JP3272319B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、トランスの１次側
に流れる電流をスイッチングすることによってトランス
の２次側に所定の電源電圧を発生するスイッチング電源
回路に関する。
に流れる電流をスイッチングすることによってトランス
の２次側に所定の電源電圧を発生するスイッチング電源
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】テレビやビデオテープレコーダ等の電子
機器の電源に使用される電源回路には、スイッチング電
源回路が使用される。このようなスイッチング電源回路
には、３端子から５端子程度の集積回路が使用され、ト
ランスの１次側をスイッチングするスイッチングトラン
ジスタとこのスイッチングトランジスタを駆動する駆動
回路が集積される。
機器の電源に使用される電源回路には、スイッチング電
源回路が使用される。このようなスイッチング電源回路
には、３端子から５端子程度の集積回路が使用され、ト
ランスの１次側をスイッチングするスイッチングトラン
ジスタとこのスイッチングトランジスタを駆動する駆動
回路が集積される。
【０００３】図５は、このようなスイッチング電源回路
を示すブロック図である。交流電源は、ブリッジ整流回
路１によって直流に整流され、トランス２の１次側巻き
線の一端に供給される。１次側巻き線の他端は、スイッ
チング駆動用ＩＣ３に接続される。トランス２の２次側
巻き線２ａの出力は、ダイオード４によって整流され、
電子機器の主電源Ｖ１として内部回路に供給されるとと
もに、電子機器を制御するためのマイコン５にもスイッ
チ６を介して供給される。また、２次側巻き線２ｂの出
力は、ダイオード７によって整流され、フォトトランジ
スタ８を介してＩＣ３の電源として供給される。このフ
ォトトランジスタ８は、主電源Ｖ１の安定化の制御のた
めの帰還信号入力として用いられ、主電源Ｖ１に接続さ
れたフォトダイオード９と光学的に結合される。トラン
ス２の２次側巻き線２ｃは、ダイオード１０によって整
流され、電子機器のスタンバイ状態におけるマイコン５
の電源Ｖ３としてスイッチ６を介してマイコン５に印加
される。
を示すブロック図である。交流電源は、ブリッジ整流回
路１によって直流に整流され、トランス２の１次側巻き
線の一端に供給される。１次側巻き線の他端は、スイッ
チング駆動用ＩＣ３に接続される。トランス２の２次側
巻き線２ａの出力は、ダイオード４によって整流され、
電子機器の主電源Ｖ１として内部回路に供給されるとと
もに、電子機器を制御するためのマイコン５にもスイッ
チ６を介して供給される。また、２次側巻き線２ｂの出
力は、ダイオード７によって整流され、フォトトランジ
スタ８を介してＩＣ３の電源として供給される。このフ
ォトトランジスタ８は、主電源Ｖ１の安定化の制御のた
めの帰還信号入力として用いられ、主電源Ｖ１に接続さ
れたフォトダイオード９と光学的に結合される。トラン
ス２の２次側巻き線２ｃは、ダイオード１０によって整
流され、電子機器のスタンバイ状態におけるマイコン５
の電源Ｖ３としてスイッチ６を介してマイコン５に印加
される。
【０００４】ＩＣ３は、最初の電源投入時にＩＣ３を駆
動するためにＩＣ３の各部に電圧を供給するためのスタ
ート回路１１と、フォトトランジスタ８によってＩＣ３
の電源に帰還された信号を検出するエラー検出回路１２
と、スタンバイ状態においてスイッチング動作を間欠的
に行うための間欠期間を決定するタイマー回路１３と、
トランス２の１次側巻き線をスイッチングするＭＯＳト
ランジスタ１４と、ＭＯＳトランジスタ１４のスイッチ
ング周波数信号を外部接続されたコンデンサ１５の充放
電によって発生する発振回路１６と、発振回路１６の発
振出力をエラー検出回路１２の出力に基づいてパルス幅
変調するＰＷＭ回路１７と、パルス幅変調された信号を
タイマー回路１３の出力状態に従ってＭＯＳトランジス
タ１４に印加するロジック回路１８から構成される。
動するためにＩＣ３の各部に電圧を供給するためのスタ
ート回路１１と、フォトトランジスタ８によってＩＣ３
の電源に帰還された信号を検出するエラー検出回路１２
と、スタンバイ状態においてスイッチング動作を間欠的
に行うための間欠期間を決定するタイマー回路１３と、
トランス２の１次側巻き線をスイッチングするＭＯＳト
ランジスタ１４と、ＭＯＳトランジスタ１４のスイッチ
ング周波数信号を外部接続されたコンデンサ１５の充放
電によって発生する発振回路１６と、発振回路１６の発
振出力をエラー検出回路１２の出力に基づいてパルス幅
変調するＰＷＭ回路１７と、パルス幅変調された信号を
タイマー回路１３の出力状態に従ってＭＯＳトランジス
タ１４に印加するロジック回路１８から構成される。
