JP2006014402A

JP2006014402A - 電力変換装置の過電流保護装置

Info

Publication number: JP2006014402A
Application number: JP2004184040A
Authority: JP
Inventors: Kiyoshi Kuroiwa; 清黒岩
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2004-06-22
Filing date: 2004-06-22
Publication date: 2006-01-12

Abstract

【課題】直流電圧が高い場合、低い場合、一定の場合においても任意のタイミングでコレクタ短絡検出の検知電圧の設定レベルを変えることができ、電圧駆動素子を過電流から確実に保護することができる電力変換装置の過電流保護装置を提供する。
【解決手段】電圧駆動形の電力用スイッチング素子４を有する電力変換装置と、上記電力用スイッチング素子４の入力側主端子の電圧を検出し、上記電圧が所定値を超えた時、上記電力用スイッチング素子にオフ信号を与える過電流検知部５、６、７、８と、上記過電流検知部に任意のタイミングで並列関係に接続し得るようにされ、上記所定値を変更し得るようにした過電流設定部２１、２２とを備えた構成とする。
【選択図】図７

Description

この発明は、電力変換装置、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やパワーＭＯＳＦＥＴ等の電圧駆動形素子を電力用スイッチング素子として使用する電力変換装置において、何らかの理由で過大な電流が流れたときや短絡事故などによって生じる過電流を検出し、電力変換装置を保護する電力変換装置の過電流保護装置に関するものである。

従来のＩＧＢＴ等の電力半導体素子を使用した電力変換装置の過電流保護装置は、過電流がＩＧＢＴに流れたときにＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧（ＶＣＥ）が上昇する特性を利用している。（例えば特許文献１及び２参照）。
これらの過電流保護は、過大となったコレクタ電流をゲート電圧を低下させることによって低減しＩＧＢＴを破壊しないように保護している。代表的なＩＧＢＴの外観構成を図１に示す。

また、このようなＩＧＢＴを用いた一般的な電力変換装置の過電流保護装置の構成を図１０に示す。図１０においては、主スイッチング素子としてのＩＧＢＴ４、ゲート抵抗回路１９及びドライブ回路１８を図示のように接続して回路を構成している。

ドライブ回路１８には、オンオフ指令信号発生回路１、オンゲート用電圧源Ｖ１及びオフゲート用電圧源Ｖ２を有する電圧源１２を有し、この電圧源にはオンオフ指令信号発生回路１により動作する１対のトランジスタ１５、１６が接続されている。これらの出力段トランジスタ１５、１６のエミッタ同士は接続され、ゲート抵抗回路１９の抵抗１３を介してＩＧＢＴ４のゲートに、また、電圧源１２のＶ１、Ｖ２の接続中点はＩＧＢＴ４のエミッタに接続されている。

ＩＧＢＴ４のゲート・エミッタ間に接続されている抵抗１４は、ゲート・エミッタ間の電位固定用抵抗である。また、トランジスタ５、ツェナーダイオード８、ダイオード６、抵抗７によりＩＧＢＴ４のコレクタ端子の電圧を監視すると共に、この電圧がツェナーダイオードのツェナー電圧によって定まる所定の値を超えたかどうかを検出する過電流検知部を構成している。さらに、この過電流検知部の前段には、抵抗９、１０とコンデンサ１１とからなる遅延回路が形成されている。

まず通常の動作について説明する。オンオフ指令信号発生回路１によりオン信号が出力されると抵抗２を介してトランジスタ１５がオン、トランジスタ１６がオフとなってＩＧＢＴ４のゲート・エミッタ間には抵抗１３を介してオンゲート電圧Ｖ１が印加される。
ＩＧＢＴ４のゲート・エミッタ間にオンゲート電圧Ｖ１が与えられると、このＩＧＢＴ４はオンし、そのコレクタ・エミッタ間電圧はオン電圧（ＶＣＥ(on)とする）まで低下する。

また、抵抗１０と９、ツェナーダイオード８を介してトランジスタ５にベース電流が流れようとするが、抵抗７を設けることによってトランジスタ５が動作するタイミングを遅らせている。従って、
VZD1＋VBE＞V1＋VCE(0N)＋VF
ただし VZD1:ツェナーダイオード８のツェナー電圧
VBE：トランジスタ５のベース・エミッタ間電圧
VF:ダイオード６の順方向電圧
となるように部品の特性を選定しておくことにより、ＩＧＢＴ４のオン状態ではトランジスタ５をオフに保つ。

次に、オンオフ指令信号発生回路１によりオフ信号が出力されると、トランジスタ１５がオフ、トランジスタ１６がオンとなって、ＩＧＢＴ４のゲート、エミッタ間には抵抗１３を介してオフゲート電圧Ｖ２が印加され、ＩＧＢＴ４はオフとなる。
このとき、コンデンサ１１は電荷を放電してターンオン動作に備えている。

