JP3501704B2 - 映像信号ディジタル処理装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複合映像信号のデ
ィジタル処理装置に関し、特にＮＴＳＣまたはＰＡＬ方
式の複合映像信号処理に用いて好適な映像信号ディジタ
ル処理装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図８に、従来の映像信号処理装置の一例
の概略ブロックを示す。この映像信号処理装置は、複合
映像信号の入力端子30と、入力端子30に接続されたＡ／
Ｄ変換器31と、それぞれＡ／Ｄ変換器31の出力が入力さ
れるディジタル処理部32およびコンパレータ33と、コン
パレータ33の出力および後述する１／Ｎ分周器（Ｎ：正
の整数）37の出力が入力される位相比較器34と、位相比
較器34の出力が入力されるループフィルタ35と、ループ
フィルタ35の出力が入力される電圧制御発振器（以下、
ＶＣＯと記す）36と、ＶＣＯ36の出力が入力される１／
Ｎ分周器37とから構成されている。Ａ／Ｄ変換器31は、
ＶＣＯ36が出力する、周波数がＮｆsc（ｆscは複合映像
信号中のカラーサブキャリアの周波数）クロック信号の
タイミングで、入力信号の量子化を行う。

【０００３】入力端子30に入力された複合映像信号は、
Ａ／Ｄ変換器31により、ＶＣＯ36の出力クロックのタイ
ミングで量子化され、ディジタル処理部32とコンパレー
タ33へ出力される。ディジタル処理部32は、Ａ／Ｄ変換
器31で量子化されたディジタル映像データをもとに、例
えば複合映像信号を構成する輝度信号の振幅、色信号の
振幅・位相を計測する。コンパレータ33に入力されたデ
ィジタル映像データは、バーストゲート信号ＢＧによ
り、バースト信号部分のみが二値化され、位相比較器34
へ出力される。位相比較器34では、バースト信号部分の
ディジタル映像データと１／Ｎ分周器37の出力とが位相
比較され、その結果がループフィルタ35へ出力される。
ループフィルタ35は、位相比較器34の出力から高域成分
を除去し、ＶＣＯ36へ出力する。ＶＣＯ36は、ループフ
ィルタ35の出力に従って、複合映像信号のカラーサブキ
ャリアの周波数ｆscのＮ倍（Ｎ：正の整数）の周波数の
クロック信号を生成する。１／Ｎ分周器37は、ＶＣＯ36
の出力を１／Ｎに分周してｆscとし、位相比較器34に出
力する。

【０００４】すなわち、位相比較器34、ループフィルタ
35、ＶＣＯ36、および１／Ｎ分周器37によりＰＬＬを構
成し、入力複合映像信号中のバースト信号に同期したク
ロック信号を生成し、そのクロック信号で入力複合映像
信号を量子化し、ディジタル処理部32に送るように構成
されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の映像信号処理装置は以下に述べる２つの大き
な問題点を有している。

【０００６】（問題点１）位相比較器34が有する、不感
帯に代表されるアナログ的要因により、ＶＣＯ36が発生
する周波数Ｎｆscのクロックとバースト信号との相対位
相が回路の停止／動作のたびに変動する、あるいは回路
の連続動作中においても周囲温度の変化によって変動す
るという問題がある。

【０００７】（問題点２）ＶＣＯ36が発生するクロック
周波数Ｎｆscでは、マルチバースト信号のような映像信
号に対して直接各周波数パケットの振幅を計測するのが
困難である。この解決策としては、Ａ／Ｄ変換器31の出
力データを演算により補間する方法があるが、演算処理
時間あるいは回路規模の増大を招くという問題がある。
一方、分周比Ｎを大きくする方法は、回路の動作速度、
消費電力の面から限界がある。