【０００５】図５の動作を説明する。電源が投入されて
いない状態では、トランスの２次側巻き線２ｂには電圧
が発生していないため、ＩＣ３には電源電圧が供給され
ていないので、ＩＣ３は動作していない。最初に電源が
投入されるとブリッジ整流回路１によって整流された電
圧が、トランス２の１次側巻き線からスタート回路１１
を介してＩＣ３に供給される。これにより、ＩＣ３の動
作が開始され、発振回路１６の発振が開始する。このと
きの発振回路１６の発振周波数は、１００ＫＨｚであ
る。電源投入時のエラー検出回路１２は、デューティ比
が徐々に大きくなるような出力を発生するため、発振出
力はＰＷＭ回路１７によって初期状態のパルス幅変調を
行う。ＰＷＭ回路１７の出力はロジック回路１８を介し
てＭＯＳトランジスタ１４に印加され、ＭＯＳトランジ
スタ１４は、パルス幅変調された信号に従って１次側巻
き線のスイッチング動作を行う。これにより、トランス
２の各２次側巻き線に電圧が発生する。これによりマイ
コン５も動作し、マイコン５は、その出力信号によって
発行ダイオード９を動作させる。従って、フォトトラン
ジスタ８がオンして、２次側巻き線２ｂの電圧がＩＣ３
に供給される。ＩＣ３に電圧が供給されると、スタート
回路１１は、動作を停止し、１次側巻き線からＩＣ３の
内部に電源供給することを止める。これにより通常の動
作状態が持続される。
いない状態では、トランスの２次側巻き線２ｂには電圧
が発生していないため、ＩＣ３には電源電圧が供給され
ていないので、ＩＣ３は動作していない。最初に電源が
投入されるとブリッジ整流回路１によって整流された電
圧が、トランス２の１次側巻き線からスタート回路１１
を介してＩＣ３に供給される。これにより、ＩＣ３の動
作が開始され、発振回路１６の発振が開始する。このと
きの発振回路１６の発振周波数は、１００ＫＨｚであ
る。電源投入時のエラー検出回路１２は、デューティ比
が徐々に大きくなるような出力を発生するため、発振出
力はＰＷＭ回路１７によって初期状態のパルス幅変調を
行う。ＰＷＭ回路１７の出力はロジック回路１８を介し
てＭＯＳトランジスタ１４に印加され、ＭＯＳトランジ
スタ１４は、パルス幅変調された信号に従って１次側巻
き線のスイッチング動作を行う。これにより、トランス
２の各２次側巻き線に電圧が発生する。これによりマイ
コン５も動作し、マイコン５は、その出力信号によって
発行ダイオード９を動作させる。従って、フォトトラン
ジスタ８がオンして、２次側巻き線２ｂの電圧がＩＣ３
に供給される。ＩＣ３に電圧が供給されると、スタート
回路１１は、動作を停止し、１次側巻き線からＩＣ３の
内部に電源供給することを止める。これにより通常の動
作状態が持続される。
【０００６】次に、スタンバイ状態、即ち、電子機器の
内部が電源を必要とせずマイコン５だけが動作状態にな
る状態では、マイコン５は、その出力によってスイッチ
６を制御してマイコン５自身の電源を電流容量の少ない
２次巻き線２ｃからの電源に切り替えるとともに、発光
ダイオード９の動作を停止させる。これにより、フォト
トランジスタ８がオフするため２次巻き線２ｂからＩＣ
３への電源供給が停止されるので、ＩＣ３の電源はスタ
ート回路１１から供給される。このとき、ＩＣ３の電源
に接続されたコンデンサ１９には、充電電流が流れ、Ｉ
Ｃ３の電源電圧は上昇する。タイマー回路１３は、電源
電圧が所定のレベル、例えば、５．６Ｖに達するとスタ
ート回路１１からの電源供給を停止する。するとコンデ
ンサ１９からは放電電流が流れることになり、電源電圧
が低下する。タイマー回路１３は、電源電圧の電圧が所
定電圧、例えば、４．７Ｖに低下すると再びスタート回
路１１からの電源供給を開始させる。このような動作に
より、ＩＣ３の電源電圧ラインには、４．７Ｖと５．６
Ｖの振幅の三角波が繰り返し発生する。そして、タイマ
ー回路１３は、この三角波の周期を計数して、例えば、
８周期ごとにロジック回路１８を制御して、ＰＷＭ回路
１７の出力をＭＯＳトランジスタ１４に印加する。この
ときの間欠駆動周波数は、１．５Ｈｚである。尚、ＭＯ
Ｓトランジスタ１４を制御する期間は、コンデンサ１９
の放電期間、即ち、三角波の下降期間である。従って、
ＭＯＳトランジスタ１４は１００ＫＨｚの周波数で所定
間隔で所定時間駆動されることになる。これにより、ス
タンバイ状態での消費電力が削減されることになる。
内部が電源を必要とせずマイコン５だけが動作状態にな
る状態では、マイコン５は、その出力によってスイッチ
６を制御してマイコン５自身の電源を電流容量の少ない
２次巻き線２ｃからの電源に切り替えるとともに、発光
ダイオード９の動作を停止させる。これにより、フォト
トランジスタ８がオフするため２次巻き線２ｂからＩＣ
