防止時間Ｔｄと呼ばれており、ＧＴＯ１とＧＴＯ２がスイッチング動作の過渡的な状態において同時にオンして、直流電源３の電源短絡を防止するための時間である。
【００１８】
スイッチング信号ＳＷａ，ＳＷｂは、互いに共役な関係でオンオフが繰り返される。ここで、時刻Ｔ１においてＧＴＯ２がターンオフに失敗したのち、時刻Ｔ２においてＧＴＯ１にオン指令が与えられると、ＧＴＯ１とＧＴＯ２により直流電源３を完全に短絡させてしまう。この短絡電流は数１０ｋＡ以上にも達するため、その短絡電流の遮断には、もはやＧＴＯ１，２を使用することができず、しばしばヒューズなどが用いられることがある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置は以上のように構成されているので、直流電源３の短絡事故を防止するため短絡防止時間Ｔｄを設けているが、ＧＴＯ１，２の素子故障を未然に検出することができないため、直流電源３の短絡事故を確実に防止することが困難であるなどの課題があった。
【００２０】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、直流電源の短絡事故を確実に防止することができる電力変換装置を得ることを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力変換装置は、制御手段が自己消弧型半導体素子のターンオフの実行を開始すると、自己消弧型半導体素子のゲート電極とカソード電極間の電圧が閾値を超えるまでに要する時間を計測し、その時間から自己消弧型半導体素子の遮断電流を推定するようにしたものである。
【００２２】
この発明に係る電力変換装置は、制御手段がターンオフの実行を開始すると、ゲート電圧比較部の比較結果を参照して、そのゲート電極とカソード電極間の電圧が閾値を超えるまでに要する時間を計測し、その時間から遮断電流を判定するようにしたものである。
【００２３】
この発明に係る電力変換装置は、遮断電流が基準電流を超えると制御手段に対してスイッチングの停止を指示するようにしたものである。
【００３２】
この発明に係る電力変換装置は、ゲート転流型ターンオフサイリスタを用いて自己消弧型半導体素子を構成するようにしたものである。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図であり、図において、２１，２２は自己消弧型半導体素子であるＧＣＴ、２３は直流電源、２４は電力変換装置に対して負荷を接続する出力端子、２５はスイッチング信号を出力するパルス発生回路（制御手段）、２６，２７はパルス発生回路２５から受けるスイッチング信号にしたがってＧＣＴ２１，２２のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間に順電圧又は逆電圧を印加して、ＧＣＴ２１，２２をスイッチングするゲート駆動回路（制御手段）である。
【００３４】
２８，２９はゲート駆動回路２６，２７がＧＣＴ２１，２２のターンオフを実行する際、ＧＣＴ２１，２２のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を監視して、ＧＣＴ２１，２２の遮断電流を推定するとともに、その遮断電流が基準電流を超えるとパルス発生回路２５に対してスイッチングの停止を指示する遮断電流推定回路（遮断電流推定手段）である。
なお、図１には例えばＧＣＴ２１，２２に対して逆並列に接続されるフリーホイールダイオードなどが記述されていないが、少なくとも実施の形態１を説明するために必要不可欠な構成は示されている。
【００３５】
この実施の形態１による電力変換装置の動作をする前に、ＧＣＴ２１又はＧＣＴ２２が電流を遮断するターンオフ動作におけるゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧特性を説明する。
図２はＧＣＴ２１又はＧＣＴ２２のターンオフ動作の各部波形を示している。図において、Ｖｇはゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧、Ｖａｋはアノード電極Ａとカソード電極Ｋ間の電圧、Ｉａはアノード電極Ａを導通する電流、Ｉｋはカソード電極Ｋを導通する電流、Ｉｇはゲート電極Ｇを導通する電流である。
【００３６】
図３はＧＣＴ２１，２２のアノード電極Ａから直接カソード電極Ｋに至る経路Ａに流れる導通電流を全てアノード電極Ａからゲート電極Ｇを介してカソード電極Ｋに至る経路Ｂに転流させるゲート転流型ターンオフ方式を図解している。
ＧＣＴ２１，２２ではターンオフゲインが１であるため（図２においてＩｋとＩｇが等しい）、経路Ｂに流れる電流値が初期状態の経路Ａに流れている電流値と等しくなる。即ち、矢印Ｃの向きに流れる電流がゼロ又はそれ以上となれば、図１７に示すＪ３接合が逆バイアスされて、全ての導通電流がゲート電極Ｇへの転流を完了したことになる。つまり、この動作が完了すれば、ＧＣＴ２１がターンオフゲイン１の条件下で安全なターンオフ動作が保証されたことになる。
【００３７】
更に、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧波形を遮断電流の大きさを変えて計測した結果、図４の様な特性を見い出すことができた。その特性とはターンオフ動作時のＪ３接合のリカバリー動作により発生する逆バイアス電圧がゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧波形に特徴的に現れ、かつ、その逆バイアス電圧が現れる時間は遮断電流が増加するにつれて比例的に遅延時間を持つということである。
【００３８】
これらの事実を踏まえて、図１に示す遮断電流推定回路２８，２９の具体的構成及び動作を図５、図６、図７に併せて説明する。
