JP2000224853A - スイッチング電源用集積回路 - Google Patents
スイッチング電源用集積回路Info
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- JP2000224853A JP2000224853A JP11018848A JP1884899A JP2000224853A JP 2000224853 A JP2000224853 A JP 2000224853A JP 11018848 A JP11018848 A JP 11018848A JP 1884899 A JP1884899 A JP 1884899A JP 2000224853 A JP2000224853 A JP 2000224853A
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- current
- oscillation
- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング電源に使用される集積回路にお
いて、通常の動作状態とスタンバイ状態でスイッチング
周波数が切り替えられるものにおいて、通常動作状態の
スイッチング周波数を調整可能とする。 【解決手段】 発振回路の発信周波数を決定するコンデ
ンサ２５の充電電流及び放電電流を調整するために、Ｎ
チャネルＭＯＳ３４と並列に接続され、重み付けされた
ＮチャンネルＭＯＳ３５，３６，３７を設け、更に、こ
れらのＭＯＳに直列に接続されるダイオード４１，４
２，４３を設ける。このダイオードのカソードに電極パ
ッド４７，４８，４９を設けて、ダイオードに破壊電流
を選択的に流して、短絡することにより重み付けされた
ＭＯＳの選択を行う。これにより、充電電流及び放電電
流を可変することが可能になる。
いて、通常の動作状態とスタンバイ状態でスイッチング
周波数が切り替えられるものにおいて、通常動作状態の
スイッチング周波数を調整可能とする。 【解決手段】 発振回路の発信周波数を決定するコンデ
ンサ２５の充電電流及び放電電流を調整するために、Ｎ
チャネルＭＯＳ３４と並列に接続され、重み付けされた
ＮチャンネルＭＯＳ３５，３６，３７を設け、更に、こ
れらのＭＯＳに直列に接続されるダイオード４１，４
２，４３を設ける。このダイオードのカソードに電極パ
ッド４７，４８，４９を設けて、ダイオードに破壊電流
を選択的に流して、短絡することにより重み付けされた
ＭＯＳの選択を行う。これにより、充電電流及び放電電
流を可変することが可能になる。
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、トランスの１次側
に流れる電流をスイッチングすることによってトランス
の２次側に所定の電源電圧を発生するスイッチング電源
に使用される集積回路に関する。
に流れる電流をスイッチングすることによってトランス
の２次側に所定の電源電圧を発生するスイッチング電源
に使用される集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】テレビやビデオテープレコーダ等の電子
機器の電源に使用される電源回路には、スイッチング電
源装置が使用される。このようなスイッチング電源回路
には、３端子から５端子程度の集積回路が使用され、ト
ランスの１次側をスイッチングするスイッチングトラン
ジスタとこのスイッチングトランジスタを駆動する駆動
回路が集積される。
機器の電源に使用される電源回路には、スイッチング電
源装置が使用される。このようなスイッチング電源回路
には、３端子から５端子程度の集積回路が使用され、ト
ランスの１次側をスイッチングするスイッチングトラン
ジスタとこのスイッチングトランジスタを駆動する駆動
回路が集積される。
【０００３】図２は、このようなスイッチング電源回路
を示すブロック図である。交流電源は、ブリッジ整流回
路１によって直流に整流され、トランス２の１次側巻き
線の一端に供給される。１次側巻き線の他端は、スイッ
チング駆動用ＩＣ３に接続される。トランス２の２次側
巻き線２ａの出力は、ダイオード４によって整流され、
電子機器の主電源Ｖ１として内部回路に供給されるとと
もに、電子機器を制御するためのマイコン５にもスイッ
チ６を介して供給される。また、２次側巻き線２ｂの出
力は、ダイオード７によって整流され、フォトトランジ
スタ８を介してＩＣ３の電源として供給される。このフ
ォトトランジスタ８は、主電源Ｖ１の安定化の制御のた
めの帰還信号入力として用いられ、主電源Ｖ１に接続さ
れたフォトダイオード９と光学的に結合される。トラン
ス２の２次側巻き線２ｃは、ダイオード１０によって整
流され、電子機器のスタンバイ状態におけるマイコン５
の電源Ｖ３としてスイッチ６を介してマイコン５に印加
される。
を示すブロック図である。交流電源は、ブリッジ整流回
路１によって直流に整流され、トランス２の１次側巻き
線の一端に供給される。１次側巻き線の他端は、スイッ
