JP3462784B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、トランスの１次側
に流れる電流をスイッチングすることによってトランス
の２次側に所定の電源電圧を発生するスイッチング電源
回路に関する。
に流れる電流をスイッチングすることによってトランス
の２次側に所定の電源電圧を発生するスイッチング電源
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】テレビやビデオテープレコーダ等の電子
機器の電源に使用される電源回路には、スイッチング電
源回路が使用される。このようなスイッチング電源回路
には、３端子から５端子程度の集積回路が使用され、ト
ランスの１次側をスイッチングするスイッチングトラン
ジスタとこのスイッチングトランジスタを駆動する駆動
回路が集積される。
機器の電源に使用される電源回路には、スイッチング電
源回路が使用される。このようなスイッチング電源回路
には、３端子から５端子程度の集積回路が使用され、ト
ランスの１次側をスイッチングするスイッチングトラン
ジスタとこのスイッチングトランジスタを駆動する駆動
回路が集積される。
【０００３】図５は、このようなスイッチング電源回路
を示すブロック図である。交流電源は、ブリッジ整流回
路１によって直流に整流され、トランス２の１次側巻き
線の一端に供給される。１次側巻き線の他端は、スイッ
チング駆動用ＩＣ３に接続される。トランス２の２次側
巻き線２ａの出力は、ダイオード４によって整流され、
電子機器の主電源Ｖ１として内部回路に供給されるとと
もに、電子機器を制御するためのマイコン５にもスイッ
チ６を介して供給される。また、２次側巻き線２ｂの出
力は、ダイオード７によって整流され、フォトトランジ
スタ８を介してＩＣ３の電源として供給される。このフ
ォトトランジスタ８は、主電源Ｖ１の安定化の制御のた
めの帰還信号入力として用いられ、主電源Ｖ１に接続さ
れたフォトダイオード９と光学的に結合される。トラン
ス２の２次側巻き線２ｃは、ダイオード１０によって整
流され、電子機器のスタンバイ状態におけるマイコン５
の電源Ｖ３としてスイッチ６を介してマイコン５に印加
される。
を示すブロック図である。交流電源は、ブリッジ整流回
路１によって直流に整流され、トランス２の１次側巻き
線の一端に供給される。１次側巻き線の他端は、スイッ
チング駆動用ＩＣ３に接続される。トランス２の２次側
巻き線２ａの出力は、ダイオード４によって整流され、
電子機器の主電源Ｖ１として内部回路に供給されるとと
もに、電子機器を制御するためのマイコン５にもスイッ
チ６を介して供給される。また、２次側巻き線２ｂの出
力は、ダイオード７によって整流され、フォトトランジ
スタ８を介してＩＣ３の電源として供給される。このフ
ォトトランジスタ８は、主電源Ｖ１の安定化の制御のた
めの帰還信号入力として用いられ、主電源Ｖ１に接続さ
れたフォトダイオード９と光学的に結合される。トラン
ス２の２次側巻き線２ｃは、ダイオード１０によって整
流され、電子機器のスタンバイ状態におけるマイコン５
の電源Ｖ３としてスイッチ６を介してマイコン５に印加
される。
【０００４】ＩＣ３は、最初の電源投入時にＩＣ３を駆
動するためにＩＣ３の各部に電圧を供給するためのスタ
ート回路１１と、フォトトランジスタ８によってＩＣ３
の電源に帰還された信号を検出するエラー検出回路１２
と、スタンバイ状態においてスイッチング動作を間欠的
に行うための間欠帰還を決定するタイマー回路１３と、
トランス２の１次側巻き線をスイッチングするＭＯＳト
ランジスタ１４と、マイコン５からの信号によって開閉
が制御されるスイッチ１５によって発振周波数が切り替
えられる発振回路１６と、発振回路１６の発振出力をエ
ラー検出回路１２の出力に基づいてパルス幅変調するＰ
ＷＭ回路１７と、パルス幅変調された信号をタイマー回
路１３の出力状態に従ってＭＯＳトランジスタ１４に印
加するロジック回路１８から構成される。
動するためにＩＣ３の各部に電圧を供給するためのスタ
ート回路１１と、フォトトランジスタ８によってＩＣ３
の電源に帰還された信号を検出するエラー検出回路１２
と、スタンバイ状態においてスイッチング動作を間欠的
に行うための間欠帰還を決定するタイマー回路１３と、
トランス２の１次側巻き線をスイッチングするＭＯＳト
ランジスタ１４と、マイコン５からの信号によって開閉
が制御されるスイッチ１５によって発振周波数が切り替
えられる発振回路１６と、発振回路１６の発振出力をエ
ラー検出回路１２の出力に基づいてパルス幅変調するＰ
ＷＭ回路１７と、パルス幅変調された信号をタイマー回
路１３の出力状態に従ってＭＯＳトランジスタ１４に印
加するロジック回路１８から構成される。
【０００５】図５の動作を説明する。電源が投入されて
いない状態では、トランスの２次側巻き線２ｂには電圧
が発生していないため、ＩＣ３には電源電圧が供給され
ていないので、ＩＣ３は動作していない。最初に電源が
投入されるとブリッジ整流回路１によって整流された電
圧が、トランス２の１次側巻き線からスタート回路１１
を介してＩＣ３に供給される。これにより、ＩＣ３の動
作が開始され、発振回路１６の発振が開始する。このと
きの発振回路１６の発振周波数は、１００ＫＨｚであ
る。電源投入時のエラー検出回路１２は、デューティ比
が徐々に大きくなるような出力を発生するため、発振出
力はＰＷＭ回路１７によって初期状態のパルス幅変調を
行う。ＰＷＭ回路１７の出力はロジック回路１８を介し
てＭＯＳトランジスタ１４に印加され、ＭＯＳトランジ
スタ１４は、パルス幅変調された信号に従って１次側巻
き線のスイッチング動作を行う。これにより、トランス
２の各２次側巻き線に電圧が発生する。これによりマイ
コン５も動作し、マイコン５は、その出力信号によって
発行ダイオード９を動作させる。従って、フォトトラン
ジスタ８がオンして、２次側巻き線２ｂの電圧がＩＣ３
に供給される。ＩＣ３に電圧が供給されると、スタート
