JP3501704B2 - 映像信号ディジタル処理装置 - Google Patents
映像信号ディジタル処理装置Info
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Description
ィジタル処理装置に関し、特にNTSCまたはPAL方
式の複合映像信号処理に用いて好適な映像信号ディジタ
ル処理装置に関する。
の概略ブロックを示す。この映像信号処理装置は、複合
映像信号の入力端子30と、入力端子30に接続されたA/
D変換器31と、それぞれA/D変換器31の出力が入力さ
れるディジタル処理部32およびコンパレータ33と、コン
パレータ33の出力および後述する1/N分周器(N:正
の整数)37の出力が入力される位相比較器34と、位相比
較器34の出力が入力されるループフィルタ35と、ループ
フィルタ35の出力が入力される電圧制御発振器(以下、
VCOと記す)36と、VCO36の出力が入力される1/
N分周器37とから構成されている。A/D変換器31は、
VCO36が出力する、周波数がNfsc(fscは複合映像
信号中のカラーサブキャリアの周波数)クロック信号の
タイミングで、入力信号の量子化を行う。
A/D変換器31により、VCO36の出力クロックのタイ
ミングで量子化され、ディジタル処理部32とコンパレー
タ33へ出力される。ディジタル処理部32は、A/D変換
器31で量子化されたディジタル映像データをもとに、例
えば複合映像信号を構成する輝度信号の振幅、色信号の
振幅・位相を計測する。コンパレータ33に入力されたデ
ィジタル映像データは、バーストゲート信号BGによ
り、バースト信号部分のみが二値化され、位相比較器34
へ出力される。位相比較器34では、バースト信号部分の
ディジタル映像データと1/N分周器37の出力とが位相
比較され、その結果がループフィルタ35へ出力される。
ループフィルタ35は、位相比較器34の出力から高域成分
を除去し、VCO36へ出力する。VCO36は、ループフ
ィルタ35の出力に従って、複合映像信号のカラーサブキ
ャリアの周波数fscのN倍(N:正の整数)の周波数の
クロック信号を生成する。1/N分周器37は、VCO36
の出力を1/Nに分周してfscとし、位相比較器34に出
力する。
35、VCO36、および1/N分周器37によりPLLを構
成し、入力複合映像信号中のバースト信号に同期したク
ロック信号を生成し、そのクロック信号で入力複合映像
信号を量子化し、ディジタル処理部32に送るように構成
されている。
うな従来の映像信号処理装置は以下に述べる2つの大き
な問題点を有している。
帯に代表されるアナログ的要因により、VCO36が発生
する周波数Nfscのクロックとバースト信号との相対位
相が回路の停止/動作のたびに変動する、あるいは回路
の連続動作中においても周囲温度の変化によって変動す
るという問題がある。
周波数Nfscでは、マルチバースト信号のような映像信
号に対して直接各周波数パケットの振幅を計測するのが
困難である。この解決策としては、A/D変換器31の出
力データを演算により補間する方法があるが、演算処理
時間あるいは回路規模の増大を招くという問題がある。
一方、分周比Nを大きくする方法は、回路の動作速度、
消費電力の面から限界がある。
れたものであって、小規模の回路構成で被測定対象であ
る複合映像信号中のバースト信号に対し一意的に決まる
相対位相を有したクロックを再生し、かつ再生クロック
の相対位相を任意に変化させる機能を併備し、高精度な
計測ができるようにした映像信号ディジタル処理装置を
提供することを目的とするものである。
タル処理装置は、複合映像信号のカラーサブキャリア周
波数fscのN倍近傍(N:正の整数)の周波数Nfsc'
を発振するクロック発振手段と、前記クロック発振手段
の出力クロックで動作するA/D変換手段と、前記出力
クロックで動作する乗算手段と、周波数Nfsc'のクロ
ックで量子化された周波数fsc'の正弦波ディジタルデ
