JP3554579B2 - 光ディスク装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は光ディスク装置に係り、特にデータをマークの有無で記録されると共にマークエッジを”１”として記録された光ディスクより該マークを読み取って得られた再生信号からデータを復調する光ディスク装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、計算機の外部記憶装置として光ディスク装置が開発され、実用化されつつある。光ディスク装置では、半導体レーザを波長程度まで微小スポットとして絞り込み、データを媒体上に記録するもので、大容量記録と可換性という大きな特徴を有している。特に、ＩＳＯ規格により標準化が行なわれた５インチ、３．５インチの光ディスク装置は、高機能ワークステーションから個人ユーザレベルまで幅広く利用が見込まれている。
【０００３】
光ディスクのうち書き込み可能な光磁気ディスクは基板上にＴｂＦｅＣｏ等のアモルファス磁性薄膜等を被着したものであり、磁性膜の磁化反転に必要な保磁力が温度の上昇に応じて小さくなる性質（補償点温度で保磁力は零）を利用する。すなわち、レーザビームを照射してディスク媒体の温度を２０００Ｃ付近まで上昇させて保磁力を弱めた状態で弱磁界を印加して磁化方向を制御し、記録、消去するものである。従って、図１０（ａ）に示すように、磁性膜５上の磁化方向が下向きの状態において、書き込みコイル６により上方向の磁界を掛け、図１０（ｂ）に示すように磁化方向を反転したい部分にレーザビームＬＢを対物レンズＯＬを介して照射すると、該部分の磁化方向が反転して上方向になり、情報の記録ができる。又、情報の読み取りに際しては、図１０（ｃ），（ｄ）に示すようにｙ軸方向の偏光面を有するレーザビームＬＢを磁性膜５に照射すると、磁気カー効果により磁化方向が下向きの部分では偏光面が−θＫ回転した反射光ＬＢ０が得られ、磁化方向が上向きの部分では偏光面が＋θＫ回転した反射光ＬＢ１が得られる。従って、反射光の偏光状態を検出することにより磁化の向き、換言すれば情報を読み取ることができる。
【０００４】
・光磁気ディスクの構成
図１１は例えば３．５インチの光磁気ディスクの構成説明図であリ、図１１（ａ）は概略平面図、図１１（ｂ）は一部断面図である。光磁気ディスク１１は同心円状又はスパイラル状のトラックを備えており、全トラックは扇型に２５セクタに分割されている。各セクタＳＴは例えば７２５バイトで構成され、先頭部にはアドレスフィールドＡＦ（ＩＤ領域）が設けられ、以降にデータフィールドＤＦ（ＭＯ領域：ｍａｇｎｅｔｏ−ｏｐｔｉｃａｌ領域）が設けられている。アドレスフィールドＡＦには、セクタマークやトラックアドレス、セクタアドレス、同期信号再生用のプリアンブルを含むアドレス情報が記録され、データフィールドＤＦにはクロック抽出用のＶＦＯパターンと位相合わせ用のシンクバイトＳＹＮＣ及びデータＤＡＴＡ等が格納されるようになっている。
光磁気ディスク１１は図１１（ｂ）に示すように、透明なプラスチック層（基板）ＰＬＳの上に記録層（記録膜）ＭＧＦを被着し、更にその上に保護層ＰＲＦを形成して構成され、アドレスフィールドＡＦ（ＩＤ領域）は予めスタンピングによりピットＰＴ（凹凸）によりプリフォーマッティングされている。
【０００５】
・光磁気ディスク媒体を利用するシステム構成
図１２は光磁気ディスク媒体を利用するシステムの構成図であり、１１は光磁気ディスク、２１は光磁気ディスクドライブ、３１はホストシステム（コンピュ−タ本体部）、４１はデータ入力部（操作部）であり、キ−ボ−ド４１ａやマウス４１ｂを有している。５１はＣＲＴや液晶ディスプレイ等の表示装置、６１はプリンタである。尚、適宜ハードディスク装置やフロッピーディスク装置が設けられる。
【０００６】
図１３はシステムの電気的構成図であり、図１２と同一部分には同一符号を付している。２１は光磁気ディスクドライブ、２２はハ−ドディスクドライブ、３１はホストシステム、７１ａ〜７１ｂはＩ／Ｏコントローラ、７２はＳＣＳＩ（Ｓｍａｌｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ：ＳＣＳＩ）バスである。ＳＣＳＩはコンピュータ本体と外部記憶装置を結ぶインターフェースで、ＡＮＳＩ（Ａｍｅｒｉｃａｎ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ）で規格が規定されている。ＳＣＳＩバスは例えば８ビットとパリテイビットからなるデータバスと９本の制御バスで構成される。このＳＣＳＩバスには最大８台までＳＣＳＩ装置（ホストコンピュータやディスク・ドライブ・コントローラ等）を接続することができ、それぞれの装置はＩＤ（Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ）と呼ばれる０〜７までの認識番号を持つ。図では、Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂにＩＤ０〜ＩＤ１が割り当てられ、ホストシステム３１にＩＤ７が割り当てられている。Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂには光ディスクドライブ２１、ハ−ドディスクドライブ２２がそれぞれ１台接続されているが２台以上のドライブを接続することができる。
【０００７】
ホストシステム３１において、３１ａは中央処理装置、３１ｂはメモリ、３１ｃはＤＭＡコントローラ、３１ｄはホスト・アダプタ、７１ｃ〜７１ｄはＩ／Ｏコントローラで、各部はホストバス３１ｅに接続されている。２３はフロッピ−ディスクドライブであり、Ｉ／Ｏコントローラ７１ｃに接続されている。４１は操作部、５１は表示装置、６１はプリンタであり、それぞれＩ／Ｏコントローラ７１ｄに接続されている。
【０００８】
ホストシステム３１とＩ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂ間はＳＣＳＩインタフェ−スで結合され、Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂと各ドライブ２１，２２間は例えばＥＳＤＩインタフェ−ス（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｓｍａｌｌ Ｄｅｖｉｃｅ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）で結合されている。このシステムでは光磁気ディスクドライブ２１、ハードディスクドライブ２２をホストバス３１ｅから切離し、ホストバスとは別にＳＣＳＩバス７２を設け、該ＳＣＳＩバスに各ドライブ用のＩ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂを接続し、Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ，７１ｂによりドライブ２１，２２を制御するようにしてホストバスの負担を軽減している。
【０００９】
・光磁気ヘッドの基本構成
図１４は光磁気ディスクドライブ装置２１に使用される光磁気ヘッドの基本構成図である。２１１は半導体レ−ザ−、２１２はコリメートレンズ、２１３は真円補正プリズム、２１４は半導体レ−ザ−からの光を透過し、ディスクから反射した光を信号検出側に反射するビームスプリッター、２１５は光をディスク（図示せず）に導く反射ミラー、２１６は二次元アクチュエ−タで、図示しないが対物レンズや該対物レンズをトラッキング及びフォーカス方向に微調整するトラッキングコイル、フォーカスコイル及びデータ書き込み時に外部磁場を印加するバイアスコイル等を備えている。２１７は反射光をデータ検出側に導く反射ミラー、２１８は１／２波長板であり入射光の偏光面を４５度回転させ、後段の偏光ビームスプリッターでの透過光と反射光の量を１：１にする働きを有している。２１９は収束レンズ、２１１０は偏光ビームスプリッター、２１１１はＰ波成分検出器、２１１２はＳ波成分検出器である。
【００１０】
・ＭＯ領域情報読取原理
偏光ビームスプリッター２１１０は入射面に平行の光（Ｐ波成分）を透過し、入射面に垂直な光（Ｓ波成分）を反射する特性を有している。従って、入射光の偏光状態を透過光量及び反射光量の変化として検出することができる。すなわち、ＭＯ領域の読取部における磁化方向（情報ビットの”０”、”１”）に応じて磁気カー効果により戻り光の偏光面が図１５（ａ）に示すように時計方向あるいは反時計方向にθＫ回転し、１／２波長板２１８で偏光面を４５度回転される。このため、図１５（ｂ）に示すように、偏光ビームスプリッター２１１０から出力されるＰ波成分（透過光）及びＳ波成分（反射光）は情報が”１”の時、Ｐ波成分がＳ波成分より大きくなり、情報が”０”の時、Ｐ波成分がＳ波成分より小さくなる。従って、Ｐ波成分検出器２１１１より図１５（ｃ）に示す信号ＲＤＳ１が出力され、Ｓ波成分検出器２１１２より図１５（ｃ）に示す信号ＲＤＳ２（信号ＲＤＳ１と極性が反転している）が出力され、これら信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２を差動増幅器に入力すると同位相のノイズが除去された再生信号ＲＤＳが得られる。
【００１１】
・光磁気ディスクドライブ装置
図１６は光磁気ディスクドライブ装置２１の構成図であり、２１ａは図１４に示す光磁気ヘッドで、２１１は半導体レ−ザ−、２１１１はＰ波成分検出器、２１１２はＳ波成分検出器、ＯＬは対物レンズである。２１ｂはマイコン構成の制御部であり、システム本体部３１（図１２参照）からの指示に従って光磁気ディスクドライブ装置全体の制御、例えば光磁気ヘッドの位置決め制御、データの読み取り・記録制御を行う。２１ｃは制御部からの指示に従って光磁気ヘッド２１ａを所定の位置に位置決めするヘッドアクセス制御回路、２１ｄは光磁気ディスクにデータを記録するデータ記録回路、２１ｅは光磁気ディスクに記録されているデータを再生するデータ再生回路である。
【００１２】
制御部２１ｂは上位装置（システム本体部３１）からデータ読み出し指令を受けると、ヘッドアクセス制御回路２１ｃにより光磁気ヘッド２１ａを指令されたアドレスに位置決めさせ、該光磁気ヘッドをして記録信号を読み取らせる。光磁気ヘッド２１ａは読み取った信号をデータ再生回路２１ｅに入力し、再生回路は検出器より入力された信号よりデータを再生して制御部２１ｂに入力し、制御部は該データを上位装置に入力する。
又、制御部２１ｂは上位装置からデータ書き込み指令を受けると、ヘッドアクセス制御回路２１ｃにより光磁気ヘッド２１ａを指令されたアドレスに位置決すると共に書き込みデータに基づいて半導体レーザ２１１をオン・オフして該データを光磁気ディスクに書き込む。ＩＳＯにて規格化が行なわれている５インチ、３．５インチでの記録フォーマットでは、記録データを（２，７）符号化方式で符号化し、符号化したデータをＭＯ領域に書き込む。（２，７）符号化方式は符号化後のビット”１”とビット”１”の間に入る”０”の個数が２〜７まで変化する符号化方式であり、入力データと符号化データは以下に示す関係がある。
【００１３】
尚、符号化方式には上記のＲＬＬ（２，７）符号のほかにＲＬＬ（１，７）符号もある。このＲＬＬ（１，７）符号化方式は、符号化後のビット”１”とビット”１”の間に入る”０”の個数が１〜７まで変化する符号化方式であ
【００１４】
・データ再生回路
図１７はデータ再生方式の説明図である。記録すべきデータは、光ディスクの記録特性に適した形式（前述のＲＬＬ（２，７符号））のデータに符号化される。実際の記録に当っては、符号化後のデータのビット”１”に媒体上の記録ピット（マーク）を対応させる。マークの大きさは、半導体レーザの波長程度の大きさであり、現在の３．５インチのＩＳＯ規格媒体の場合、符号化データのビットセル間隔は、内周で最も短くなり、約０．７５μｍである。
【００１５】
一方、データ再生は、マークを半導体レーザで走査した際の光量変化を検出することで行なう。実際の再生信号ＲＤＳの波形は、図１７に示すように、マークの存在する時点でピークを持つ波形となる。従って、再生信号ＲＤＳのピーク点を検出することでデータの再生を行なうことができる。具体的には、再生信号を微分し、微分信号ＤＦＳのレベルがある値以上になったことを検出してゲ−ト信号ＧＴＳを作成する。又、微分信号ＤＦＳを零レベルで二値化して再生信号のピーク点で零クロスする零クロス信号ＺＣＳを作成する。そして、ゲ−ト信号ＧＴＳがハイレベルで、零クロス信号ＺＣＳが立ち下がった時、所定時間幅の再生データ信号ＤＴを出力する。
【００１６】