【０００８】本発明は、このような問題点に鑑みてなさ
れたものであって、小規模の回路構成で被測定対象であ
る複合映像信号中のバースト信号に対し一意的に決まる
相対位相を有したクロックを再生し、かつ再生クロック
の相対位相を任意に変化させる機能を併備し、高精度な
計測ができるようにした映像信号ディジタル処理装置を
提供することを目的とするものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の映像信号ディジ
タル処理装置は、複合映像信号のカラーサブキャリア周
波数ｆscのＮ倍近傍（Ｎ：正の整数）の周波数Ｎｆsc'
を発振するクロック発振手段と、前記クロック発振手段
の出力クロックで動作するＡ／Ｄ変換手段と、前記出力
クロックで動作する乗算手段と、周波数Ｎｆsc'のクロ
ックで量子化された周波数ｆsc'の正弦波ディジタルデ
ータを生成するディジタル発振手段と、周波数２ｆsc'
の成分を抑圧するディジタルフィルタ手段と、Ｄ／Ａ変
換手段とを具備し、前記複合映像信号を前記クロック発
振手段の出力クロックのタイミングで前記Ａ／Ｄ変換手
段により量子化し、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力ディジタ
ルデータのうち前記複合映像信号に重畳されているバー
スト期間のディジタルデータと前記ディジタル発振手段
の出力する正弦波ディジタルデータとを前記乗算手段に
より乗算し、前記乗算の結果に含まれる周波数２ｆsc'
の成分を前記ディジタルフィルタ手段により除去した結
果得られる低周波ディジタルデータを前記Ｄ／Ａ変換手
段によりアナログ信号に変換し、前記アナログ信号で前
記クロック発振手段の出力クロック周波数Ｎｆsc'がＮ
ｆscに等しくなるように制御する方式のクロック再生手
段を構成し、前記ディジタル発振手段の出力する正弦波
の位相を制御することにより、前記複合映像信号の量子
化タイミングを自由に変化させることを可能にした。こ
の構成により、前記バースト信号に対して安定に周波数
同期し、かつ相対位相をシフト可能なクロックを生成す
ることが可能になる。このため、入力された複合映像信
号のほぼ任意の位置を量子化することが可能となるの
で、従来の固定相対位相クロック方式に比し、格段に高
精度な計測が可能になる。

【００１０】また、前記ディジタル発振手段が出力する
正弦波ディジタルデータの初期位相を可変にした。この
構成により、入力された複合映像信号のほぼ任意の位置
を量子化することが可能となる。

【００１１】さらに、前記正弦波ディジタルデータの位
相を１ライン周期で制御する構成を有する。この構成に
より、１ライン周期毎にバースト位相が変化する複合映
像信号に対してもクロック再生および量子化タイミング
を自由に制御することができる。

【００１２】そして、同一の内容がＭライン（Ｍ：２以
上の整数）連続する複合映像信号に対して、前記正弦波
ディジタルデータの初期位相を１ライン周期で３６０度
／（Ｍ×Ｎ）のステップで順次変化させる構成を有す
る。この構成により、前記複合映像信号を周波数Ｍ×Ｎ
×ｆscのクロックで量子化した場合と疑似的に等価なデ
ィジタルデータを取得することができる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て添付図面を参照して詳細に説明する。

【００１４】図１は本発明の実施の形態の映像信号ディ
ジタル処理装置の構成を示す概略ブロック図である。

【００１５】図１に示す映像信号ディジタル処理装置
は、ＮＴＳＣまたはＰＡＬ方式の複合映像信号の入力端
子１と、入力端子１に接続されたＡ／Ｄ変換器２と、Ａ
／Ｄ変換器２の出力が入力されるディジタル処理部９
と、Ａ／Ｄ変換器２の出力および後述する正弦波ディジ
タルデータ発振器４の出力が入力されるディジタル乗算
器３と、ディジタル乗算器３の出力が入力されるディジ
タルフィルタ５と、ディジタルフィルタ５の出力が入力
されるＤ／Ａ変換器６と、Ｄ／Ａ変換器６の出力が入力
されるループフィルタ７と、ループフィルタ７の出力が
入力されるＶＣＯ８と、正弦波ディジタルデータ発振器
４とから構成されている。

【００１６】ここで、Ａ／Ｄ変換器２、ディジタル乗算
器３、ディジタルデータ発振器４、ディジタルフィルタ
５、およびＤ／Ａ変換器６は、ＶＣＯ８が出力する、周
波数がＮｆsc’（ｆsc’は複合映像信号中のカラーサブ
キャリアの周波数ｆscの近傍の周波数）のクロック信号
のタイミングで動作する。また、ディジタル乗算器３お
よびＤ／Ａ変換器６は、バーストゲート信号ＢＧが入力
される期間のみ動作を行う。また、Ａ／Ｄ変換器２、ル
ープフィルタ７、ＶＣＯ８、およびディジタル処理部９
の動作は、従来装置における同名の構成要素と同様であ
る。

