JP3596172B2 - Pll周波数シンセサイザ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話等の無線機器における周波数チャンネル切換えを行うためのPLL(フェーズ・ロックド・ループ)周波数シンセサイザに関する。
このようなPLL周波数シンセサイザにおいては、携帯電話等に内蔵するものであるため、小型化及びノイズの抑制を実現することが求められている。
【0002】
【従来の技術】
図5は、従来のPLL周波数シンセサイザを示す図であり、図5(a)はPLL周波数シンセサイザの基本構成図、図5(b)は2チャンネルを有するPLL周波数シンセサイザの従来例を示す図である。
PLL周波数シンセサイザは、図5(a)に示すように、基準周波数frと比較周波数fpとを入力し、これらの位相を比較する位相比較器32と、位相差に比例した電流を流すチャージポンプ回路33と、チャージポンプ回路33からの信号をDCレベルにするローパスフィルタ34と、電圧に応じて出力周波数を変化させるための電圧制御発振器35からなることを基本構成としている。
【0003】
以上のような構成において、電圧制御発振器35からの信号を比較周波数fpとして位相比較器32にフィードバックさせる動作を繰り返し行うことにより、基準周波数frと比較周波数fpを同じ周波数、同じ位相に合わせていく。
携帯電話等においては、受信用、送信用として異なる帯域の周波数を用いる2つのPLL周波数シンセサイザが必要となるが、これを別個に用意すると大型化を招くことになる。
【0004】
そこで、小型化を実現するために1つの半導体パッケージに納めることができるような、同一の基準信号OSC を入力する2チャンネルのPLL周波数シンセサイザが用いられるようになってきている。
図5(b)は、上記2チャンネルを有するPLL周波数シンセサイザであり、同一の基準信号OSC を高周波用のリファレンスカウンタ41と低周波用のリファレンスカウンタ51とにそれぞれ入力しており、各リファレンスカウンタ41,51の後段には、図5(a)と同様な位相比較器42,52、チャージポンプ回路43,53、ローパスフィルタ44,54、電圧制御発振器45,55が接続されている。
【0005】
このようなPLL周波数シンセサイザは、高周波側では、リファレンスカウンタ41を介して、図5(a)にて説明したように基準周波数frRFと比較周波数fpRFとを同周波数、同位相に合わせていく。
そして、同周波数、同位相になった時点で電圧制御発振器45からの出力周波数fRF を固定する。
【0006】
また、低周波側では、リファレンスカウンタ51を介して、図5(a)にて説明したように基準周波数frRFと比較周波数fpRFとを同周波数、同位相に合わせていく。
そして、同周波数、同位相になった時点で電圧制御発振器55からの出力周波数fIF を固定する。
【0007】
以上のように、図5(b)におけるPLL周波数シンセサイザは、高周波用及び低周波用それぞれで出力周波数fRF,fIF を発生させることができるため、送受信が可能な小型のシンセサイザとなる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来のPLL周波数シンセサイザでは、2チャンネル、即ち2つのPLL回路に対して、1つの基準信号OSC を入力するようになっているため、両ループが干渉することによるリファレンスリークが発生する。
このリファレンスリークは、携帯電話等においてノイズとして現れることになり、通話に支障をきたすこととなる。
【0009】
以下に、本発明者らが見出したリファレンスリークの発生要因について説明する。
図6は、図5(b)に示す従来のPLL周波数シンセサイザにおける各信号のタイミングチャートであり、基準信号OSC と、基準信号OSC に対してリファレンスカウンタ41,51を介した高周波及び低周波の基準周波数frRF,frIF との関係を示すものである。但し、各信号は同時間帯を省略して示している。
【0010】
基準信号OSC は、例えば数十MHzであり、この信号をリファレンスカウンタ41では例えば数百KHzに分周し、リファレンスカウンタ51では例えば数十KHzに分周する。
リファレンスカウンタ41,51は、同一のものを使用しており、基準信号OSC の立ち上がりをカウントして分周していることから、図6に示すように、高周波信号frRFと低周波信号frIFとで出力が一致するタイミングが発生する。
【0011】
このように、高周波信号frRFと低周波信号frIFとで位相が一致すると、その時に位相比較器42,52以下各構成部が同時に動作することになる。
上記の如く高周波信号frRFと低周波信号frIFとの出力が一致することによるチャージポンプ回路43,53の同時動作がリファレンスリークの増大を招くものと考えられる。
【0012】
本発明は、上記課題を解決して、2チャンネルを有するPLL周波数シンセサイザにおいて、リファレンスリークの発生を低減することにより、ノイズを抑えることを目的としている。