回路１１は、動作を停止し、１次側巻き線からＩＣ３の
内部に電源供給することを止める。これにより通常の動
作状態が持続される。
いない状態では、トランスの２次側巻き線２ｂには電圧
が発生していないため、ＩＣ３には電源電圧が供給され
ていないので、ＩＣ３は動作していない。最初に電源が
投入されるとブリッジ整流回路１によって整流された電
圧が、トランス２の１次側巻き線からスタート回路１１
を介してＩＣ３に供給される。これにより、ＩＣ３の動
作が開始され、発振回路１６の発振が開始する。このと
きの発振回路１６の発振周波数は、１００ＫＨｚであ
る。電源投入時のエラー検出回路１２は、デューティ比
が徐々に大きくなるような出力を発生するため、発振出
力はＰＷＭ回路１７によって初期状態のパルス幅変調を
行う。ＰＷＭ回路１７の出力はロジック回路１８を介し
てＭＯＳトランジスタ１４に印加され、ＭＯＳトランジ
スタ１４は、パルス幅変調された信号に従って１次側巻
き線のスイッチング動作を行う。これにより、トランス
２の各２次側巻き線に電圧が発生する。これによりマイ
コン５も動作し、マイコン５は、その出力信号によって
発行ダイオード９を動作させる。従って、フォトトラン
ジスタ８がオンして、２次側巻き線２ｂの電圧がＩＣ３
に供給される。ＩＣ３に電圧が供給されると、スタート
回路１１は、動作を停止し、１次側巻き線からＩＣ３の
内部に電源供給することを止める。これにより通常の動
作状態が持続される。
【０００６】次に、スタンバイ状態、即ち、電子機器の
内部が電源を必要とせずマイコン５だけが動作状態にな
る状態では、マイコン５は、その出力によってスイッチ
６を制御してマイコン５自身の電源を電流容量の少ない
２次巻き線２ｃからの電源に切り替えるとともに、発光
ダイオード９の動作を停止させる。これにより、フォト
トランジスタ８がオフするため２次巻き線２ｂからＩＣ
３への電源供給が停止されるので、ＩＣ３の電源はスタ
ート回路１１から供給される。このとき、ＩＣ３の電源
に接続されたコンデンサ１９には、充電電流が流れ、Ｉ
Ｃ３の電源電圧は上昇する。タイマー回路１３は、電源
電圧が所定のレベル、例えば、５．６Ｖに達するとスタ
ート回路１１からの電源供給を停止する。するとコンデ
ンサ１９からは放電電流が流れることになり、電源電圧
が低下をする。タイマー回路１３は、電源電圧の電圧が
所定電圧、例えば、４．７Ｖに低下すると再びスタート
回路１１からの電源供給を開始させる。このような動作
により、ＩＣ３の電源電圧ラインには、４．７Ｖと５．
６Ｖの振幅の三角波が繰り返し発生する。そして、タイ
マー回路１３は、この三角波の周期を計数して、例え
ば、８周期ごとにロジック回路１８を制御して、ＰＷＭ
回路１７の出力をＭＯＳトランジスタ１４に印加する。
尚、ＭＯＳトランジスタ１４を制御する期間は、コンデ
ンサ１９の放電期間、即ち、三角波の下降期間である。
更に、スタンバイ状態でマイコン５は、スイッチ６をオ
ンして発振回路１６の発振周波数を２０ＫＨｚに切り替
える。従って、ＭＯＳトランジスタ１４は２０ＫＨｚの
周波数で所定間隔で所定時間駆動されることになる。こ
れにより、スタンバイ状態での消費電力が削減されるこ
とになる。
内部が電源を必要とせずマイコン５だけが動作状態にな
る状態では、マイコン５は、その出力によってスイッチ
６を制御してマイコン５自身の電源を電流容量の少ない
２次巻き線２ｃからの電源に切り替えるとともに、発光
ダイオード９の動作を停止させる。これにより、フォト
トランジスタ８がオフするため２次巻き線２ｂからＩＣ
３への電源供給が停止されるので、ＩＣ３の電源はスタ
ート回路１１から供給される。このとき、ＩＣ３の電源
に接続されたコンデンサ１９には、充電電流が流れ、Ｉ
Ｃ３の電源電圧は上昇する。タイマー回路１３は、電源
電圧が所定のレベル、例えば、５．６Ｖに達するとスタ
ート回路１１からの電源供給を停止する。するとコンデ
ンサ１９からは放電電流が流れることになり、電源電圧
が低下をする。タイマー回路１３は、電源電圧の電圧が
所定電圧、例えば、４．７Ｖに低下すると再びスタート
回路１１からの電源供給を開始させる。このような動作
により、ＩＣ３の電源電圧ラインには、４．７Ｖと５．
６Ｖの振幅の三角波が繰り返し発生する。そして、タイ
マー回路１３は、この三角波の周期を計数して、例え
ば、８周期ごとにロジック回路１８を制御して、ＰＷＭ
回路１７の出力をＭＯＳトランジスタ１４に印加する。
尚、ＭＯＳトランジスタ１４を制御する期間は、コンデ
ンサ１９の放電期間、即ち、三角波の下降期間である。
更に、スタンバイ状態でマイコン５は、スイッチ６をオ
ンして発振回路１６の発振周波数を２０ＫＨｚに切り替
える。従って、ＭＯＳトランジスタ１４は２０ＫＨｚの
周波数で所定間隔で所定時間駆動されることになる。こ
れにより、スタンバイ状態での消費電力が削減されるこ
とになる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図５に示されたスイッ
チング電源回路の間欠動作は、８周期毎にスイッチング
動作がなされ、その期間にトランスの２次巻き線２Ｃに
電圧が発生し、これによりマイコン５への電源が供給さ
れるのである。しかし、スタンバイ状態における電源
は、マイコン５のみとは限らず、いろいろなアプリケー
ションによってマイコン以外にも駆動される回路や装置
が考えられる。例えば、時刻表示などを行うための液晶
表示装置や蛍光表示管等がある。従って、これらの回路
や装置によってスタンバイ状態の負荷容量は、様々に変
わる。
チング電源回路の間欠動作は、８周期毎にスイッチング
動作がなされ、その期間にトランスの２次巻き線２Ｃに
電圧が発生し、これによりマイコン５への電源が供給さ
れるのである。しかし、スタンバイ状態における電源
は、マイコン５のみとは限らず、いろいろなアプリケー
ションによってマイコン以外にも駆動される回路や装置
が考えられる。例えば、時刻表示などを行うための液晶
表示装置や蛍光表示管等がある。従って、これらの回路