【００１７】正弦波ディジタルデータ発振器４は、周波
数がｆsc’の正弦波の１周期をその正弦波の周波数のＮ
倍の周波数のクロックで量子化したデータを予め書き込
んだメモリーである。この場合、正弦波ディジタルデー
タは初期位相を（３６０／Ｎ）／Ｍ［deg］ステップで
順次ずらしたものをＭ組用意しておく。ここで、Ｍは２
以上の整数である。φ−CONTで表される多ビット信号
は、正弦波ディジタルデータ発振器４のアドレス空間を
切り換える制御信号であり、この切換により、正弦波デ
ィジタルデータの初期位相を変化させることができる。
正弦波ディジタルデータ発振器４が出力する正弦波周波
数はｆsc'であり、入力された複合映像信号中のサブキ
ャリア周波数ｆscの近傍の周波数である。

【００１８】図２は正弦波ディジタルデータ発振器の出
力データを示す図である。ここで、図２（ａ）は一般的
な状態を表し、図２（ｂ）は、Ｎ＝４、Ｍ＝９０とした
場合を示したものである。この場合、正弦波は９０［de
g］毎に量子化される。図２（ｂ）はこの正弦波ディジ
タルデータを初期位相が０［deg］から１［deg］ステッ
プで８９［deg］まで用意していることを示している。

【００１９】以上のように構成された映像信号ディジタ
ル処理装置において、入力端子１に入力された複合映像
信号は、Ａ／Ｄ変換器２により、ＶＣＯ８の出力クロッ
クのタイミングで量子化され、ディジタル処理部９とデ
ィジタル乗算器３に入力される。

【００２０】ディジタル処理部９は、Ａ／Ｄ変換器２で
量子化されたディジタル映像データをもとに、例えば複
合映像信号を構成する輝度信号の振幅、色信号の振幅・
位相を計測する。

【００２１】ディジタル乗算器３に入力されたディジタ
ル映像データは、バーストゲート信号ＢＧにより、バー
スト信号部分のみが正弦波ディジタルデータ発振器４の
データと、周波数Ｎｆsc'のクロックで乗算される。デ
ィジタル乗算器３の出力は、ディジタルフィルタ５に入
力される。乗算後の結果は、周知のとおり２つの周波数
の和分（ｆsc＋ｆsc'）と差分｜ｆsc−ｆsc'｜を含む。
また、複合映像信号をＡ／Ｄ変換する際のペデスタル部
分がＡ／Ｄ変換から見て０センター（入力レンジの中
間）でない場合は、乗算結果にｆsc'の周波数成分も現
れるので、２ｆsc'およびｆsc'成分を充分除去できる周
波数特性をディジタルフィルタ５に持たせる。これは例
えばＮ＝４の場合、図３に示すような構成で実現でき
る。

【００２２】ディジタルフィルタ５の出力は、Ｄ／Ａ変
換器６でアナログ化され、ループフィルタ７で高周波成
分を除去された後、ＶＣＯ８へ制御電圧として供給され
る。ディジタル乗算器３の出力は、ディジタルフィルタ
５通過後にはほとんど差分成分のみとなり、Ｄ／Ａ変換
６、ループフィルタ７でＶＣＯ８を連続的に制御するこ
とにより、ＶＣＯ８の発振周波数はＮｆscとなり、バー
スト信号に周波数同期する。

【００２３】入力複合映像信号がＰＡＬ方式の場合は、
対象となるバースト信号の位相が１ライン周期（１水平
走査期間）で９０［deg ］変化するので、前記方式に
よる周波数同期を実現するために、図４に示すように制
御信号φ−CONTを１ライン周期（１水平走査期間）ごと
に変化させ、正弦波ディジタルデータ発振器４の出力す
る正弦波の初期位相を同タイミングで０［deg］、９０
［deg］と交番させる。ＮＴＳＣ方式の場合は、バース
ト信号の位相は変化しないので、φ−CONTの値は固定で
よい。

【００２４】以上の周波数同期の様子を、図５を用いて
説明する。

【００２５】複合映像信号に重畳されているバースト信
号をｓｉｎθ、正弦波ディジタルデータ発振器４の出力
をｓｉｎφとすると、ディジタル乗算器の出力は、 ｓｉｎθ×ｓｉｎφ＝｛ｃｏｓ(θ−φ)−ｃｏｓ(θ＋φ)｝／２…〔１〕 となる。