ＩＧＢＴ４のオン期間中に短絡事故が発生した場合には、コレクタ・エミッタ間電圧の増大に伴い、VZD1＋VBE＜V1＋VCE(ON)十VFとなりトランジスタ５が導通し、ＩＧＢＴ４のゲート・エミッタ間にオフゲート電圧を印加してＩＧＢＴ４をオフし、過電流を遮断する。ドライブ回路内のダイオード３、１７はトランジスタ誤動作防止用である。

特開昭５９−１０３５６７号公報（第５図）特開平１０−２７６０７５号公報（第１図）

電力変換装置では、運転中の過電流故障の中で、素子破壊につながる故障として負荷短絡や地絡がある。例えば図２にコレクタ・エミッタ間電圧VCEとコレクタ電流ICとの特性を示すように、短絡電流は直流定格電流の５〜６倍（高耐圧の素子では１０倍程度）にも達する。従って短絡期間中に素子に印加される瞬時電力は極めて大きいため、短絡検知後、所定の時間（１０μＳ）内にゲートをオフすることにより過電流を遮断する必要がある。

電圧駆動形半導体素子としてＩＧＢＴを例にとり、電力変換装置における短絡事故時の模擬回路を図３に示す。また、図４に直流電圧２０が高い場合の短絡時の概略波形の例を示す。この図の（ａ）は素子４ＡのVCE及びICの波形を示すものであり、（ｂ）は素子４ＢのVCE及びICの波形を示すものである。

図４において、ｔｌの時刻に素子４Ａのオン信号を与える。ｔｌ〜ｔ２の期間経過後（駆動回路の遅れと素子のオン遅れを含む）に素子４Ａがオンする。よって図４（ｂ）における素子４Ｂの電圧ＶＣＥは、ほぼ直流の電圧となる。素子短絡を模擬するために、ｔ3の時刻に素子４Ｂのオン信号を与える。ｔ３〜ｔ４の期間経過後（駆動回路の遅れと素子のオン遅れを含む）、時刻ｔ４において素子の短絡が発生する。よってｔ４の時刻から短絡電流ＩＣが流れ始める。この短絡電流の大きさは、直流電圧値と素子４Ａ、４Ｂまでの配線のインダクタンスによって決まる。

次に、時刻ｔ５では、図３のドライブ回路１８内の過電流検知回路が動作開始して過電流遮断動作が開始される。図４によれば時刻ｔ４からｔ５の間に過電流を検出し保護動作をすれば、短絡電流が流れる時間を短くできると思われるが、過電流検知部は、図１０の抵抗９、１０、コンデンサ１１からなる遅延回路（ターンオン動作初期の過渡現象発生期間時に過電流保護回路が動作しないようにマスク時間を設けている。）により時刻ｔ５で動作を開始する。次に、時刻ｔ６になると素子４Ｂはオフされ短絡電流はＯとなり素子４Ｂの電圧ＶＣＥは直流電圧と同じになる。

同様に模擬回路の図３において、直流電圧２０が低い場合の短絡時の概略波形を図５に示す。この図の（ａ）は素子４ＡのVCE及びICの波形を示すものであり、（ｂ）は素子４ＢのVCE及びICの波形を示すものである。図５においてｔｌ〜ｔ６は図４と同じタイミングのため、それぞれの説明は省略する。
図４、図５から分かるように直流電圧の大きさにより、素子短絡時の過大なコレクタ電流によるコレクタ・エミッタ間電圧（ＶＣＥ）の上昇値は、同じ電力変換装置でも全く異なる波形となる。また、さらに直流電圧が低い場合においては、短絡時のコレクタ電圧は、監視するレベルまで上昇しないため過電流保護ができないという問題点があった。

この問題は、監視するレベルを限りなく低い値に選定することで解決するようにも思われるが、図６に示す一般的なＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間飽和電圧特性からも分かるように、コレクタ電流によりコレクタ・エミッタ間飽和電圧も変化し一定な値ではない。
また、コレクタ・エミッタ間の電圧ＶＣＥが素子特性に依存しバラツキがあるため、短絡時のコレクタ電圧を監視するレベルの設定値の下限値を選定することが難しい。