や装置によってスタンバイ状態の負荷容量は、様々に変
わる。
【０００８】しかしながら、消費電力を低減するために
スタンバイ状態で間欠動作を行った場合には、負荷容量
の大きさによっては、十分な電圧が供給できず、マイコ
ン５などの誤動作を招くおそれがあった。
スタンバイ状態で間欠動作を行った場合には、負荷容量
の大きさによっては、十分な電圧が供給できず、マイコ
ン５などの誤動作を招くおそれがあった。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述した点に
鑑みて創作されたものであり、トランスの１次側に流れ
る電流をスイッチングするスイッチング素子と、該スイ
ッチング素子のスイッチング周波数信号を発生する発振
回路と、前記トランスの２次側からの帰還信号を検出す
るエラー検出回路と、該エラー検出回路の検出出力に基
づき前記発振回路の出力をパルス幅変調するパルス幅変
調回路と、通常動作状態とスタンバイ状態によって前記
パルス幅変調回路の出力を連続的又は間欠的にスイッチ
ング素子に供給するロジック回路と、前記スタンバイ状
態の間欠周波数を作成するタイマー回路を備えたスイッ
チング電源回路において、前記タイマー回路は、前記２
次側からの電圧供給の遮断により前記１次側からの電圧
によって発振動作を行う充放電回路と、該充放電回路の
出力を分周する分周回路と、制御信号に従って前記分周
回路の出力を選択的に前記ロジック回路に印加する選択
回路を備えることにより、負荷の状態に応じて間欠周波
数を切り替えることが可能となる。
鑑みて創作されたものであり、トランスの１次側に流れ
る電流をスイッチングするスイッチング素子と、該スイ
ッチング素子のスイッチング周波数信号を発生する発振
回路と、前記トランスの２次側からの帰還信号を検出す
るエラー検出回路と、該エラー検出回路の検出出力に基
づき前記発振回路の出力をパルス幅変調するパルス幅変
調回路と、通常動作状態とスタンバイ状態によって前記
パルス幅変調回路の出力を連続的又は間欠的にスイッチ
ング素子に供給するロジック回路と、前記スタンバイ状
態の間欠周波数を作成するタイマー回路を備えたスイッ
チング電源回路において、前記タイマー回路は、前記２
次側からの電圧供給の遮断により前記１次側からの電圧
によって発振動作を行う充放電回路と、該充放電回路の
出力を分周する分周回路と、制御信号に従って前記分周
回路の出力を選択的に前記ロジック回路に印加する選択
回路を備えることにより、負荷の状態に応じて間欠周波
数を切り替えることが可能となる。
【００１０】また、前記充放電回路は、前記トランスの
２次側から供給される電源ラインに設けられたコンデン
サと、該コンデンサに前記トランスの１次側から電圧を
供給するスタート回路と、前記電源ラインの電圧を検出
し前記スタート回路の動作を制御する電圧検出回路を備
え、前記分周回路は前記電圧検出回路の出力を分周する
ことにより、間欠周波数を得るものである。
２次側から供給される電源ラインに設けられたコンデン
サと、該コンデンサに前記トランスの１次側から電圧を
供給するスタート回路と、前記電源ラインの電圧を検出
し前記スタート回路の動作を制御する電圧検出回路を備
え、前記分周回路は前記電圧検出回路の出力を分周する
ことにより、間欠周波数を得るものである。
【００１１】更に、トランスの１次側に流れる電流をス
イッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素
子のスイッチング周波数信号を発生する発振回路と、前
記トランスの２次側からの帰還信号を検出するエラー検
出回路と、該エラー検出回路の検出出力に基づき前記発
振回路の出力をパルス幅変調するパルス幅変調回路と、
通常動作状態とスタンバイ状態によって前記パルス幅変
調回路の出力を連続的又は間欠的にスイッチング素子に
供給するロジック回路と、前記スタンバイ状態の間欠周
波数を作成するタイマー回路を備えたスイッチング電源
回路において、前記発振回路は、制御信号によって発信
周波数が切り替えられる周波数切り替え回路を有すると
ともに、前記タイマー回路は、前記２次側からの電圧供
給の遮断により前記１次側からの電圧によって発振動作
を行う充放電回路と、該充放電回路の出力を分周する分
周回路と、前記制御信号に従って前記分周回路の出力を
選択的に前記ロジック回路に印加する選択回路を備えた
ことにより、発振回路の発振周波数を切り替えるための
端子を前記選択回路の切り替え端子として兼用できるも
のであり、端子数の増加を防止したものである。
イッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素
子のスイッチング周波数信号を発生する発振回路と、前
記トランスの２次側からの帰還信号を検出するエラー検
出回路と、該エラー検出回路の検出出力に基づき前記発
振回路の出力をパルス幅変調するパルス幅変調回路と、
通常動作状態とスタンバイ状態によって前記パルス幅変
調回路の出力を連続的又は間欠的にスイッチング素子に
供給するロジック回路と、前記スタンバイ状態の間欠周
波数を作成するタイマー回路を備えたスイッチング電源
回路において、前記発振回路は、制御信号によって発信
周波数が切り替えられる周波数切り替え回路を有すると
ともに、前記タイマー回路は、前記２次側からの電圧供
給の遮断により前記１次側からの電圧によって発振動作
を行う充放電回路と、該充放電回路の出力を分周する分
周回路と、前記制御信号に従って前記分周回路の出力を
選択的に前記ロジック回路に印加する選択回路を備えた
ことにより、発振回路の発振周波数を切り替えるための
端子を前記選択回路の切り替え端子として兼用できるも
のであり、端子数の増加を防止したものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施形態
を示す回路図であり、図５と同一部分については同一図
番を付して説明を略す。
を示す回路図であり、図５と同一部分については同一図
番を付して説明を略す。
