JP3563429B2 - ビデオ表示装置 - Google Patents
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Description
【産業上の利用分野】
本発明は、ビデオ表示偏向装置に関する。
【0002】
【発明の背景】
ビデオ制作に4×3以外のアスペクト比が使用されると、アスペクト比4×3の消費者用テレビジョン受像機で番組を表示できるようにするために、アスペクト比の変換が行われる。例えば、アスペクト比の広い番組をアスペクト比4×3のテレビジョン受像機で表示するために、画面の上部と下部を空白にして、いわゆるレターボックス(letter box)画面を形成し、4×3の表示画面の中に16×9の有効画面を得る。
【0003】
ワイドスクリーンのテレビジョン受像機は、例えば、ロドリゲス/カバソス氏外の“ワイドスクリーンテレビジョン”という名称の、公表された国際特許出願PCT/US91/03822号(特願平3−511739に対応)に述べられている。スクリーンは、例えば16×9の表示比を有し、これに代わる種々の画像表示、例えば、ズーム比または画像拡大縮小比の調整、多画面表示などが可能となる。
【0004】
16×9のワイドスクリーンテレビジョン受像機のような画面に、4×3のアスペクト比を使用する、例えばNTSC標準に従うベースバンドビデオ信号の画像内容を表示することが望ましい場合がある。画像がレターボックス形式で表示される場合、画像が広いスクリーンを満たすようにラスターが拡張される。水平方向の移動はスクリーンの幅全体に及ぶ。垂直方向の移動は4/3の割合で拡張またはズームされ、画像は、上部および下部に空白部分がなく、ワイドスクリーンを垂直方向に満たす。
【0005】
ワイドスクリーン番組の画像をワイドスクリーンに最もよく適合させるために偏向を制御すること以外に、他の理由により、ビデオ番組をズームすることが望ましいことがある。例えば、従来の4×3画像を表示するとき、視聴者は、画像を拡張し、或る部分を拡大し、興味の少ない周辺部分を切り捨てたいと思うかも知れない。このような特徴は、画面と相対的に画像を垂直方向にパン(pan)する機能と関連して、特に有利である。
【0006】
垂直偏向回路は、典型的には、ランプ状の垂直偏向電圧信号を差動増幅器の1つの入力に供給する。垂直偏向コイルと直列の電流感知抵抗は、差動増幅器の他方の入力に結合され、偏向電流を感知する。差動増幅器は、閉ループ負帰還状態で偏向コイルを駆動する。偏向電流は、ランプ状垂直トレース部分およびビデオ信号から得られる垂直同期パルスに同期するリトレース部分を形成する。
【0007】
垂直ズームを行うには、垂直偏向電流の傾斜状垂直トレース部分の勾配すなわち変化率を増加する。そのため、電子ビームは、ズームに要求される、より短い時間でスクリーンを走査するが、ビームが偏向の両端にある時間が増加し、偏向電流はかなりのレベルにある。例えば、もし偏向電流の傾斜を垂直フィールドの初めからもっと急にすると、電子ビームはラスターの底部にもっと早く達する。もし偏向電流が、例えば、わずかな過走査位置で、ラスターの底部にビームを保持するように留まれば、ビームをリトレースまでラスターの底部に保持することが必要であるために、電源負荷の直流(DC)成分はズームと共に増加する。
【0008】
電子ビームは、画面を有効に走査していないとき、消去される。電流負荷を減少させる1つの可能性は、ズーム走査の終りに偏向電流をゼロ近くに減少させ、従って、次のリトレースを待つ間に、ビームを画面の中央に戻すことである。もし陰極線管がかなりのスプリアス(spurious)放射を有し、またリトレースが通常の時間である約600〜1,100ミリセカンドよりも遅ければ、ビームの位置はリトレースの間画面に見られるであろう。従って、ビームを中央付近に戻すことは、偏向回路により直流負荷を減少させるが、帰線消去回路および帰線消去期間中の電子放射を最少限度にする手段に依存する。何故ならば、スプリアスビーム電流はビームの位置を、画面中央を横切る水平ラインとして目に見えるようにするからである。陰極線管の電子銃はカソードが加熱されるので、電子のスプリアス放射をすべて阻止することは困難である。
【0009】
例えば、垂直帰線消去期間の一部の間ビームを偏向の一方の端に位置決めし、垂直帰線消去期間の一部の間ビームを偏向の他方の端に位置決めさせることにより、低い平均偏向電流を維持することが望ましい。従って、リトレースが起こるのは帰線消去期間の間であり、帰線消去期間の初めや終りではない。ある一定の画像比(例えば、4/3ズーム)に対し、リトレースは帰線消去期間内の中央の時点で都合よく起こるようにタイミングを調節できる。有利なことに、リトレースは帰線消去期間の中央に位置されるが、それには帰還制御回路を適応的に使用して、ズームモードの間にリトレースを開始する適当な時間を決定し、垂直ヨーク電流の直流成分が適当に小さくなり、いかなる程度のズームにも応じられるようにする。従って、ビームは偏向の両端に置かれて、ビームが2つの端の各々に配置される時間が正確に調整されるようにする。
【0010】
【発明の概要】