図１８はデータ再生回路２１ｅの構成図である。２１ｅ−１は再生信号ＲＤＳを増幅する増幅器、２１ｅ−２はローパスフィルタ、２１ｅ−３は再生信号を微分する微分回路、２１ｅ−４は微分信号ＤＦＳを入力され、設定値と比較することによりゲ−ト信号ＧＴＳを出力するコンパレータ、２１ｅ−５は微分信号ＤＦＳを零レベルで二値化して零クロス信号ＺＣＳを出力するコンパレータ、２１ｅ−６はゲート信号ＧＴＳがハイレベルで、零クロス信号ＺＣＳが立ち下がった時、所定時間幅Ｗの再生データ信号ＤＴを出力するフリップフロップ、２１ｅ−７は所定時間幅Ｗを設定する遅延部、２１ｅ−８は再生データに含まれるクロックを抽出するＰＬＬ回路、２１ｅ−９は抽出したクロックに同期してデータを出力するデータセパレータである。
【００１７】
ＰＬＬ回路２１ｅ−８において、ＰＨＳは再生データＤＴとＶＦＯ出力の位相差信号を出力する位相比較器、ＣＰＭＰは位相差に応じた電圧を出力するチャージポンプ、ＬＰＦＬはローパスのル−プフィルタ、ＶＦＯはフィルタ出力電圧に応じた周波数の信号を出力する電圧周波数発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ）である。再生データＤＴは、ディスクを回転するスピンドルモータの回転変動やディスクの中心が回転中心とずれる偏心等のため、記録時とは異なった周波数になっている。そのため、ＰＬＬ回路２１ｅ−８により、再生データからこれに同期したクロックを抽出する。抽出されたクロックに基づいて、データ”１”，”０”をデータセパレータ２１ｅ−９により判別する。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来はマークの中心を”１”とする記録方法を採用している。これは前述のように、再生信号を微分して零クロスを検出すれば明確に”１”の位置（タイミング）が判定できるという理由によるものであった。しかし、大容量化の要求はとどまるところを知らず、さらなる記録密度向上が求められている。このため、マークの両エッジを”１”として記録する方法が提案されている。この記録方法は図１９に示すように奇数番目の”１”でマークの記録を開始し、偶数番目の”１”でマークを終わらせるもので記録周波数が減少するため、マーク中心を”１”とする記録方法に比べて２倍の高密度記録が可能である。尚、図１９には、対物レンズＯＬでレーザビームを絞り、該レーザビームによりマークエッジで”１”のデータを読み取った場合の再生信号ＲＤＳが示されている。
【００１９】
しかしながら、マークエッジを”１”として記録した光ディスクよりデータを正確に再生する再生手段については明確な提案がなされていない。
以上から、かかる記録方法により記録したデータを正確に再生する装置が要求されている。原理的には、再生信号のピークとボトムの中間レベルをスライスレベルとし、該スライスレベルで再生信号をスライスしてマークとスペースを判別すれば良いのであるが、実際には次のような問題がある。
すなわち、検出すべき光信号は微弱であり、それを実用振幅（１ボルト程度）まで増幅するにはＡＣ結合とする必要がある。再生系がＡＣ結合され、ＤＣ成分が失われるとトランジェントが発生する。図２０はデータフィールドであるセクタ開始時のトランジェントの発生の様子を示すものである。このため、単に定常時における再生信号ＲＤＳのピークＶｐとボトムＶｂの中間レベルＶｓで再生信号をスライスし、マークとスペースを判別する方法では、データ開始時からかなりの領域のデータを失うことになる。又、符号データのパターンによってはピークレベルやボトムレベルが変動し中間レベルが変動する。例えば、”１”，”０”の交番周波数が高い部分では中間レベルが大きく、周波数が低い部分では中間レベルが小さくなる。かかる場合にも、正確にデータを再生することができなくなる。
ＡＣ結合でも影響のないように微分を２回にすることも考えられるが、ノイズ成分も大きくなり、データのみを判別することは困難である。
以上から、本発明の目的は、再生信号のピークやボトムが変化しても正確にデータを復調できる光ディスク装置を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明の原理説明図である。
１０３は再生信号ＲＤＳのピークレベルとボトムレベルの差を所定値にクランプするクランプ回路と、１０４はクランプされた信号の振幅中心を基準にしてマークを判別する比較回路、１０５は比較回路から出力されるマークに応じたパルス信号に基づいてデータを復調する復調部である。
【００２１】
【作用】
マークエッジの検出により光ディスクのデータの再生を行う光ディスク装置において、クランプ回路 １０３ は、差動信号である２つの再生信号が入力され 、 該 ２ つの再生信号間の電圧差を所定値にクランプすることにより、再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を該所定値にクランプさせ、かつ、クランプレベルの振幅中心を一定にする。比較回路１０４は、該クランプ回路から出力する ２ つのクランプ信号の差電圧である相間電圧が前記振幅中心レベルより大きいかに基づいてマークを判別し、復調部１０５は比較回路から出力されるマークに応じたパルス信号（マーク信号）に基づいてマークエッジを ” １ ” とするデータを復調する。このように、再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプし、クランプ回路から出力するペア信号の差電圧である相間電圧が振幅中心レベルより大きいかに基づいてマークを判別すれば、相間電圧の振幅中心レベルは変動しないからデータ ” １ ” と判別するタイミングがずれず、正確にデータを復調することができる。
【００２２】
又、再生信号を増幅してクランプ回路に入力する可変ゲインアンプとゲイン制御回路を設け、再生信号の周波数が最大のとき（再生信号振幅が最小になる）、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の一定値になるようにゲイン制御電圧を発生して可変ゲインアンプのゲインを制御するようにする（ＡＧＣ制御）。このようにすれば、再生信号の振幅が小さくても、確実に再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプしてその中心レベルを一定に維持でき、正確にデータを復調することができる。
更にゲイン制御回路は、データフィールドのＰＬＬ引き込み領域に記録されているデータ（データパターンは常に一定となっている）を再生する時のみ、ＡＧＣ制御を行って可変ゲインアンプのゲインを制御する。このようにすれば、一定データパターンのときにおいてのみゲイン制御を行うから正確なゲイン制御ができ、確実に再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプしてその中心レベルを一定に維持できる。
【００２３】
又、クランプ回路を構成するダイオードと同一特性であって、該ダイオードと熱的に結合されたダイオードを用いて参照電圧を発生してゲイン制御回路に入力するようにすれば、可変ゲインアンプから出力される信号振幅をクランプレベルの１〜２倍の一定値にできる。
更に、再生信号を微分し、該微分信号が零レベルをクロスしたとき零クロス信号を出力し、該零クロス信号を用いてマーク中心が”１”であるマーク信号を出力する構成を加えることにより、適宜、マークエッジを”１”とするデータ及びマーク中心を”１”とするデータを復調することができる。
【００２４】
【実施例】
（ａ） 全体の構成
図２は光ディスクドライブ装置における本発明のデータ再生回路の実施例構成図、図３は各部の波形図である。
１０１は光ディスクから読み取った再生信号を増幅するゲイン可変の差動増幅器であり、互いに極性の異なる再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳが入力され、極性の異なる２つの信号（差動信号）を出力するようになっている。尚、再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳは図１４のＰ波成分検出器２１１１及びＳ波成分検出器２１１２より出力される信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２（図１５（ｃ）参照）に相当するものである。１０２は差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の振幅を所定値にするＡＧＣ制御部、１０３はクランプ回路であり、差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′を入力され、これら信号のピーク及びボトムを所定値にクランプして差動信号であるクランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰを出力する。尚、クランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰのピークレベル、ボトムレベルが所定値にクランプされるから、それらの差も一定レベル（クランプレベルという）にクランプされる。
１０４はコンパレータＣＭＰ構成の比較回路であり、クランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰがそれぞれ非反転端子（＋）、反転端子（−）に入力され、信号ＣＬＰが他方の信号＊ＣＬＰより高いレベルにあるときにハイレベルのマーク信号ＭＲＫとローレベルのスペース信号ＳＰＣ（マーク信号ＭＲＫの反転信号）を出力し、逆の場合にローレベルのマーク信号ＭＲＫとハイレベルのスペース信号ＳＰＣを出力するものである。換言すれば、比較回路１０４はクランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰの差電圧（相間電圧）が中間レベル（０レベル）以上でハイレベルのマーク信号ＭＲＫを出力し、中間レベル以下でハイレベルのスペース信号ＳＰＣを出力する。１０５は比較回路から出力されるマーク信号ＭＲＫ、スペース信号ＳＰＣに基づいてマークエッジ”１”のデータを復調する復調部である。
【００２５】
１０６は可変ゲインアンプ１０１から出力される差動信号＊ＲＤＳ′，ＲＤＳ′の差信号と参照電圧レベルＶｒとを比較して振幅差をＡＧＣ制御部１０２に入力する振幅比較部、１０７は参照電圧Ｖｒを発生する参照電圧発生部である。ＡＧＣ制御部１０２と振幅比較部１０６と参照電圧発生部１０７はフィードバック系を構成し、可変ゲインアンプ１０１から出力される差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′の差電圧がクランプレベルの１〜２倍の一定値（参照電圧値Ｖｒ）になるようにフィードバック制御を行う。
このフィードバック系は、データフィールドのＰＬＬ引き込み領域ＶＦＯに記録されているデータを再生するときスイッチＳＷ１をオンし、可変ゲインアンプ１０１から出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の一定値（参照電圧値Ｖｒ）になるようにゲイン制御を行い、又、得られたゲイン制御電圧ＶｃｎｔをコンデンサＣＨに保持する。そして、以後スイッチＳＷ１をオフし、データフィールドの他のユーザ領域に記録されているデータを再生する際は、該保持したゲイン制御電圧Ｖｃｎｔによりアンプ１０１のゲインを一定に制御する。
ＰＬＬ引き込み領域ＶＦＯのみでフィードバック制御する理由は、再生信号の振幅はデータパターンによって変動するが、引き込み領域ＶＦＯではデータパターンが一定であり、正確なゲイン制御ができるからである。
【００２６】
尚、図３においてＲＤＳは再生信号波形、ＣＰＳは比較回路１０４の非反転端子、反転端子間の相間電圧信号波形、ＭＲＫはマーク信号波形である。再生信号＊ＲＤＳの波形は示してないが再生信号ＲＤＳの極性を反転した波形になっている。又、スペース信号ＳＰＣの波形も示してないがマーク信号ＭＲＫを反転した波形になっている。相間電圧信号ＣＰＳはクランプ信号ＣＬＰとクランプ信号＊ＣＬＰの差信号である。
【００２７】
（ｂ） 各部の構成
クランプ回路
クランプ回路１０４は図２に示すように、再生信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′が入力され直流成分をカットする２つのコンデンサＣ０１，Ｃ０２と、各コンデンサＣ０１，Ｃ０２に直列に接続された２つの電流制限用抵抗Ｒｉと、バイアス抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２と、バイアス電圧Ｖｃｃと、互いに逆接続されたダイオードＤ１，Ｄ２を備えている。ダイオードＤ１，Ｄ２はバイス抵抗を介してそれぞれ順方向、逆方向にバイアスされ、各コンデンサＣ０１，Ｃ０２はダイオードペアの両端に接続され、ダイオードペアの両端は比較回路１０４を構成するコンパレータの非反転端子と反転端子に接続されている。尚、ダイオードとしては接合型（ＰＮ）ダイオードでもよいが、高速性という面でショットキーバリアダイオードが好ましい。すなわち、ショットキーバリアダイオードは原理上蓄積電荷の影響が全くないため、トランジスタやその他のダイオードを用いたクランプ回路に比べて信号遅延がなく、しかも、印加電圧に依存せず一定値を取れ、常に一定電位にクランプすることが可能であるからである。