【0013】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための本発明は、基準信号OSC を所定帯域の第一の基準周波数frRFに分周するリファレンスカウンタ1と、前記基準信号OSC を反転させるインバータ16と、該インバータ16によって反転した信号OSC バーを前記リファレンスカウンタ1による第一の基準周波数frRFとは異なる帯域の第二の基準周波数frIFに分周するリファレンスカウンタ11と、前記第一の基準周波数frRFと第一の比較周波数fpRFとの位相を比較して位相差信号を出力する第一の位相比較器2と、該位相比較器2の出力信号を前記第一の基準周波数frRFに近づけるべく調整して、この調整された信号を前記位相比較器2に入力する比較周波数fpRFとしてフィードバックするチャージポンプ回路3、ローパスフィルタ4及び電圧制御発振器5と、前記第二の基準周波数frIFと第二の比較周波数fpIFとの位相を比較して位相差信号を出力する第二の位相比較器12と、該位相比較器12の出力信号を前記第二の基準周波数frIFに近づけるべく調整して、この調整された信号を前記位相比較器12に入力する比較周波数fpIFとしてフィードバックするチャージポンプ回路13、ローパスフィルタ14及び電圧制御発振器15とを備えることを特徴としている。
【0014】
上記本発明のPLL周波数シンセサイザによれば、異なる周波数域で動作する2チャンネルのPLL回路において、一方に入力される基準信号をインバータ16によって反転させており、立ち上がりをカウントする同一のリファレンスカウンタを使用していることから、両者の基準周波数frRF,FRIF が一致することがない。
【0015】
この結果、両者のチャージポンプ回路3,13が同時に動作することを防ぐことができるため、リファレンスリークを低減することが可能となった。
【0016】
【実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。
図1は、本発明のPLL周波数シンセサイザの原理図、図2は図1のPLL周波数シンセサイザにおける各信号のタイミングチャートを示すものである。
図1に示すように、本発明のPLL周波数シンセサイザは、送信と受信を行うための異なる周波数域の2つのPLL回路を有しており、高周波側は、基準信号OSC を所定の周波数frRFに分周するリファレンスカウンタ1と、リファレンスカンウタ1による基準周波数frRFと比較周波数fpRFとの位相を比較する位相比較器2、位相差に比例した電流を流すチャージポンプ回路3、チャージポンプ回路3からの信号をDCレベルにするためのローパスフィルタ4、及び電圧に応じて出力周波数を変化させ、これを比較周波数fpRFとして位相比較器2にフィードバックする電圧制御発振器5によって構成されている。
【0017】
また、低周波側は、基準信号OSC を反転させるためのインバータ16、このインバータ16によって反転された信号OSC バーを所定の周波数frIFに分周するリファレンスカウンタ11と、リファレンスカンウタ11による基準周波数frIFと比較周波数fpIFとの位相を比較する位相比較器12、位相差に比例した電流を流すチャージポンプ回路13、チャージポンプ回路13からの信号をDCレベルにするためのローパスフィルタ14、及び電圧に応じて出力周波数を変化させ、これを比較周波数fpIFとして位相比較器12にフィードバックする電圧制御発振器15によって構成されている。
【0018】
以上のような構成において、高周波側のリファレンスカウンタ1は、基準信号OSC を例えば数百KHzに分周を行うものであり、この数百KHzの基準周波数frRFとフィードバックされる比較周波数fpRFとを位相比較器2に入力して、両者の位相比較を行う。
位相比較器2の出力信号は、チャージポンプ回路3、ローパスフィルタ4、及び電圧制御発振器5を介すことによって比較周波数fpRFとなり、位相比較器2にフィードバックされる。
【0019】
この処理を繰り返し行うことにより、基準周波数frRFと比較周波数fpRFとの周波数及び位相を一致させ、一致した時点で出力周波数fRF を固定する。
尚、一致した後も上記PLL回路の繰り返し処理は続けられている。
また、低周波側では、基準信号OSC を一旦インバータ16によって反転させ、この信号OSC バーをリファレンスカウンタ11に入力し、例えば数十KHzに分周している。
【0020】
その後の位相比較器12、チャージポンプ回路13、ローパスフィルタ14、電圧制御発振器15の動作は、高周波側と同様であるため、説明は省略する。
ここで、基準信号OSC に対する基準周波数frRF、frIFのタイミングについて図2を参照しながら説明する。
基準信号OSC は、例えば数十MHzであり、この信号をリファレンスカウンタ1では、前述したように数百KHzに分周し、リファレンスカウンタ11では数十KHzに分周する。
【0021】
リファレンスカウンタ1には、基準信号OSC が入力されるため、立ち上がりをカウントするリファレンスカウンタ1は、図2に示すように基準信号OSC の立ち上がり部分で一定のタイミング毎に基準周波数frRFを出力する。
また、低周波側のリファレンスカウンタ11は、基準信号OSC が反転された信号OSC バーを入力し、この立ち上がりをカウントして分周を行うため、リファレンスカウンタ11が出力する基準周波数frIFは、図2に示すように、基準信号OSC に対して少なくとも半周期ずれたタイミングとなる。