発明的構成に従って、ビデオ表示装置は、陰極線管上に配置される垂直偏向巻線を含んでいる。一連の値から選択された画像比(画像倍率)を表す、画像制御信号源が設けられている。偏向ランプ波発生器は、同期信号と画像制御信号に応答して、選択された画像比(画像倍率)に従って変化する勾配を持つランプ波を発生する。偏向増幅器はランプ波に応答して、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流を偏向巻線中に発生する。偏向電流はトレース期間の間に第1の端から第2の端におよぶ。このトレース期間は、選択された画像比(画像倍率)に応じて異なる時間だけ垂直期間よりも短い。リトレース信号発生器が動作して、リトレース期間の間に偏向電流を第2の端から第1の端に戻す。リトレース期間は非トレース期間内に位置しているが、通常、いずれの端点の近くにも位置していない。
発明の効果
本願発明によると、スクリーン上で画像のパンニングを調整することができ、且つリトレースを帰線消去期間のほぼ中央に位置づけることが可能なビデオ表示装置を提供することができる。
発明の構成
陰極線管(22)と、
前記陰極線管上の垂直偏向巻線(Ly)と、
一連の値から選択された画像倍率を表す画像制御信号(ZOOM)源(10al)と、
垂直同期信号(SYNC)源(9)と、
前記垂直同期信号と画像制御信号に応答し、選択された画像倍率に応じて変化するランプ波(VSAW)を発生する偏向ランプ波発生器(100)と、
前記ランプ波に応答し、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流(iy)を前記垂直偏向巻線に発生する偏向増幅器(11a)であって、前記偏向電流は、前記選択された画像倍率に応じて変化する時間(t1−t2)だけ垂直期間(t0−t2)よりも短いトレース期間(t0−t1)の間、第1の端(+IP)と第2の端(−IP)の間を変動する、前記偏向増幅器と、
非トレース期間(t1−t2)内に位置し、トレース期間のいずれの端点にも近接していないリトレース期間(ta−tb)の間に偏向電流を前記第2の端から前記第1の端へ戻す働きをするリトレース信号(VRESET)発生器(10a,Q73,C17,U07)とを含み、
前記リトレース信号発生器のタイミング手段が、前記トレース期間(t0−t1)が前記垂直期間(t0−t2)より短い前記時間(t1−t2)のほぼ中間に前記リトレース期間(ta−tb)を生成する、ビデオ表示装置。
【0011】
別の発明的構成に従って、サーボ回路がリトレース信号発生器の帰還路内に結合され、サーボ帰還制御により、リトレース期間を非トレース期間内に位置決めする。
発明の構成
陰極線管(22)と、
前記陰極線管上の垂直偏向巻線(Ly)と、
一連の値から選択された画像倍率を表す画像制御信号(ZOOM)源(10al)と、
垂直同期信号(SYNC)源(9)と、
前記垂直同期信号と画像制御信号に応答し、選択された画像倍率に応じて変化する勾配を有するランプ波(VSAW)を発生する偏向ランプ波発生器(100)と、
前記ランプ波に応答し、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流(iy)を前記垂直偏向巻線に発生する偏向増幅器(11a)であって、前記偏向電流は、前記選択された画像倍率に応じて変化する時間(t1−t2)だけ垂直期間(t0−t2)よりも短いトレース期間(t0−t1)の間、第1の端(+IP)と第2の端(−IP)の間を変動する、前記偏向増幅器と、
非トレース期間(t1−t2)内に位置し、トレース期間のいずれの端点にも近接していないリトレース期間(ta−tb)の間に偏向電流を前記第2の端から前記第1の端へ戻す働きをするリトレース信号(VRESET)発生器(10a,Q73,C17,U07)とを含み、
前記ランプ波発生器(100)、前記偏向増幅器(11a)、および前記偏向巻線(L y )が、DC結合された垂直偏向回路を形成し、
前記リトレース信号発生器が、前記偏向巻線におけるDC平均電流を低減させ、
前記リトレース信号発生器が、基準電流レベルと平均垂直偏向電流との差を表す電流(IERROR)を発生する誤差増幅器(Q73)を介して垂直偏向回路に結合され、前記リトレース期間を進めたり遅らせたりして前記DC平均電流を最小化する、ビデオ表示装置。
【0012】
【実施例】
鋸波発生器100(図2に詳しく示す)は、図1に示すように、マイクロプロセッサから成る制御装置およびリトレーストリガ回路を介して、画像比およびセンタリングに関して制御され、垂直偏向信号を発生し、垂直偏向信号は、図3に示すように、出力段を介して垂直偏向コイルに結合される。すべての図面において使用されている同じ記号および番号は同じ信号、要素または機能を表す。
【0013】
図1の垂直同期信号SYNCは、垂直タイミング発生器10に結合される。SYNC信号は、例えば、NTSC標準に従うベースバンド信号SNTSCを処理するテレビジョン受像機のビデオ検波器9から発生される。SNTSC信号中に連続的に発生するSYNC信号間の経過時間は、262.5水平ビデオライン期間に等しい垂直期間を表し、一定の画像またはフィールドを形成する。