【００１３】本実施例の特徴は、電源ラインＶｃに接続
されたコンデンサＣへの充放電を行うことによって発振
出力をタイマー回路１３から得て、そのタイマー回路１
３に設けられた分周回路の分周出力を制御信号ＣＯＮＴ
３によって切り替える切換回路１９を設けたことであ
る。
されたコンデンサＣへの充放電を行うことによって発振
出力をタイマー回路１３から得て、そのタイマー回路１
３に設けられた分周回路の分周出力を制御信号ＣＯＮＴ
３によって切り替える切換回路１９を設けたことであ
る。
【００１４】図２は、図１に示されたスタート回路１
１、タイマー回路１３、及び、切換回路１９の具体的な
回路ブロック図である。ＩＣ３の電源ラインＶｃには、
外部にコンデンサＣが接続される。また、この電源ライ
ンＶｃには、電圧が４．７Ｖに低下したことを検出する
電圧検出回路２０と電圧が５．６Ｖ以上になったことを
検出する電圧検出回路２１が接続され、各々の電圧検出
回路２０、２１の出力は、フリップフロップ２２のリセ
ット端子Ｒとセット端子Ｒに接続される。フリップフロ
ップ２２の出力Ｑは、インバータ２３を介してスタート
回路であるＮチャネルＭＯＳトランジスタ２４のゲート
に印加される。ＭＯＳトランジスタ２４は、電源ライン
Ｖｃとトランス２の１次側巻き線、即ち、スイッチング
トランジスタ１４で駆動されるラインＶＤの間に設けら
れる。これらの回路によって充放電回路が形成される。
１、タイマー回路１３、及び、切換回路１９の具体的な
回路ブロック図である。ＩＣ３の電源ラインＶｃには、
外部にコンデンサＣが接続される。また、この電源ライ
ンＶｃには、電圧が４．７Ｖに低下したことを検出する
電圧検出回路２０と電圧が５．６Ｖ以上になったことを
検出する電圧検出回路２１が接続され、各々の電圧検出
回路２０、２１の出力は、フリップフロップ２２のリセ
ット端子Ｒとセット端子Ｒに接続される。フリップフロ
ップ２２の出力Ｑは、インバータ２３を介してスタート
回路であるＮチャネルＭＯＳトランジスタ２４のゲート
に印加される。ＭＯＳトランジスタ２４は、電源ライン
Ｖｃとトランス２の１次側巻き線、即ち、スイッチング
トランジスタ１４で駆動されるラインＶＤの間に設けら
れる。これらの回路によって充放電回路が形成される。
【００１５】また、フリップフロップ２２の出力Ｑは、
タイマー回路を構成する分周回路２５の入力に接続され
る。分周回路２５の出力Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３とフリップフ
ロップ２２の出力Ｑは、ＡＮＤゲート２６に印加され、
分周回路２５の出力Ｑ１とフリップフロップ２２の出力
がＡＮＤゲート２７に印加される。ＡＮＤゲート２６は
１／８分周を検出するデコーダであり、またＡＮＤゲー
ト２７は１／２分周を検出するデコーダである。更に、
ＡＮＤゲート２６と２７には、制御信号ＣＯＮＴ３の相
補信号が印加され、制御信号ＣＯＮＴ３によってＡＮＤ
ゲート２６と２７の一方が動作するように切り替えられ
る。ＡＮＤゲート２６と２７の出力はＯＲゲート２８に
入力され、ＯＲゲート２８の出力が間欠周波数信号ＣＬ
Ｋとしてロジック回路１８に印加される。これらＡＮＤ
ゲート２６、２７とＯＲゲート２８によって切換回路が
構成される。
タイマー回路を構成する分周回路２５の入力に接続され
る。分周回路２５の出力Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３とフリップフ
ロップ２２の出力Ｑは、ＡＮＤゲート２６に印加され、
分周回路２５の出力Ｑ１とフリップフロップ２２の出力
がＡＮＤゲート２７に印加される。ＡＮＤゲート２６は
１／８分周を検出するデコーダであり、またＡＮＤゲー
ト２７は１／２分周を検出するデコーダである。更に、
ＡＮＤゲート２６と２７には、制御信号ＣＯＮＴ３の相
補信号が印加され、制御信号ＣＯＮＴ３によってＡＮＤ
ゲート２６と２７の一方が動作するように切り替えられ
る。ＡＮＤゲート２６と２７の出力はＯＲゲート２８に
入力され、ＯＲゲート２８の出力が間欠周波数信号ＣＬ
Ｋとしてロジック回路１８に印加される。これらＡＮＤ
ゲート２６、２７とＯＲゲート２８によって切換回路が
構成される。
【００１６】次に、スタンバイ状態の動作を説明する。
スタンバイ状態になると、受光トランジスタ８がオフす
るため、トランスの２次側から電源ラインＶｃに電圧が
供給されなくなる。これにより、電源ラインＶｃの電圧
が低下する。電圧が４．７Ｖ以下になると電圧検出回路
２０の出力が「Ｈ」レベルとなってフリップフロップ２
２がリセットされる。従って、インバータ２３の出力が
「Ｈ」レベルとなってＭＯＳトランジスタ２４がオン
し、１次側の電圧ＶＤが電源ラインＶｃに供給され、コ
ンデンサＣに充電される。この充電により電源ラインＶ
ｃの電圧が上昇し６．５Ｖ以上になると電圧検出回路２
１の出力が「Ｈ」レベルとなるためフリップフロップ２
２がセットされる。するとインバータ２３の出力は
「Ｌ」レベルとなるため、ＭＯＳトランジスタ２４はオ
フし、コンデンサＣの放電が行われる。これを繰り返す
ことにより、電源ラインＶｃには三角波が発生する。ま
た、フリップフロップ２２の出力Ｑは、三角波と同じ周
波数の矩形波となる。その周波数は、１０Ｈｚ程度に設
定される。
スタンバイ状態になると、受光トランジスタ８がオフす
るため、トランスの２次側から電源ラインＶｃに電圧が
供給されなくなる。これにより、電源ラインＶｃの電圧
が低下する。電圧が４．７Ｖ以下になると電圧検出回路
２０の出力が「Ｈ」レベルとなってフリップフロップ２
２がリセットされる。従って、インバータ２３の出力が
「Ｈ」レベルとなってＭＯＳトランジスタ２４がオン
し、１次側の電圧ＶＤが電源ラインＶｃに供給され、コ
ンデンサＣに充電される。この充電により電源ラインＶ
ｃの電圧が上昇し６．５Ｖ以上になると電圧検出回路２
１の出力が「Ｈ」レベルとなるためフリップフロップ２
２がセットされる。するとインバータ２３の出力は