【００２８】
再生信号ＲＤＳ′が入力されると、ダイオードＤ２の導通電圧ＶＦに達するまで入力信号がそのままコンパレータＣＭＰの非反転端子（＋）に印加される。再生信号ＲＤＳ′がさらに大きくなりＶＦを超えるとダイオードＤ２が導通し、入力端子の相間電圧はＶＦにクランプされ、その導通電流はコンデンサＣ０１に充電される。かかる状態で、再生信号ＲＤＳ′が減少に転ずるとコンデンサＣ０１が放電を開始する。このため、ダイオードＤ２は非導通になり、コンパレータＣＭＰの入力電圧は減少して行く。更にすすむと、コンパレータＣＭＰの入力は極性が反転し、クランプレベルＶＦに達すると、前記と同様にダイオードＤ１が導通し、コンデンサＣ０２が充電される。以後上記と同様な動作を繰り返し、再生信号のピークとボトムを所定値にクランプし、その差（相間電圧）をダイオードの導通電圧ＶＦにクランプできる。
コンデンサに直列に接続された電流制限抵抗Ｒｉはダイオードが導通した時の電流を制限する働きをし、又、バイアス抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２は無信号時における電圧を固定し、更にはコンデンサＣ０１，Ｃ０２との兼ね合いで時定数を与える。この時定数は入力信号の最長ビット間隔（”１”のビットから次の”１”のビット迄の間隔）以上であり、かつ、記録データフィールドの先頭にあるＰＬＬ引き込み領域の間隔以下である。
【００２９】
データ復調部
データ復調部１０５は、データセパレータ１０５ａ，１０５ｂとデータ出力部１０５ｃを備えている。データセパレータ１０５ａはマーク信号ＭＲＫを入力され、該マーク信号よりクロック信号ＣＫ１を再生すると共に、マーク信号ＭＲＫの立上りで”１”となるデータＤＴ１を出力する。データセパレータ１０５ｂはスペース信号ＳＰＣを入力され、該スペース信号よりクロック信号ＣＫ２を再生すると共に、スペース信号ＳＰＣの立上りで”１”となるデータＤＴ２を出力する。データ出力部１０５ｃはデータＤＴ１，ＤＴ２を合成してデータＤＡＴＡを出力する。データセパレータ１０５ａ，１０５ｂは同一の構成を備え、ＰＬＬ回路２０１と同期化回路２０２で構成されている。データ出力部１０５ｃはクロック信号ＣＫ１，ＣＫ２に同期してデータセパレータ１０５ａ，１０５ｂから交互にデータＤＴ１，ＤＴ２を取り込んで合成し、所定ビット長の並列データＤＡＴＡに変換して出力する。
【００３０】
フィードバック系の構成
図４は可変ゲインアンプ１０１のゲインを制御するフィードバック系の構成図である。１０６は可変ゲインアンプ１０１から出力される差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の振幅電圧Ｖｄと参照電圧レベルＶｒとの電圧差を出力する振幅比較部、１０２は電圧差に応じた制御電圧信号Ｖｃｎｔを発生するＡＧＣ制御部、１０７は参照電圧発生部で、クランプ回路１０３を構成するショットキバリアダイオードＤ１，Ｄ２の導通電圧（順方向電圧降下）ＶＦのｎ（＝１〜２）倍の参照電圧Ｖｒを発生する。
振幅比較部１０６において、１０６ａは差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の信号振幅を検出する振幅検出部であり、図５に示すように差動アンプで構成されている。１０６ｂは参照電圧Ｖｒと振幅電圧Ｖｄとを比較するコンパレータ構成の振幅比較器、１０６ｃは定電流源Ｉｉｎ，Ｉｏｕｔ及びスイッチＳＷｉｎ，ＳＷｏｕｔで構成されたチャージポンプで、振幅比較器１０６ｂの出力に基づいてスイッチＳＷｉｎ，ＳＷｏｕｔをオン・オフして吸い込み／吐き出しをする。
【００３１】
ＡＧＣ制御部１０２において、１０２ａはチャージポンプの電流出力を電圧に変換するコンデンサＣＨを備えたローパスフィルタ、１０２ｂはローパスフィルタ出力を制御電圧信号Ｖｃｎｔとして出力するバッファアンプ、１０２ｃはスイッチ（ＳＷ１）である。スイッチ１０２ｃはＰＬＬ引き込み領域ＶＦＯのみでオンとなってフィードバック制御をかけ、その後のユーザ領域ではオフしてコンデンサＣＨに保持された制御電圧Ｖｃｎｔによりゲインを一定に制御させる機能を有している。
【００３２】
参照電圧発生部１０７はクランプ回路１０３のショットキーバリアダイオードＤ１，Ｄ２と同一特性のショットキーバリアダイオードＤ３と、該ダイオードを順方向バイアスするバイアス抵抗Ｒ０と、ショットキーバリアダイオードＤ３の導通電圧ＶＦをｎ（＝１〜２）倍する乗算部（例えばアンプ）ＭＬＴを有している。すなわち、参照電圧発生部１０７は、ショットキーバリアダイオードの導通電圧（クランプ電圧）ＶＦをｎ倍した電圧を参照電圧Ｖｒ（＝ｎ・ＶＦ）として出力する。
ショットキーバリアダイオードは高速という特徴を有する反面、温度変動による特性変化が大きい欠点がある。このため、ショットキーバリアダイオードＤ３はクランプ回路１０３のショットキバリアダイオードＤ１，Ｄ２に隣接して実装し、あるいは、同一チップ上に作り込むことにより、これらダイオードＤ１，Ｄ２と熱的に結合して同じ条件で使用する。
【００３３】
動作
ＰＬＬ引き込み領域におけるデータ再生時、スイッチ（ＳＷ１）１０２ｃをオンしてフィードバック制御を行う。このフィードバック制御において、参照電圧発生部１０７は参照電圧Ｖｒ（＝ｎ・ＶＦ）をコンパレータ１０６ｂの−端子に入力する。一方、差電圧発生部１０６ａは差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′間の振幅電圧Ｖｄを演算してコンパレータ１０６ｂの＋端子に入力する。
コンパレータ１０６ｂは両入力の振幅を比較し、振幅電圧Ｖｄが参照電圧Ｖｒ（＝ｎ・ＶＦ）以下の場合には、ローレベルの駆動信号ＣＤを出力し、Ｖｒ（＝ｎ・ＶＦ）以上の場合には、ハイレベルの駆動信号ＣＤを出力する。
【００３４】
駆動信号ＣＤがローレベルの場合には（ＣＤ＝”０”，＊ＣＤ＝”１”）、スイッチＳＷｏｕｔがオンし、ローパスフィルタ１０２ａのコンデンサＣＨに充電されていた電荷が放電し、逆に駆動信号ＣＤがハイレベルの場合には、スイッチＳＷｉｎがオンし、ローパスフィルタ１０２ａのコンデンサＣＨに電荷が充電される。この結果、ローパスフィルタ１０２ａより振幅電圧Ｖｄの値に応じて増減する制御電圧信号Ｖｃｎｔが出力される。制御電圧信号Ｖｃｎｔが小さい場合には、後述するように可変ゲインアンプ１０１のゲインが大きくなって振幅電圧Ｖｄが大きくなり、制御電圧信号Ｖｃｎｔが大きい場合には、可変ゲインアンプ１０１のゲインが小さくなって振幅電圧Ｖｄが小さくなる。この結果、振幅電圧はクランプ電圧のｎ（＝１〜２）倍の一定値になる。
ＰＬＬ引き込み領域のデータ再生が終了すれば、スイッチ（ＳＷ１）１０２ｃをオフし、以後、コンデンサＣＨに保持されている制御電圧Ｖｃｎｔにより可変ゲインアンプ１０１のゲインを一定に制御する。
尚、差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′の微分信号がある場合には、該微分出力を振幅比較部１０６の入力とすることもできる。
【００３５】
ゲイン可変増幅器
図６はゲイン可変増幅器の構成図であり、ギルバートセルとよばれ、既に多くの回路に使用されているものである。可変ゲインアンプ１０１は、互いに極性の異なる再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳが入力されるトランジスタＱ５，Ｑ６を備えた差動アンプ段１０１ａ、差動アンプ段の各トランジスタに電流を供給するバイアス部１０１ｂ、定電流部１０１ｃ、出力バッファ段１０１ｄ、トランジスタスイッチ部１０１ｅを有している。
トランジスタスイッチ部１０１ｅはＡＧＣ制御部１０２から出力される制御電圧信号Ｖｃｎｔと予め設定されている基準電圧Ｖｒｅｆの大小に応じて差動アンプ段１０１ａのゲインを制御する２組のトランジスタスイッチＳＷ１１（Ｑ１，Ｑ２），ＳＷ１２（Ｑ３，Ｑ４）を有している。トランジスタスイッチ部１０１ｅは制御電圧信号Ｖｃｎｔと基準電圧Ｖｒｅｆを比較し、基準電圧と制御電圧が等しくなるようにトランジスタＱ１〜Ｑ４の導通度を制御し、結果的に差動アンプ１０１ａのゲインを制御し、出力信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の振幅が最適値となるようにする。
【００３６】
動作原理を簡単に説明する。差動入力信号（再生信号）＊ＲＤＳ，ＲＤＳは、差動アンプ１０１ａのトランジスタＱ５，Ｑ６に入力される。各トランジスタの負荷には、それぞれトランジスタＱ１，Ｑ２及びＱ３，Ｑ４で構成されたトランジスタスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２が接続されており、各トランジスタの一方のベースには制御電圧信号Ｖｃｎｔが、他方には、基準電圧信号Ｖｒｅｆが印加されている。基準電圧Ｖｒｅｆ＞制御電圧信号Ｖｃｎｔの場合には、トランジスタＱ２，Ｑ４がオンし、トランジスタＱ１，Ｑ３はオフする。このため、再生信号＊ＲＤＳ，ＲＤＳはトランジスタＱ２，Ｑ４の負荷抵抗ＲＡに現れ、バッファ段１０１ｄのトランジスタＱ７，Ｑ８を経由してクランプ回路１０３の入力信号＊ＲＤＳ′、ＲＤＳ′となる。この際が、最大ゲインであり、電圧ゲインはＲＡ／ＲＢである。
【００３７】
次に、基準電圧Ｖｒｅｆ＜制御電圧信号Ｖｃｎｔの場合には、トランジスタＱ１，Ｑ３がオンし、トランジスタＱ２，Ｑ４はオフする。このため、再生信号＊ＲＤＳ，ＲＤＳは負荷抵抗ＲＡに全く現れなくなり、ゲインが零となる。実際には、フィードバックループにより基準電圧Ｖｒｅｆ≒制御電圧信号Ｖｃｎｔとなるように制御が行われ、結果的に出力信号＊ＲＤＳ′，ＲＤＳ′の振幅はクランプレベルＶＦのｎ（＝１〜２）倍となる。
【００３８】
（ｃ） 全体の動作
可変ゲインアンプ１０１は再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳを差動増幅して出力する。ゲイン可変アンプ１０１より差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′が出力されると、フィードバック系（１０２，１０６，１０７）はゲイン制御を行い、該差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′の振幅がｎ・ＶＦとなるように制御する。クランプ回路１０３はゲイン制御された可変ゲインアンプ１０１から出力された差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′のピーク及びボトムを一定値にクランプし、差動信号であるクランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰを比較回路１０４に入力する。尚、クランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰの差である相間電圧信号ＣＰＳ（図３参照）の振幅はショットキーバリアダイオードの導通電圧ＶＦにクランプされる。
【００３９】
比較回路１０４は相間電圧が中間レベルより大きいとき、すなわち、クランプ信号ＣＬＰが他方のクランプ信号＊ＣＬＰより高いレベルにあるとき、マーク信号ＭＲＫをハイレベル、スペース信号ＳＰＣをローレベルにし、クランプ信号ＣＬＰが他方のクランプ信号＊ＣＬＰより低いレベルにあるとき、マーク信号ＭＲＫをローレベル、スペース信号ＳＰＣをハイレベルにする。
復調部１０５は比較回路１０４から出力されるマーク信号ＭＲＫ、スペース信号ＳＰＣに基づいてマークエッジを”１”とするデータＤＡＴＡを復調して出力する。
【００４０】
（ｄ） 第２の実施例
図７は、マークエッジを”１”とするマークエッジ検出方式の再生に加えて、従来のマーク中心を”１”とするピーク点検出方式の再生もできるようにした実施例であり、図２の第１の実施例と同一部分には同一符号を付している。
２０１は微分・零クロス信号発生部、２０２は第２の記録方式における第２マーク信号ＭＲＫ′を出力する第２マーク信号出力部、２０３は光ディスクへの記録方式が、マークエッジを”１”とするマークエッジ検出方式であるか、マーク中心を”１”とするピーク点検出方式であるかを判定する判定制御部、２０４は判定制御部２０３からの指示により、第２マーク信号ＭＲＫ′をデータ復調部１０５に入力するスイッチ（ＳＷ２）である。判定制御部２０３はデータ出力部１０５ｃにＲＬＬ（１，７），ＲＬＬ（２，７）等の記録方式を通知すると共に、マーエッジ検出方式か、ピーク点検出方式かに基づいてスイッチ２０４の可動接点の位置をａ接点側、ｂ接点側に切り替える。これら記録方式の別及び検出方式の別は光ディスクのコントロールゾーンに記録されているフォーマット情報に含まれているから、該フォーマット情報を再生することによりい判別することができる。
【００４１】