３への電源供給が停止されるので、ＩＣ３の電源はスタ
ート回路１１から供給される。このとき、ＩＣ３の電源
に接続されたコンデンサ１９には、充電電流が流れ、Ｉ
Ｃ３の電源電圧は上昇する。タイマー回路１３は、電源
電圧が所定のレベル、例えば、５．６Ｖに達するとスタ
ート回路１１からの電源供給を停止する。するとコンデ
ンサ１９からは放電電流が流れることになり、電源電圧
が低下する。タイマー回路１３は、電源電圧の電圧が所
定電圧、例えば、４．７Ｖに低下すると再びスタート回
路１１からの電源供給を開始させる。このような動作に
より、ＩＣ３の電源電圧ラインには、４．７Ｖと５．６
Ｖの振幅の三角波が繰り返し発生する。そして、タイマ
ー回路１３は、この三角波の周期を計数して、例えば、
８周期ごとにロジック回路１８を制御して、ＰＷＭ回路
１７の出力をＭＯＳトランジスタ１４に印加する。この
ときの間欠駆動周波数は、１．５Ｈｚである。尚、ＭＯ
Ｓトランジスタ１４を制御する期間は、コンデンサ１９
の放電期間、即ち、三角波の下降期間である。従って、
ＭＯＳトランジスタ１４は１００ＫＨｚの周波数で所定
間隔で所定時間駆動されることになる。これにより、ス
タンバイ状態での消費電力が削減されることになる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図５に示されたスイッ
チング電源回路の間欠動作は、図４の（ａ）及び（ｂ）
に示すような動作となる。即ち、図４の（ａ）は、タイ
マー回路１３によって作成されたスイッチング期間を示
すが、ＭＯＳトランジスタ１４は、８周期毎に１００Ｋ
Ｈｚの周波数でスイッチングされ、その期間にトランス
の２次巻き線２Ｃに電圧が発生し、これによりマイコン
５への電源が供給されるのである。しかし、マイコン５
に供給される電圧は、図４の（ｂ）に示される電圧の如
く、スイッチング期間に急激に電圧が上昇し、スイッチ
ング期間が終了すると電圧は、低下しマイコン５の通常
動作電圧５Ｖ以下になってしまう。この場合スイッチン
グ期間では急激な電圧上昇によりマイコン５の耐圧を越
えた電圧となってマイコン５の破壊が起こる可能性があ
る。
チング電源回路の間欠動作は、図４の（ａ）及び（ｂ）
に示すような動作となる。即ち、図４の（ａ）は、タイ
マー回路１３によって作成されたスイッチング期間を示
すが、ＭＯＳトランジスタ１４は、８周期毎に１００Ｋ
Ｈｚの周波数でスイッチングされ、その期間にトランス
の２次巻き線２Ｃに電圧が発生し、これによりマイコン
５への電源が供給されるのである。しかし、マイコン５
に供給される電圧は、図４の（ｂ）に示される電圧の如
く、スイッチング期間に急激に電圧が上昇し、スイッチ
ング期間が終了すると電圧は、低下しマイコン５の通常
動作電圧５Ｖ以下になってしまう。この場合スイッチン
グ期間では急激な電圧上昇によりマイコン５の耐圧を越
えた電圧となってマイコン５の破壊が起こる可能性があ
る。
【０００８】従って、従来のスイッチング電源は、スタ
ンバイ状態における負荷の大きさによって、２次側への
電力供給が選択できず、多様性に欠ける欠点があった。
ンバイ状態における負荷の大きさによって、２次側への
電力供給が選択できず、多様性に欠ける欠点があった。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述した点に
鑑みて創作されたものであり、発振回路と、トランスの
２次側からの帰還信号を検出するエラー検出回路と、該
エラー検出回路の検出出力に基づき前記発振回路の出力
をパルス幅変調するパルス幅変調回路と、前記トランス
の１次側に流れる電流を前記パルス幅変調回路の出力に
よってスイッチングするスイッチング素子と、通常動作
状態とスタンバイ状態によって前記パルス幅変調回路の
出力を連続的又は間欠的にスイッチング素子に供給する
ロジック回路と、前記スタンバイ状態時の間欠周波数を
作成するタイマー回路とを備えたスイッチング電源回路
において、第１の制御信号に基づいて前記間欠周波数を
変更する間欠周波数変更回路と、第２の制御信号に基づ
いて前記発振回路の発振周波数を変更する周波数切換回
路を設け、前記スタンバイ状態時に前記発振回路の２種
類の発振周波数と前記タイマー回路の２種類の間欠周波
数を組み合わせることを可能としたスイッチング電源回
路である。
鑑みて創作されたものであり、発振回路と、トランスの
２次側からの帰還信号を検出するエラー検出回路と、該
エラー検出回路の検出出力に基づき前記発振回路の出力
をパルス幅変調するパルス幅変調回路と、前記トランス
の１次側に流れる電流を前記パルス幅変調回路の出力に
よってスイッチングするスイッチング素子と、通常動作
状態とスタンバイ状態によって前記パルス幅変調回路の
出力を連続的又は間欠的にスイッチング素子に供給する