「Ｌ」レベルとなるため、ＭＯＳトランジスタ２４はオ
フし、コンデンサＣの放電が行われる。これを繰り返す
ことにより、電源ラインＶｃには三角波が発生する。ま
た、フリップフロップ２２の出力Ｑは、三角波と同じ周
波数の矩形波となる。その周波数は、１０Ｈｚ程度に設
定される。
【００１７】分周回路２５は、フリップフロップ２２の
出力Ｑの立ち上がりを計数する回路で、その計数出力
「Ｑ３、Ｑ２、Ｑ１」が「１１１」となった時にＡＮＤ
ゲート２６は、フリップフロップ２２の出力Ｑの「Ｈ」
レベルの期間、即ち、ＭＯＳトランジスタ２４がオフし
ている期間に「Ｈ」レベルの信号を出力する。従って、
１／８分周出力となる。一方、ＡＮＤゲート２７は、計
数出力Ｑ１が「１」となった時にフリップフロップ２２
の出力Ｑの「Ｈ」レベルの期間「Ｈ」レベルの信号を出
力する。どちらのＡＮＤゲート出力を選択するかは、制
御信号ＣＯＮＴ３によって選択される。制御信号ＣＯＮ
Ｔ３が「Ｈ」でベルである場合には、ＡＮＤゲート２６
の１／８分周出力、即ち、１．２５Ｈｚの間欠周波数が
選択され、制御信号ＣＯＮＴ３が「Ｌ」レベルの場合に
はＡＮＤゲート２７の１／２分周出力、即ち、５Ｈｚの
間欠周波数が選択される。
出力Ｑの立ち上がりを計数する回路で、その計数出力
「Ｑ３、Ｑ２、Ｑ１」が「１１１」となった時にＡＮＤ
ゲート２６は、フリップフロップ２２の出力Ｑの「Ｈ」
レベルの期間、即ち、ＭＯＳトランジスタ２４がオフし
ている期間に「Ｈ」レベルの信号を出力する。従って、
１／８分周出力となる。一方、ＡＮＤゲート２７は、計
数出力Ｑ１が「１」となった時にフリップフロップ２２
の出力Ｑの「Ｈ」レベルの期間「Ｈ」レベルの信号を出
力する。どちらのＡＮＤゲート出力を選択するかは、制
御信号ＣＯＮＴ３によって選択される。制御信号ＣＯＮ
Ｔ３が「Ｈ」でベルである場合には、ＡＮＤゲート２６
の１／８分周出力、即ち、１．２５Ｈｚの間欠周波数が
選択され、制御信号ＣＯＮＴ３が「Ｌ」レベルの場合に
はＡＮＤゲート２７の１／２分周出力、即ち、５Ｈｚの
間欠周波数が選択される。
【００１８】このように、スタンバイ状態において、間
欠的にＭＯＳトランジスタ１４のスイッチング動作を行
う間欠動作の周波数は、外部から制御信号ＣＯＮＴ３に
よって切り替えられるのである。
欠的にＭＯＳトランジスタ１４のスイッチング動作を行
う間欠動作の周波数は、外部から制御信号ＣＯＮＴ３に
よって切り替えられるのである。
【００１９】一方、スタンバイ状態において、発振回路
１６の発振周波数の選択も可能である。即ち、制御信号
ＣＯＮＴ２によって、発振回路１６の発振周波数を１０
０ＫＨｚと２０ＫＨｚに選択することも可能である。
１６の発振周波数の選択も可能である。即ち、制御信号
ＣＯＮＴ２によって、発振回路１６の発振周波数を１０
０ＫＨｚと２０ＫＨｚに選択することも可能である。
【００２０】従って、スタンバイ状態においては、負荷
の状態にあわせて、間欠周波数が１．２５Ｈｚと５Ｈｚ
の一方と、発振回路１６の発振周波数が１００ＫＨｚと
２０ＫＨｚの一方を組み合わせて設定することができ
る。
の状態にあわせて、間欠周波数が１．２５Ｈｚと５Ｈｚ
の一方と、発振回路１６の発振周波数が１００ＫＨｚと
２０ＫＨｚの一方を組み合わせて設定することができ
る。
【００２１】図３は、本発明の第２の実施形態を示すブ
ロック図である。図１の実施形態と異なるところは、発
振回路１６の発振周波数を切り替えるためのスイッチ１
５が接続された端子から分周数の切り替え回路１９の制
御信号ＣＯＮＴ３を得ていることである。即ち、通常動
作状態では、マイコン５からの制御信号ＣＯＮＴ２が
「Ｌ」レベルであり、スイッチ１５は、開いた状態にな
る。このとき、発振回路１６は、１００ＫＨｚの発振周
波数で発振をする。
ロック図である。図１の実施形態と異なるところは、発
振回路１６の発振周波数を切り替えるためのスイッチ１
５が接続された端子から分周数の切り替え回路１９の制
御信号ＣＯＮＴ３を得ていることである。即ち、通常動
作状態では、マイコン５からの制御信号ＣＯＮＴ２が
「Ｌ」レベルであり、スイッチ１５は、開いた状態にな
る。このとき、発振回路１６は、１００ＫＨｚの発振周
波数で発振をする。
【００２２】一方、スタンバイ状態になると、前述した
如く、フォトトランジスタ８がオフすることによってタ
イマー回路１３が動作し、１０Ｈｚの発振を開始する。
このとき、マイコン５からの制御信号ＣＯＮＴ２が
「Ｌ」レベルであると、スイッチ１５は、開いた状態に
あり、発振回路１６の周波数切り替え端子は、「Ｈ」レ
ベルにプルアップされる。このとき、発振回路１６の発
振周波数は１００ＫＨｚである。また、切り替え回路１
９に印加される制御信号ＣＯＮＴ３も「Ｈ」レベルであ
る。従って、切り替え回路１９は、１／８分周出力、即
ち、１．２５Ｈｚの間欠周波数を出力する。この状態
は、間欠周波数が１．２５Ｈｚで発振周波数が１００Ｋ
Ｈｚの動作状態となる。
如く、フォトトランジスタ８がオフすることによってタ
イマー回路１３が動作し、１０Ｈｚの発振を開始する。
このとき、マイコン５からの制御信号ＣＯＮＴ２が
「Ｌ」レベルであると、スイッチ１５は、開いた状態に
あり、発振回路１６の周波数切り替え端子は、「Ｈ」レ
ベルにプルアップされる。このとき、発振回路１６の発
振周波数は１００ＫＨｚである。また、切り替え回路１
９に印加される制御信号ＣＯＮＴ３も「Ｈ」レベルであ
る。従って、切り替え回路１９は、１／８分周出力、即
ち、１．２５Ｈｚの間欠周波数を出力する。この状態
は、間欠周波数が１．２５Ｈｚで発振周波数が１００Ｋ
Ｈｚの動作状態となる。
【００２３】また、スタンバイ状態において、マイコン
５が制御信号ＣＯＮＴ２を「Ｈ」レベルにすると、スイ
ッチ１５は閉じて、発振回路１６の周波数切り替え端子
は、「Ｌ」レベルに引き下げられる。これにより、発振
回路１６の発振周波数は２０ＫＨｚになる。また、切り
替え回路１９は、１／２分周出力、即ち、５Ｈｚの間欠
周波数を出力する。この状態は、間欠周波数が５Ｈｚで