微分・零クロス信号発生部２０１は微分回路２０１ａとコンパレータ２０１ｂを備え、微分回路２０１ａは可変ゲインアンプ１０１から出力される差動信号（再生信号）ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′をそれぞれ微分し、コンパレータ２０１ｂは各微分信号を入力され、その差信号が零レベル以下になった時ハイレベルの零クロス信号ＺＣＳを出力する。
第２マーク信号出力部２０２はフリップフロップＦＦで構成されており、フリップフロップＦＦのクロック端子ＣＬＫには零クロス信号ＺＣＳが入力され、データ端子Ｄには比較回路１０４から出力される第１マーク信号ＭＲＫが入力され、クリア端子ＣＬＲには第１マーク信号ＭＲＫの反転信号が入力され、Ｑ端子より第２マーク信号ＭＲＫ′が出力されるようになっている。フリップフロップＦＦは、第１マーク信号ＭＲＫが発生しているときに零クロス信号ＺＣＳが発生するとセットされ、第１マーク信号ＭＲＫがローレベルになるとリセットされる。これにより、第２マーク信号出力部２０２からは再生信号ＲＤＳのピーク点でハイレベルとなる第２マーク信号ＭＲＫ′が出力される。
判定制御部２０３はフォーマット情報より識別した検出方式に基づいてスイッチ２０４の可動接点の位置を切り替える。例えば、マークエッジ検出方式の場合にはスイッチ２０４の可動接点をｂ接点側に切り替えて復調部１０５よりマークエッジを”１”とするデータを出力させる。又、ピーク点検出方式の場合にはスイッチ２０４の可動接点をａ接点側に切り替えてマーク中心を”１”とするデータを出力させる。
【００４２】
（ｅ） 第３の実施例
図８は本発明の第３の実施例構成図であり、図７の第２の実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例と異なる点は、振幅比較部１０６に差動信号（再生信号）ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の微分信号を入力している点である。
第２実施例のように差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′を振幅比較部１０６に入力する構成では、差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′にトランジェント成分が残っているため、正確にＡＧＣができない問題がある。しかし、第３実施例のように差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の微分信号を振幅比較部１０６に入力する構成では、微分信号の低・高振幅が安定し（一定に近くなり）、正確なＡＧＣができる。この第３の実施例は、データパターンによらないでＰＬＬ引き込み領域ＶＦＯのパターンによってゲインコントロールする場合に好適である。
【００４３】
（ｆ） 変形例
第３の実施例はマークエッジ検出方式の再生に加えて、ピーク点検出方式の再生もできるように構成しているが、ピーク点検出方式のみの再生回路に簡単に変形することができる。図８の構成より、判定制御部２０３、スイッチ２０４、データセパレータ１０５ｂを除去し、フリップフロップＦＦのＱ出力をデータセパレータ１０５ａに接続すれば、ピーク点検出方式の再生回路になる。
図９はかかるピーク点検出方式の再生回路の構成図である。ピーク点検出方式の再生回路は、再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳを増幅してクランプ回路に入力する可変ゲインアンプ１０１、再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定値にクランプするクランプ回路１０３、クランプされた信号の振幅中心を基準にしてマークを判別し、マークに応じたゲート信号ＧＴＳを出力する比較回路１０４、再生信号を微分し、該微分信号が零レベルをクロスしたとき零クロス信号ＺＣＳを出力する零クロス信号発生部２０１、ゲート信号ＧＴＳが発生しているときに零クロス信号ＺＣＳが発生した時、データパルスＤＰを出力するデータパルス出力回路２０２、データパルスＤＰよりデータＤＡＴＡを復調する復調部１０５、クランプレベルの１〜２倍の参照電圧Ｖｒを発生する参照電圧発生回路１０７、参照電圧と微分信号ＺＣＳの信号振幅を比較する振幅比較部１０６、振幅比較部による比較結果に基づいて、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の所定値になるようにゲイン制御電圧を発生して該可変ゲインアンプのゲインを制御するゲイン制御回路１０２とを備えている。
以上では本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００４４】
【発明の効果】
以上本発明によれば、差動信号である２つの再生信号が入力され 、 該２つの再生信号間の電圧差を所定値にクランプすることにより、該再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を該所定値にクランプさせ、かつ、クランプレベルの振幅中心を一定にした ２ つのクランプ信号を出力し 、 該 ２ つのクランプ信号の差電圧である相間電圧が ０（ 振幅中心レベル ） より大きいかに基づいてマークを判別するようにしたから、振幅中心レベルが変動せずデータ”１”と判別するタイミングがずれず、正確にデータを復調することができる。又、本発明によれば、再生信号の周波数が最大のとき（再生信号振幅が最小になる）、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の一定値になるようにゲイン制御電圧を発生して可変ゲインアンプのゲインを制御するようにしたから、再生信号の振幅が小さくても、確実に再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプしてその中心レベルを一定に維持でき、正確にデータを復調することができる。更に、本発明によれば、データパターンが一定の時、すなわち、データフィールドにおけるＰＬＬ引き込み領域に記録されているデータを再生するとき、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の一定値（参照電圧値）になるようにゲイン制御を行って可変ゲインアンプのゲインを制御するようにしたから、正確なゲイン制御ができ、確実に再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプしてその中心レベルを一定に維持できる。
【００４５】
又、本発明によれば、クランプ回路を構成するダイオードと同一特性であって、該ダイオードと熱的に結合されたダイオードを用いて参照電圧を発生してゲイン制御回路に入力するようにしたから、可変ゲインアンプから出力される信号振幅を正しくクランプレベルの１〜２倍の一定値にできる。
更に、本発明によれば、再生信号を微分し、該微分信号が零レベルをクロスしたとき零クロス信号を出力し、該零クロス信号を用いてマーク中心が”１”であるマーク信号を出力する構成を加えることにより、適宜、マークエッジを”１”とするデータ及びマーク中心を”１”とするデータを復調することができる。
又、本発明によれば、参照電圧と再生信号を微分して得られる微分信号振幅を比較し、比較結果に基づいて可変ゲインアンプのゲインを制御するようにしたから、トランジェントに影響されることなく正確なゲイン制御ができる。
更に、ピーク・ボトムとをクランプしてゲート信号を発生したから、ピーク・ボトム値が変動しても正確にゲート信号を発生することができ、又、高密度化によりあるいは記録条件の変化によって分解能が低下した場合でも、あるいはトランジェントやエンベロープの変動が存在する場合でも、データの再生が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明のデータ再生回路の実施例構成図である。
【図３】各部の波形図である。
【図４】フィードバック系の構成図である。
【図５】振幅検出部の構成図である。
【図６】可変ゲインアンプの構成図である。
【図７】本発明のデータ再生回路の別の実施例構成図である。
【図８】本発明のデータ再生回路の更に別の実施例構成図である。
【図９】ピーク点検出方式の再生回路の構成図である。
【図１０】光磁気ディスクの書き込み・読み取り説明図である。
【図１１】光磁気ディスク媒体の構成図である。
【図１２】システム構成図である。
【図１３】システムの電気的構成図である。
【図１４】光磁気ヘッドの基本構成図である。
【図１５】ＭＯ領域情報読取原理説明図である。
【図１６】光磁気ディスクドライブ装置の構成図である。
【図１７】データ再生方式説明図である。
【図１８】データ再生回路の構成図である。
【図１９】マークエッジを”１”とする記録、再生説明図である。
【図２０】トランジェント説明図である。
【符号の説明】
１０３・・クランプ回路
１０４・・比較回路
１０５・・復調部
【産業上の利用分野】
本発明は光ディスク装置に係り、特にデータをマークの有無で記録されると共にマークエッジを”１”として記録された光ディスクより該マークを読み取って得られた再生信号からデータを復調する光ディスク装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、計算機の外部記憶装置として光ディスク装置が開発され、実用化されつつある。光ディスク装置では、半導体レーザを波長程度まで微小スポットとして絞り込み、データを媒体上に記録するもので、大容量記録と可換性という大きな特徴を有している。特に、ＩＳＯ規格により標準化が行なわれた５インチ、３．５インチの光ディスク装置は、高機能ワークステーションから個人ユーザレベルまで幅広く利用が見込まれている。
【０００３】
光ディスクのうち書き込み可能な光磁気ディスクは基板上にＴｂＦｅＣｏ等のアモルファス磁性薄膜等を被着したものであり、磁性膜の磁化反転に必要な保磁力が温度の上昇に応じて小さくなる性質（補償点温度で保磁力は零）を利用する。すなわち、レーザビームを照射してディスク媒体の温度を２０００Ｃ付近まで上昇させて保磁力を弱めた状態で弱磁界を印加して磁化方向を制御し、記録、消去するものである。従って、図１０（ａ）に示すように、磁性膜５上の磁化方向が下向きの状態において、書き込みコイル６により上方向の磁界を掛け、図１０（ｂ）に示すように磁化方向を反転したい部分にレーザビームＬＢを対物レンズＯＬを介して照射すると、該部分の磁化方向が反転して上方向になり、情報の記録ができる。又、情報の読み取りに際しては、図１０（ｃ），（ｄ）に示すようにｙ軸方向の偏光面を有するレーザビームＬＢを磁性膜５に照射すると、磁気カー効果により磁化方向が下向きの部分では偏光面が−θＫ回転した反射光ＬＢ０が得られ、磁化方向が上向きの部分では偏光面が＋θＫ回転した反射光ＬＢ１が得られる。従って、反射光の偏光状態を検出することにより磁化の向き、換言すれば情報を読み取ることができる。
【０００４】
・光磁気ディスクの構成
図１１は例えば３．５インチの光磁気ディスクの構成説明図であリ、図１１（ａ）は概略平面図、図１１（ｂ）は一部断面図である。光磁気ディスク１１は同心円状又はスパイラル状のトラックを備えており、全トラックは扇型に２５セクタに分割されている。各セクタＳＴは例えば７２５バイトで構成され、先頭部にはアドレスフィールドＡＦ（ＩＤ領域）が設けられ、以降にデータフィールドＤＦ（ＭＯ領域：ｍａｇｎｅｔｏ−ｏｐｔｉｃａｌ領域）が設けられている。アドレスフィールドＡＦには、セクタマークやトラックアドレス、セクタアドレス、同期信号再生用のプリアンブルを含むアドレス情報が記録され、データフィールドＤＦにはクロック抽出用のＶＦＯパターンと位相合わせ用のシンクバイトＳＹＮＣ及びデータＤＡＴＡ等が格納されるようになっている。
光磁気ディスク１１は図１１（ｂ）に示すように、透明なプラスチック層（基板）ＰＬＳの上に記録層（記録膜）ＭＧＦを被着し、更にその上に保護層ＰＲＦを形成して構成され、アドレスフィールドＡＦ（ＩＤ領域）は予めスタンピングによりピットＰＴ（凹凸）によりプリフォーマッティングされている。
【０００５】
・光磁気ディスク媒体を利用するシステム構成
図１２は光磁気ディスク媒体を利用するシステムの構成図であり、１１は光磁気ディスク、２１は光磁気ディスクドライブ、３１はホストシステム（コンピュ−タ本体部）、４１はデータ入力部（操作部）であり、キ−ボ−ド４１ａやマウス４１ｂを有している。５１はＣＲＴや液晶ディスプレイ等の表示装置、６１はプリンタである。尚、適宜ハードディスク装置やフロッピーディスク装置が設けられる。
【０００６】