さらに、高速スイッチングを連続して行なう電力変換装置においては、ターンオン、ターンオフ時のスイッチングによるｄｖ／ｄｔやｄｉ／ｄｔが大きいため、高レベルのノイズを発生し、短絡検出レベルを下げ過ぎると、短絡事故が発生していない場合でも過電流保護装置が誤動作するといった問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、直流電圧が高い場合、低い場合、一定の場合においても任意のタイミングでコレクタ短絡検出の検知電圧の設定レベルを変えることができ、電圧駆動素子を過電流から確実に保護することができる電力変換装置の過電流保護装置を提供することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置の過電流保護装置は、電圧駆動形の電力用スイッチング素子を有する電力変換装置と、上記電力用スイッチング素子の入力側主端子の電圧を検出し、上記電圧が所定値を超えた時、上記電力用スイッチング素子にオフ信号を与える過電流検知部と、上記過電流検知部に任意のタイミングで並列関係に接続し得るようにされ、上記所定値を変更し得るようにした過電流設定部とを備えたものである。

この発明に係る電力変換装置の過電流保護装置は上記のように構成されているため、直流電圧の大きさにかかわらず、短絡検知レベルの設定値を任意のタイミングで切り替え、短絡時のコレクタ検知電圧の設定値を変えることができ、直流電圧が高い場合、低い場合でも自由に短絡時のコレクタ検知電圧を変更することができる。
また、コレクタ電流の大きさにより短絡検知電圧の設定値を変えることができるため、信頼性の高い過電流遮断を行なうことができる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図にもとづいて説明する。図７は実施の形態１の構成を示す回路図である。この図において、図１０と同一構成要素には同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
トランジスタ５、ツェナーダイオード８、ダイオード６、抵抗７によって構成される過電流検知部によりＩＧＢＴ４のコレクタ端子の電圧を監視すると共に、この電圧がツェナーダイオード８のツェナー電圧によって定まる所定の値を超えたかどうかを検出する点は図１０と同様である。

さらに、ツェナーダイオード８と並列にツェナーダイオード２１及びスイッチ２２の直列接続体からなる過電流設定部を設け、この過電流設定部のスイッチを任意のタイミングでオンすることにより上記所定値を切り替え、または変更することができるフォトカプラ２３を設けている。

次に、実施の形態１の動作について説明する。例えば、図３に示す電力変換装置において素子４Ａがオン状態の故障の場合を想定して図７により説明する。素子４にオンオフ指令信号発生回路１からオン信号が出力されると、抵抗２を介してトランジスタ１５がオン、トランジスタ１６がオフとなってＩＧＢＴ４のゲート・エミッタ間には抵抗１３を介してオンゲート電圧Ｖ１が印加される。

この際、抵抗１０と９、ツェナーダイオード８を介してトランジスタ５にベース電流が流れようとするが、抵抗７を設けることによってトランジスタ５が動作するタイミングを遅らせている。ＩＧＢＴ４のゲート・エミッタ間にオンゲート電圧Ｖ１が与えられると、このＩＧＢＴ４はオンし、そのコレクタ・エミッタ間電圧はオン電圧（ＶＣＥ（on)とする）まで低下する。従って、
VZD1＋VBE＞V1＋VCE(ON)十VＦ
の条件が成り立つ、ＩＧＢＴ４のオン状態ではトランジスタ５をオフに保っている。

また、安定した定常状態（素子のターンオン後）においては、フォトカプラ２３からオン信号を与えることでスイッチ２２をオンし、ツェナーダイオード８とツェナーダイオード２１を並列接続させる。
ツェナーダイオード８のツェナー電圧VZDl、ツェナーダイオード２１のツェナー電圧VZD2の関係をVZDI＞VZD2のように選定し、さらにVZD2＞Ｖ1＋VCE(0N)＋VFの関係が成り立つようにしておけば、ＩＧＢＴ４がオンした状態で短絡時のコレクタ検知電圧を変更することができる。

次に、オンオフ指令信号発生回路１によりオフ信号を出力する前に、フォトカプラ２３をオフすることでスイッチ２２をオフし、ツェナーダイオード２１を切り離せば短絡検知電圧をツェナーダイオード８のツェナー電圧VZDlの状態に戻すことができる。
次に、オンオフ指令信号発生回路１によりオフ信号が出力されると、トランジスタ１５がオフ、トランジスタ１６がオンとなって、ＩＧＢＴ４のゲート、エミッタ間には抵抗１３を介してオフゲート電圧Ｖ２が印加されＩＧＢＴ４はオフとなる。このときコンデンサ１１は電荷を放電して次のターンオン動作に備える。

実施の形態１によれば、ツェナーダイオード８にツェナーダイオード２１を並列接続することによって短絡検知レベルの設定値を切り替えることができる。しかも、この切り替えはフォトカプラ２３をオンすることによって任意のタイミングで行なうことができ、直流電圧が高い場合、低い場合でも自由に短絡時のコレクタ検知電圧を変更することができる。また、コレクタ電流の大きさにより短絡検知電圧の設定値を変えることができるため信頼性の高い過電流遮断を行なうことができる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２を図にもとづいて説明する。図８は、実施の形態２の構成を示す回路図である。この図において、図７と同一構成要素には同一符号を付し、その詳細説明を省略する。図７と異なる点は、２個のツェナーダイオードを逆直列に接続した電圧クランプ回路２４及びドライブ回路１８のオンゲート電圧源Ｖ１に配線２７にて接続された抵抗２６並びにこの抵抗２６の一端とＩＧＢＴ４のゲート間に接続されたダイオードと、同じく抵抗２６の一端とＩＧＢＴ４のエミッタ間に接続されたコンデンサとからなる電圧クランプ回路２５を接続した点である。