【００２６】前記二つの信号が周波数同期すると、 φ＝θ＋α （α：周波数同期後の位相差） …〔２〕 と表されるので、〔１〕式は次のようになる。

【００２７】 ２×ｓｉｎθ×ｓｉｎφ＝ｃｏｓα−（ｃｏｓ２θ・ｃｏｓα−ｓｉｎ２θ・ ｓｉｎα） …〔３〕

【００２８】この〔３〕式で表される信号から、ディジ
タルフィルタ５によって２θの成分が除去されるので、
〔１〕式はｃｏｓα／２となり、これをＤ／Ａ変換器６
で変換したアナログ電圧値でＶＣＯ８が周波数同期を実
現する。言い換えると、ＶＣＯ８がバースト信号に周波
数同期したクロックを発振できるアナログ電圧値になる
ようにｃｏｓα／２が一意的に決まる。つまり、位相差
αが一意的に決まるのである。

【００２９】正弦波ｓｉｎφの発生タイミングは、ＶＣ
Ｏ８の出力クロックで決定されているので、バースト信
号ｓｉｎθに対して周波数同期したクロックＮｆscの相
対位相は一意的に決まる。したがって、クロックＮｆsc
によって出力される正弦波ｓｉｎφの初期位相をφ−CO
NTの値を変えて変化させれば、位相差αはバースト信号
の周波数が変化しない限りは常に固定であるから、クロ
ックＮｆscのバースト信号に対する相対位相が変化する
ことになる。

【００３０】以上の基本動作を踏まえて、計測対象例を
マルチバースト信号とした場合の高精度計測方法を図
６、７を用いて説明する。

【００３１】図６は、Ｎ＝４、Ｍ＝９０の場合を示した
もので、９０ライン連続したマルチバースト信号に対し
て、正弦波ディジタルデータ発振器４の出力正弦波位相
が毎ライン１［deg］ずつ増加するように、制御信号φ
−CONTで同発振器４のアドレスを変化させる。

【００３２】図７は、マルチバースト信号のある周波数
パケット部を拡大表示したものである。図７に示すよう
に、９０ラインの期間において、クロック４ｆscによる
量子化ポイントは徐々に右へシフトする。

【００３３】ＮＴＳＣ方式を例にとると、クロック４ｆ
scの１周期は約７０ｎｓであるから、７０／９０≒０．
８ｎｓずつ量子化ポイントが右にシフトしていくため、
測定対象の映像信号をほぼくまなく量子化することがで
きる。したがって、データ処理部９に単純な最大値／最
小値判定機能をもたせるだけで、マルチバースト信号の
パケット部の振幅を高精度に計測することができる。

【００３４】なお、本発明によれば、マルチバースト信
号に限らず、クロスハッチ信号のようなパルス波、カラ
ーバー信号等に含まれる色信号に対しても同様に高精度
な計測ができることはいうまでもない。

【００３５】また、前記実施の形態における正弦波ディ
ジタルデータ発振器４は、ルックアップテーブル方式で
各種初期位相を有する複数の正弦波量子化データを記憶
したメモリー構成の発振器であったが、初期位相制御可
能なタイプのＤＤＳ（ダイレクトディジタルシンセサイ
ザ）構成の発振器を用いることもできる。

【００３６】さらに、装置に求められる要求仕様に応じ
て、連続計測するライン数Ｍを設定することができる。

【００３７】そして、本発明が有するクロック相対位相
制御機能を利用して、クロックの位相が水平同期信号前
縁５０％ポイントに合致するよう、図１のディジタル処
理部９で正弦波ディジタルデータ発振器４の出力正弦波
位相を制御すれば、ＳＣＨ位相計測を実現することもで
きる。

【００３８】

【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれ
ば、入力される複合映像信号を量子化するＡ／Ｄ変換手
段、ディジタル乗算手段、正弦波ディジタル発振手段、
ディジタルフィルタ手段、Ｄ／Ａ変換手段、およびこれ
らの各手段を動作させるクロックを発振するクロック発
振手段を備え、前記Ａ／Ｄ変換手段で得られる複合映像
信号ディジタルデータのうちバースト期間のデータと前
記正弦波ディジタル発振手段の出力する正弦波ディジタ
ルデータとを乗算し、前記乗算結果からディジタルフィ
ルタで不要な高周波成分を抑圧した結果を用いて前記ク
ロック発振手段の発振クロック周波数を制御する過程に
おいて、前記正弦波ディジタル発振手段の出力する正弦
波の初期位相を制御することにより、前記バースト信号
に対して安定に周波数同期し、かつ相対位相をシフト可
能なクロックを生成することを可能にしたことにより、
測定対象である複合映像信号を量子化するクロックの相
対位相を自由に変化させることができるので、従来の固
定位相方式に不可欠であった複雑な演算処理を必要とせ
ず、かつ小規模な回路で高精度計測を可能とする映像信
号ディジタル処理装置を提供することができるという効
果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の映像信号ディジタル処理
装置の概略ブロック図、