図１３はシステムの電気的構成図であり、図１２と同一部分には同一符号を付している。２１は光磁気ディスクドライブ、２２はハ−ドディスクドライブ、３１はホストシステム、７１ａ〜７１ｂはＩ／Ｏコントローラ、７２はＳＣＳＩ（Ｓｍａｌｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ：ＳＣＳＩ）バスである。ＳＣＳＩはコンピュータ本体と外部記憶装置を結ぶインターフェースで、ＡＮＳＩ（Ａｍｅｒｉｃａｎ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ）で規格が規定されている。ＳＣＳＩバスは例えば８ビットとパリテイビットからなるデータバスと９本の制御バスで構成される。このＳＣＳＩバスには最大８台までＳＣＳＩ装置（ホストコンピュータやディスク・ドライブ・コントローラ等）を接続することができ、それぞれの装置はＩＤ（Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ）と呼ばれる０〜７までの認識番号を持つ。図では、Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂにＩＤ０〜ＩＤ１が割り当てられ、ホストシステム３１にＩＤ７が割り当てられている。Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂには光ディスクドライブ２１、ハ−ドディスクドライブ２２がそれぞれ１台接続されているが２台以上のドライブを接続することができる。
【０００７】
ホストシステム３１において、３１ａは中央処理装置、３１ｂはメモリ、３１ｃはＤＭＡコントローラ、３１ｄはホスト・アダプタ、７１ｃ〜７１ｄはＩ／Ｏコントローラで、各部はホストバス３１ｅに接続されている。２３はフロッピ−ディスクドライブであり、Ｉ／Ｏコントローラ７１ｃに接続されている。４１は操作部、５１は表示装置、６１はプリンタであり、それぞれＩ／Ｏコントローラ７１ｄに接続されている。
【０００８】
ホストシステム３１とＩ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂ間はＳＣＳＩインタフェ−スで結合され、Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂと各ドライブ２１，２２間は例えばＥＳＤＩインタフェ−ス（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｓｍａｌｌ Ｄｅｖｉｃｅ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）で結合されている。このシステムでは光磁気ディスクドライブ２１、ハードディスクドライブ２２をホストバス３１ｅから切離し、ホストバスとは別にＳＣＳＩバス７２を設け、該ＳＣＳＩバスに各ドライブ用のＩ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂを接続し、Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ，７１ｂによりドライブ２１，２２を制御するようにしてホストバスの負担を軽減している。
【０００９】
・光磁気ヘッドの基本構成
図１４は光磁気ディスクドライブ装置２１に使用される光磁気ヘッドの基本構成図である。２１１は半導体レ−ザ−、２１２はコリメートレンズ、２１３は真円補正プリズム、２１４は半導体レ−ザ−からの光を透過し、ディスクから反射した光を信号検出側に反射するビームスプリッター、２１５は光をディスク（図示せず）に導く反射ミラー、２１６は二次元アクチュエ−タで、図示しないが対物レンズや該対物レンズをトラッキング及びフォーカス方向に微調整するトラッキングコイル、フォーカスコイル及びデータ書き込み時に外部磁場を印加するバイアスコイル等を備えている。２１７は反射光をデータ検出側に導く反射ミラー、２１８は１／２波長板であり入射光の偏光面を４５度回転させ、後段の偏光ビームスプリッターでの透過光と反射光の量を１：１にする働きを有している。２１９は収束レンズ、２１１０は偏光ビームスプリッター、２１１１はＰ波成分検出器、２１１２はＳ波成分検出器である。
【００１０】
・ＭＯ領域情報読取原理
偏光ビームスプリッター２１１０は入射面に平行の光（Ｐ波成分）を透過し、入射面に垂直な光（Ｓ波成分）を反射する特性を有している。従って、入射光の偏光状態を透過光量及び反射光量の変化として検出することができる。すなわち、ＭＯ領域の読取部における磁化方向（情報ビットの”０”、”１”）に応じて磁気カー効果により戻り光の偏光面が図１５（ａ）に示すように時計方向あるいは反時計方向にθＫ回転し、１／２波長板２１８で偏光面を４５度回転される。このため、図１５（ｂ）に示すように、偏光ビームスプリッター２１１０から出力されるＰ波成分（透過光）及びＳ波成分（反射光）は情報が”１”の時、Ｐ波成分がＳ波成分より大きくなり、情報が”０”の時、Ｐ波成分がＳ波成分より小さくなる。従って、Ｐ波成分検出器２１１１より図１５（ｃ）に示す信号ＲＤＳ１が出力され、Ｓ波成分検出器２１１２より図１５（ｃ）に示す信号ＲＤＳ２（信号ＲＤＳ１と極性が反転している）が出力され、これら信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２を差動増幅器に入力すると同位相のノイズが除去された再生信号ＲＤＳが得られる。
【００１１】
・光磁気ディスクドライブ装置
図１６は光磁気ディスクドライブ装置２１の構成図であり、２１ａは図１４に示す光磁気ヘッドで、２１１は半導体レ−ザ−、２１１１はＰ波成分検出器、２１１２はＳ波成分検出器、ＯＬは対物レンズである。２１ｂはマイコン構成の制御部であり、システム本体部３１（図１２参照）からの指示に従って光磁気ディスクドライブ装置全体の制御、例えば光磁気ヘッドの位置決め制御、データの読み取り・記録制御を行う。２１ｃは制御部からの指示に従って光磁気ヘッド２１ａを所定の位置に位置決めするヘッドアクセス制御回路、２１ｄは光磁気ディスクにデータを記録するデータ記録回路、２１ｅは光磁気ディスクに記録されているデータを再生するデータ再生回路である。
【００１２】
制御部２１ｂは上位装置（システム本体部３１）からデータ読み出し指令を受けると、ヘッドアクセス制御回路２１ｃにより光磁気ヘッド２１ａを指令されたアドレスに位置決めさせ、該光磁気ヘッドをして記録信号を読み取らせる。光磁気ヘッド２１ａは読み取った信号をデータ再生回路２１ｅに入力し、再生回路は検出器より入力された信号よりデータを再生して制御部２１ｂに入力し、制御部は該データを上位装置に入力する。
又、制御部２１ｂは上位装置からデータ書き込み指令を受けると、ヘッドアクセス制御回路２１ｃにより光磁気ヘッド２１ａを指令されたアドレスに位置決すると共に書き込みデータに基づいて半導体レーザ２１１をオン・オフして該データを光磁気ディスクに書き込む。ＩＳＯにて規格化が行なわれている５インチ、３．５インチでの記録フォーマットでは、記録データを（２，７）符号化方式で符号化し、符号化したデータをＭＯ領域に書き込む。（２，７）符号化方式は符号化後のビット”１”とビット”１”の間に入る”０”の個数が２〜７まで変化する符号化方式であり、入力データと符号化データは以下に示す関係がある。
【００１３】
【００１４】
・データ再生回路
図１７はデータ再生方式の説明図である。記録すべきデータは、光ディスクの記録特性に適した形式（前述のＲＬＬ（２，７符号））のデータに符号化される。実際の記録に当っては、符号化後のデータのビット”１”に媒体上の記録ピット（マーク）を対応させる。マークの大きさは、半導体レーザの波長程度の大きさであり、現在の３．５インチのＩＳＯ規格媒体の場合、符号化データのビットセル間隔は、内周で最も短くなり、約０．７５μｍである。
【００１５】
一方、データ再生は、マークを半導体レーザで走査した際の光量変化を検出することで行なう。実際の再生信号ＲＤＳの波形は、図１７に示すように、マークの存在する時点でピークを持つ波形となる。従って、再生信号ＲＤＳのピーク点を検出することでデータの再生を行なうことができる。具体的には、再生信号を微分し、微分信号ＤＦＳのレベルがある値以上になったことを検出してゲ−ト信号ＧＴＳを作成する。又、微分信号ＤＦＳを零レベルで二値化して再生信号のピーク点で零クロスする零クロス信号ＺＣＳを作成する。そして、ゲ−ト信号ＧＴＳがハイレベルで、零クロス信号ＺＣＳが立ち下がった時、所定時間幅の再生データ信号ＤＴを出力する。
【００１６】
図１８はデータ再生回路２１ｅの構成図である。２１ｅ−１は再生信号ＲＤＳを増幅する増幅器、２１ｅ−２はローパスフィルタ、２１ｅ−３は再生信号を微分する微分回路、２１ｅ−４は微分信号ＤＦＳを入力され、設定値と比較することによりゲ−ト信号ＧＴＳを出力するコンパレータ、２１ｅ−５は微分信号ＤＦＳを零レベルで二値化して零クロス信号ＺＣＳを出力するコンパレータ、２１ｅ−６はゲート信号ＧＴＳがハイレベルで、零クロス信号ＺＣＳが立ち下がった時、所定時間幅Ｗの再生データ信号ＤＴを出力するフリップフロップ、２１ｅ−７は所定時間幅Ｗを設定する遅延部、２１ｅ−８は再生データに含まれるクロックを抽出するＰＬＬ回路、２１ｅ−９は抽出したクロックに同期してデータを出力するデータセパレータである。
【００１７】
ＰＬＬ回路２１ｅ−８において、ＰＨＳは再生データＤＴとＶＦＯ出力の位相差信号を出力する位相比較器、ＣＰＭＰは位相差に応じた電圧を出力するチャージポンプ、ＬＰＦＬはローパスのル−プフィルタ、ＶＦＯはフィルタ出力電圧に応じた周波数の信号を出力する電圧周波数発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ）である。再生データＤＴは、ディスクを回転するスピンドルモータの回転変動やディスクの中心が回転中心とずれる偏心等のため、記録時とは異なった周波数になっている。そのため、ＰＬＬ回路２１ｅ−８により、再生データからこれに同期したクロックを抽出する。抽出されたクロックに基づいて、データ”１”，”０”をデータセパレータ２１ｅ−９により判別する。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来はマークの中心を”１”とする記録方法を採用している。これは前述のように、再生信号を微分して零クロスを検出すれば明確に”１”の位置（タイミング）が判定できるという理由によるものであった。しかし、大容量化の要求はとどまるところを知らず、さらなる記録密度向上が求められている。このため、マークの両エッジを”１”として記録する方法が提案されている。この記録方法は図１９に示すように奇数番目の”１”でマークの記録を開始し、偶数番目の”１”でマークを終わらせるもので記録周波数が減少するため、マーク中心を”１”とする記録方法に比べて２倍の高密度記録が可能である。尚、図１９には、対物レンズＯＬでレーザビームを絞り、該レーザビームによりマークエッジで”１”のデータを読み取った場合の再生信号ＲＤＳが示されている。
【００１９】
しかしながら、マークエッジを”１”として記録した光ディスクよりデータを正確に再生する再生手段については明確な提案がなされていない。
以上から、かかる記録方法により記録したデータを正確に再生する装置が要求されている。原理的には、再生信号のピークとボトムの中間レベルをスライスレベルとし、該スライスレベルで再生信号をスライスしてマークとスペースを判別すれば良いのであるが、実際には次のような問題がある。
すなわち、検出すべき光信号は微弱であり、それを実用振幅（１ボルト程度）まで増幅するにはＡＣ結合とする必要がある。再生系がＡＣ結合され、ＤＣ成分が失われるとトランジェントが発生する。図２０はデータフィールドであるセクタ開始時のトランジェントの発生の様子を示すものである。このため、単に定常時における再生信号ＲＤＳのピークＶｐとボトムＶｂの中間レベルＶｓで再生信号をスライスし、マークとスペースを判別する方法では、データ開始時からかなりの領域のデータを失うことになる。又、符号データのパターンによってはピークレベルやボトムレベルが変動し中間レベルが変動する。例えば、”１”，”０”の交番周波数が高い部分では中間レベルが大きく、周波数が低い部分では中間レベルが小さくなる。かかる場合にも、正確にデータを再生することができなくなる。
ＡＣ結合でも影響のないように微分を２回にすることも考えられるが、ノイズ成分も大きくなり、データのみを判別することは困難である。
以上から、本発明の目的は、再生信号のピークやボトムが変化しても正確にデータを復調できる光ディスク装置を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明の原理説明図である。
１０３は再生信号ＲＤＳのピークレベルとボトムレベルの差を所定値にクランプするクランプ回路と、１０４はクランプされた信号の振幅中心を基準にしてマークを判別する比較回路、１０５は比較回路から出力されるマークに応じたパルス信号に基づいてデータを復調する復調部である。
【００２１】
【作用】