この実施の形態では、素子短絡や負荷短絡時のように過電流が流れる状態においては、ＩＧＢＴ４のコレクタ電流の過大な増大と共にコレクタ電圧も上昇する。コレクタ電圧が上昇すると素子のコレクタとゲート間の容量を介して、ゲート電圧がゲート電源以上に主電源側から充電される。このためコレクタ電流が再び増大するという問題があり、これを防止しようとするものである。

図９は、短絡が起こる前のゲート・エミッタ間の電圧とそれぞれのクランプ回路を設けたときのゲート・エミッタ間の動作波形を示すもので、（ｃ）は短絡が起こる前のゲート・エミッタ間電圧を示し、（ｄ）は電圧クランプ回路２５、抵抗２６及び配線２７からなる電源クランプ回路のみを設けた場合の動作状態を示し、（ｅ）は上記の電源クランプ回路に電圧クランプ回路２４を加えた複合形クランプ回路とした場合の動作状態を示す。

図８において抵抗２６は、配線２７を介しオン期間のゲート電圧の最大値をゲート電圧にクランプするもので、ドライブ回路１８のオンゲート電圧Ｖ１の発生と同時に素子のゲート端子をクランプする。抵抗２６を備えることにより、初回の素子オン時に抵抗１３により電圧クランプ回路２５内のコンデンサを充電することを防止し、ＩＧＢＴ４に対しターンオン時間が増えないようにしている。

電圧クランプ回路２５と抵抗２６と配線２７からなる電源クランプ回路だけを設けた場合には、電圧クランプ回路２５内のコンデンサの容量を十分に大きくしないと、電源クランプ電圧が上昇するため、さらに２個のツェナーダイオードを逆直列接続したクランプ回路２４を備えることによって電圧クランプ回路２５内のコンデンサ容量を小さくすることができる。

また、コンデンサを複数個使用する必要がないためゲート回路の小型化を図ることができる。更に、過電流が流れた時のゲート電圧上昇を防止できることにより、短絡時のコレクタ電流の上昇を抑えることもできる。

代表的なＩＧＢＴの外観を示す概略図である。代表的なＩＧＢＴの出力特性を示す特性図である。電力変換装置における短絡事故時の模擬回路を示す図である。直流電圧が高いときの図３の電圧、電流波形を示す概略図である。直流電圧が低いときの図３の電圧、電流波形を示す概略図である。代表的なＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間飽和電圧特性を示す特性図である。この発明の実施の形態１の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態２の構成を示す回路図である。実施の形態２におけるゲート・エミッタ間の動作波形を示す概略図である。ＩＧＢＴを用いた一般的な電力変換装置の過電流保護装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１オンオフ指令信号発生回路、３、６、１７ダイオード、４ＩＧＢＴ、
５、１５、１６トランジスタ、８、２１ツェナーダイオード、
１１コンデンサ、１２、Ｖ１、Ｖ２直流電圧源、１８ドライブ回路、
１９ゲート抵抗回路、２２スイッチ、２３フォトカプラ、
２４、２５電圧クランプ回路、２７配線。

Claims

電圧駆動形の電力用スイッチング素子を有する電力変換装置と、上記電力用スイッチング素子の入力側主端子の電圧を検出し、上記電圧が所定値を超えた時、上記電力用スイッチング素子にオフ信号を与える過電流検知部と、上記過電流検知部に任意のタイミングで並列関係に接続し得るようにされ、上記所定値を変更し得るようにした過電流設定部とを備えたことを特徴とする電力変換装置の過電流保護装置。
上記過電流検知部は、上記所定値を設定するツェナーダイオードを有し、上記過電流設定部は別のツェナーダイオードとスイッチとの直列接続体及び上記スイッチを開閉するフォトカプラを有することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の過電流保護装置。
上記電力用スイッチング素子のゲート・エミッタ間に接続され、２個のツェナーダイオードを逆直列に接続して構成された電圧クランプ回路と、上記電力用スイッチング素子のドライブ回路のオンゲート電圧源に抵抗を介して接続され、上記電力用スイッチング素子のゲートに接続されたダイオードとエミッタに接続されたコンデンサとから構成された別の電圧クランプ回路とを備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の電力変換装置の過電流保護装置。