ータを生成するディジタル発振手段と、周波数2fsc'
の成分を抑圧するディジタルフィルタ手段と、D/A変
換手段とを具備し、前記複合映像信号を前記クロック発
振手段の出力クロックのタイミングで前記A/D変換手
段により量子化し、前記A/D変換手段の出力ディジタ
ルデータのうち前記複合映像信号に重畳されているバー
スト期間のディジタルデータと前記ディジタル発振手段
の出力する正弦波ディジタルデータとを前記乗算手段に
より乗算し、前記乗算の結果に含まれる周波数2fsc'
の成分を前記ディジタルフィルタ手段により除去した結
果得られる低周波ディジタルデータを前記D/A変換手
段によりアナログ信号に変換し、前記アナログ信号で前
記クロック発振手段の出力クロック周波数Nfsc'がN
fscに等しくなるように制御する方式のクロック再生手
段を構成し、前記ディジタル発振手段の出力する正弦波
の位相を制御することにより、前記複合映像信号の量子
化タイミングを自由に変化させることを可能にした。こ
の構成により、前記バースト信号に対して安定に周波数
同期し、かつ相対位相をシフト可能なクロックを生成す
ることが可能になる。このため、入力された複合映像信
号のほぼ任意の位置を量子化することが可能となるの
で、従来の固定相対位相クロック方式に比し、格段に高
精度な計測が可能になる。
正弦波ディジタルデータの初期位相を可変にした。この
構成により、入力された複合映像信号のほぼ任意の位置
を量子化することが可能となる。
相を1ライン周期で制御する構成を有する。この構成に
より、1ライン周期毎にバースト位相が変化する複合映
像信号に対してもクロック再生および量子化タイミング
を自由に制御することができる。
上の整数)連続する複合映像信号に対して、前記正弦波
ディジタルデータの初期位相を1ライン周期で360度
/(M×N)のステップで順次変化させる構成を有す
る。この構成により、前記複合映像信号を周波数M×N
×fscのクロックで量子化した場合と疑似的に等価なデ
ィジタルデータを取得することができる。
て添付図面を参照して詳細に説明する。
ジタル処理装置の構成を示す概略ブロック図である。
は、NTSCまたはPAL方式の複合映像信号の入力端
子1と、入力端子1に接続されたA/D変換器2と、A
/D変換器2の出力が入力されるディジタル処理部9
と、A/D変換器2の出力および後述する正弦波ディジ
タルデータ発振器4の出力が入力されるディジタル乗算
器3と、ディジタル乗算器3の出力が入力されるディジ
タルフィルタ5と、ディジタルフィルタ5の出力が入力
されるD/A変換器6と、D/A変換器6の出力が入力
されるループフィルタ7と、ループフィルタ7の出力が
入力されるVCO8と、正弦波ディジタルデータ発振器
4とから構成されている。
器3、ディジタルデータ発振器4、ディジタルフィルタ
5、およびD/A変換器6は、VCO8が出力する、周
波数がNfsc’(fsc’は複合映像信号中のカラーサブ
キャリアの周波数fscの近傍の周波数)のクロック信号
のタイミングで動作する。また、ディジタル乗算器3お
よびD/A変換器6は、バーストゲート信号BGが入力
される期間のみ動作を行う。また、A/D変換器2、ル
ープフィルタ7、VCO8、およびディジタル処理部9
の動作は、従来装置における同名の構成要素と同様であ
る。
数がfsc’の正弦波の1周期をその正弦波の周波数のN
倍の周波数のクロックで量子化したデータを予め書き込
んだメモリーである。この場合、正弦波ディジタルデー
タは初期位相を(360/N)/M[deg]ステップで
順次ずらしたものをM組用意しておく。ここで、Mは2
以上の整数である。φ−CONTで表される多ビット信号
は、正弦波ディジタルデータ発振器4のアドレス空間を
切り換える制御信号であり、この切換により、正弦波デ
ィジタルデータの初期位相を変化させることができる。
正弦波ディジタルデータ発振器4が出力する正弦波周波
数はfsc'であり、入力された複合映像信号中のサブキ