ロジック回路と、前記スタンバイ状態時の間欠周波数を
作成するタイマー回路とを備えたスイッチング電源回路
において、第１の制御信号に基づいて前記間欠周波数を
変更する間欠周波数変更回路と、第２の制御信号に基づ
いて前記発振回路の発振周波数を変更する周波数切換回
路を設け、前記スタンバイ状態時に前記発振回路の２種
類の発振周波数と前記タイマー回路の２種類の間欠周波
数を組み合わせることを可能としたスイッチング電源回
路である。
【００１０】また、前記第１の制御信号と第２の制御信
号に従って、前記スタンバイ状態時は、間欠周波数は高
くなり、前記発振回路の発振周波数が低くなることによ
り、２次側電力が安定し、且つ消費電力を少なくするこ
との可能なスイッチング電源回路である。
号に従って、前記スタンバイ状態時は、間欠周波数は高
くなり、前記発振回路の発振周波数が低くなることによ
り、２次側電力が安定し、且つ消費電力を少なくするこ
との可能なスイッチング電源回路である。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態を示す
回路図であり、図５と同一部分については同一図番を付
して説明を略す。電源ラインＶｃの端子には、第１のコ
ンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２がＩＣ３の外部に
並列接続され、コンデンサＣ２の他端にはマイコン５の
制御信号ＣＯＮＴ１で制御されるスイッチＳＷ１が直列
接続されている。このコンデンサＣ２とスイッチＳＷ１
は、間欠周波数変更回路を構成している。発振回路１６
には内部に発振周波数切換回路が設けられ、その周波数
の切換は、端子に接続されたスイッチＳＷ２によって切
り替えられる。このスイッチＳＷ２は、第１の制御信号
ＣＯＮＴ２によって制御される。
回路図であり、図５と同一部分については同一図番を付
して説明を略す。電源ラインＶｃの端子には、第１のコ
ンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２がＩＣ３の外部に
並列接続され、コンデンサＣ２の他端にはマイコン５の
制御信号ＣＯＮＴ１で制御されるスイッチＳＷ１が直列
接続されている。このコンデンサＣ２とスイッチＳＷ１
は、間欠周波数変更回路を構成している。発振回路１６
には内部に発振周波数切換回路が設けられ、その周波数
の切換は、端子に接続されたスイッチＳＷ２によって切
り替えられる。このスイッチＳＷ２は、第１の制御信号
ＣＯＮＴ２によって制御される。
【００１２】この発振回路１６は図２の如く構成され
る。図２において、ＮチャネルＭＯＳ２０と２１は、そ
のゲートが互いに接続されて、電流ミラー回路を構成す
る。ＮチャネルＭＯＳ２０，２１のドレインには各々Ｐ
チャネルＭＯＳ２２，２３が接続され、ＰチャネルＭＯ
Ｓ２２，２３のソースは、電源Ｖｄｄにソースが接続さ
れたＰチャネルＭＯＳ２４のドレインに共通に接続され
る。ＮチャネルＭＯＳ２０のドレインと接地間には、コ
ンデンサ２５が接続され、その接続点は、比較回路２６
に接続される。比較回路２６には基準電圧Ｖｒｅｆ１と
基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加される。比較回路２６の出力
は、インバータ２７に印加される。またインバータ２７
の出力は、インバーター２８に印加される。そして、イ
ンバータ２８の出力が発振出力ＯＳＣＯＵＴとして取り
出される。また、インバータ２７の出力はＰチャネルＭ
ＯＳ２２ゲートに接続され、インバータ２８の出力はＰ
チャネルＭＯＳ２３のゲートに印加される。
る。図２において、ＮチャネルＭＯＳ２０と２１は、そ
のゲートが互いに接続されて、電流ミラー回路を構成す
る。ＮチャネルＭＯＳ２０，２１のドレインには各々Ｐ
チャネルＭＯＳ２２，２３が接続され、ＰチャネルＭＯ
Ｓ２２，２３のソースは、電源Ｖｄｄにソースが接続さ
れたＰチャネルＭＯＳ２４のドレインに共通に接続され
る。ＮチャネルＭＯＳ２０のドレインと接地間には、コ
ンデンサ２５が接続され、その接続点は、比較回路２６
に接続される。比較回路２６には基準電圧Ｖｒｅｆ１と
基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加される。比較回路２６の出力
は、インバータ２７に印加される。またインバータ２７
の出力は、インバーター２８に印加される。そして、イ
ンバータ２８の出力が発振出力ＯＳＣＯＵＴとして取り
出される。また、インバータ２７の出力はＰチャネルＭ
ＯＳ２２ゲートに接続され、インバータ２８の出力はＰ
チャネルＭＯＳ２３のゲートに印加される。
【００１３】また、ＰチャネルＭＯＳ２４のゲートは、