【0014】
垂直タイミング発生器10は、マイクロプロセッサ10a(図1に示す)を含んでおり、マイクロプロセッサ10aは、垂直リセットをトリガするために垂直同期パルス信号を発生する。利用者が制御して、例えばリモートコントロールにより、マイクロプロセッサ10aは、図4のaに示すように、パルス信号Aを発生する。パルス信号Aは、図4のeに見られるように、垂直同期パルス信号SYNCに対して制御可能な量TDだけ遅延されている。パルス信号SYNCに対して垂直リセットの発生を遅らせることにより、マイクロプロセッサ10aはスクリーン上で画像のパンニング(panning)を調節する。この遅延は、上部パンニングの場合、垂直同期信号SYNCの起こる垂直期間のうちの小部分であり、下部パンニングの場合、あるいはその中間位置のパンニングでは、全垂直期間のうちのより大きな部分である。図4のaのパルス信号Aが遅延される量は、利用者が必要とするパンニングの程度に応じて異なる。
【0015】
図1の信号Aは、抵抗R73により、パルスストレッチャー(pulse stretcher)フリップフロップU07のトリガ入力に結合され、通常の非ズーム動作モードにおいて垂直リセット信号VRESETの前縁を発生する。入力信号Dを有する論理的オア機能はトランジスタQ04により与えられ、ズームモードにおいて垂直リセット信号VRESETの前縁のタイミングを制御する。トランジスタQ04のベースは、電流IERRORから図3に従って発生される入力信号Dに結合される。電流IERRORは、基準電流レベルと、垂直出力段を起動する電源から発生される平均垂直偏向電流との差を表す。以下に更に詳しく説明するが、誤差電流IERRORは、信号Dで表されるランプ状入力電圧を垂直帰線消去パルスBの前縁に供給する(図4のb、d、図5のeを参照)。
【0016】
ランプ状入力電圧がフリップフロップU07のトリガ入力の閾値に達すると、信号VRESETの前縁が信号ラインCに発生する。VRESETパルスの前縁LEVRESET(図4のCに示す)は垂直リトレースを開始させる。従って、垂直リトレースは、電源により発生される偏向電流と基準レベルとの差に応じてより早くまたはより遅く起こるように制御される。この回路は、垂直トレースに続いて垂直偏向電流がその端にある時間を等しくすることにより、1/2電源装置の直流電流負荷を最少限度にし、ズーム量の変動とそれに対応する垂直トレースランプの勾配の変動により生じる、現在の垂直トレースランプの終りと次のトレースランプの始まりとの間の時間量の変動に適応して反応する。
【0017】
信号VRESETの後縁TEVRESETの直後に、図2のトランジスタU01Aは非導通になる。次に電圧/電流(V/I)変換器21のトランジスタU06Aのコレクタを流れる直流電流IURAMPはコンデンサC03を充電し、垂直偏向信号VSAWのトレース部分TRACE(図2に示す)を形成するランプ波電圧を形成する。偏向信号VSAWのランプTRACEの勾配は、トランジスタU06Aの制御可能コレクタ電流IURAMPの大きさにより決まる。
【0018】
V/I変換器21はアナログ電圧ZOOMで制御される。ZOOM電圧は画像比制御信号となる。ZOOM電圧は、図1に示すように、マイクロプロセッサ10aに結合されたディジタル/アナログ(D/A)変換器10a1により発生される。ZOOM電圧は、利用者が必要とするズームの程度を表し、図3に示すように、垂直偏向コイルLyに供給される垂直偏向電流iyの変化率を変えるために回路内で調整される。
【0019】
図2のZOOM電圧は、図2の抵抗R49を介して、電流制御トランジスタQ07のエミッタに結合される。ポテンシオメータ(図示せず)を使用して手動で調節される、調節可能な電圧V−SIZEは、画像の高さを調節する目的で、抵抗R22を介してトランジスタQ07のエミッタに結合される。更に、抵抗R21を介して、直流電源電圧+12VがトランジスタQ07のエミッタに結合される。トランジスタQ07のベースはダイオードCR02に結合される。ダイオードCR02は、CR02の順方向バイアス電圧に等しい温度補償ベース電圧を発生する。抵抗R21,R22,R49を介して結合される電圧はトランジスタQ07にコレクタ電流を発生し、トランジスタQ07は、電流源トランジスタU06Aのベースにおける電圧を制御する。トランジスタU06Aのベース電圧は、トランジスタQ07のコレクタ電流により決定され、温度補償トランジスタU06Cと抵抗R14の直列回路で発生される。トランジスタU06Cのベースとコレクタはダイオードとして働くように結合され、抵抗R14は−9Vの電源に結合される。
【0020】
抵抗R16は、トランジスタU06Aのエミッタと−9Vの電源電圧との間に結合されている。トランジスタU06Bのベース電圧はトランジスタU06Aのベース電圧に等しい。ポテンシオメータ抵抗R43はトランジスタU06Bのエミッタと−9Vの電源との間に結合されている。抵抗R18はトランジスタU06Aのエミッタと抵抗R43の調節可能な可動接点TAPとの間に結合される。
【0021】