図５は遮断電流推定回路２８，２９の具体的構成を示す構成図であり、図において、３１はゲート電極Ｇの電圧とカソード電極Ｋの電圧を入力して、ゲート電極Ｇからみたカソード電極Ｋの電位と閾値Ｖｔｈを比較し、その電位が閾値Ｖｔｈより大きければＨレベルの信号を出力する一方、その電位が閾値Ｖｔｈより小さければＬレベルの信号を出力するゲート電圧比較部であり、ゲート電圧比較部３１は直流電源とコンパレータから構成されている。３２はパルス発生回路２５が出力するスイッチング信号Ｓ０がオン指令からオフ指令に変更されてから所望の遅れ時間の後、ある一定の幅を有するＨレベルの信号を出力するゲート電圧検出時間設定回路（遮断電流判定部）である。
【００３９】
３３はパルス発生回路２５がオフ指令を示すスイッチング信号Ｓ０（Ｌレベルの信号）を出力する間、ゲート電圧検出時間設定回路３２の出力信号Ｓ１〜Ｓ４とゲート電圧比較部３１の出力信号を突き合わせることにより、ゲート電圧比較部３１がＨレベルの信号を出力するとき、Ｈレベルになるゲート電圧検出時間設定回路３２の出力信号を検出するゲート電圧検出回路（遮断電流判定部）であり、ゲート電圧検出回路３３は複数のＡＮＤ回路とフリップフロップから構成されている。３４はゲート電圧検出回路３３の検出結果である出力信号Ｄ１〜Ｄ４に基づいて遮断電流を判定する遮断電流判定回路（遮断電流判定部）である。
【００４０】
次に動作について説明する。
図６の上部には遮断電流に対するゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を模式的に示し、図６の下部には予めゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を知ることにより定めることができるゲート電圧検出時間設定回路３２の出力信号Ｓ１〜Ｓ４を示している。
ここでは、時刻Ｔ５は２ｋＡ、Ｔ６は３ｋＡ、Ｔ７は４ｋＡ、Ｔ８は５ｋＡ、Ｔ９は６ｋＡを遮断した場合にＧＣＴ２１またはＧＣＴ２２のＪ３接合が逆バイアス電圧を発生する時刻を示しており、何れもオフ指令が与えられた時点をＴ０＝０とする。
【００４１】
例えば、出力信号Ｓ１がＨレベルの期間、即ち、時刻Ｔ５からＴ６において、ゲート電圧比較部３１がゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧が閾値Ｖｔｈを超えてＪ３接合の逆バイアス電圧を検出すれば、ゲート電圧検出回路３３の出力信号Ｄ１はＨレベルとなりラッチされる。
【００４２】
Ｈレベルの出力信号Ｄ１が持つ意味は、遮断電流推定回路２８または遮断電流推定回路２９が接続されたＧＣＴ２１またはＧＣＴ２２が３ｋＡ以下の電流を遮断したということである。
出力信号Ｄ２〜Ｄ４も同様であるため、遮断電流判定回路３４が図７に示すようなテーブルを持つならば、ゲート電圧検出回路３３の出力信号Ｄ１〜Ｄ４からＧＣＴ２１，２２の遮断電流を推定することができる。つまり、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化からＧＣＴ２１，２２の遮断電流を推定することができる。
【００４３】
したがって、仮にＧＣＴ２１，２２に流れる最大電流（基準電流）が５ｋＡであるならば、遮断電流推定回路２８，２９が、遮断電流が５ｋＡを超えたものと推定する場合（図７ではＤ１〜Ｄ３がＬレベルであってＤ４がＨレベルの場合、または、Ｄ１〜Ｄ４の全てがＬレベルの場合）、電力変換装置が何らかの異常により最大電流を超えた電流を流していると判断することができる。
【００４４】
そこで、この実施の形態１では、遮断電流推定回路２８，２９が、遮断電流が基準電流を超えたものと推定すると、パルス発生回路２５に対してスイッチングの停止を指示し、電力変換装置の運転を停止させる。
【００４５】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、ＧＣＴ２１，２２のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を監視して、ＧＣＴ２１，２２の遮断電流を推定するように構成したので、万一何らかの事故が発生しても、電力変換装置の運転を停止することができるようになり、その結果、事故の拡大を防止することができるため、電力変換装置の信頼度を高めることができる効果を奏する。
【００４６】
なお、この実施の形態１では、図５の説明を簡潔にするために、遮断電流の推定値の幅を１ｋＡとしたが、例えば、高速抽出回路を用いて電流幅をより狭くして遮断電流の推定値の正確度を上げることができることは言うまでもない。また、実施の形態１が意図するところはゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化に基づいてＧＣＴの遮断電流を推定することと、推定結果に従って電力変換装置の運転を停止することであり、その意図する範囲で図示しない他の構成でもって同様の結果を得ることができることは理解されるべきである。
【００４７】
実施の形態２．
図８はこの発明の実施の形態２による電力変換装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
４１，４２はゲート駆動回路２６，２７がＧＣＴ２１，２２のターンオフを実行する際、ＧＣＴ２１，２２のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を監視して、ＧＣＴ２１，２２のアノード電極Ａから直接カソード電極Ｋに流れる全電流がゲート電極Ｇを介して流れるように変化する転流の状態を推定するとともに、ゲート駆動回路２６，２７がターンオフの実行を開始してから検出時間を経過しても転流が完了しない場合には、パルス発生回路２５に対してスイッチングの停止を指示する転流状態推定回路（転流状態推定手段）である。
【００４８】