【図２】図１における正弦波ディジタルデータ発振器の
出力データを示す図、

【図３】図１におけるディジタルフィルタの構成例を示
す図、

【図４】ＰＡＬ信号入力時の正弦波ディジタルデータ発
振器の初期位相制御を示す図、

【図５】本発明の実施の形態の映像信号ディジタル処理
装置における周波数同期クロックの相対位相制御を示す
図、

【図６】マルチバースト信号入力時の正弦波ディジタル
データ発振器の初期位相制御を示す図、

【図７】本発明の実施の形態の映像信号ディジタル処理
装置におけるマルチバースト信号入力時の周波数同期ク
ロックの相対位相制御を示す図、

【図８】従来の映像信号ディジタル処理装置の概略ブロ
ック図である。

【符号の説明】

１ 複合映像信号入力端 ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ ディジタル乗算器 ４ 正弦波ディジタルデータ発振器 ５ ディジタルフィルタ ６ Ｄ／Ａ変換器 ７ ループフィルタ ８ ＶＣＯ ９ ディジタル処理部

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複合映像信号のカラーサブキャリア周波
   数ｆscのＮ倍近傍（Ｎ：正の整数）の周波数Ｎｆsc'を
   発振するクロック発振手段と、前記クロック発振手段の
   出力クロックで動作するＡ／Ｄ変換手段と、前記出力ク
   ロックで動作する乗算手段と、周波数Ｎｆsc'のクロッ
   クで量子化された周波数ｆsc'の正弦波ディジタルデー
   タを出力するディジタル発振手段と、少なくとも周波数
   ２ｆsc'の成分を抑圧するディジタルフィルタ手段と、
   Ｄ／Ａ変換手段とを具備し、 前記複合映像信号を前記クロック発振手段の出力クロッ
   クのタイミングで前記Ａ／Ｄ変換手段により量子化し、
   前記Ａ／Ｄ変換手段の出力ディジタルデータのうち前記
   複合映像信号に重畳されているバースト期間のディジタ
   ルデータと前記ディジタル発振手段の出力する正弦波デ
   ィジタルデータとを前記乗算手段により乗算し、前記乗
   算の結果に含まれる周波数２ｆsc'の成分を前記ディジ
   タルフィルタ手段により除去した結果得られる低周波デ
   ィジタルデータを前記Ｄ／Ａ変換手段によりアナログ信
   号に変換し、前記アナログ信号で前記クロック発振手段
   の出力クロック周波数Ｎｆsc'がＮｆscに等しくなるよ
   うに制御する方式のクロック再生手段を構成し、前記デ
   ィジタル発振手段の出力する正弦波の位相を制御するこ
   とにより、前記複合映像信号の量子化タイミングを自由
   に変化させることを可能にした映像信号ディジタル処理
   装置。
2. 【請求項２】 前記ディジタル発振手段は、出力する正
   弦波ディジタルデータの初期位相が可変であることを特
   徴とする請求項１記載の映像信号ディジタル処理装置。
3. 【請求項３】 前記正弦波ディジタルデータの位相を１
   ライン周期で制御することにより、１ライン周期毎にバ
   ースト位相が変化する複合映像信号に対してもクロック
   再生および量子化タイミングを自由に制御することを可
   能にした請求項２記載の映像信号ディジタル処理装置。
4. 【請求項４】 同一の内容がＭライン（Ｍ：２以上の整
   数）連続する複合映像信号に対して、前記正弦波ディジ
   タルデータの初期位相を１ライン周期で３６０度／（Ｍ
   ×Ｎ）のステップで順次変化させることにより、前記複
   合映像信号を周波数Ｍ×Ｎ×ｆscのクロックで量子化し
   た場合と疑似的に等価なディジタルデータを取得するこ
   とを可能にした請求項２記載の映像信号ディジタル処理
   装置。