チング駆動用ＩＣ３に接続される。トランス２の２次側
巻き線２ａの出力は、ダイオード４によって整流され、
電子機器の主電源Ｖ１として内部回路に供給されるとと
もに、電子機器を制御するためのマイコン５にもスイッ
チ６を介して供給される。また、２次側巻き線２ｂの出
力は、ダイオード７によって整流され、フォトトランジ
スタ８を介してＩＣ３の電源として供給される。このフ
ォトトランジスタ８は、主電源Ｖ１の安定化の制御のた
めの帰還信号入力として用いられ、主電源Ｖ１に接続さ
れたフォトダイオード９と光学的に結合される。トラン
ス２の２次側巻き線２ｃは、ダイオード１０によって整
流され、電子機器のスタンバイ状態におけるマイコン５
の電源Ｖ３としてスイッチ６を介してマイコン５に印加
される。
【０００４】ＩＣ３は、最初の電源投入時にＩＣ３を駆
動するためにＩＣ３の各部に電圧を供給するためのスタ
ート回路１１と、フォトトランジスタ８によってＩＣ３
の電源に帰還された信号を検出するエラー検出回路１２
と、スタンバイ状態においてスイッチング動作を間欠的
に行うための間欠帰還を決定するタイマー回路１３と、
トランス２の１次側巻き線をスイッチングするＭＯＳト
ランジスタ１４と、マイコン５からの信号によって開閉
が制御されるスイッチ１５によって発振周波数が切り替
えられる発振回路１６と、発振回路１６の発振出力をエ
ラー検出回路１２の出力に基づいてパルス幅変調するＰ
ＷＭ回路１７と、パルス幅変調された信号をタイマー回
路１３の出力状態に従ってＭＯＳトランジスタ１４に印
加するロジック回路１８から構成される。
動するためにＩＣ３の各部に電圧を供給するためのスタ
ート回路１１と、フォトトランジスタ８によってＩＣ３
の電源に帰還された信号を検出するエラー検出回路１２
と、スタンバイ状態においてスイッチング動作を間欠的
に行うための間欠帰還を決定するタイマー回路１３と、
トランス２の１次側巻き線をスイッチングするＭＯＳト
ランジスタ１４と、マイコン５からの信号によって開閉
が制御されるスイッチ１５によって発振周波数が切り替
えられる発振回路１６と、発振回路１６の発振出力をエ
ラー検出回路１２の出力に基づいてパルス幅変調するＰ
ＷＭ回路１７と、パルス幅変調された信号をタイマー回
路１３の出力状態に従ってＭＯＳトランジスタ１４に印
加するロジック回路１８から構成される。
【０００５】図２の動作を説明する。電源が投入されて
いない状態では、トランスの２次側巻き線２ｂには電圧
が発生していないため、ＩＣ３には電源電圧が供給され
ていないので、ＩＣ３は動作していない。最初に電源が
投入されるとブリッジ整流回路１によって整流された電
圧が、トランス２の１次側巻き線からスタート回路１１
を介してＩＣ３に供給される。これにより、ＩＣ３の動
作が開始され、発振回路１６の発振が開始する。このと
きの発振回路１６の発振周波数は、１００ＫＨｚであ
る。電源投入時のエラー検出回路１２は、デューティ比
が徐々に大きくなるような出力を発生するため、発振出
力はＰＷＭ回路１７によって初期状態のパルス幅変調を
行う。ＰＷＭ回路１７の出力はロジック回路１８を介し
てＭＯＳトランジスタ１４に印加され、ＭＯＳトランジ
スタ１４は、パルス幅変調された信号に従って１次側巻
き線のスイッチング動作を行う。これにより、トランス
２の各２次側巻き線に電圧が発生する。これによりマイ
コン５も動作し、マイコン５は、その出力信号によって
発行ダイオード９を動作させる。従って、フォトトラン
ジスタ８がオンして、２次側巻き線２ｂの電圧がＩＣ３
に供給される。ＩＣ３に電圧が供給されると、スタート
回路１１は、動作を停止し、１次側巻き線からＩＣ３の
内部に電源供給することを止める。これにより通常の動
作状態が持続される。
いない状態では、トランスの２次側巻き線２ｂには電圧
が発生していないため、ＩＣ３には電源電圧が供給され
ていないので、ＩＣ３は動作していない。最初に電源が
投入されるとブリッジ整流回路１によって整流された電
圧が、トランス２の１次側巻き線からスタート回路１１
を介してＩＣ３に供給される。これにより、ＩＣ３の動
作が開始され、発振回路１６の発振が開始する。このと
きの発振回路１６の発振周波数は、１００ＫＨｚであ
る。電源投入時のエラー検出回路１２は、デューティ比
が徐々に大きくなるような出力を発生するため、発振出
力はＰＷＭ回路１７によって初期状態のパルス幅変調を
行う。ＰＷＭ回路１７の出力はロジック回路１８を介し
てＭＯＳトランジスタ１４に印加され、ＭＯＳトランジ
スタ１４は、パルス幅変調された信号に従って１次側巻
き線のスイッチング動作を行う。これにより、トランス
２の各２次側巻き線に電圧が発生する。これによりマイ
コン５も動作し、マイコン５は、その出力信号によって
発行ダイオード９を動作させる。従って、フォトトラン
ジスタ８がオンして、２次側巻き線２ｂの電圧がＩＣ３
に供給される。ＩＣ３に電圧が供給されると、スタート
回路１１は、動作を停止し、１次側巻き線からＩＣ３の
内部に電源供給することを止める。これにより通常の動