図９は転流状態推定回路４１，４２の具体的構成を示す構成図であり、図において、５１はゲート電極Ｇの電圧とカソード電極Ｋの電圧を入力して、ゲート電極Ｇからみたカソード電極Ｋの電位と閾値Ｖｔｈを比較し、その電位が閾値Ｖｔｈより大きければＨレベルの信号を出力する一方、その電位が閾値Ｖｔｈより小さければＬレベルの信号を出力するゲート電圧比較部であり、ゲート電圧比較部５１は直流電源とコンパレータから構成されている。
【００４９】
５２はパルス発生回路２５が出力するスイッチング信号Ｓ０がオン指令からオフ指令に変更されてから所望の時間幅を有するＨレベルの信号Ｓ５を出力するゲート電圧検出時間設定回路（転流状態判定部）、５３はパルス発生回路２５がオフ指令を示すスイッチング信号Ｓ０（Ｌレベルの信号）を出力する間、ゲート電圧検出時間設定回路５２の出力信号Ｓ５とゲート電圧比較部５１の出力信号を突き合わせることにより、ゲート電圧比較部５１の出力信号とゲート電圧検出時間設定回路５２の出力信号Ｓ５が同時にＨレベルになるとラッチして、スイッチング信号がオンの条件でリセットするゲート電圧検出回路（転流状態判定部）であり、ゲート電圧検出回路５３はＡＮＤ回路とフリップフロップから構成されている。
【００５０】
次に動作について説明する。
上記実施の形態１では、ＧＣＴ２１，２２のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を監視して、ＧＣＴ２１，２２の遮断電流を推定するものについて示したが、ＧＣＴ２１，２２のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を監視して、転流状態を推定するようにしてもよい。具体的には以下に示す通りである。
【００５１】
ＧＣＴ２１，２２のターンオフを実行する際、図１７に示すＪ３接合が逆バイアスされて全ての導通電流がゲート電極Ｇを介する経路Ｂに転流を完了すれば、Ｊ３接合のリカバリー動作により発生する逆バイアス電圧がゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧波形に現れることは、既に図２に示している。
【００５２】
次に、図６の上部には遮断電流に対するゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を模式的に示している。図６の下部には予めゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を知ることにより定めることができるゲート電圧検出時間設定回路５２の出力信号Ｓ５を示している。
【００５３】
ここでは、時刻Ｔ１０は、好ましくは電力変換装置を構成するＧＣＴ２１，２２が遮断する可能性のある最大電流値を遮断した場合にＪ３接合が逆バイアス電圧を発生する時刻とすべきである。このときスイッチング信号Ｓ０がオン指令からオフ指令に変化した時点を時刻Ｔ０＝０とする。
ゲート電圧検出時間設定回路５２の出力信号Ｓ５がＨレベルの期間、即ち、時刻Ｔ０からＴ１０において、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧が閾値Ｖｔｈを超えてＪ３接合の逆バイアス電圧を検出すれば、ゲート電圧検出回路５３の出力信号Ｄ５はＨレベルとなりラッチされる。
【００５４】
Ｈレベルの出力信号Ｄ５が持つ意味は、ＧＣＴ２１，２２が、電力変換装置が扱う範囲の電流を遮断して、遮断電流が完全にゲート駆動回路２６，２７に転流し、かつ、安全にターンオフ動作を行ったということである。
一方、Ｌレベルの出力信号Ｄ５が持つ意味は、遮断電流が完全にゲート駆動回路２６，２７に転流しなかったということである。
つまりゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化に従ってＧＣＴ２１，２２のゲート駆動回路２６，２７への転流状態を推定することができる。
【００５５】
したがって、ゲート電圧検出時間設定回路５２により設定された時間以内に転流状態推定回路４１，４２が転流状態の完了を推定しなかった場合には、電力変換装置に何らかの異常が発生し、予め想定した最大電流を超えた電流をＧＣＴ２１，２２が遮断、あるいは、ＧＣＴ２１，２２に故障が生じたと判断できる。
そこで、この実施の形態２では、転流状態推定回路４１，４２が所定時間以内に転流状態の完了を推定しない場合、パルス発生回路２５に対してスイッチングの停止を指示し、電力変換装置の運転を停止させるようにする。
【００５６】
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、ＧＣＴ２１，２２のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を監視して、ＧＣＴ２１，２２のアノード電極Ａから直接カソード電極Ｋに流れる全電流がゲート電極Ｇを介して流れるように変化する転流の状態を推定するように構成したので、万一何らかの事故が発生しても、電力変換装置の運転を停止することができるようになり、その結果、事故の拡大を防止することができるため、電力変換装置の信頼度を高めることができる効果を奏する。
【００５７】
なお、この実施の形態２が意図するところは、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化に基づいて、ＧＣＴ２１，２２のゲート駆動回路２６，２７への転流状態を推定することと、推定結果に従って電力変換装置の運転を停止することであり、その意図する範囲で図示しない他の構成でもって同様の結果を得ることができることは理解されるべきである。
【００５８】
実施の形態３．