ＰチャネルＭＯＳ２９のゲートと接続されて、電流ミラ
ー回路を構成する。ＰチャネルＭＯＳ２９と接地間に
は、ＮチャネルＭＯＳ３０が接続されとともに、Ｎチャ
ネルＭＯＳ３１とＮチャネルＭＯＳ３２の直列接続され
た回路が設けられる。更に、ＮチャネルＭＯＳ３０，３
１とＮチャネルＭＯＳ３４は、ゲートが共通に接続され
て、電流ミラー回路を構成する。ここでＭＯＳ３０とＭ
ＯＳ３４は同一サイズであり、ＭＯＳ３１のトランジス
タサイズは、例えば、１：４の関係にある。Ｎチャネル
ＭＯＳ３４には、ゲートがバイアス電圧Ｖｂｉａｓに接
続され、定電流源となるＰチャネルＭＯＳ３５が設けら
れる。ＮチャネルＭＯＳ３２のゲートは、周波数切換端
子３６に接続されるとともにプルアップ抵抗３７によっ
て電源Ｖｄｄに接続される。周波数切換端子３６には、
図１に示されたスイッチＳＷ２が接続される。
ＰチャネルＭＯＳ２９のゲートと接続されて、電流ミラ
ー回路を構成する。ＰチャネルＭＯＳ２９と接地間に
は、ＮチャネルＭＯＳ３０が接続されとともに、Ｎチャ
ネルＭＯＳ３１とＮチャネルＭＯＳ３２の直列接続され
た回路が設けられる。更に、ＮチャネルＭＯＳ３０，３
１とＮチャネルＭＯＳ３４は、ゲートが共通に接続され
て、電流ミラー回路を構成する。ここでＭＯＳ３０とＭ
ＯＳ３４は同一サイズであり、ＭＯＳ３１のトランジス
タサイズは、例えば、１：４の関係にある。Ｎチャネル
ＭＯＳ３４には、ゲートがバイアス電圧Ｖｂｉａｓに接
続され、定電流源となるＰチャネルＭＯＳ３５が設けら
れる。ＮチャネルＭＯＳ３２のゲートは、周波数切換端
子３６に接続されるとともにプルアップ抵抗３７によっ
て電源Ｖｄｄに接続される。周波数切換端子３６には、
図１に示されたスイッチＳＷ２が接続される。
【００１４】次に、発振動作について説明する。コンデ
ンサ２５の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さい場
合、比較回路２６の出力は「Ｈ」レベルであり、インバ
ータ２７の出力は「Ｌ」レベル、インバータ２８の出力
は「Ｈ」レベルになる。従って、ＭＯＳ２２はオン、Ｍ
ＯＳ２３はオフとなり、ＭＯＳ２０及びＭＯＳ２１もオ
フとなる。これにより、ＭＯＳ２４を流れる電流Ｉａ
は、コンデンサ２５に流れ、コンデンサ２５の端子電圧
が上昇する。コンデンサ２５の端子電圧が基準電圧Ｖｒ
ｅｆ１より大きくなると、比較回路２６の出力は「Ｌ」
レベルとなる。するとＭＯＳ２２はオフし、ＭＯＳ２３
とＭＯＳ２０及び２１がオンすることにより、ＭＯＳ２
４に流れる電流Ｉａは、ＭＯＳ２３及び２１に流れる。
従って、ＭＯＳ２０にはコンデンサ２５からの放電電流
が流れ、コンデンサ２５の端子電圧は下降する。コンデ
ンサの端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２より小さくなると
比較回路２６の出力は「Ｈ」レベルとなる。そして前述
と同様の動作を行うことにより、コンデンサ２５の端子
電圧は充放電を繰り返す三角波形となる。
ンサ２５の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さい場
合、比較回路２６の出力は「Ｈ」レベルであり、インバ
ータ２７の出力は「Ｌ」レベル、インバータ２８の出力
は「Ｈ」レベルになる。従って、ＭＯＳ２２はオン、Ｍ
ＯＳ２３はオフとなり、ＭＯＳ２０及びＭＯＳ２１もオ
フとなる。これにより、ＭＯＳ２４を流れる電流Ｉａ
は、コンデンサ２５に流れ、コンデンサ２５の端子電圧
が上昇する。コンデンサ２５の端子電圧が基準電圧Ｖｒ
ｅｆ１より大きくなると、比較回路２６の出力は「Ｌ」
レベルとなる。するとＭＯＳ２２はオフし、ＭＯＳ２３
とＭＯＳ２０及び２１がオンすることにより、ＭＯＳ２
４に流れる電流Ｉａは、ＭＯＳ２３及び２１に流れる。
従って、ＭＯＳ２０にはコンデンサ２５からの放電電流
が流れ、コンデンサ２５の端子電圧は下降する。コンデ
ンサの端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２より小さくなると
比較回路２６の出力は「Ｈ」レベルとなる。そして前述
と同様の動作を行うことにより、コンデンサ２５の端子
電圧は充放電を繰り返す三角波形となる。
【００１５】一方、外部端子３６に印加された信号が
「Ｈ」レベルの場合、ＭＯＳ３２がオンするため、ＭＯ
Ｓ２９に流れる電流はＭＯＳ３０とＭＯＳ３１の合成さ
れた電流となる。この電流によってＭＯＳ２４に流れる
電流がＩａであり、この場合の発振周波数が１００ＫＨ
ｚであるとする。次に、外部端子３６に「Ｌ」レベルの
信号が印加されると、ＭＯＳ３２はオフするため、ＭＯ
Ｓ２９に流れる電流はＭＯＳ３０に流れる電流のみとな
る。即ち、前述の場合の１／５となる。従って、この場