発振周波数が２０ＫＨｚの動作状態となる。
５が制御信号ＣＯＮＴ２を「Ｈ」レベルにすると、スイ
ッチ１５は閉じて、発振回路１６の周波数切り替え端子
は、「Ｌ」レベルに引き下げられる。これにより、発振
回路１６の発振周波数は２０ＫＨｚになる。また、切り
替え回路１９は、１／２分周出力、即ち、５Ｈｚの間欠
周波数を出力する。この状態は、間欠周波数が５Ｈｚで
発振周波数が２０ＫＨｚの動作状態となる。
【００２４】このように、図３の実施形態によると、発
振回路１６の周波数切り替え端子に印加された制御信号
によって２種類のスタンバイ動作状態が選択可能とな
り、図１のように特別に切り替え回路１９を制御するた
めの端子が不要になる。
振回路１６の周波数切り替え端子に印加された制御信号
によって２種類のスタンバイ動作状態が選択可能とな
り、図１のように特別に切り替え回路１９を制御するた
めの端子が不要になる。
【００２５】図４は、発振回路１６の具体的な回路例で
ある。図において、ＮチャネルＭＯＳ３０と３１は、そ
のゲートが互いに接続されて、電流ミラー回路を構成す
る。ＮチャネルＭＯＳ３０，３１のドレインには各々Ｐ
チャネルＭＯＳ３２，３３が接続され、ＰチャネルＭＯ
Ｓ３２，３３のソースは、電源Ｖｄｄにソースが接続さ
れたＰチャネルＭＯＳ３４のドレインに共通に接続され
る。ＮチャネルＭＯＳ３０のドレインと接地間には、コ
ンデンサ３５が接続され、その接続点は、比較回路３６
に接続される。比較回路３６には基準電圧Ｖｒｅｆ１と
基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加される。比較回路３６の出力
は、インバータ３７に印加される。またインバータ３７
の出力は、インバーター３８に印加される。そして、イ
ンバータ３８の出力が発振出力ＯＳＣＯＵＴとして取り
出される。また、インバータ３７の出力はＰチャネルＭ
ＯＳ３２ゲートに接続され、インバータ３８の出力はＰ
チャネルＭＯＳ３３のゲートに印加される。
ある。図において、ＮチャネルＭＯＳ３０と３１は、そ
のゲートが互いに接続されて、電流ミラー回路を構成す
る。ＮチャネルＭＯＳ３０，３１のドレインには各々Ｐ
チャネルＭＯＳ３２，３３が接続され、ＰチャネルＭＯ
Ｓ３２，３３のソースは、電源Ｖｄｄにソースが接続さ
れたＰチャネルＭＯＳ３４のドレインに共通に接続され
る。ＮチャネルＭＯＳ３０のドレインと接地間には、コ
ンデンサ３５が接続され、その接続点は、比較回路３６
に接続される。比較回路３６には基準電圧Ｖｒｅｆ１と
基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加される。比較回路３６の出力
は、インバータ３７に印加される。またインバータ３７
の出力は、インバーター３８に印加される。そして、イ
ンバータ３８の出力が発振出力ＯＳＣＯＵＴとして取り
出される。また、インバータ３７の出力はＰチャネルＭ
ＯＳ３２ゲートに接続され、インバータ３８の出力はＰ
チャネルＭＯＳ３３のゲートに印加される。
【００２６】また、ＰチャネルＭＯＳ３４のゲートは、
ＰチャネルＭＯＳ３９のゲートと接続されて、電流ミラ
ー回路を構成する。ＰチャネルＭＯＳ３９と接地間に
は、ＮチャネルＭＯＳ４０が接続されとともに、Ｎチャ
ネルＭＯＳ４１とＮチャネルＭＯＳ４２の直列接続され
た回路が設けられる。更に、ＮチャネルＭＯＳ４０，４
１とＮチャネルＭＯＳ４４は、ゲートが共通に接続され
て、電流ミラー回路を構成する。ここでＭＯＳ４０とＭ
ＯＳ４４は同一サイズであり、ＭＯＳ４１のトランジス
タサイズは、例えば、１：４の関係にある。Ｎチャネル
ＭＯＳ４４には、ゲートがバイアス電圧Ｖｂｉａｓに接
続され、定電流源となるＰチャネルＭＯＳ４５が設けら
れる。ＮチャネルＭＯＳ４２のゲートは、周波数切換端
子４６に接続されるとともにプルアップ抵抗４７によっ
て電源Ｖｄｄに接続される。周波数切換端子４６には、
図１に示されたスイッチＳＷ２が接続される。
ＰチャネルＭＯＳ３９のゲートと接続されて、電流ミラ
ー回路を構成する。ＰチャネルＭＯＳ３９と接地間に
は、ＮチャネルＭＯＳ４０が接続されとともに、Ｎチャ
ネルＭＯＳ４１とＮチャネルＭＯＳ４２の直列接続され
た回路が設けられる。更に、ＮチャネルＭＯＳ４０，４
１とＮチャネルＭＯＳ４４は、ゲートが共通に接続され
て、電流ミラー回路を構成する。ここでＭＯＳ４０とＭ
ＯＳ４４は同一サイズであり、ＭＯＳ４１のトランジス
タサイズは、例えば、１：４の関係にある。Ｎチャネル
ＭＯＳ４４には、ゲートがバイアス電圧Ｖｂｉａｓに接
続され、定電流源となるＰチャネルＭＯＳ４５が設けら
れる。ＮチャネルＭＯＳ４２のゲートは、周波数切換端
子４６に接続されるとともにプルアップ抵抗４７によっ
て電源Ｖｄｄに接続される。周波数切換端子４６には、
図１に示されたスイッチＳＷ２が接続される。
【００２７】次に、発振動作について説明する。コンデ
ンサ３５の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さい場
合、比較回路３６の出力は「Ｈ」レベルであり、インバ
ータ３７の出力は「Ｌ」レベル、インバータ３８の出力
は「Ｈ」レベルになる。従って、ＭＯＳ３２はオン、Ｍ
ＯＳ３３はオフとなり、ＭＯＳ３０及びＭＯＳ３１もオ
フとなる。これにより、ＭＯＳ３４を流れる電流Ｉａ
は、コンデンサ３５に流れ、コンデンサ３５の端子電圧
が上昇する。コンデンサ３５の端子電圧が基準電圧Ｖｒ
ｅｆ１より大きくなると、比較回路３６の出力は「Ｌ」
レベルとなる。するとＭＯＳ３２はオフし、ＭＯＳ３３
とＭＯＳ３０及び３１がオンすることにより、ＭＯＳ３
４に流れる電流Ｉａは、ＭＯＳ３３及び３１に流れる。
従って、ＭＯＳ３０にはコンデンサ３５からの放電電流
が流れ、コンデンサ３５の端子電圧は下降する。コンデ
ンサの端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２より小さくなると
比較回路３６の出力は「Ｈ」レベルとなる。そして前述