上記実施の形態２では、ゲート電圧検出時間設定回路５２がゲート電圧の検出時間（ゲート電圧検出時間設定回路５２がＨレベルの信号を出力する時間）を設定するものについて示したが、ゲート駆動回路２６，２７がターンオフの実行を開始してから、アノード電極Ａとカソード電極Ｋ間の電圧が立ち上がるまでに要する時間を検出時間に設定するようにしてもよい。具体的には以下の通りである。
【００５９】
図１０の上部はＧＣＴ２１，２２のターンオフ動作に伴うゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化を模式的に示し、ＧＣＴ２１，２２の遮断電流が増加するとＪ３接合の逆バイアス電圧が現れる時刻は遅れる特性を示している。図１０の中部はＧＣＴ２１，２２のアノード電極Ａとカソード電極Ｋ間の電圧を示し、Ｊ３接合が逆バイアスされた後、Ｊ２接合の空乏層が拡がるにつれて上昇する。スイッチング信号Ｓ０がオン指令からオフ指令に変更されてからアノード電極Ａとカソード電極Ｋ間の電圧が立ち上がり始める時刻Ｔ１１は、殆ど遮断電流に対して変化を示さない。これは図４に示す計測結果から見い出された事実である。
【００６０】
Ｊ３接合が逆バイアスされずにＪ２接合の空乏層が拡がると、ＧＣＴ２１，２２のアノード電極Ａからカソード電極Ｋに直接流れる電流が完全にゲート駆動回路２６，２７に転流しておらず、不完全なターンオフ動作状態を呈する。つまり、スイッチング損失が極端に増加して局部的に接合温度の上昇を招き、ひいては素子破壊に至る危険性が非常に高くなることを意味する。
【００６１】
この事実を踏まえて、図９におけるゲート電圧検出時間設定回路５２による検出時間の設定方法を説明する。
時刻Ｔ１０は前述したように、電力変換装置を構成するＧＣＴ２１，２２が遮断する可能性のある最大電流値を遮断した場合にＪ３接合が逆バイアス電圧を発生する時刻である。図１０は３つの異なる検出時間の設定Ｓ６（１）〜Ｓ６（３）を示している。図９において、Ｓ６に対するゲート電圧検出回路５３の出力信号はＤ６とする。
【００６２】
まず、Ｓ６（１）の場合、即ち、時刻Ｔ１０からＴ１１の期間にゲート電圧を検出する場合について説明する。
この場合には、時刻Ｔ１１以降において、ゲート電圧検出回路５３の出力信号Ｄ６がＨレベルであるならば、ＧＣＴ２１，２２が安全なターンオフ動作を行ったことを意味している。一方、出力信号Ｄ６がＬレベルであるならば、ＧＣＴ２１，２２がターンオフの失敗を起こす可能性が極めて高いことを意味している。
従って、出力信号Ｄ６がＬレベルであれば、ＧＣＴ２１，２２の故障が発生することを推測できるため、パルス発生回路２５に出力信号Ｄ６をフィードバックしてパルスの発生を停止させて、ＧＣＴ２１，２２のスイッチング動作を停止させることにより、電力変換装置の運転を停止することが可能である。
【００６３】
次に、Ｓ６（２）の場合、即ち、時刻Ｔ０からＴ１０の期間にゲート電圧を検出する場合について説明する。
この場合には、時刻Ｔ１０以降においてゲート電圧検出回路５３の出力信号Ｄ６がＨレベルであるならば、ＧＣＴ２１，２２が、電力変換装置が扱うことのできる範囲の電流を遮断し、安全なターンオフ動作を行ったことを意味している。一方、出力信号Ｄ６がＬレベルであるならば、ＧＣＴ２１，２２の遮断した電流が電力変換装置に通常流れることのない電流を遮断したこと、あるいは、ＧＣＴ２１，２２が故障したことを意味している。
従って、出力信号Ｄ６がＬレベルであれば、何らかの異常事態が電力変換装置に発生したことを推測できるため、パルス発生回路２５に出力信号Ｄ６をフィードバックしてパルスの発生を停止させて、ＧＣＴ２１，２２のスイッチング動作を停止させることにより、電力変換装置の運転を停止することが可能である。
【００６４】
次に、Ｓ６（３）の場合、即ち、時刻Ｔ０からＴ１１の期間にゲート電圧を検出する場合について説明する。
この場合には、時刻Ｔ１１以降においてゲート電圧検出回路５３の出力信号Ｄ６がＨレベルであるならば、ＧＣＴ２１，２２が安全なターンオフ動作を行ったことを意味している。一方、出力信号Ｄ６がＬであるならば、ＧＣＴ２１，２２がターンオフの失敗を起こす可能性が極めて高いことを意味している。
従って、出力信号Ｄ６がＬレベルであれば、ＧＣＴ２１，２２の故障が発生することを推測できるため、パルス発生回路２５に出力信号Ｄ６をフィードバックしてパルスの発生を停止させて、ＧＣＴ２１，２２のスイッチング動作を停止させることにより、電力変換装置の運転を停止することが可能である。
【００６５】
この実施の形態３が意図するところは、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化に基づいてＧＣＴ２１，２２のゲート駆動回路２６，２７への転流状態から電力変換装置の異常事態発生を推定することと、推定結果に従って電力変換装置の運転を停止することであり、その意図する範囲で図示しない他の構成でもって同様の結果を得ることができることは理解されるべきである。
【００６６】
実施の形態４．
この実施の形態４では、上記実施の形態３において、特に電力変換装置の運転を停止するために許される時間について言及する。図８に示す電力変換装置を構成するＧＣＴ２１，２２は、パルス発生回路２５によりオンオフ状態が共役の関係をもつスイッチング信号が与えられる。その一例は、既に図１９に示している。
【００６７】
図１０における時刻Ｔ０は、図１９における時刻Ｔ１あるいは時刻Ｔ３に相当する。ここで注目すべきは、短絡防止時間Ｔｄの期間である。
まず、スイッチング信号に注目すれば、唯一短絡防止時間Ｔｄの期間だけにオフ指令が、ＧＣＴ２１，２２のゲート駆動回路２６，２７に与えられている。
【００６８】