合には、ＭＯＳ２４に流れる電流も１／５となり、コン
デンサ２５の充放電電流Ｉａは１／５になるため、発振
回路の発振周波数は２０ＫＨｚとなる。このように、外
部端子３６に印加する信号によって発振回路の発振周波
数が切り替えられる。
「Ｈ」レベルの場合、ＭＯＳ３２がオンするため、ＭＯ
Ｓ２９に流れる電流はＭＯＳ３０とＭＯＳ３１の合成さ
れた電流となる。この電流によってＭＯＳ２４に流れる
電流がＩａであり、この場合の発振周波数が１００ＫＨ
ｚであるとする。次に、外部端子３６に「Ｌ」レベルの
信号が印加されると、ＭＯＳ３２はオフするため、ＭＯ
Ｓ２９に流れる電流はＭＯＳ３０に流れる電流のみとな
る。即ち、前述の場合の１／５となる。従って、この場
合には、ＭＯＳ２４に流れる電流も１／５となり、コン
デンサ２５の充放電電流Ｉａは１／５になるため、発振
回路の発振周波数は２０ＫＨｚとなる。このように、外
部端子３６に印加する信号によって発振回路の発振周波
数が切り替えられる。
【００１６】次に、図１のスイッチング電源回路の動作
を説明する。電源の投入時及び通常動作状態には、マイ
コン５は、制御信号ＣＯＮＴ１をローレベルにする。こ
のとき、スイッチＳＷ１は、閉じた状態にあり、スイッ
チＳＷ２は開いた状態にある。従って、電源ラインＶｃ
に接続されたコンデンサＣ１とＣ２が並列接続された状
態で、その容量は加算された値であり、図５の従来例で
示したコンデンサＣ０と同じ値となっている。
を説明する。電源の投入時及び通常動作状態には、マイ
コン５は、制御信号ＣＯＮＴ１をローレベルにする。こ
のとき、スイッチＳＷ１は、閉じた状態にあり、スイッ
チＳＷ２は開いた状態にある。従って、電源ラインＶｃ
に接続されたコンデンサＣ１とＣ２が並列接続された状
態で、その容量は加算された値であり、図５の従来例で
示したコンデンサＣ０と同じ値となっている。
【００１７】電源投入時にＩＣ３には、トランス２の１
次巻き線から電圧がスタート回路１１を介して供給さ
れ、この電圧は、電源ラインＶｃのコンデンサＣ１とＣ
２に充電され、ＩＣ３の電源として保持される。また、
通常動作状態においては、トランス２の２次巻き線２ｂ
からフォトトランジスタ８を介して電圧がコンデンサＣ
１及びＣ３に充電されてＩＣ３の電源となる。このよう
に、電源投入時と通常動作状態においては、電源ライン
Ｖｃの容量を大きくする必要があるため、コンデンサＣ
１とＣ２が並列に接続された状態にしている。
次巻き線から電圧がスタート回路１１を介して供給さ
れ、この電圧は、電源ラインＶｃのコンデンサＣ１とＣ
２に充電され、ＩＣ３の電源として保持される。また、
通常動作状態においては、トランス２の２次巻き線２ｂ
からフォトトランジスタ８を介して電圧がコンデンサＣ
１及びＣ３に充電されてＩＣ３の電源となる。このよう
に、電源投入時と通常動作状態においては、電源ライン
Ｖｃの容量を大きくする必要があるため、コンデンサＣ
１とＣ２が並列に接続された状態にしている。
【００１８】しかし、スタンバイ状態になるとマイコン
５は、制御信号ＣＯＮＴ１をハイレベルとしてフォトト
ランジスタ８をオフ状態とするとともにスイッチＳＷ１
を開き、ＳＷ２を閉じる。従って、この状態では電源ラ
インＶｃには、コンデンサＣ１のみが接続され、従来の
場合よりも、電源ラインＶｃに接続された容量は、小さ
くなっている。
５は、制御信号ＣＯＮＴ１をハイレベルとしてフォトト
ランジスタ８をオフ状態とするとともにスイッチＳＷ１
を開き、ＳＷ２を閉じる。従って、この状態では電源ラ
インＶｃには、コンデンサＣ１のみが接続され、従来の
場合よりも、電源ラインＶｃに接続された容量は、小さ
くなっている。
【００１９】タイマー回路１３は、スタート回路１１か
らのコンデンサＣ１への充電とコンデンサＣ１からの放
電を繰り返すため、電源ラインＶｃの波形は、図３のＶ
ｃの如く、５．６Ｖと４．７Ｖ振幅を持った三角波とな
る。また、コンデンサＣ１のみの場合は、その繰り返し
周波数は、従来の場合よりも高くなる。本実施例の場合
は、その周波数は２倍に設定している。周波数の設定
は、コンデンサＣ１とＣ２を選択することによって行え
る。
らのコンデンサＣ１への充電とコンデンサＣ１からの放
電を繰り返すため、電源ラインＶｃの波形は、図３のＶ
ｃの如く、５．６Ｖと４．７Ｖ振幅を持った三角波とな
る。また、コンデンサＣ１のみの場合は、その繰り返し
周波数は、従来の場合よりも高くなる。本実施例の場合
は、その周波数は２倍に設定している。周波数の設定
は、コンデンサＣ１とＣ２を選択することによって行え
る。
【００２０】更に、タイマー回路１３は、電源ラインＶ
ｃの三角波をカウンタで計数することによって８周期毎
のコンデンサＣ１の放電期間、即ち、電源ラインＶｃの