接点TAPがトランジスタU06Bのエミッタと抵抗R43の接合点の近くに移動すると、抵抗R18はトランジスタU06Aのエミッタ電流に少しも影響を及ぼさない。何故ならば、トランジスタU06Bのエミッタ電圧はトランジスタU06Aのエミッタ電圧に等しいからである。接点TAPを調節して、−9Vの電源に近づけると、抵抗R18は抵抗R16と更に並列に結合される。それにより、ポテンシオメータ抵抗R43はV/I変換器21の電流利得を調節し、コンデンサC03の許容誤差の補償を可能にし、電流がトランジスタU06Aにより引き寄せられるにつれて、鋸波電圧を発生する。
【0022】
コンデンサC03からの電圧VSAWはトランジスタU01Bのベースに結合される。トランジスタU01BはトランジスタU01Cと結合されて、差動対を形成する。トランジスタU01Cのベースは抵抗R09の一方の端子に結合される。抵抗R09の他方の端子は大地電位にある。トランジスタU02Aは電流IOを引き寄せ、抵抗R09を介してトランジスタU01Cのベース電圧を設定する。トランジスタU01Cのベース電圧は、高さ調節電圧V−SIZEの変動に追従して、垂直センタリングを維持する。電流IOは基準ゼロ電流を供給し、正しく時間調節されたゼロ点を垂直偏向電流に生じるレベルにVSAW電圧を設定する。これについては後で説明する。
【0023】
図2で、トランジスタU02Aを流れる電流IOを発生するために、V/I変換器21と同様な第2のV/I変換器21Aが利用される。高さ調節電圧V−SIZEの調節が行われるとき、トランジスタQ09は、トランジスタQ07のコレクタ電流に追従するコレクタ電流を発生する。V−SIZE電圧は、抵抗R22とR56を介して、それぞれトランジスタQ07とQ09のエミッタに結合される。トランジスタQ09とQ07のベースは、ダイオードCR02のカソードに結合され、等しい電圧である。トランジスタU02Bと抵抗R06は、トランジスタQ09のコレクタ電流に関して、温度補償された主負荷を形成する。トランジスタQ07のコレクタ電流に関する同様な負荷は、トランジスタU06Cと抵抗R14の回路網により形成される。V/I変換器21AのトランジスタU02Aは電流IOを発生する。
【0024】
有利なことに、電流IOはトランジスタU06Aの電流IURAMPの変化に追従し、高さ調節電圧V−SIZEの変化が生じたとき垂直センタリングが影響を受けないようにする。追従が起こるのは回路の対称性、例えば、トランジスタU06AとU02Aに関する対称性のためである。トランジスタU02Cは、トランジスタU01CとU01Bのエミッタ電流を発生する。エミッタ抵抗R17はトランジスタU02Aにおけるベース電圧対コレクタ電流比の値を設定する。抵抗R49Aは、図1のD/A変換器10a2で発生されるCENTER電圧をトランジスタQ09のエミッタに結合させる。CENTER電圧は、ズームモードが選択されていないとき、ほぼ等しいコレクタ電流をトランジスタQ09とQ07に生じるように制御される。CENTER電圧は、ズームモードが選択されていないとき、ZOOM電圧の非ゼロのオフセット値を補償する。
【0025】
図2のトランジスタU01Cのベース電圧は電流IOにより制御される。通常の(非ズーム)モードが選択されているときに、画像期間の中間点でトランジスタU01Cのベース電圧がトランジスタU01BのベースにおけるVSAW電圧のレベルに等しくなるように、抵抗R09と電流IOの値は選定される。有利なことに、V/I変換器21と21A間の追従の結果として、サイズ調節電圧V−SIZEおよび12Vの電源電圧の変化は電流IOとIURAMPとの比率に影響を及ぼさない。その結果生じる電流IOとIURAMPの変化により、トランジスタU01Cのベース電圧は、飽和が起こるまで、V−SIZE電圧および12Vの電源電圧の各レベルについて垂直の中央に対応する鋸波電圧VSAWのレベルに維持される。従って、有利なことに、画像の高さを調節するのに使用されるV−SIZE電圧の調節によって垂直センタリングは影響を受けない。トランジスタU01BとU01Cのエミッタは、それぞれエミッタ抵抗R07とR08を介して、エミッタ電流の和を制御するトランジスタU02Cのコレクタに結合される。トランジスタU02Cのベース電圧はトランジスタU02Aのベース電圧と同じである。トランジスタU02Cのエミッタ電圧は、トランジスタU02Bのエミッタ電圧とほぼ等しく、抵抗R05により定められるエミッタ電流をトランジスタU02Cに発生する。
【0026】
例えば、図5のbにおける期間t0〜t1のような、ズームモードの垂直トレース期間の間、トランジスタU01BとU01Cは差動増幅器を形成する。トランジスタU01BとU01Cのコレクタ電流は、対応するコレクタ抵抗に電圧を発生し、これらの電圧はエミッタホロワトランジスタ71と70を介して結合され、鋸波信号VRAMP2とVRAMP1をそれぞれ発生する。
【0027】
図5のa〜fは、図1〜図3の構成の動作を説明するのに役立つ波形を示す。図4のa〜dの電流/電圧波形および図5のfの機能的タイミング図と比較する為、また図5のa〜dに示すズーム量に関連して、帰線消去信号B、垂直リセット信号VRESETおよびリトレースタイミング信号Dを図5のeに再び示す。
【0028】