と同様の動作を行うことにより、コンデンサ３５の端子
電圧は充放電を繰り返す三角波形となる。
ンサ３５の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さい場
合、比較回路３６の出力は「Ｈ」レベルであり、インバ
ータ３７の出力は「Ｌ」レベル、インバータ３８の出力
は「Ｈ」レベルになる。従って、ＭＯＳ３２はオン、Ｍ
ＯＳ３３はオフとなり、ＭＯＳ３０及びＭＯＳ３１もオ
フとなる。これにより、ＭＯＳ３４を流れる電流Ｉａ
は、コンデンサ３５に流れ、コンデンサ３５の端子電圧
が上昇する。コンデンサ３５の端子電圧が基準電圧Ｖｒ
ｅｆ１より大きくなると、比較回路３６の出力は「Ｌ」
レベルとなる。するとＭＯＳ３２はオフし、ＭＯＳ３３
とＭＯＳ３０及び３１がオンすることにより、ＭＯＳ３
４に流れる電流Ｉａは、ＭＯＳ３３及び３１に流れる。
従って、ＭＯＳ３０にはコンデンサ３５からの放電電流
が流れ、コンデンサ３５の端子電圧は下降する。コンデ
ンサの端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２より小さくなると
比較回路３６の出力は「Ｈ」レベルとなる。そして前述
と同様の動作を行うことにより、コンデンサ３５の端子
電圧は充放電を繰り返す三角波形となる。
【００２８】一方、周波数切替端子４６に印加された信
号が「Ｈ」レベルの場合、ＭＯＳ４２がオンするため、
ＭＯＳ３９に流れる電流はＭＯＳ４０とＭＯＳ４１の合
成された電流となる。この電流によってＭＯＳ３４に流
れる電流がＩａであり、この場合の発振周波数が１００
ＫＨｚであるとする。次に、周波数切替端子４６に
「Ｌ」レベルの信号が印加されると、ＭＯＳ４２はオフ
するため、ＭＯＳ３９に流れる電流はＭＯＳ４０に流れ
る電流のみとなる。即ち、前述の場合の１／５となる。
従って、この場合には、ＭＯＳ３４に流れる電流も１／
５となり、コンデンサ３５の充放電電流Ｉａは１／５に
なるため、発振回路の発振周波数は２０ＫＨｚとなる。
号が「Ｈ」レベルの場合、ＭＯＳ４２がオンするため、
ＭＯＳ３９に流れる電流はＭＯＳ４０とＭＯＳ４１の合
成された電流となる。この電流によってＭＯＳ３４に流
れる電流がＩａであり、この場合の発振周波数が１００
ＫＨｚであるとする。次に、周波数切替端子４６に
「Ｌ」レベルの信号が印加されると、ＭＯＳ４２はオフ
するため、ＭＯＳ３９に流れる電流はＭＯＳ４０に流れ
る電流のみとなる。即ち、前述の場合の１／５となる。
従って、この場合には、ＭＯＳ３４に流れる電流も１／
５となり、コンデンサ３５の充放電電流Ｉａは１／５に
なるため、発振回路の発振周波数は２０ＫＨｚとなる。
【００２９】このように、周波数切替端子４６に印加す
る信号によって発振回路の発振周波数が切り替えられ
る。この周波数切替端子４６は、切替回路１９の制御信
号ＣＯＮＴ３としても利用される。
る信号によって発振回路の発振周波数が切り替えられ
る。この周波数切替端子４６は、切替回路１９の制御信
号ＣＯＮＴ３としても利用される。
【００３０】
【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、スタンバ
イ状態における負荷の容量の大きさに応じて間欠駆動す
る周波数を切換設定することができるので、消費電力の
低減を意図して場合でも、安定した電圧を２次側に供給
することが可能となる。これにより、スイッチング電源
の適用範囲が広がり汎用性が向上する。
イ状態における負荷の容量の大きさに応じて間欠駆動す
る周波数を切換設定することができるので、消費電力の
低減を意図して場合でも、安定した電圧を２次側に供給
することが可能となる。これにより、スイッチング電源
の適用範囲が広がり汎用性が向上する。
【００３１】また、スタンバイ状態において、表示装置
によって表示を行う場合と、表示を消す場合などで、こ
の間欠駆動周波数の切換を行うことにより、２次側の負
荷状態に合わせて電源供給をコントロールできるので効
率よく電力消費を低減することが可能になる。
によって表示を行う場合と、表示を消す場合などで、こ
の間欠駆動周波数の切換を行うことにより、２次側の負
荷状態に合わせて電源供給をコントロールできるので効
率よく電力消費を低減することが可能になる。
【００３２】更に、間欠周波数の切換を制御する信号の
端子を特別に設けなくとも、発振回路の周波数切替端子
に印加される信号を間欠周波数の切換に利用できるの
で、端子数を増加することなく機能を向上することがで
きるものである。
端子を特別に設けなくとも、発振回路の周波数切替端子
に印加される信号を間欠周波数の切換に利用できるの
で、端子数を増加することなく機能を向上することがで
きるものである。
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図１に示されたブロックの具体例を示す回路ブ
ロックである。
ロックである。
【図３】本発明の第２の実施形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】発振回路の具体的な回路図である。
【図５】従来例を示すブロック図である。
１ ブリッジ整流回路
２ トランス
３ ＩＣ
４、７、１０ ダイオード
５ マイコン
６、１５ スイッチ
８ フォトトランジスタ
９ 発光ダイオード
１１ スタート回路
１２ エラー検出回路
１３ タイマー回路
１４ スイッチングトランジスタ
１６ 発振回路
１７ パルス幅変調回路
１８ ロジック回路
１９ 切換回路
２０、２１ 電圧検出回路
２２ フリップフロップ
２３ インバータ
２４ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
２５ 分周回路
２６、２７ ＡＮＤゲート
２８ ＯＲゲート
フロントページの続き
(72)発明者 飯塚 浩
大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号