波形が下降する期間にクロック信号ＣＬを「Ｌ」レベル
とする。（図３参照）また、この期間は、ロジック回路
１８がＰＷＭ出力をＭＯＳトランジスタ１４に印加して
スイッチングを行う期間であり、その間欠駆動周波数
は、従来の１．５Ｈｚの４倍程度の５Ｈｚとなる。
ｃの三角波をカウンタで計数することによって８周期毎
のコンデンサＣ１の放電期間、即ち、電源ラインＶｃの
波形が下降する期間にクロック信号ＣＬを「Ｌ」レベル
とする。（図３参照）また、この期間は、ロジック回路
１８がＰＷＭ出力をＭＯＳトランジスタ１４に印加して
スイッチングを行う期間であり、その間欠駆動周波数
は、従来の１．５Ｈｚの４倍程度の５Ｈｚとなる。
【００２１】また、スタンバイ状態においては、マイコ
ン５は、制御信号ＣＯＮＴ２を「Ｈ」レベルとする。こ
れにより、スイッチＳＷ２が開かれる。これにより発振
回路１６は、１００ＫＨｚの発振周波数から２０ＫＨｚ
の発振周波数に切り替えられる。従って、図３に示され
ようにクロック信号ＣＬが「Ｌ」レベルの期間にロジッ
ク回路から出力される発振周波数は、２０ＫＨｚとな
り、間欠駆動周波数は５Ｈｚとなる。
ン５は、制御信号ＣＯＮＴ２を「Ｈ」レベルとする。こ
れにより、スイッチＳＷ２が開かれる。これにより発振
回路１６は、１００ＫＨｚの発振周波数から２０ＫＨｚ
の発振周波数に切り替えられる。従って、図３に示され
ようにクロック信号ＣＬが「Ｌ」レベルの期間にロジッ
ク回路から出力される発振周波数は、２０ＫＨｚとな
り、間欠駆動周波数は５Ｈｚとなる。
【００２２】以上の動作により、間欠動作の周期は、従
来の周波数に比べて、４倍に高くなるため、図４に示さ
れた従来にように２次側の電源電圧が５Ｖ以下になる期
間が短くなり電圧の平均化がはかれる。更に、間欠動作
中に駆動されるＭＯＳトランジスタ１４の駆動周波数
は、２０ＫＨｚとなるため、トランス２の２次側に発生
する電圧Ｖ３は、従来の如く急激な電圧上昇にはならな
い。
来の周波数に比べて、４倍に高くなるため、図４に示さ
れた従来にように２次側の電源電圧が５Ｖ以下になる期
間が短くなり電圧の平均化がはかれる。更に、間欠動作
中に駆動されるＭＯＳトランジスタ１４の駆動周波数
は、２０ＫＨｚとなるため、トランス２の２次側に発生
する電圧Ｖ３は、従来の如く急激な電圧上昇にはならな
い。
【００２３】
【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、スタンバ
イ状態では、間欠周波数は高くなり、発振回路１６の発
振周波数が低下するため、マイコン５に印加される電圧
の急激な電圧上昇が抑えられるのでマイコン５の破壊が
防止でき、更に、電圧が５Ｖ以下に低下する期間が短く
なるのでマイコン５が不動作状態になることが防止でき
るものである。且つ、間欠動作周期が短くなっても、発
振回路１６の発振周波数が低下するため、消費電力を抑
制することができる。
イ状態では、間欠周波数は高くなり、発振回路１６の発
振周波数が低下するため、マイコン５に印加される電圧
の急激な電圧上昇が抑えられるのでマイコン５の破壊が
防止でき、更に、電圧が５Ｖ以下に低下する期間が短く
なるのでマイコン５が不動作状態になることが防止でき
るものである。且つ、間欠動作周期が短くなっても、発
振回路１６の発振周波数が低下するため、消費電力を抑
制することができる。
【図１】本発明のスイッチング電源回路を示すブロック
図である。
図である。
【図２】図１に示されたスイッチング電源回路のブロッ
クの具体的回路図である。
クの具体的回路図である。
【図３】本発明の動作を示す波形図である。
【図４】従来の動作を説明するための波形図である。
【図５】従来例を示すブロック図である。
１ ブリッジ整流回路 ２ トランス ３ ＩＣ ４、７、１０ ダイオード ５ マイコン ６、１５ スイッチ ８ フォトトランジスタ ９ 発光ダイオード １１ スタート回路 １２ エラー検出回路 １３ タイマー回路 １４ スイッチングトランジスタ １６ 発振回路 １７ パルス幅変調回路 １８ ロジック回路 ２６ 比較回路 ２７，２８ インバータ ３６ 周波数切換端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−337019（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−248244（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−80038（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−304658（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−213055（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−117135（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−29387（ＪＰ，Ａ) 特開2000−224843（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (2)