図5のbとcの信号VRAMP1とVRAMP2は、それぞれ相補信号であって、垂直トレース期間t0〜t1の間、反対方向に変化する。図5のb〜cの実線で示す波形はズーム動作モードで起こり、破線で示す波形は通常のすなわち非ズーム動作モードで起こる。程度のより大きなズームは一点鎖線で示す。図5のa〜dの波形に示すように、垂直トレースは、ズームモードが選択されると、例えば、時刻t0とt1の間で起こり、ズームモードが選択されないときは時刻t0とt2の間で起こる。
【0029】
図3の直流結合偏向回路11は、信号VRAMP1とVRAMP2により制御される。回路11で、偏向巻線Lyは、16×9のアスペクト比を有する、例えばW86EDV093×710型の陰極線管CRT22内で垂直偏向を行う。
【0030】
巻線Lyは、偏向電流サンプリング抵抗R80と直列に結合されている。図3の巻線Lyと抵抗R80は直列回路を形成し、増幅器11aの出力端子11bと電源減結合コンデンサCbの接続端子11cとの間に結合されている。抵抗R70は、エミッタホロワトランジスタQ46を介して、電源電圧V+(例えば、+26V)を端子11cに結合させる。トランジスタQ46は端子11cに直流電圧+V/2を発生する。これは電圧V+の約2分の1(約+12.4V)に等しい。1/2電源電圧は、トランジスタQ46のベースを分圧抵抗R91とR92の接続点に結合させることにより定められる。巻線Lyと抵抗R80の間の接続端子11dは、帰還抵抗R60を介して、増幅器11aの反転入力端子に結合される。抵抗R80の端子11cは抵抗R30を介して増幅器11aの非反転入力端子に結合される。偏向コイルLy中の電流を表す負帰還電圧が抵抗R80に発生され、増幅器11aの入力端子に供給される。増幅器11aは、必要に応じて出力電圧を発生し、その結果、偏向コイル電流は増幅器に供給される電圧駆動信号に追従する。電圧駆動信号は相補電圧VRAMP1とVRAMP2として鋸波電圧信号VSAWから得られる。
【0031】
相補鋸波信号VRAMP1とVRAMP2は、抵抗R40とR50を介して増幅器11aの非反転入力端子と反転入力端子にそれぞれ結合され、偏向電流iyを制御する。例えば、構成要素の不整合またはオフセット電圧の許容誤差による信号VRAMP1とVRAMP2の差は、トランジスタU01BとU01Cのコレクタ間に結合されるポテンシオメータ88により補償される。偏向電流iyの垂直トレース部分は時刻t0(図5のeとfに示す)で始まる。この時、信号VRAMP1とVRAMP2は一方の端から他方の端に向かって傾斜し始める。
【0032】
上部パンニングを行うとき、図4のcの信号VRESETは、垂直同期パルス信号SYNC(図4のeに示す)から発生され、またはSYNCに同期する。信号SYNCは、信号SNTSC中の信号SYNCに続く画像情報に関連し、信号SNTSCの画像期間IMAGEの直前に起こる。図4のeの画像期間IMAGEは、図3のCRT22に表示しようとする画像情報を含んでいる。偏向電流iyの垂直トレース部分は、連続する各フィールドまたは画像期間において、垂直同期パルス(これは垂直パンニングの程度を変えるときに変えることができる)に対する同じ遅延時間の後に始まる。その結果、図3の偏向電流iyは各期間において正しく同期する。従って、有利なことに、同期信号SYNCのフィールド間の変化は、表示画像の垂直位置のジッタを起こさない。
【0033】
図5のaは、第1の例示的ズーム量が選択されたときの偏向電流iyの波形を実線で示し、より程度の高いズームに対する偏向電流を一点鎖線で示す。通常の非ズームモードは破線で示され、偏向電流のトレース部分は、連続的に起こるSYNC間の間隔16.7mSの大部分(15.7mS)を占めている。図5のb〜dはそれぞれの電圧を示し、線は同じ種類のものを使用している。図5のeは図5のa〜dに実線で示すズーム量に関する。図5のfは、第1の例示的ズーム量について、図1の信号SNTSCのタイミング図の一例を示す。図5のfにおけるIMAGE期間の期間301は、非ズーム動作モードで表示される画像の上半分に関する画像情報を含んでいる。期間300はこのような画像の下部の画像情報を含んでいる。しかしながら、期間300は使用されない。何故ならば、画像はズームされて、垂直表示領域全体に対して期間301が使用されるからである。期間300の間、映像は消去される。
【0034】
SYNC信号は、図5のfに示す時刻に起こり、この上部パンニングモードにおいて垂直トレースの開始時刻を制御する。従って、垂直トレースは、各垂直フィールドにおいて、時刻t0で始まる。表示画像の下部が上部よりも多く切り取られると、上部パンニングモードの動作が得られる。従って、図5のa〜fの例は、最大の上部パンニングを示している。何故ならば、映像のラインTOPは、非ズーム動作モードで図5のfの期間301の画像情報を供給できる最初の映像ラインであると共に、最大上部パンニングモードで映像情報を供給する最初の映像ラインであるからである。以下に述べるように、下部パンニングまたは中央位置決めされた構成を使用することもできる。しかしながら、分りやすくするために、上部パンニングを最初に述べる。
【0035】