例えば、時刻Ｔ１において、ＧＣＴ２２がターンオフに失敗したとしても電力変換装置内に流れる電流の変化率は負荷回路により定められる程度に低く保たれるため、電力変換装置内の回路状態が極端な変化を示すことは通常起こりえない。その場合に、ＧＣＴ２２のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化に基づいて、転流状態推定回路４２が電力変換装置の異常事態発生を推定してから、その推定結果に従って電力変換装置の運転を停止するまでに短絡防止時間Ｔｄ以上を経過した場合には、図１９において時刻Ｔ２以降に電力変換装置を停止することになる。この場合にはＧＣＴ２１のゲート駆動回路２６には既にパルス発生回路２５からオン指令が与えられた後になるため、図８の直流電源２３はＧＣＴ２１，２２により短絡される。
【００６９】
この時に直流電源２３から流れ出す短絡電流は数１０ｋＡ以上の大電流となり、ヒューズなどを備えていない場合には直流電源２３の電圧がゼロ電圧となるまで短絡電流が継続することになる。この場合の短絡電流に備えて強度に固定されたブスバーなどが用いられたりすることもある。
【００７０】
一方、短絡防止時間Ｔｄ以内でパルス発生回路２５のスイッチング信号を保持することができれば、ＧＣＴ２１，２２のスイッチング信号を伴にオフ指令で保持することができる。このため時刻Ｔ１において、ＧＣＴ２２のターンオフに失敗が生じた後でも、時刻Ｔ２にＧＣＴ２１へオン信号が与えられることはなく、直流電源２３の短絡事故発生を未然に防止することができる。
【００７１】
この実施の形態４が意図するところは、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化に基づいて、ＧＣＴ２１，２２のゲート駆動回路２６，２７への転流状態から電力変換装置の異常事態発生を推定することと、推定結果に従って電力変換装置の運転を少なくとも短絡防止時間が経過するまでに停止することであり、その意図する範囲で図示しない他の構成でもって同様の結果を得ることができることは理解されるべきである。
【００７２】
実施の形態５．
図１１はこの発明の実施の形態５による電力変換装置を示す構成図であり、図において、図８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
６１，６２はＧＣＴ（自己消弧型半導体素子）、６３，６４は直流電源、６５，６６はクランプダイオード、６７，６８はゲート駆動回路２６，２７と同様のゲート駆動回路（制御手段）、６９，７０は転流状態推定回路４１，４２と同様の転流状態推定回路（転流状態推定手段）である。
【００７３】
次に動作について説明する。
この実施の形態５は、上記実施の形態４の基本的考え方を、３レベルインバータ構成を有する電力変換装置に適用するものである。
図１１は出力端子２４に対して３つの異る電圧レベルＰ、Ｃ、Ｎを出力できる電力変換装置であり、その特徴から３レベルインバータと呼ばれるものである。
【００７４】
図１２はパルス発生回路２５からＧＣＴ２１，６１，６２，２２に与えられるスイッチング信号と、それに対応する出力端子２４の電位を示している。ただし、短絡防止時間Ｔｄの期間中は、出力端子２４の電位が図示しない負荷回路に流れる電流の向きにより定まるため、図１２では不定と表現している。
図１１に示す電力変換装置については、図１２に示すようにＧＣＴ２１とＧＣＴ６２、あるいは、ＧＣＴ６１とＧＣＴ２２に共役関係をもつスイッチング信号が与えられる。即ち、図１９にある短絡防止時間Ｔｄは、図１２において、ＧＣＴ２１とＧＣＴ６２、あるいは、ＧＣＴ６１とＧＣＴ２２の組合せに対してスイッチング信号がオン指令からオフ指令に変化する度毎に設けられる。
【００７５】
上記実施の形態４に示したように、ＧＣＴ２１，６１，６２，２２のゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化に基づいて、例えば、時刻Ｔ１２において、転流状態推定回路４２によりＧＣＴ２２のゲート駆動回路２７への転流状態から電力変換装置の異常事態発生を推定した場合に、その推定結果に従って時刻Ｔ１３が経過する（短絡防止時間Ｔｄが経過する）までに、パルス発生回路２５がスイッチング信号を保持すると、ＧＣＴ６２だけはオン指令が与えられたままの状態が続くことになる。
【００７６】
時刻Ｔ１２において、ＧＣＴ２２がターンオフの失敗により破壊に至り、スイッチング信号が保持されたときには、図１１において、ＧＣＴ６２とＧＣＴ２２はオン状態であるが、ＧＣＴ２１とＧＣＴ６１は健全なオフ状態である。このため時刻Ｔ１２からＴ１３の短絡防止時間Ｔｄにおいて、スイッチング信号が保持された場合においては、直流電源６３，６４を短絡させることは決してない。つまり直流電源６３，６４の短絡事故の発生を未然に防止することができる。
【００７７】
更に、時刻Ｔ１４において、転流状態推定回路７０によりＧＣＴ６２のゲート駆動回路６８への転流状態から電力変換装置の異常事態発生を推定した場合に、その推定結果に従って時刻Ｔ１５が経過する（短絡防止時間Ｔｄが経過する）までに、パルス発生回路２５がスイッチング信号を保持すると、ＧＣＴ６１だけはオン指令が与えられたままの状態が続くことになる。
【００７８】
時刻Ｔ１４において、ＧＣＴ６２がターンオフの失敗により破壊に至り、スイッチング信号が保持されたときには、図１１において、ＧＣＴ６１とＧＣＴ６２はオン状態であるが、ＧＣＴ２１とＧＣＴ２２は健全なオフ状態である。このため時刻Ｔ１４からＴ１５の短絡防止時間Ｔｄにおいて、スイッチング信号が保持された場合においても、直流電源６３，６４を短絡させることは決してない。つまり直流電源６３，６４の短絡事故の発生を未然に防止することができる。他の短絡防止時間Ｔｄの期間、例えば、時刻Ｔ１６からＴ１７、あるいは、時刻Ｔ１８からＴ１９についても同様である。
【００７９】
つまり、電力変換装置が図１１に示すような３レベルインバータから構成される場合においても、短絡防止時間Ｔｄ以内でパルス発生回路２５のスイッチング信号を保持することができれば、ＧＣＴ２１，６１，６２，２２のうち、１つのＧＣＴがターンオフを失敗した後でも、直流電源６３，６４の短絡事故の発生を未然に防止することができる。