ャリア周波数fscの近傍の周波数である。
力データを示す図である。ここで、図2(a)は一般的
な状態を表し、図2(b)は、N=4、M=90とした
場合を示したものである。この場合、正弦波は90[de
g]毎に量子化される。図2(b)はこの正弦波ディジ
タルデータを初期位相が0[deg]から1[deg]ステッ
プで89[deg]まで用意していることを示している。
ル処理装置において、入力端子1に入力された複合映像
信号は、A/D変換器2により、VCO8の出力クロッ
クのタイミングで量子化され、ディジタル処理部9とデ
ィジタル乗算器3に入力される。
量子化されたディジタル映像データをもとに、例えば複
合映像信号を構成する輝度信号の振幅、色信号の振幅・
位相を計測する。
ル映像データは、バーストゲート信号BGにより、バー
スト信号部分のみが正弦波ディジタルデータ発振器4の
データと、周波数Nfsc'のクロックで乗算される。デ
ィジタル乗算器3の出力は、ディジタルフィルタ5に入
力される。乗算後の結果は、周知のとおり2つの周波数
の和分(fsc+fsc')と差分|fsc−fsc'|を含む。
また、複合映像信号をA/D変換する際のペデスタル部
分がA/D変換から見て0センター(入力レンジの中
間)でない場合は、乗算結果にfsc'の周波数成分も現
れるので、2fsc'およびfsc'成分を充分除去できる周
波数特性をディジタルフィルタ5に持たせる。これは例
えばN=4の場合、図3に示すような構成で実現でき
る。
換器6でアナログ化され、ループフィルタ7で高周波成
分を除去された後、VCO8へ制御電圧として供給され
る。ディジタル乗算器3の出力は、ディジタルフィルタ
5通過後にはほとんど差分成分のみとなり、D/A変換
6、ループフィルタ7でVCO8を連続的に制御するこ
とにより、VCO8の発振周波数はNfscとなり、バー
スト信号に周波数同期する。
対象となるバースト信号の位相が1ライン周期(1水平
走査期間)で90[deg ]変化するので、前記方式に
よる周波数同期を実現するために、図4に示すように制
御信号φ−CONTを1ライン周期(1水平走査期間)ごと
に変化させ、正弦波ディジタルデータ発振器4の出力す
る正弦波の初期位相を同タイミングで0[deg]、90
[deg]と交番させる。NTSC方式の場合は、バース
ト信号の位相は変化しないので、φ−CONTの値は固定で
よい。
説明する。
号をsinθ、正弦波ディジタルデータ発振器4の出力
をsinφとすると、ディジタル乗算器の出力は、 sinθ×sinφ={cos(θ−φ)−cos(θ+φ)}/2…〔1〕 となる。
タルフィルタ5によって2θの成分が除去されるので、
〔1〕式はcosα/2となり、これをD/A変換器6
で変換したアナログ電圧値でVCO8が周波数同期を実
現する。言い換えると、VCO8がバースト信号に周波
数同期したクロックを発振できるアナログ電圧値になる
ようにcosα/2が一意的に決まる。つまり、位相差
αが一意的に決まるのである。
O8の出力クロックで決定されているので、バースト信
号sinθに対して周波数同期したクロックNfscの相
対位相は一意的に決まる。したがって、クロックNfsc
によって出力される正弦波sinφの初期位相をφ−CO
NTの値を変えて変化させれば、位相差αはバースト信号
の周波数が変化しない限りは常に固定であるから、クロ
ックNfscのバースト信号に対する相対位相が変化する
ことになる。
マルチバースト信号とした場合の高精度計測方法を図
6、7を用いて説明する。
もので、90ライン連続したマルチバースト信号に対し
て、正弦波ディジタルデータ発振器4の出力正弦波位相
が毎ライン1[deg]ずつ増加するように、制御信号φ
−CONTで同発振器4のアドレスを変化させる。
パケット部を拡大表示したものである。図7に示すよう
に、90ラインの期間において、クロック4fscによる
量子化ポイントは徐々に右へシフトする。
scの1周期は約70nsであるから、70/90≒0.