通常の非ズーム動作では、図5のaの電流iyのトレース部分(破線で示す)の開始時刻t0は、スクリーンの上部に同じ映像画素を保つ目的で、遅延をわずかに少なくする。この遅延差により、図5のaのズームモードの動作と通常の非ズームモードの動作において垂直トレースの初めに起こる、電流iyの変化率の差が補償される。
【0036】
図6のaとbの例は比較し得る場合を示す。ここで、画像期間IMAGEの期間300の最後の映像ラインBOTTOMは、最大下部パンニングにおいて、スクリーンの下部を占有する。図6のaとb、図5のa〜f、そして図1〜図3において、同様な記号および番号は同様な要素または機能を表すのに使用されている。
【0037】
図6のbの信号SNTSCに関して、SYNCと図6のaの電流iyのトレース傾斜の開始との間の遅延は、画像の上部よりもむしろ下部を拡大またはズームするのに必要とされる、図5のaに従う遅延よりもかなり長い。適当な遅延(水平ラインの計数などにより得られる)を選択することにより、上部パンまたは下部パン、またはこの中間の任意の位置を選択できることが理解できるであろう。
【0038】
図3のような偏向回路11を利用し、正の電源電圧V+に依存し、負の電源電圧を必要とせずに、交流偏向電流iyを発生することが、回路を簡単化するために有利である。1/2電源電圧なる+V/2は全電源電圧V+(例えば26ボルト)から得られ、偏向回路を駆動する。電流制限抵抗R70は電圧V+に結合され、トランジスタQ46を介して、端子11cに1/2電源電圧を発生する。
【0039】
電流制限抵抗R70を介して平均電流すなわち直流電流を減少させ、大きい抵抗を使用できるようにすることが望ましい。抵抗R70の大きな値は電流制限のために望ましく、故障状態が起きた場合に、過大な偏向電流iyを防止する。このような故障状態は、例えば、増幅器11aの出力端子11bが大地に短絡されると起こることがある。ビーム電流の衝撃によるCRT22のネックの損傷を避けるために、過大な偏向電流iyを防止することが望ましい。
【0040】
発明的特徴に従って、偏向電流iyの平均値は、ズームモードの動作において減少または制限される。図5のaに関して、これを達成するには、VRESETの前縁のタイミングを調節して、トレースが完了する時刻t1と、次の垂直トレースの始まる直前の時刻t2との中間点またはその付近でリトレースが始まるようにする。従って、垂直リトレース期間ta〜tbは、非トレース期間t1〜t2内に位置づけされるが、通常、終点t1またはt2のいずれにも近接しない。偏向電流がその両端にくる時刻を調整することにより、偏向電流の平均値は最少限度にされる。
【0041】
図3に示すように、1/2電源トランジスタQ46のコレクタは抵抗R70を介して正の電源V+に結合される。トランジスタQ46のベースは、値の等しい抵抗R91とR92を有する分圧器に結合されるので、トランジスタQ46のベース電圧はV+の1/2のレベルに設定される。従って、トランジスタQ46のエミッタは、トランジスタQ46の順方向にバイアスされたベース/エミッタ電圧を引いて、V+における電圧の1/2に調整される。1/2電源から供給される電流Isは、抵抗R70を介して流れ、電流Isのレベルを表す電圧信号をトランジスタQ46のコレクタに発生する。この電圧信号は、コンデンサC71および抵抗R71とR73を含んでいる回路網により濾波され、誤差増幅トランジスタQ73のベースに供給される。コンデンサC71および抵抗R71とR73の回路網は積分回路を形成し、1/2電源トランジスタQ46を介して供給される平均電流に応じて変化する電圧を誤差増幅トランジスタQ73に供給する。誤差増幅トランジスタQ73の出力は、図3に示す実施例の回路の値に従って1/2電源電流が約13mAの基準レベルを超える量に比例する電流である。1/2電源エミッタ抵抗R79には約21mAの電流が流れる。ダイオードCR71を通る帰還により、回路は約21mAに調節され、垂直期間の少なくとも一部の間電源トランジスタQ46を導通状態に保つ。
【0042】
図1に関して述べると、誤差増幅トランジスタQ73の電流出力IERRORはタイミングコンデンサC17に結合される。タイミングコンデンサ17は、信号Bが高いときを除いて、タイマースイッチQ02と反転回路Q01によって動作不能にされる。信号Bは、マイクロプロセッサ10aから発生される垂直帰線消去信号であり、垂直トレース期間を除いて、高い帰線消去レベルにある。これは、CRT22の画面を消すために、帰線消去回路(図示せず)により使用される。ズームモードでは、帰線消去の前縁は、垂直タイミング信号A(非ズームモードで新しい垂直トレースを開始するためにマイクロプロセッサにより発生される)よりも早く起こる。
【0043】