【0022】
従って、高周波側の基準周波数frRFと低周波側の基準周波数frIFとの出力のタイミングは、最も近づく場合でも基準信号OSC の半周期分はずれることにになるため、両者の位相比較器2,12及びチャージポンプ回路3,13、ローパスフィルタ4,14、電圧制御発振器5,15は、同時に動作することはない。
以上のように、本発明によればリファレンスリークの要因となるチャージポンプ回路の同時動作が起こることがないため、リファレンスリークを抑制することが可能となった。
【0023】
次に本発明の第一実施例を図3を参照しながら説明する。
図3は、本発明のPLL周波数シンセサイザの第一実施例を示すもので、図1と同一部分には同一符号を付してある。
本実施例では、基準信号OSC が入力されるリファレンスカウンタ1の前段にバッファ用のインバータ9,10を備えると共に、基準信号OSC を反転させるためのインバータ16の前段にも同様にバッファ用のインバータ19,20を備えている。
【0024】
また、電圧制御発振器5,15の出力信号は、それぞれプリスケーラ7,17とプログラムカウンタ8,18を介して位相比較器2,12にフィードバックされる構成としている。
上記構成以外は、図1と同様であるため、特に記述しない。
通常、電圧制御発振器と位相比較器との間には、消費電力が小さいMOSトランジスタで構成され、分周比を任意に設定できるプログラムカウンタを設置するが、使用する周波数が高くなるとプログラムカウンタで直接分周することが困難になる。
【0025】
そのため、本実施例では高い周波数にも対応できるように、プログラムカウンタ7,17に加え、高速動作可能なバイポーラトランジスタで構成するプリスケーラ7,17を設置している。
リファレンスカウンタ1,11から電圧制御発振器5,15までの動作は、図1における動作と同様であるため省略するが、電圧制御発振器5,15より出力される信号は、まずプリスケーラ7,17によって所定のレベルまで高速に分周し、更にプログラムカウンタ8,18にて位相比較器2,12に入力するための任意の周波数となるように調整する。
【0026】
以上のような動作を繰り返し行うことによって、高周波側と低周波側でそれぞれ必要な出力周波数fRF,fIF を得る。
本実施例においても、図2で説明したのと同様に、高周波側のリファレンスカウンタ1と低周波側のリファレンスカウンタ11とに入力される信号は、半周期分ずれており、リファレンスカウンタ1,11で分周される周波数も、その出力が最も近づく場合で基準信号OSC の半周期分はずれることになるため、チャージポンプ回路3,13が同時に動作することがない。
【0027】
従って、リファレンスリークの発生を抑えることが可能となる。
次に本発明の第二実施例を図4を参照しながら説明する。
図4は、本発明のPLL周波数シンセサイザの第二実施例を示すもので、図1及び図3と同一部分には同一符号を付してある。
本実施例では、高周波側においては第一実施例同様、基準信号OSC が入力されるリファレンスカウンタ1の前段にバッファ用のインバータ9,10が備えられており、低周波側のリファレンスカウンタ11の前段には、基準信号OSC 反転用のインバータ16とバッファ用のインバータ20、及び基準信号OSC と共に、パワーセーブ信号PSが入力されるNAND回路21を有している。
【0028】
携帯電話等では、長時間の携帯を可能にするために、バッテリー寿命を長くしなければならないが、このためには携帯電話の消費電力を低く抑えることが必要になってくる。
そこで、通話時以外、即ち待機時においては受信に必要な部分のみを動作させることで不要な消費電流を省くことが行われるが、この状態を作るためにパワーセーブ信号を入力している。
【0029】
本実施例は、このパワーセーブ信号PSの入力を行う場合の構成を示すものであり、低周波側のNAND回路21に基準信号OSC とパワーセーブ信号PSとを入力して、所定条件の時にパワーセーブ状態にするものである。
この場合、リファレンスカウンタ11に入力される信号の論理を、2段のバッファ用インバータ9,10を有する高周波側のリファレンスカウンタ1に入力される信号に対して反転させるためには、図4に示すように、NAND回路21と1段のバッファ用インバータ16及び反転用インバータ16が必要となる。
【0030】
その他の構成、動作は第一実施例と同様であるため、説明は省略する。
本実施例では、パワーセーブ信号PSを低周波側のみに入力しているが、これは高周波側でもよく、更に消費電流を抑えるために高周波側、低周波側両方にパワーセーブ信号を入力する構成とすることも考えられる。
この場合、やはりNAND回路に基準信号OSC とパワーセーブ信号とを入力する構成にする。
【0031】
以上説明した第一,第二実施例では、リファレンスカウンタ1,11に入力される信号を高周波側と低周波側で異なるようにインバータ16を前段に設けたが、リファレンスカウンタ11の内部或いはリファレンスカウンタ11の後段に設けることによっても、高周波側と低周波側とで位相比較器以降、チャージポンプ回路等の動作が一致することを防止することができる。