【００８０】
この実施の形態５が意図するところは、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化に基づいて、ＧＣＴ２１等のゲート駆動回路２６等への転流状態から電力変換装置の異常事態発生を推定することと、推定結果に従って電力変換装置の運転を少なくとも短絡防止時間Ｔｄが経過するまでに停止することであり、その意図する範囲で図示しない他の構成でもって同様の結果を得ることができることは理解されるべきである。例えば、パルス発生回路２５によりスイッチング信号が保持されてから、負荷回路の電流が収束した後に全てのスイッチング信号をオフにするなどの機能はもちろん追加されても構わない。
【００８１】
ここで、時刻Ｔ１２の後に転流状態推定回路４２により電力変換装置の異常が推定された場合に、すべてのＧＣＴ２１，６１，６２，２２に対するスイッチング信号をオフ指令とすることが可能ではないかと考えるかも知れないが、そのようにスイッチング信号を処理することも物理的にできなくはない。しかしながらこの時点で、ＧＣＴ２２は予め想定されなかった過大な電流を遮断してターンオフ破壊した可能性があり、この過大な電流は同時にＧＣＴ６２にも流れている可能性が非常に高い。仮に、すべてのＧＣＴ２１，６１，６２，２２に対してオフ指令を与えたならば、ＧＣＴ６２も同時に破壊してしまう危険性が存在する。従って、この危険を未然に回避するためにパルス発生回路２５においてスイッチング信号を保持することが好ましい。
【００８２】
実施の形態６．
上記実施の形態１から実施の形態５では、ゲート電圧検出時間設定回路３２，５２により設定された検出時間の調整については特に言及していないが、ＧＣＴ２１等の接合温度に応じて検出時間を調整するようにしてもよい。具体的には以下の通りである。
【００８３】
ＧＣＴ２１等のターンオフ動作の際に生じるＪ３接合の逆リカバリ電圧の発生する時刻は、図１３に示すように接合温度Ｔｊが高い場合には、接合温度Ｔｊが低い場合に比べて遅れる特性がある。従って、事前に使用するＧＣＴ２１等が呈する固有の接合温度と遅延時間との関係を知れば、図１３に示すように接合温度に応じて、ゲート電圧検出時間設定回路３２，５２により設定された検出時間を調整することができる。
【００８４】
図１３では、例えば５ｋＡ遮断時の接合温度が低い場合と高い場合の電圧検出時間が異る様子を示している。例えば、ＧＣＴ２１等のパッケージ内部に備えた熱電対を用いて接合温度を検出することができる直接的な接合温度検出手段や、予め実際の接合温度とゲート駆動回路２６等との温度差を知ってゲート駆動回路２６等に備えた熱電対などで得られた温度から接合温度を推定することができる間接的な接合温度検出手段を備えることにより接合温度を検出し、その検出結果に応じて適当にゲート電圧の検出時間を調整することは実用的かつ効果的な適用方法である。
【００８５】
実施の形態７．
図１４はこの発明の実施の形態７による電力変換装置を示す構成図であり、図において、図８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
７１〜７４はＧＣＴ（自己消弧型半導体素子）、７５〜７８はゲート駆動回路２６，２７と同様のゲート駆動回路（制御手段）、７９〜８２は転流状態推定回路４１，４２と同様の転流状態推定回路（転流状態推定手段）、８３は転流状態推定回路４１，７９，８０，４２，８１，８２からそれぞれ推定結果を集計し、その集計結果にしたがってＧＣＴの故障数を推定するとともに、その故障数が規定数を超えるとパルス発生回路２５に対してスイッチングの停止を指示する装置状態推定回路（装置状態推定手段）である。
【００８６】
この実施の形態７では、複数のＧＣＴが直列に接続されて電力変換装置が構成されており、上アームはＧＣＴ２１，７１，７２から成り、下アームはＧＣＴ２２，７３，７４から成る。互いのアームのスイッチング信号は、図１９に示すような共役関係を持つものである。即ち、図１９のＳＷａは上アームのＧＣＴ２１，７１，７２に与えられ、ＳＷｂは下アームのＧＣＴ２２，７３，７４に与えられる。
ここでは、各アームを構成するＧＣＴの直列接続数が３の場合を図示しているが、この実施の形態７の本質は、直列数を特に制限するものではない。
【００８７】
図１５は装置状態推定回路８３の具体的構成を示す構成図であり、図において、９１，９２は転流状態推定回路４１，７９，８０，４２，８１，８２の出力信号Ｓａ〜Ｓｃ，Ｓｄ〜Ｓｆを抽出するデータ抽出回路であり、データを抽出するタイミングは、好ましくは図１０の時刻Ｔ１１以降とする。９３，９４はデータ抽出回路９１，９２の出力信号に基づいて電力変換装置の運転継続の可能性を判断して、その結果を出力信号Ｓｏｐとして出力するとともに、各アームを構成するＧＣＴの素子故障数を出力信号ＮｐまたはＮｎとして図示しない上位制御回路に伝達する装置状態判定回路、９５はＯＲ回路である。
【００８８】
次に動作について説明する。
まず、データ抽出回路９１，９２は、各々のアームにある転流状態推定回路４１，７９，８０，４２，８１，８２からの出力信号Ｓａ〜Ｓｃ、Ｓｄ〜Ｓｆを入力する。
データ抽出回路９１は図１９の時刻Ｔ３からＴ４の間に動作し、データ抽出回路９２は図１９の時刻Ｔ１からＴ２の間に動作するものとする。上アームと下アームの動作は基本的に同じであるため、ここからは上アームの動作に注目して説明する。
【００８９】
図１９に示すスイッチング信号ＳＷａはＧＣＴ２１，７１，７２に等しく与えられており、時刻Ｔ３において、ＧＣＴ２１，７１，７２から構成される上アームにオフ指令が与えられるため、その直後に転流状態推定回路４１，７９，８０は、ＧＣＴ２１，７１，７２が正常に転流したか否かの情報を出力信号Ｓａ〜Ｓｃとして装置状態推定回路８３のデータ抽出回路９１に伝達する。図１９の時刻Ｔ４が経過する前、即ち、短絡防止時間Ｔｄが経過する前にデータ抽出回路９１は転流状態推定回路４１，７９，８０の出力信号Ｓａ〜Ｓｃを抽出する。