図3の誤差増幅トランジスタQ73からの電流信号IERRORはコンデンサC17に結合され、コンデンサを充電し、IERROR信号に比例する速度で上方に傾斜する電圧信号D(図4のdおよび図5のeを参照)を発生する。このタイミング信号DはトランジスタQ04のベースに結合される。トランジスタQ04はコンデンサC17とフリップフロップICU07の閾値入力との間にバッファを形成する。ICU07の閾値入力は比較器U7aへの一方の入力であり、もう一方の入力は、分圧器に内部で結合され、約3.4ボルトの閾値を設定する。バッファされたランプが閾値レベルを超えると、ICU07におけるフリップフロップFFの設定された入力がトリガするので、フリップフロップFFのQ出力は高くなり、ピン3における低が真である出力は低くなる。この低が真である出力はトランジスタQ10のベースに結合され、トランジスタQ10はVRESET信号Cを高くクランプし、す速い垂直リトレースを開始する。そのために、トランジスタU01AとU01B(図2)を介して電圧信号VSAWをクランプする。これと同時に、ICU07におけるフリップフロップFFの出力はトランジスタQ11をオンにし、タイミングコンデンサC17を放電させる。
【0044】
図3の誤差増幅トランジスタQ73から発生される電流IERRORの量は、抵抗R75とR77の分圧器で設定されるエミッタ電圧により決定され、また、抵抗R71により1/2電源調整トランジスタQ46のコレクタに結合されるトランジスタQ73のベースにおける電圧信号により決定される。電流増幅器の利得は、タイミングコンデンサC17(図1)の値に関連して設定され、閾値はICU07の内部の分圧器により定められ、一度に、閾値が達せられ且つリトレースが開始され、リトレースの間の偏向電流は、図5のaに示すように、帰線消去期間の中間点付近でゼロ電流を横切る。その結果、偏向電流の直流成分は適当に小さく、ゼロにあるかまたは小さい絶対値にすることができる。
【0045】
マイクロプロセッサ10aからの垂直帰線消去信号BがICU07のトリガ入力電圧以下に下がるまで、タイマーICU07はVRESETを高くクランプする状態に留まる。またICU07のトリガ入力は比較器U7bに結合され、比較器U7bは約1.7ボルトでトリガする。これが起こり、新しい垂直トレースの開始を伝えると、ICU07の出力ピン3は再び高くなり、VRESETのクランプをはずし、VSAWは新しいトレースランプを開始する。それと同時に、ICU07は放電ピン7を解放し、タイミングコンデンサC17を動作可能とし、次の垂直帰線消去パルスBの間、タイミングをとる。
【0046】
マイクロプロセッサ10aからの垂直タイミング信号Aは、抵抗R73(ICU07の閾値入力およびバッファトランジスタQ04に結合される)を介して、タイミングランプ信号Dとオア結合される。通常の(非ズーム)モードの動作では、垂直タイミング信号Aの前縁より先にはタイミングランプ信号DはICU07の入力において閾値レベルに達しない。通常モードでは、タイミング信号Aの前縁は、ICU07におけるフリップフロップFFを設定し、タイミング信号Aの前縁と同期して、VRESETのクランプとVSAWのリトレースを開始させる。
【0047】
上述した回路では、ズームモードにおけるVRESET信号の前縁の発生、および信号VSAWをクランプすることによる垂直リトレースの開始は、帰線消去の開始後に(すなわち、信号Bの状態の変化後に)、信号Dのランプ状電圧により定められる量だけ、生じる。この回路は、ズーム量の変化に適応的に応答し、1/2電源の直流電流負荷を最少限度にする。上述したように、トランジスタQ73から成る誤差増幅器は、1/2電源電流が基準レベルから変動する量を表す電流を発生する。
【0048】
ズーム量およびトレースランプの勾配が、例えば、図5のaの実線で示す量から一点鎖線で示す量へ突然増加して、傾向電流がその負の最大値により早く達すると仮定する。さらに、サーボ調節が開始される前に、垂直期間のより大きな部分について、例えば負の最大値における休止時間が長くなれば、直流偏向電流のオフセットおよび1/2電源の直流電流負荷の変化を生じる。この結果、誤差増幅トランジスタQ73の電流出力は、供給された電流と基準レベルとの差に応じて、同様に変化する。電流IERRORが増大すれば、信号Dの傾斜はより早く上昇し、VRESETは、信号Bにより形成される垂直帰線消去期間のより早い時期に起こる。
【0049】
このようにして、もしズーム量が増加して、偏向電流がより早く負の最大値に達するならば、帰線消去信号と垂直リセット信号との間の遅延は増加し、リトレースは帰還サーボ形式で進められる。同様にして、ズーム量が減少し、負の最大値が遅れて起これば、リトレースは垂直帰線消去期間のもっと後の箇所に遅延される。図5のaの破線の波形で示すように、遅くとも、リトレースは、垂直同期信号Aと共に、時刻t2′〜t2の間に起こり、通常の非ズームモードを形成する。任意のズーム量について、リトレースのタイミングは、リトレースの中間点またはその付近で起こるよう自動的に調節される。これは有利な帰還制御回路によって行われ、1/2電源の直流電流負荷を感知して制御するために、VRESET信号の前縁のタイミングを調節する。
【0050】