マークエッジの検出により光ディスクのデータの再生を行う光ディスク装置において、クランプ回路 １０３ は、差動信号である２つの再生信号が入力され 、 該 ２ つの再生信号間の電圧差を所定値にクランプすることにより、再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を該所定値にクランプさせ、かつ、クランプレベルの振幅中心を一定にする。比較回路１０４は、該クランプ回路から出力する ２ つのクランプ信号の差電圧である相間電圧が前記振幅中心レベルより大きいかに基づいてマークを判別し、復調部１０５は比較回路から出力されるマークに応じたパルス信号（マーク信号）に基づいてマークエッジを ” １ ” とするデータを復調する。このように、再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプし、クランプ回路から出力するペア信号の差電圧である相間電圧が振幅中心レベルより大きいかに基づいてマークを判別すれば、相間電圧の振幅中心レベルは変動しないからデータ ” １ ” と判別するタイミングがずれず、正確にデータを復調することができる。
【００２２】
又、再生信号を増幅してクランプ回路に入力する可変ゲインアンプとゲイン制御回路を設け、再生信号の周波数が最大のとき（再生信号振幅が最小になる）、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の一定値になるようにゲイン制御電圧を発生して可変ゲインアンプのゲインを制御するようにする（ＡＧＣ制御）。このようにすれば、再生信号の振幅が小さくても、確実に再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプしてその中心レベルを一定に維持でき、正確にデータを復調することができる。
更にゲイン制御回路は、データフィールドのＰＬＬ引き込み領域に記録されているデータ（データパターンは常に一定となっている）を再生する時のみ、ＡＧＣ制御を行って可変ゲインアンプのゲインを制御する。このようにすれば、一定データパターンのときにおいてのみゲイン制御を行うから正確なゲイン制御ができ、確実に再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプしてその中心レベルを一定に維持できる。
【００２３】
又、クランプ回路を構成するダイオードと同一特性であって、該ダイオードと熱的に結合されたダイオードを用いて参照電圧を発生してゲイン制御回路に入力するようにすれば、可変ゲインアンプから出力される信号振幅をクランプレベルの１〜２倍の一定値にできる。
更に、再生信号を微分し、該微分信号が零レベルをクロスしたとき零クロス信号を出力し、該零クロス信号を用いてマーク中心が”１”であるマーク信号を出力する構成を加えることにより、適宜、マークエッジを”１”とするデータ及びマーク中心を”１”とするデータを復調することができる。
【００２４】
【実施例】
（ａ） 全体の構成
図２は光ディスクドライブ装置における本発明のデータ再生回路の実施例構成図、図３は各部の波形図である。
１０１は光ディスクから読み取った再生信号を増幅するゲイン可変の差動増幅器であり、互いに極性の異なる再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳが入力され、極性の異なる２つの信号（差動信号）を出力するようになっている。尚、再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳは図１４のＰ波成分検出器２１１１及びＳ波成分検出器２１１２より出力される信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２（図１５（ｃ）参照）に相当するものである。１０２は差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の振幅を所定値にするＡＧＣ制御部、１０３はクランプ回路であり、差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′を入力され、これら信号のピーク及びボトムを所定値にクランプして差動信号であるクランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰを出力する。尚、クランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰのピークレベル、ボトムレベルが所定値にクランプされるから、それらの差も一定レベル（クランプレベルという）にクランプされる。
１０４はコンパレータＣＭＰ構成の比較回路であり、クランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰがそれぞれ非反転端子（＋）、反転端子（−）に入力され、信号ＣＬＰが他方の信号＊ＣＬＰより高いレベルにあるときにハイレベルのマーク信号ＭＲＫとローレベルのスペース信号ＳＰＣ（マーク信号ＭＲＫの反転信号）を出力し、逆の場合にローレベルのマーク信号ＭＲＫとハイレベルのスペース信号ＳＰＣを出力するものである。換言すれば、比較回路１０４はクランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰの差電圧（相間電圧）が中間レベル（０レベル）以上でハイレベルのマーク信号ＭＲＫを出力し、中間レベル以下でハイレベルのスペース信号ＳＰＣを出力する。１０５は比較回路から出力されるマーク信号ＭＲＫ、スペース信号ＳＰＣに基づいてマークエッジ”１”のデータを復調する復調部である。
【００２５】
１０６は可変ゲインアンプ１０１から出力される差動信号＊ＲＤＳ′，ＲＤＳ′の差信号と参照電圧レベルＶｒとを比較して振幅差をＡＧＣ制御部１０２に入力する振幅比較部、１０７は参照電圧Ｖｒを発生する参照電圧発生部である。ＡＧＣ制御部１０２と振幅比較部１０６と参照電圧発生部１０７はフィードバック系を構成し、可変ゲインアンプ１０１から出力される差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′の差電圧がクランプレベルの１〜２倍の一定値（参照電圧値Ｖｒ）になるようにフィードバック制御を行う。
このフィードバック系は、データフィールドのＰＬＬ引き込み領域ＶＦＯに記録されているデータを再生するときスイッチＳＷ１をオンし、可変ゲインアンプ１０１から出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の一定値（参照電圧値Ｖｒ）になるようにゲイン制御を行い、又、得られたゲイン制御電圧ＶｃｎｔをコンデンサＣＨに保持する。そして、以後スイッチＳＷ１をオフし、データフィールドの他のユーザ領域に記録されているデータを再生する際は、該保持したゲイン制御電圧Ｖｃｎｔによりアンプ１０１のゲインを一定に制御する。
ＰＬＬ引き込み領域ＶＦＯのみでフィードバック制御する理由は、再生信号の振幅はデータパターンによって変動するが、引き込み領域ＶＦＯではデータパターンが一定であり、正確なゲイン制御ができるからである。
【００２６】
尚、図３においてＲＤＳは再生信号波形、ＣＰＳは比較回路１０４の非反転端子、反転端子間の相間電圧信号波形、ＭＲＫはマーク信号波形である。再生信号＊ＲＤＳの波形は示してないが再生信号ＲＤＳの極性を反転した波形になっている。又、スペース信号ＳＰＣの波形も示してないがマーク信号ＭＲＫを反転した波形になっている。相間電圧信号ＣＰＳはクランプ信号ＣＬＰとクランプ信号＊ＣＬＰの差信号である。
【００２７】
（ｂ） 各部の構成
クランプ回路
クランプ回路１０４は図２に示すように、再生信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′が入力され直流成分をカットする２つのコンデンサＣ０１，Ｃ０２と、各コンデンサＣ０１，Ｃ０２に直列に接続された２つの電流制限用抵抗Ｒｉと、バイアス抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２と、バイアス電圧Ｖｃｃと、互いに逆接続されたダイオードＤ１，Ｄ２を備えている。ダイオードＤ１，Ｄ２はバイス抵抗を介してそれぞれ順方向、逆方向にバイアスされ、各コンデンサＣ０１，Ｃ０２はダイオードペアの両端に接続され、ダイオードペアの両端は比較回路１０４を構成するコンパレータの非反転端子と反転端子に接続されている。尚、ダイオードとしては接合型（ＰＮ）ダイオードでもよいが、高速性という面でショットキーバリアダイオードが好ましい。すなわち、ショットキーバリアダイオードは原理上蓄積電荷の影響が全くないため、トランジスタやその他のダイオードを用いたクランプ回路に比べて信号遅延がなく、しかも、印加電圧に依存せず一定値を取れ、常に一定電位にクランプすることが可能であるからである。
【００２８】
再生信号ＲＤＳ′が入力されると、ダイオードＤ２の導通電圧ＶＦに達するまで入力信号がそのままコンパレータＣＭＰの非反転端子（＋）に印加される。再生信号ＲＤＳ′がさらに大きくなりＶＦを超えるとダイオードＤ２が導通し、入力端子の相間電圧はＶＦにクランプされ、その導通電流はコンデンサＣ０１に充電される。かかる状態で、再生信号ＲＤＳ′が減少に転ずるとコンデンサＣ０１が放電を開始する。このため、ダイオードＤ２は非導通になり、コンパレータＣＭＰの入力電圧は減少して行く。更にすすむと、コンパレータＣＭＰの入力は極性が反転し、クランプレベルＶＦに達すると、前記と同様にダイオードＤ１が導通し、コンデンサＣ０２が充電される。以後上記と同様な動作を繰り返し、再生信号のピークとボトムを所定値にクランプし、その差（相間電圧）をダイオードの導通電圧ＶＦにクランプできる。
コンデンサに直列に接続された電流制限抵抗Ｒｉはダイオードが導通した時の電流を制限する働きをし、又、バイアス抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２は無信号時における電圧を固定し、更にはコンデンサＣ０１，Ｃ０２との兼ね合いで時定数を与える。この時定数は入力信号の最長ビット間隔（”１”のビットから次の”１”のビット迄の間隔）以上であり、かつ、記録データフィールドの先頭にあるＰＬＬ引き込み領域の間隔以下である。
【００２９】
データ復調部
データ復調部１０５は、データセパレータ１０５ａ，１０５ｂとデータ出力部１０５ｃを備えている。データセパレータ１０５ａはマーク信号ＭＲＫを入力され、該マーク信号よりクロック信号ＣＫ１を再生すると共に、マーク信号ＭＲＫの立上りで”１”となるデータＤＴ１を出力する。データセパレータ１０５ｂはスペース信号ＳＰＣを入力され、該スペース信号よりクロック信号ＣＫ２を再生すると共に、スペース信号ＳＰＣの立上りで”１”となるデータＤＴ２を出力する。データ出力部１０５ｃはデータＤＴ１，ＤＴ２を合成してデータＤＡＴＡを出力する。データセパレータ１０５ａ，１０５ｂは同一の構成を備え、ＰＬＬ回路２０１と同期化回路２０２で構成されている。データ出力部１０５ｃはクロック信号ＣＫ１，ＣＫ２に同期してデータセパレータ１０５ａ，１０５ｂから交互にデータＤＴ１，ＤＴ２を取り込んで合成し、所定ビット長の並列データＤＡＴＡに変換して出力する。
【００３０】
フィードバック系の構成
図４は可変ゲインアンプ１０１のゲインを制御するフィードバック系の構成図である。１０６は可変ゲインアンプ１０１から出力される差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の振幅電圧Ｖｄと参照電圧レベルＶｒとの電圧差を出力する振幅比較部、１０２は電圧差に応じた制御電圧信号Ｖｃｎｔを発生するＡＧＣ制御部、１０７は参照電圧発生部で、クランプ回路１０３を構成するショットキバリアダイオードＤ１，Ｄ２の導通電圧（順方向電圧降下）ＶＦのｎ（＝１〜２）倍の参照電圧Ｖｒを発生する。
振幅比較部１０６において、１０６ａは差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の信号振幅を検出する振幅検出部であり、図５に示すように差動アンプで構成されている。１０６ｂは参照電圧Ｖｒと振幅電圧Ｖｄとを比較するコンパレータ構成の振幅比較器、１０６ｃは定電流源Ｉｉｎ，Ｉｏｕｔ及びスイッチＳＷｉｎ，ＳＷｏｕｔで構成されたチャージポンプで、振幅比較器１０６ｂの出力に基づいてスイッチＳＷｉｎ，ＳＷｏｕｔをオン・オフして吸い込み／吐き出しをする。
【００３１】
ＡＧＣ制御部１０２において、１０２ａはチャージポンプの電流出力を電圧に変換するコンデンサＣＨを備えたローパスフィルタ、１０２ｂはローパスフィルタ出力を制御電圧信号Ｖｃｎｔとして出力するバッファアンプ、１０２ｃはスイッチ（ＳＷ１）である。スイッチ１０２ｃはＰＬＬ引き込み領域ＶＦＯのみでオンとなってフィードバック制御をかけ、その後のユーザ領域ではオフしてコンデンサＣＨに保持された制御電圧Ｖｃｎｔによりゲインを一定に制御させる機能を有している。
【００３２】