- 【請求項１】 発振回路と、トランスの２次側からの帰
還信号を検出するエラー検出回路と、該エラー検出回路
の検出出力に基づき前記発振回路の出力をパルス幅変調
するパルス幅変調回路と、前記トランスの１次側に流れ
る電流を前記パルス幅変調回路の出力によってスイッチ
ングするスイッチング素子と、通常動作状態とスタンバ
イ状態によって前記パルス幅変調回路の出力を連続的又
は間欠的にスイッチング素子に供給するロジック回路
と、前記スタンバイ状態時の間欠周波数を作成するタイ
マー回路とを備えたスイッチング電源回路において、第
１の制御信号に基づいて前記間欠周波数を変更する間欠
周波数変更回路と、第２の制御信号に基づいて前記発振
回路の発振周波数を変更する周波数切換回路を設け、前
記スタンバイ状態時に前記発振回路の２種類の発振周波
数と前記タイマー回路の２種類の間欠周波数を組み合わ
せることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 前記第１の制御信号と第２の制御信号に
従って、前記スタンバイ状態時は、間欠周波数は高くな
り、前記発振回路の発振周波数が低くなることを特徴と
する請求項１記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01885199A JP3272319B2 (ja) | 1999-01-27 | 1999-01-27 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01885199A JP3272319B2 (ja) | 1999-01-27 | 1999-01-27 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000224844A JP2000224844A (ja) | 2000-08-11 |
| JP3272319B2 true JP3272319B2 (ja) | 2002-04-08 |
Family
ID=11983062
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01885199A Expired - Fee Related JP3272319B2 (ja) | 1999-01-27 | 1999-01-27 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3272319B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6462437B1 (en) * | 1999-11-12 | 2002-10-08 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | System and method for alternating standby mode |
| JP2006060968A (ja) | 2004-08-23 | 2006-03-02 | Orion Denki Kk | スイッチング電源回路を備えた電子機器及び電源制御方法 |
| DE102008056914A1 (de) | 2008-11-12 | 2010-05-20 | Logicdata Electronic & Software Entwicklungs Gmbh | Steuerung für ein elektrisch verstellbares Möbel |
| KR101064906B1 (ko) * | 2010-02-03 | 2011-09-16 | (주)로그인디지탈 | 발광 다이오드 조명 구동 장치 |
-
1999
- 1999-01-27 JP JP01885199A patent/JP3272319B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000224844A (ja) | 2000-08-11 |
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|---|---|---|---|
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