図5のdに示す信号VSAWは、帰線消去期間の初めの間、下方に傾斜し続ける。しかしながら、VRAMP1とVRAMP2は、図2の差動増幅回路の飽和電圧で、例えば、それぞれ約2.3ボルトと4.3ボルトで完全に水平になる。信号VRESETの前縁で、信号VSAWはトランジスタU01Aにより高くクランプされるので、VRAMP1とVRAMP2は反対の状態に切り換わる。次に、図3の偏向増幅器11aは線形帰還モードで動作しなくなり、増幅器11aの電源端子6の電圧VBは出力端子11bを介して偏向巻線Lyに供給される。リトレース電圧V11bは図5のaの時刻taの直後に発生され、偏向電流iyが時刻tbまでにリトレースを完了できるようにする。図3のブースト段11fのスイッチ11f1は、コンデンサ11gをブーストコンデンサ11eと直列に結合させる。コンデンサ11eは、垂直トレースの間、+26V電源電圧V+よりダイオードDRおよびスイッチ11f2を介して充電される。フィルタコンデンサ11gに発生する電源電圧はブーストコンデンサ11eに発生する電圧と合計され、ブースト電圧VBを形成する。ブースト電圧VBが形成されると、電圧VBは、ダイオードDRを介して、+26V電源電圧V+から減結合される。図5のaとeにおける短い期間ta〜tbの間に、電流iyのリトレース部分RETRACEが発生する。電流iyにより図3の偏向巻線Lyに貯えられる電磁エネルギーは、ブースト回路(スイッチ11f1として略図で示す)で使用され、図3の端子11bに垂直リトレース電圧V11bを発生する。これは、電圧V+よりも大きく、高速のリトレースを生じる。
【0051】
時刻tbの付近で、偏向電流iyの値が増加し、増幅器11aの線形動作が得られるようになる。抵抗R80からの帰還により、偏向電流は、時刻tb〜t2間で、VRAMP1とVRAMP2の上部の平坦部分に追従することができる。垂直リトレースの終りに、時刻t2で、線形帰還モードで動作している図3の偏向増幅器11aは、偏向電流iyの鋸波トレース部分を再び発生する。
【図面の簡単な説明】
【図1】垂直偏向回路の発明を成す実施例を示す。
【図2】垂直偏向回路の発明を成す実施例を示す。
【図3】垂直偏向回路の発明を成す実施例を示す。
【図4】図1〜図3の構成のタイミング機能を説明するのに役立つ、理想化された波形を示す。
【図5】上部パンニングが行われるとき、図1〜図3の構成の動作を説明するのに役立つ、電流、電圧およびタイミングの波形を示す。
【図6】下部パンニングが行われるとき、図1〜図3の構成の動作を説明するのに役立つ、比較できる選択された波形を示す。
【符号の説明】
9 ビデオ検波器
10 垂直タイミング発生器
10a マイクロプロセッサ
10a1,10a2 D/A変換器
11 偏向回路
11a 偏向増幅器
11b,11c,11d 端子
11e コンデンサ
11f ブースト段
11g フィルタコンデンサ
21 電圧/電流(V/I)変換器
22 CRT(陰極線管)
70,71 エミッタホロワトランジスタ
88 ポテンシオメータ
Claims (2)
- 陰極線管と、
前記陰極線管上の垂直偏向巻線と、
一連の値から選択された画像倍率を表す画像制御信号源と、
垂直同期信号源と、
前記垂直同期信号と画像制御信号に応答し、選択された画像倍率に応じて変化するランプ波を発生する偏向ランプ波発生器と、
前記ランプ波に応答し、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流を前記垂直偏向巻線に発生する偏向増幅器であって、前記偏向電流は、前記選択された画像倍率に応じて変化する時間だけ垂直期間よりも短いトレース期間の間、第1の端と第2の端の間を変動する、前記偏向増幅器と、
非トレース期間内に位置し、トレース期間のいずれの端点にも近接していないリトレース期間の間に偏向電流を前記第2の端から前記第1の端へ戻す働きをするリトレース信号発生器とを含み、
前記リトレース信号発生器のタイミング手段が、前記トレース期間が前記垂直期間より短い前記時間のほぼ中間に前記リトレース期間を生成する、ビデオ表示装置。 - 陰極線管と、
前記陰極線管上の垂直偏向巻線と、
一連の値から選択された画像倍率を表す画像制御信号源と、
垂直同期信号源と、
前記垂直同期信号と画像制御信号に応答し、選択された画像倍率に応じて変化する勾配を有するランプ波を発生する偏向ランプ波発生器と、
前記ランプ波に応答し、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流を前記垂直偏向巻線に発生する偏向増幅器であって、前記偏向電流は、前記選択された画像倍率に応じて変化する時間だけ垂直期間よりも短いトレース期間の間、第1の端と第2の端の間を変動する、前記偏向増幅器と、
非トレース期間内に位置し、トレース期間のいずれの端点にも近接していないリトレース期間の間に偏向電流を前記第2の端から前記第1の端へ戻す働きをするリトレース信号発生器とを含み、
前記ランプ波発生器、前記偏向増幅器、および前記偏向巻線が、DC結合された垂直偏向回路を形成し、
前記リトレース信号発生器が、前記偏向巻線におけるDC平均電流を低減させ、
前記リトレース信号発生器が、基準電流レベルと平均垂直偏向電流との差を表す電流を発生する誤差増幅器を介して垂直偏向回路に結合され、前記リトレース期間を進めたり遅らせたりして前記DC平均電流を最小化する、ビデオ表示装置。
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