参照電圧発生部１０７はクランプ回路１０３のショットキーバリアダイオードＤ１，Ｄ２と同一特性のショットキーバリアダイオードＤ３と、該ダイオードを順方向バイアスするバイアス抵抗Ｒ０と、ショットキーバリアダイオードＤ３の導通電圧ＶＦをｎ（＝１〜２）倍する乗算部（例えばアンプ）ＭＬＴを有している。すなわち、参照電圧発生部１０７は、ショットキーバリアダイオードの導通電圧（クランプ電圧）ＶＦをｎ倍した電圧を参照電圧Ｖｒ（＝ｎ・ＶＦ）として出力する。
ショットキーバリアダイオードは高速という特徴を有する反面、温度変動による特性変化が大きい欠点がある。このため、ショットキーバリアダイオードＤ３はクランプ回路１０３のショットキバリアダイオードＤ１，Ｄ２に隣接して実装し、あるいは、同一チップ上に作り込むことにより、これらダイオードＤ１，Ｄ２と熱的に結合して同じ条件で使用する。
【００３３】
動作
ＰＬＬ引き込み領域におけるデータ再生時、スイッチ（ＳＷ１）１０２ｃをオンしてフィードバック制御を行う。このフィードバック制御において、参照電圧発生部１０７は参照電圧Ｖｒ（＝ｎ・ＶＦ）をコンパレータ１０６ｂの−端子に入力する。一方、差電圧発生部１０６ａは差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′間の振幅電圧Ｖｄを演算してコンパレータ１０６ｂの＋端子に入力する。
コンパレータ１０６ｂは両入力の振幅を比較し、振幅電圧Ｖｄが参照電圧Ｖｒ（＝ｎ・ＶＦ）以下の場合には、ローレベルの駆動信号ＣＤを出力し、Ｖｒ（＝ｎ・ＶＦ）以上の場合には、ハイレベルの駆動信号ＣＤを出力する。
【００３４】
駆動信号ＣＤがローレベルの場合には（ＣＤ＝”０”，＊ＣＤ＝”１”）、スイッチＳＷｏｕｔがオンし、ローパスフィルタ１０２ａのコンデンサＣＨに充電されていた電荷が放電し、逆に駆動信号ＣＤがハイレベルの場合には、スイッチＳＷｉｎがオンし、ローパスフィルタ１０２ａのコンデンサＣＨに電荷が充電される。この結果、ローパスフィルタ１０２ａより振幅電圧Ｖｄの値に応じて増減する制御電圧信号Ｖｃｎｔが出力される。制御電圧信号Ｖｃｎｔが小さい場合には、後述するように可変ゲインアンプ１０１のゲインが大きくなって振幅電圧Ｖｄが大きくなり、制御電圧信号Ｖｃｎｔが大きい場合には、可変ゲインアンプ１０１のゲインが小さくなって振幅電圧Ｖｄが小さくなる。この結果、振幅電圧はクランプ電圧のｎ（＝１〜２）倍の一定値になる。
ＰＬＬ引き込み領域のデータ再生が終了すれば、スイッチ（ＳＷ１）１０２ｃをオフし、以後、コンデンサＣＨに保持されている制御電圧Ｖｃｎｔにより可変ゲインアンプ１０１のゲインを一定に制御する。
尚、差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′の微分信号がある場合には、該微分出力を振幅比較部１０６の入力とすることもできる。
【００３５】
ゲイン可変増幅器
図６はゲイン可変増幅器の構成図であり、ギルバートセルとよばれ、既に多くの回路に使用されているものである。可変ゲインアンプ１０１は、互いに極性の異なる再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳが入力されるトランジスタＱ５，Ｑ６を備えた差動アンプ段１０１ａ、差動アンプ段の各トランジスタに電流を供給するバイアス部１０１ｂ、定電流部１０１ｃ、出力バッファ段１０１ｄ、トランジスタスイッチ部１０１ｅを有している。
トランジスタスイッチ部１０１ｅはＡＧＣ制御部１０２から出力される制御電圧信号Ｖｃｎｔと予め設定されている基準電圧Ｖｒｅｆの大小に応じて差動アンプ段１０１ａのゲインを制御する２組のトランジスタスイッチＳＷ１１（Ｑ１，Ｑ２），ＳＷ１２（Ｑ３，Ｑ４）を有している。トランジスタスイッチ部１０１ｅは制御電圧信号Ｖｃｎｔと基準電圧Ｖｒｅｆを比較し、基準電圧と制御電圧が等しくなるようにトランジスタＱ１〜Ｑ４の導通度を制御し、結果的に差動アンプ１０１ａのゲインを制御し、出力信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の振幅が最適値となるようにする。
【００３６】
動作原理を簡単に説明する。差動入力信号（再生信号）＊ＲＤＳ，ＲＤＳは、差動アンプ１０１ａのトランジスタＱ５，Ｑ６に入力される。各トランジスタの負荷には、それぞれトランジスタＱ１，Ｑ２及びＱ３，Ｑ４で構成されたトランジスタスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２が接続されており、各トランジスタの一方のベースには制御電圧信号Ｖｃｎｔが、他方には、基準電圧信号Ｖｒｅｆが印加されている。基準電圧Ｖｒｅｆ＞制御電圧信号Ｖｃｎｔの場合には、トランジスタＱ２，Ｑ４がオンし、トランジスタＱ１，Ｑ３はオフする。このため、再生信号＊ＲＤＳ，ＲＤＳはトランジスタＱ２，Ｑ４の負荷抵抗ＲＡに現れ、バッファ段１０１ｄのトランジスタＱ７，Ｑ８を経由してクランプ回路１０３の入力信号＊ＲＤＳ′、ＲＤＳ′となる。この際が、最大ゲインであり、電圧ゲインはＲＡ／ＲＢである。
【００３７】
次に、基準電圧Ｖｒｅｆ＜制御電圧信号Ｖｃｎｔの場合には、トランジスタＱ１，Ｑ３がオンし、トランジスタＱ２，Ｑ４はオフする。このため、再生信号＊ＲＤＳ，ＲＤＳは負荷抵抗ＲＡに全く現れなくなり、ゲインが零となる。実際には、フィードバックループにより基準電圧Ｖｒｅｆ≒制御電圧信号Ｖｃｎｔとなるように制御が行われ、結果的に出力信号＊ＲＤＳ′，ＲＤＳ′の振幅はクランプレベルＶＦのｎ（＝１〜２）倍となる。
【００３８】
（ｃ） 全体の動作
可変ゲインアンプ１０１は再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳを差動増幅して出力する。ゲイン可変アンプ１０１より差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′が出力されると、フィードバック系（１０２，１０６，１０７）はゲイン制御を行い、該差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′の振幅がｎ・ＶＦとなるように制御する。クランプ回路１０３はゲイン制御された可変ゲインアンプ１０１から出力された差動信号ＲＤＳ′、＊ＲＤＳ′のピーク及びボトムを一定値にクランプし、差動信号であるクランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰを比較回路１０４に入力する。尚、クランプ信号ＣＬＰ，＊ＣＬＰの差である相間電圧信号ＣＰＳ（図３参照）の振幅はショットキーバリアダイオードの導通電圧ＶＦにクランプされる。
【００３９】
比較回路１０４は相間電圧が中間レベルより大きいとき、すなわち、クランプ信号ＣＬＰが他方のクランプ信号＊ＣＬＰより高いレベルにあるとき、マーク信号ＭＲＫをハイレベル、スペース信号ＳＰＣをローレベルにし、クランプ信号ＣＬＰが他方のクランプ信号＊ＣＬＰより低いレベルにあるとき、マーク信号ＭＲＫをローレベル、スペース信号ＳＰＣをハイレベルにする。
復調部１０５は比較回路１０４から出力されるマーク信号ＭＲＫ、スペース信号ＳＰＣに基づいてマークエッジを”１”とするデータＤＡＴＡを復調して出力する。
【００４０】
（ｄ） 第２の実施例
図７は、マークエッジを”１”とするマークエッジ検出方式の再生に加えて、従来のマーク中心を”１”とするピーク点検出方式の再生もできるようにした実施例であり、図２の第１の実施例と同一部分には同一符号を付している。
２０１は微分・零クロス信号発生部、２０２は第２の記録方式における第２マーク信号ＭＲＫ′を出力する第２マーク信号出力部、２０３は光ディスクへの記録方式が、マークエッジを”１”とするマークエッジ検出方式であるか、マーク中心を”１”とするピーク点検出方式であるかを判定する判定制御部、２０４は判定制御部２０３からの指示により、第２マーク信号ＭＲＫ′をデータ復調部１０５に入力するスイッチ（ＳＷ２）である。判定制御部２０３はデータ出力部１０５ｃにＲＬＬ（１，７），ＲＬＬ（２，７）等の記録方式を通知すると共に、マーエッジ検出方式か、ピーク点検出方式かに基づいてスイッチ２０４の可動接点の位置をａ接点側、ｂ接点側に切り替える。これら記録方式の別及び検出方式の別は光ディスクのコントロールゾーンに記録されているフォーマット情報に含まれているから、該フォーマット情報を再生することによりい判別することができる。
【００４１】
微分・零クロス信号発生部２０１は微分回路２０１ａとコンパレータ２０１ｂを備え、微分回路２０１ａは可変ゲインアンプ１０１から出力される差動信号（再生信号）ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′をそれぞれ微分し、コンパレータ２０１ｂは各微分信号を入力され、その差信号が零レベル以下になった時ハイレベルの零クロス信号ＺＣＳを出力する。
第２マーク信号出力部２０２はフリップフロップＦＦで構成されており、フリップフロップＦＦのクロック端子ＣＬＫには零クロス信号ＺＣＳが入力され、データ端子Ｄには比較回路１０４から出力される第１マーク信号ＭＲＫが入力され、クリア端子ＣＬＲには第１マーク信号ＭＲＫの反転信号が入力され、Ｑ端子より第２マーク信号ＭＲＫ′が出力されるようになっている。フリップフロップＦＦは、第１マーク信号ＭＲＫが発生しているときに零クロス信号ＺＣＳが発生するとセットされ、第１マーク信号ＭＲＫがローレベルになるとリセットされる。これにより、第２マーク信号出力部２０２からは再生信号ＲＤＳのピーク点でハイレベルとなる第２マーク信号ＭＲＫ′が出力される。
判定制御部２０３はフォーマット情報より識別した検出方式に基づいてスイッチ２０４の可動接点の位置を切り替える。例えば、マークエッジ検出方式の場合にはスイッチ２０４の可動接点をｂ接点側に切り替えて復調部１０５よりマークエッジを”１”とするデータを出力させる。又、ピーク点検出方式の場合にはスイッチ２０４の可動接点をａ接点側に切り替えてマーク中心を”１”とするデータを出力させる。
【００４２】
（ｅ） 第３の実施例
図８は本発明の第３の実施例構成図であり、図７の第２の実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例と異なる点は、振幅比較部１０６に差動信号（再生信号）ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の微分信号を入力している点である。
第２実施例のように差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′を振幅比較部１０６に入力する構成では、差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′にトランジェント成分が残っているため、正確にＡＧＣができない問題がある。しかし、第３実施例のように差動信号ＲＤＳ′，＊ＲＤＳ′の微分信号を振幅比較部１０６に入力する構成では、微分信号の低・高振幅が安定し（一定に近くなり）、正確なＡＧＣができる。この第３の実施例は、データパターンによらないでＰＬＬ引き込み領域ＶＦＯのパターンによってゲインコントロールする場合に好適である。
【００４３】
（ｆ） 変形例
第３の実施例はマークエッジ検出方式の再生に加えて、ピーク点検出方式の再生もできるように構成しているが、ピーク点検出方式のみの再生回路に簡単に変形することができる。図８の構成より、判定制御部２０３、スイッチ２０４、データセパレータ１０５ｂを除去し、フリップフロップＦＦのＱ出力をデータセパレータ１０５ａに接続すれば、ピーク点検出方式の再生回路になる。
図９はかかるピーク点検出方式の再生回路の構成図である。ピーク点検出方式の再生回路は、再生信号ＲＤＳ，＊ＲＤＳを増幅してクランプ回路に入力する可変ゲインアンプ１０１、再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定値にクランプするクランプ回路１０３、クランプされた信号の振幅中心を基準にしてマークを判別し、マークに応じたゲート信号ＧＴＳを出力する比較回路１０４、再生信号を微分し、該微分信号が零レベルをクロスしたとき零クロス信号ＺＣＳを出力する零クロス信号発生部２０１、ゲート信号ＧＴＳが発生しているときに零クロス信号ＺＣＳが発生した時、データパルスＤＰを出力するデータパルス出力回路２０２、データパルスＤＰよりデータＤＡＴＡを復調する復調部１０５、クランプレベルの１〜２倍の参照電圧Ｖｒを発生する参照電圧発生回路１０７、参照電圧と微分信号ＺＣＳの信号振幅を比較する振幅比較部１０６、振幅比較部による比較結果に基づいて、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の所定値になるようにゲイン制御電圧を発生して該可変ゲインアンプのゲインを制御するゲイン制御回路１０２とを備えている。
以上では本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００４４】