8nsずつ量子化ポイントが右にシフトしていくため、
測定対象の映像信号をほぼくまなく量子化することがで
きる。したがって、データ処理部9に単純な最大値/最
小値判定機能をもたせるだけで、マルチバースト信号の
パケット部の振幅を高精度に計測することができる。
号に限らず、クロスハッチ信号のようなパルス波、カラ
ーバー信号等に含まれる色信号に対しても同様に高精度
な計測ができることはいうまでもない。
ジタルデータ発振器4は、ルックアップテーブル方式で
各種初期位相を有する複数の正弦波量子化データを記憶
したメモリー構成の発振器であったが、初期位相制御可
能なタイプのDDS(ダイレクトディジタルシンセサイ
ザ)構成の発振器を用いることもできる。
て、連続計測するライン数Mを設定することができる。
制御機能を利用して、クロックの位相が水平同期信号前
縁50%ポイントに合致するよう、図1のディジタル処
理部9で正弦波ディジタルデータ発振器4の出力正弦波
位相を制御すれば、SCH位相計測を実現することもで
きる。
ば、入力される複合映像信号を量子化するA/D変換手
段、ディジタル乗算手段、正弦波ディジタル発振手段、
ディジタルフィルタ手段、D/A変換手段、およびこれ
らの各手段を動作させるクロックを発振するクロック発
振手段を備え、前記A/D変換手段で得られる複合映像
信号ディジタルデータのうちバースト期間のデータと前
記正弦波ディジタル発振手段の出力する正弦波ディジタ
ルデータとを乗算し、前記乗算結果からディジタルフィ
ルタで不要な高周波成分を抑圧した結果を用いて前記ク
ロック発振手段の発振クロック周波数を制御する過程に
おいて、前記正弦波ディジタル発振手段の出力する正弦
波の初期位相を制御することにより、前記バースト信号
に対して安定に周波数同期し、かつ相対位相をシフト可
能なクロックを生成することを可能にしたことにより、
測定対象である複合映像信号を量子化するクロックの相
対位相を自由に変化させることができるので、従来の固
定位相方式に不可欠であった複雑な演算処理を必要とせ
ず、かつ小規模な回路で高精度計測を可能とする映像信
号ディジタル処理装置を提供することができるという効
果が得られる。
装置の概略ブロック図、
出力データを示す図、
す図、
振器の初期位相制御を示す図、
装置における周波数同期クロックの相対位相制御を示す
図、
データ発振器の初期位相制御を示す図、
装置におけるマルチバースト信号入力時の周波数同期ク
ロックの相対位相制御を示す図、
ック図である。
Claims (4)
- 【請求項1】 複合映像信号のカラーサブキャリア周波
数fscのN倍近傍(N:正の整数)の周波数Nfsc'を
発振するクロック発振手段と、前記クロック発振手段の
出力クロックで動作するA/D変換手段と、前記出力ク
ロックで動作する乗算手段と、周波数Nfsc'のクロッ
クで量子化された周波数fsc'の正弦波ディジタルデー
タを出力するディジタル発振手段と、少なくとも周波数
2fsc'の成分を抑圧するディジタルフィルタ手段と、
D/A変換手段とを具備し、 前記複合映像信号を前記クロック発振手段の出力クロッ
クのタイミングで前記A/D変換手段により量子化し、
前記A/D変換手段の出力ディジタルデータのうち前記
複合映像信号に重畳されているバースト期間のディジタ
ルデータと前記ディジタル発振手段の出力する正弦波デ
ィジタルデータとを前記乗算手段により乗算し、前記乗
算の結果に含まれる周波数2fsc'の成分を前記ディジ
タルフィルタ手段により除去した結果得られる低周波デ
ィジタルデータを前記D/A変換手段によりアナログ信
号に変換し、前記アナログ信号で前記クロック発振手段
の出力クロック周波数Nfsc'がNfscに等しくなるよ
うに制御する方式のクロック再生手段を構成し、前記デ
ィジタル発振手段の出力する正弦波の位相を制御するこ
とにより、前記複合映像信号の量子化タイミングを自由
に変化させることを可能にした映像信号ディジタル処理
装置。 - 【請求項2】 前記ディジタル発振手段は、出力する正
弦波ディジタルデータの初期位相が可変であることを特
徴とする請求項1記載の映像信号ディジタル処理装置。 - 【請求項3】 前記正弦波ディジタルデータの位相を1
ライン周期で制御することにより、1ライン周期毎にバ
ースト位相が変化する複合映像信号に対してもクロック
再生および量子化タイミングを自由に制御することを可
能にした請求項2記載の映像信号ディジタル処理装置。 - 【請求項4】 同一の内容がMライン(M:2以上の整
数)連続する複合映像信号に対して、前記正弦波ディジ
タルデータの初期位相を1ライン周期で360度/(M
×N)のステップで順次変化させることにより、前記複
合映像信号を周波数M×N×fscのクロックで量子化し
た場合と疑似的に等価なディジタルデータを取得するこ
とを可能にした請求項2記載の映像信号ディジタル処理
装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP35614199A JP3501704B2 (ja) | 1999-12-15 | 1999-12-15 | 映像信号ディジタル処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP35614199A JP3501704B2 (ja) | 1999-12-15 | 1999-12-15 | 映像信号ディジタル処理装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JP2001177855A JP2001177855A (ja) | 2001-06-29 |
JP3501704B2 true JP3501704B2 (ja) | 2004-03-02 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP35614199A Expired - Fee Related JP3501704B2 (ja) | 1999-12-15 | 1999-12-15 | 映像信号ディジタル処理装置 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP3501704B2 (ja) |
-
1999
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