【００９０】
ところで、幾つかのＧＣＴを図１４に示すように直列接続する場合には、しばしば冗長設計が適用される。つまり予め決められた個数以内のＧＣＴが万一故障しても電力変換装置は運転を継続し、それ以上の故障が発生すれば運転を停止するものである。
【００９１】
そこで、データ抽出回路９１は、前述したように図１９における時刻Ｔ４が経過する前、即ち、短絡防止時間Ｔｄの期間に、転流状態推定回路４１，７９，８０の出力信号Ｓａ〜Ｓｃを抽出する。
例えば、図１４に示すように、電力変換装置の冗長数を１とし、１つの素子故障を検出しても電力変換装置の運転を継続し、２つ以上の素子故障を検出した場合には運転を停止するものとする。
転流状態推定回路４１，７９，８０の出力信号Ｓａ〜Ｓｃの各々が、Ｈレベルであればゲート電極Ｇへの転流が正常に行われ、Ｌレベルであれば転流が正常に行われなかったものと判断できる。
【００９２】
したがって、図１６に示すようにデータ抽出回路９１により抽出されたＳａ〜Ｓｃのデータに対するテーブルを用意することができる。
例えば、（Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（Ｌ，Ｈ，Ｈ）であれば、ＧＣＴ２１のみの１個が素子故障であるため、電力変換装置の運転を継続できると判断し、この場合の出力信号ＳｏｐはＨレベル、Ｎｐは１となる。
【００９３】
また、（Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（Ｌ，Ｈ，Ｌ）であれば、ＧＣＴ２１とＧＣＴ７２が素子故障と推定できるため、電力変換装置の運転を停止しなければならないと判断し、この場合の出力信号ＳｏｐはＬレベル、Ｎｐは２となる。
更に（Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ）の場合には、全ての素子が故障したか、もしくは、電力変換装置に流れる電流が予め想定される電流値を超えて流れている、つまり電力変換装置に異常事態が発生したと判断することができるため、その運転を停止しなければならないと判断し、この場合の出力信号ＳｏｐはＬレベル、Ｎｐは３となる。つまりＳａ，Ｓｂ，Ｓｃにより電力変換装置の運転を継続するか否かを判断することができる。
【００９４】
また、図１５に示す運転可能か否かの信号Ｓｏｐを短絡防止時間Ｔｄの期間内に図１４に示すパルス発生回路２５にフィードバックすることにより、直流電源２３を短絡させずに電力変換装置を安全に停止することが可能である。
なお、必要に応じて上下各アームの素子故障数Ｎｐ、Ｎｎを図１４には図示しない上位の制御回路に出力することができることは明らかである。
【００９５】
以上で明らかなように、この実施の形態７によれば、各転流状態推定回路４１，７９，８０からそれぞれ推定結果を集計し、その集計結果にしたがってＧＣＴの故障数を推定するとともに、その故障数が規定数を超えるとパルス発生回路２５に対してスイッチングの停止を指示するように構成したので、電源短絡事故を確実に防止することができる一方、運転に支障がない範囲内で運転を継続することができる効果を奏する。
【００９６】
この実施の形態７が意図するところは、電力変換装置が同じタイミングでスイッチングする幾つかのＧＣＴから構成される場合に、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧変化に基づいて、ＧＣＴ２１等のゲート駆動回路２６等への転流状態から電力変換装置の異常事態発生を推定することと、推定結果に従って電力変換装置の運転を少なくとも短絡防止時間Ｔｄが経過するまでに停止することであり、その意図する範囲で図示しない他の構成でもって同様の結果を得ることができることは理解されるべきである。
【００９７】
実施の形態８．
上記実施の形態では、自己消弧型半導体素子としてはＧＣＴを適用するものについて示したが、これは現時点において最も大容量、かつ、ターンオフゲイン１で駆動される自己消弧型半導体素子であるからである。
例えば、ＧＴＯであればターンオフゲインが比較的大きく、そのばらつきが大きいためＪ３接合の逆バイアス電圧を精度よく、かつ、高速に検出することができなかった。しかしながら、ＧＣＴではターンオフゲインが１であるため、前述したようにＪ３接合の逆バイアス電圧を非常に精度よく、安定かつ高速に検出することができる。従って、現時点では、上記実施の形態を実現する自己消弧型半導体素子はＧＣＴに限られる。
【００９８】
しかしながら、将来において、例えば、ＧＣＴに取って代って静電誘導型ターンオフサイリスタやシリコンカーバイドからなる自己消弧型半導体素子が実用化された場合には、上記実施の形態を実現することができる。
【００９９】
実施の形態９．
上記実施の形態１では、ゲート駆動回路２６と遮断電流推定回路２８が分離して示されており（図１を参照）、上記実施の形態２では、ゲート駆動回路２６と転流状態推定回路４１が分離して示されている。
これは各実施の形態を説明するために便宜的に為されたものであり、ゲート駆動回路２６の内部に遮断電流推定回路２８、あるいは、転流状態推定回路４１が格納されてもよい。また、ゲート駆動回路２６の内部に遮断電流推定回路２８と転流状態推定回路４１が共に格納されていてもよい。
【０１００】