三洋電機株式会社内
(56)参考文献 特開 平９−65654（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−140128（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
H02J 1/00
Claims (3)
- 【請求項１】 トランスの１次側に流れる電流をスイッ
チングするスイッチング素子と、該スイッチング素子の
スイッチング周波数信号を発生する発振回路と、前記ト
ランスの２次側からの帰還信号を検出するエラー検出回
路と、該エラー検出回路の検出出力に基づき前記発振回
路の出力をパルス幅変調するパルス幅変調回路と、通常
動作状態とスタンバイ状態によって前記パルス幅変調回
路の出力を連続的又は間欠的にスイッチング素子に供給
するロジック回路と、前記スタンバイ状態の間欠周波数
を作成するタイマー回路を備えたスイッチング電源回路
において、前記タイマー回路は、前記２次側からの電圧
供給の遮断により前記１次側からの電圧によって発振動
作を行う充放電回路と、該充放電回路の発振回数を計数
する分周回路と、制御信号に従って定められた計数に達
したとき前記分周回路から出力させ選択的に前記ロジッ
ク回路に印加する選択回路を備え、前記定められた計数
に達するまでの相違によりロジック回路のスタンバイ状
態での間欠周波数を定め、負荷容量の大きさに応じてス
タンバイ状態での消費電力を変えたたことを特徴とする
スイッチング電源回路。 - 【請求項２】 前記充放電回路は、前記トランスの２次
側から供給される電源ラインに設けられたコンデンサ
と、該コンデンサに前記トランスの１次側から電圧を供
給するスタート回路と、前記電源ラインの電圧を検出し
前記スタート回路の動作を制御する電圧検出回路とを備
え、前記分周回路で前記電圧検出回路の検出回数を計数
することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源
回路。 - 【請求項３】 トランスの一次側に流れる電流をスイッ
チングするスイッチング素子と、該スイッチング素子の
スイッチング周波数信号を発生する発振回路と、前記ト
ランスの２次側からの帰還信号を検出するエラー検出回
路と、該エラー検出回路の検出出力に基づき前記発振回
路の出力をパルス幅変調するパルス幅変調回路と、通常
動作状態とスタンバイ状態によって前記パルス幅変調回
路の出力を連続的又は間欠的にスイッチング素子に供給
するロジック回路と、前記スタンバイ状態の間欠周波数
を作成するタイマー回路を備えたスイッチング電源回路
において、前記発振回路は、制御信号によって発振周波
数が切り替えられる周波数切り替え回路を有するととも
に、前記タイマー回路は、前記２次側からの電圧供給の
遮断により前記１次側からの電圧によって発振動作を行
う充放電回路と、該充放電回路の発振回数を計数する分
周回路と、制御信号に従って定められた計数に達したと
き前記分周回路から出力させ選択的に前記ロジック回路
に印加する選択回路を備え、前記定められた計数に達す
るまでの相違によりロジック回路のスタンバイ状態での
間欠周波数を定め、負荷容量の大きさに応じてスタンバ
イ状態での消費電力を変えたことを特徴とするスイッチ
ング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06686799A JP3462784B2 (ja) | 1999-01-27 | 1999-03-12 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11-18850 | 1999-01-27 | ||
| JP1885099 | 1999-01-27 | ||
| JP06686799A JP3462784B2 (ja) | 1999-01-27 | 1999-03-12 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000287444A JP2000287444A (ja) | 2000-10-13 |
| JP3462784B2 true JP3462784B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
ID=26355584
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06686799A Expired - Fee Related JP3462784B2 (ja) | 1999-01-27 | 1999-03-12 | スイッチング電源回路 |
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|---|---|---|---|---|
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| JP4058767B2 (ja) | 2004-11-04 | 2008-03-12 | 船井電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4965939B2 (ja) * | 2006-09-07 | 2012-07-04 | キヤノン株式会社 | 電源装置 |
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| JP5972127B2 (ja) * | 2012-09-18 | 2016-08-17 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源 |
-
1999
- 1999-03-12 JP JP06686799A patent/JP3462784B2/ja not_active Expired - Fee Related
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