【0032】
この場合、リファレンスカウンタ11での分周処理の途中、或いは分周終了後に、その信号を反転することにるため、上記基準信号OSC を反転させる実施例に比べて、位相比較器2,12に入力される基準周波数frRF、frIFのタイミングをより大きくずらすことが可能となる。
従って、リファレンスリークの発生は更に低く抑えることができる。
【0033】
また、第一,第二実施例では、インバータ16によってリファレンスカウンタ1、11に入力される信号を半周期分だけずらしているが、特にインバータを設けることなくリファレンスカウンタの種類を変更することによっても、同様な作用を得ることができる。
即ち、一方のリファレンスカウンタ1としては、通常の立ち上がりカウントを行うものを使用し、他方のリファレンスカウンタ11として立ち下がりカウントを行うものを使用することによって、同じ基準信号OSC で、図2に示すのと同様なタイミングの異なる基準周波数frRF,frIFを得ることができる。
【0034】
【発明の効果】
本発明のPLL周波数シンセサイザによれば、異なる周波数域で動作する2チャンネルのPLL回路を有する小型の構成でありながら、リファレンスカウンタに入力される基準信号のタイミングをずらしていることから、チャージポンプ回路の動作タイミングが一致することがない。
【0035】
従って、リファレンスリークを低減することができ、通話の支障となるノイズを抑えることが可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のPLL周波数シンセサイザ原理図である。
【図2】本発明のPLL周波数シンセサイザにおける各信号のタイミングチャートである。
【図3】本発明の第一実施例を説明するための図である。
【図4】本発明の第二実施例を説明するための図である。
【図5】従来のPLL周波数シンセサイザを説明するための図である。
【図6】従来のPLL周波数シンセサイザにおける各信号のタイミングチャートである。
Claims (2)
- 同一の基準信号(OSC) から異なる帯域の出力周波数を得る複数のPLL回路を有するPLL周波数シンセサイザにおいて、
前記基準信号(OSC)を所定帯域の第一の基準周波数(frRF)に分周するリファレンスカウンタ(1)と、
前記基準信号(OSC)を反転させるインバータ(16)と、
該インバータ(16)によって反転した信号(OSCバー) を前記リファレンスカウンタ(1)による第一の基準周波数(frRF)とは異なる帯域の第二の基準周波数(frIF)に分周するリファレンスカウンタ(11)と、
前記第一の基準周波数(frRF)と第一の比較周波数(fpRF)との位相を比較して位相差信号を出力する第一の位相比較器(2)と、
該位相比較器(2)の出力信号を前記第一の基準周波数(frRF)に近づけるべく調整して、この調整された信号を前記位相比較器(2)に入力する比較周波数(fpRF)としてフィードバックするチャージポンプ回路(3)、ローパスフィルタ(4)及び電圧制御発振器(5)と、
前記第二の基準周波数(frIF)と第二の比較周波数(fpIF)との位相を比較して位相差信号を出力する第二の位相比較器(12)と、
該位相比較器(12)の出力信号を前記第二の基準周波数(frIF)に近づけるべく調整して、この調整された信号を前記位相比較器(12)に入力する比較周波数(fpIF)としてフィードバックするチャージポンプ回路(13)、ローパスフィルタ(14)及び電圧制御発振器(15)とを備え、
前記一対のリファレンスカウンタ(1,11)の少なくとも一方に、基準信号(OSC) とパワーセーブ信号(PS)とを入力するNAND回路(21)の出力信号を入力することを特徴とするPLL周波数シンセサイザ。 - 前記インバータは、前記リファレンスカウンタ(11)の内部、或いは該リファレンスカウンタ(11)と前記位相比較器(12)との間に設置して、分周途中の信号、或いは分周後の信号を反転させることを特徴とする請求項1記載のPLL周波数シンセサイザ。
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JPH1013227A JPH1013227A (ja) | 1998-01-16 |
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WO2007015211A2 (en) * | 2005-08-02 | 2007-02-08 | Rf Magic, Inc. | System and method for mitigating phase pulling in a multiple frequency source system |
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1996
- 1996-06-19 JP JP15823396A patent/JP3596172B2/ja not_active Expired - Lifetime
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