【発明の効果】
以上本発明によれば、差動信号である２つの再生信号が入力され 、 該２つの再生信号間の電圧差を所定値にクランプすることにより、該再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を該所定値にクランプさせ、かつ、クランプレベルの振幅中心を一定にした ２ つのクランプ信号を出力し 、 該 ２ つのクランプ信号の差電圧である相間電圧が ０（ 振幅中心レベル ） より大きいかに基づいてマークを判別するようにしたから、振幅中心レベルが変動せずデータ”１”と判別するタイミングがずれず、正確にデータを復調することができる。又、本発明によれば、再生信号の周波数が最大のとき（再生信号振幅が最小になる）、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の一定値になるようにゲイン制御電圧を発生して可変ゲインアンプのゲインを制御するようにしたから、再生信号の振幅が小さくても、確実に再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプしてその中心レベルを一定に維持でき、正確にデータを復調することができる。更に、本発明によれば、データパターンが一定の時、すなわち、データフィールドにおけるＰＬＬ引き込み領域に記録されているデータを再生するとき、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の一定値（参照電圧値）になるようにゲイン制御を行って可変ゲインアンプのゲインを制御するようにしたから、正確なゲイン制御ができ、確実に再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を所定レベルにクランプしてその中心レベルを一定に維持できる。
【００４５】
又、本発明によれば、クランプ回路を構成するダイオードと同一特性であって、該ダイオードと熱的に結合されたダイオードを用いて参照電圧を発生してゲイン制御回路に入力するようにしたから、可変ゲインアンプから出力される信号振幅を正しくクランプレベルの１〜２倍の一定値にできる。
更に、本発明によれば、再生信号を微分し、該微分信号が零レベルをクロスしたとき零クロス信号を出力し、該零クロス信号を用いてマーク中心が”１”であるマーク信号を出力する構成を加えることにより、適宜、マークエッジを”１”とするデータ及びマーク中心を”１”とするデータを復調することができる。
又、本発明によれば、参照電圧と再生信号を微分して得られる微分信号振幅を比較し、比較結果に基づいて可変ゲインアンプのゲインを制御するようにしたから、トランジェントに影響されることなく正確なゲイン制御ができる。
更に、ピーク・ボトムとをクランプしてゲート信号を発生したから、ピーク・ボトム値が変動しても正確にゲート信号を発生することができ、又、高密度化によりあるいは記録条件の変化によって分解能が低下した場合でも、あるいはトランジェントやエンベロープの変動が存在する場合でも、データの再生が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明のデータ再生回路の実施例構成図である。
【図３】各部の波形図である。
【図４】フィードバック系の構成図である。
【図５】振幅検出部の構成図である。
【図６】可変ゲインアンプの構成図である。
【図７】本発明のデータ再生回路の別の実施例構成図である。
【図８】本発明のデータ再生回路の更に別の実施例構成図である。
【図９】ピーク点検出方式の再生回路の構成図である。
【図１０】光磁気ディスクの書き込み・読み取り説明図である。
【図１１】光磁気ディスク媒体の構成図である。
【図１２】システム構成図である。
【図１３】システムの電気的構成図である。
【図１４】光磁気ヘッドの基本構成図である。
【図１５】ＭＯ領域情報読取原理説明図である。
【図１６】光磁気ディスクドライブ装置の構成図である。
【図１７】データ再生方式説明図である。
【図１８】データ再生回路の構成図である。
【図１９】マークエッジを”１”とする記録、再生説明図である。
【図２０】トランジェント説明図である。
【符号の説明】
１０３・・クランプ回路
１０４・・比較回路
１０５・・復調部
Claims (10)
- マークエッジの検出により光ディスクのデータの再生を行う光ディスク装置において、
差動信号である ２ つの再生信号が入力され 、 該２つの再生信号間の電圧差を所定値にクランプすることにより、該再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を該所定値にクランプさせ、かつ、クランプレベルの振幅中心を一定にするクランプ回路と 、
該クランプ回路から出力する ２ つのクランプ信号の差電圧である相間電圧が前記振幅中心レベルより大きいかに基づいてマークを判別する比較回路と、
比較回路から出力されるマークに応じたパルス信号に基づいてデータを復調する復調部を備えた光ディスク装置。 - 前記クランプ回路は、再生信号と該再生信号の極性を反転した信号をそれぞれ入力される第１、第２のコンデンサと、
互いに逆接続されたダイオードペアと、
ダイオードペアをバイアスするバイアス回路を備え、
第１のコンデンサをダイオードペアの一端に、第２のコンデンサをダイオードペアの他端に接続し、ダイオードペアの両端を比較回路を構成するコンパレータの非反転端子と反転端子に接続した請求項１記載の光ディスク装置。 - 前記ダイオードはショットキーバリアダイオードである請求項２記載の光ディスク装置。
- 前記 ２ つの再生信号を増幅してクランプ回路に入力する可変ゲインアンプと、
該可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の所定値になるようにゲイン制御電圧を発生して該可変ゲインアンプのゲインを制御するゲイン制御回路を備えた請求項１記載の光ディスク装置。 - 前記ゲイン制御回路は、光ディスクのデータフィールドにおけるＰＬＬ引き込み領域に記録されているデータを再生する時、前記ゲイン制御を行って可変ゲインアンプのゲインを制御すると共にゲイン制御電圧を保持し、データフィールドのユーザ領域に記録されているデータを再生する時は該保持したゲイン制御電圧によりアンプのゲインを一定に制御する請求項４記載の光ディスク装置。
- クランプレベルの１〜２倍の参照電圧を発生する参照電圧発生回路を備え、
該参照電圧発生回路は、前記クランプ回路を構成するダイオードと同一特性であって、これらダイオードと熱的に結合されたダイオードを用いて参照電圧を発生して前記ゲイン制御回路に入力する請求項４記載の光ディスク装置。 - 参照電圧とゲイン可変アンプから出力される信号振幅を比較する振幅比較部を備え、前記ゲイン制御回路は振幅比較結果に基づいて可変ゲインアンプのゲインを制御する請求項６記載の光ディスク装置。
- データをマークの有無により記録された光ディスクより該マークを読み取り、マークの読み取りにより得られた再生信号からデータを復調する光ディスク装置において、
光ディスクの再生方式が、マークのエッジを検出して再生する第１の再生方式であるか、マークの中心を検出して再生する第２の再生方式であるかを判定する判定手段と、
差動信号である２つの再生信号が入力され 、 該 ２ つの再生信号間の電圧差を所定値にクランプすることにより、該再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を該所定値にクランプさせ、かつ、クランプレベルの振幅中心を一定にするクランプ回路と 、
該クランプ回路から出力する２つのクランプ信号の差電圧である相間電圧が前記振幅中心レベルより大きいかに基づいてマークを判別し、マークに応じたパルス信号（第１マーク信号）と、スペースに応じたパルス信号（スペース信号）を出力する比較回路と、
再生信号を微分し、該微分信号が零レベルをクロスしたとき零クロス信号を出力する零クロス信号発生部と、
零クロス信号を第１マーク信号でゲートして作成した第２のマーク信号を出力する手段と、
第１再生方式の際は、第１のマーク信号及びスペース信号がそれぞれ入力され、これら信号よりクロック信号を再生してマークエッジを検出し、第２再生方式の際は、第２のマーク信号が入力され、該信号よりクロック信号を再生してマーク中心を検出し、該クロック信号を用いてデータを復調する復調部を備えた光ディスク装置。 - 前記２つの再生信号を増幅してクランプ回路に入力する可変ゲインアンプと、
クランプレベルの１〜２倍の参照電圧を発生する参照電圧発生回路と、
参照電圧と前記微分信号の信号振幅を比較する振幅比較部と、
振幅比較部による比較結果に基づいて、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の所定値になるようにゲイン制御電圧を発生して該可変ゲインアンプのゲインを制御するゲイン制御回路を備えた請求項８記載の光ディスク装置。 - データをマークの有無により記録された光ディスクより該マークを読み取って得られた再生信号からデータを復調する光ディスク装置において、
差動信号である２つの再生信号を増幅して出力する可変ゲインアンプと、
前記増幅された２つの再生信号が入力され 、 該２つの再生信号間の電圧差を所定値にクランプすることにより、該再生信号のピークレベルとボトムレベルの差を該所定値にクランプさせ、かつ、クランプレベルの振幅中心を一定にするクランプ回路と 、
該クランプ回路から出力する２つのクランプ信号の差電圧である相間電圧が前記振幅中心レベルより大きいかに基づいてマークを判別し、マークに応じたパルス信号（ゲート信号）を出力する比較回路と、
再生信号を微分し、該微分信号が零レベルをクロスしたとき零クロス信号を出力する零クロス信号発生部と、
ゲート信号が発生しているときに零クロス信号が発生した時、データパルスを出力するデータパルス出力手段と、
データパルスよりデータを復調する復調部と、
クランプレベルの１〜２倍の参照電圧を発生する参照電圧発生回路と、
参照電圧と前記微分信号の信号振幅を比較する振幅比較部と、
振幅比較部による比較結果に基づいて、可変ゲインアンプから出力される信号振幅がクランプレベルの１〜２倍の所定値になるようにゲイン制御電圧を発生して該可変ゲインアンプのゲインを制御するゲイン制御回路とを備えた光ディスク装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04709394A JP3554579B2 (ja) | 1994-03-17 | 1994-03-17 | 光ディスク装置 |
| US08/332,568 US5631891A (en) | 1994-01-05 | 1994-10-31 | Disk reproducing circuit with automatic gain control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04709394A JP3554579B2 (ja) | 1994-03-17 | 1994-03-17 | 光ディスク装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07262642A JPH07262642A (ja) | 1995-10-13 |
| JP3554579B2 true JP3554579B2 (ja) | 2004-08-18 |
Family
ID=12765581
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04709394A Expired - Fee Related JP3554579B2 (ja) | 1994-01-05 | 1994-03-17 | 光ディスク装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3554579B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100802125B1 (ko) * | 2005-08-22 | 2008-02-11 | 삼성전자주식회사 | 자동이득 제어기 |
| WO2018012083A1 (ja) * | 2016-07-11 | 2018-01-18 | ソニー株式会社 | スイッチング回路、自動利得制御回路および位相同期回路 |
-
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- 1994-03-17 JP JP04709394A patent/JP3554579B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07262642A (ja) | 1995-10-13 |
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