また、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧を検出するために、例えば、図１では直接ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧を入力しているが、アノード電極Ａとカソード電極Ｋ間の電圧とアノード電極Ａとゲート電極Ｇ間の電圧から演算して、ゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧を得ることは可能である。また、フィルタ回路を通したゲート電極Ｇとカソード電極Ｋ間の電圧を遮断電流推定回路２８、あるいは、転流状態推定回路４１などに入力してもよい。
【０１０１】
さらに、例えば、図１などに示した閾値Ｖｔｈは、ゲート電極Ｇの電位を基準に設定したが、当然のことながらカソード電極Ｋの電位を基準に閾値Ｖｔｈを設定してもゲート電圧比較部３１としての機能を果たすことができることは明らかである。
【０１０２】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、制御手段が自己消弧型半導体素子のターンオフの実行を開始すると、自己消弧型半導体素子のゲート電極とカソード電極間の電圧が閾値を超えるまでに要する時間を計測し、その時間から自己消弧型半導体素子の遮断電流を推定するように構成したので、万一何らかの事故が発生しても、電力変換装置の運転を停止することができるようになり、その結果、事故の拡大を防止することができるため、電力変換装置の信頼度を高めることができる効果がある。
【０１０３】
この発明によれば、制御手段がターンオフの実行を開始すると、ゲート電圧比較部の比較結果を参照して、そのゲート電極とカソード電極間の電圧が閾値を超えるまでに要する時間を計測し、その時間から遮断電流を判定するように構成したので、複雑な構成を用いることなく、簡単に遮断電流を判定することができる効果がある。
【０１０４】
この発明によれば、遮断電流が基準電流を超えると制御手段に対してスイッチングの停止を指示するように構成したので、事故の拡大を防止することができる効果がある。
【０１１３】
この発明によれば、ゲート転流型ターンオフサイリスタを用いて自己消弧型半導体素子を構成するようにしたので、電源短絡事故を確実に防止できる電力変換装置を構成することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図である。
【図２】 ゲート転流型ターンオフサイリスタのターンオフ波形を示す波形図である。
【図３】 ゲートの転流動作を示す説明図である。
【図４】 遮断電流に対するゲート電圧特性を示す波形図である。
【図５】 遮断電流推定回路の具体的構成を示す構成図である。
【図６】 遮断電流推定回路の動作原理を示す信号パターン図である。
【図７】 遮断電流の推定に使用するテーブル図である。
【図８】 この発明の実施の形態２による電力変換装置を示す構成図である。
【図９】 転流状態推定回路の具体的構成を示す構成図である。
【図１０】 転流状態推定回路の動作原理を示す信号パターン図である。
【図１１】 この発明の実施の形態５による電力変換装置を示す構成図である。
【図１２】 ３レベルインバータのスイッチング信号を示す信号パターン図である。
【図１３】 接合温度の相違に伴う電圧変化の相違を説明する信号パターン図である。
【図１４】 この発明の実施の形態７による電力変換装置を示す構成図である。
【図１５】 装置状態推定回路の具体的構成を示す構成図である。
【図１６】 運転の継続等を判断する際に使用するテーブル図である。
【図１７】 ターンオフサイリスタの素子構造を示す構造図である。
【図１８】 従来の電力変換装置を示す構成図である。
【図１９】 共役関係を有するスイッチング信号を示す信号パターン図である。
【符号の説明】
２１，２２，６１，６２，７１〜７４ ＧＣＴ（自己消弧型半導体素子）、２５ パルス発生回路（制御手段）、２６，２７，６７，６８，７５〜７８ ゲート駆動回路（制御手段）、２８，２９ 遮断電流推定回路（遮断電流推定手段）、３１，５１ ゲート電圧比較部、３２ ゲート電圧検出時間設定回路（遮断電流判定部）、３３ ゲート電圧検出回路（遮断電流判定部）、３４ 遮断電流判定回路（遮断電流判定部）、４１，４２，６９，７０，７９〜８２ 転流状態推定回路（転流状態推定手段）、５２ ゲート電圧検出時間設定回路（転流状態判定部）、５３ ゲート電圧検出回路（転流状態判定部）、８３ 装置状態推定回路（装置状態推定手段）。

Claims (4)

1. 自己消弧型半導体素子のゲート電極とカソード電極間に順電圧又は逆電圧を印加して、その自己消弧型半導体素子のスイッチングを制御する制御手段と、上記制御手段が当該自己消弧型半導体素子のターンオフの実行を開始すると、上記自己消弧型半導体素子のゲート電極とカソード電極間の電圧が閾値を超えるまでに要する時間を計測し、その時間から上記自己消弧型半導体素子の遮断電流を推定する遮断電流推定手段とを備えた電力変換装置。
2. 自己消弧型半導体素子のゲート電極とカソード電極間の電圧と閾値を比較するゲート電圧比較部と、制御手段がターンオフの実行を開始すると、上記ゲート電圧比較部の比較結果を参照して、そのゲート電極とカソード電極間の電圧が閾値を超えるまでに要する時間を計測し、その時間から遮断電流を判定する遮断電流判定部とから遮断電流推定手段を構成することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 遮断電流推定手段は、遮断電流が基準電流を超えると制御手段に対してスイッチングの停止を指示することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. ゲート転流型ターンオフサイリスタを用いて自己消弧型半導体素子を構成することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。

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