作状態が持続される。
【０００６】次に、スタンバイ状態、即ち、電子機器の
内部が電源を必要とせずマイコン５だけが動作状態にな
る状態では、マイコン５は、その出力によってスイッチ
６を制御してマイコン５自身の電源を電流容量の少ない
２次巻き線２ｃからの電源に切り替えるとともに、発光
ダイオード９の動作を停止させる。更に、スイッチ１５
をオンして発振回路１６の発振周波数を２０ＫＨｚに切
り替える。これにより、フォトトランジスタ８がオフす
るため２次巻き線２ｂからＩＣ３への電源供給が停止さ
れるので、ＩＣ３の電源はスタート回路１１から供給さ
れる。このときタイマー回路１３が動作し、所定の間隔
で所定の幅の出力をロジック回路１８に出力する。従っ
て、ＭＯＳトランジスタ１４は２０ＫＨｚの周波数で所
定間隔で所定時間駆動されることになる。これにより、
スタンバイ状態での消費電力が削減されることになる。
内部が電源を必要とせずマイコン５だけが動作状態にな
る状態では、マイコン５は、その出力によってスイッチ
６を制御してマイコン５自身の電源を電流容量の少ない
２次巻き線２ｃからの電源に切り替えるとともに、発光
ダイオード９の動作を停止させる。更に、スイッチ１５
をオンして発振回路１６の発振周波数を２０ＫＨｚに切
り替える。これにより、フォトトランジスタ８がオフす
るため２次巻き線２ｂからＩＣ３への電源供給が停止さ
れるので、ＩＣ３の電源はスタート回路１１から供給さ
れる。このときタイマー回路１３が動作し、所定の間隔
で所定の幅の出力をロジック回路１８に出力する。従っ
て、ＭＯＳトランジスタ１４は２０ＫＨｚの周波数で所
定間隔で所定時間駆動されることになる。これにより、
スタンバイ状態での消費電力が削減されることになる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図２に示されたスイッ
チング電源回路において、１次側巻き線を駆動するＩＣ
３の発振回路１６は、スイッチ１５によって発振周波数
が切り替えられるが、その切り替え回路は、発振周波数
を決定するコンデンサの容量を切り替えることによって
行っている。例えば、コンデンサが１個の場合と２個並
列になった場合を切り替えるものである。さらには、こ
の発振回路には、通常動作状態の発振周波数を微調整す
る機能が設けられている。微調整回路は、周波数を決定
するコンデンサに流す電流を複数のダイオードを用い
て、調整するものである。いわゆるザッピングと呼ばれ
るものである。しかしながら、従来の発振回路１６は、
周波数を切り替えるためにコンデンサが２個必要とな
り、チップ面積が増大する欠点があった。あるいは、切
り替えのためのコンデンサをＩＣ３の外部部品として外
付けする必要があった。
チング電源回路において、１次側巻き線を駆動するＩＣ
３の発振回路１６は、スイッチ１５によって発振周波数
が切り替えられるが、その切り替え回路は、発振周波数
を決定するコンデンサの容量を切り替えることによって
行っている。例えば、コンデンサが１個の場合と２個並
列になった場合を切り替えるものである。さらには、こ
の発振回路には、通常動作状態の発振周波数を微調整す
る機能が設けられている。微調整回路は、周波数を決定
するコンデンサに流す電流を複数のダイオードを用い
て、調整するものである。いわゆるザッピングと呼ばれ
るものである。しかしながら、従来の発振回路１６は、
周波数を切り替えるためにコンデンサが２個必要とな
り、チップ面積が増大する欠点があった。あるいは、切
り替えのためのコンデンサをＩＣ３の外部部品として外
付けする必要があった。
【０００８】そこで、本発明は、発振回路１６のコンデ
ンサに流す充放電電流を変化させて発振周波数を切り替
えるとともに、簡単な回路で充放電電流を微調整するこ
とのできるスイッチング電源用集積回路を提供するもの
である。
ンサに流す充放電電流を変化させて発振周波数を切り替
えるとともに、簡単な回路で充放電電流を微調整するこ
とのできるスイッチング電源用集積回路を提供するもの
である。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述した点に
鑑みて創作されたものであり、端子に供給される信号に
基づいて発振周波数が変更される発振回路と、トランス
の２次側からの帰還に基づき前記発振回路の出力をパル
ス幅変調するパルス幅変調回路と、通常動作状態と待機
動作モードによって前記パルス幅変調回路の出力を連続
的又は間欠的にスイッチング素子に供給するロジック回
路を備え、前記トランスの１次側に流れる電流を前記ス
イッチング素子によってスイッチングし、前記トランス
の２次側に電圧を発生させるスイッチング電源用集積回
路において、前記発振回路は外部からの作用によって発
振周波数が設定される周波数設定回路を有し、外部から
発振周波数の調整を可能としたものである。
鑑みて創作されたものであり、端子に供給される信号に
基づいて発振周波数が変更される発振回路と、トランス
の２次側からの帰還に基づき前記発振回路の出力をパル
ス幅変調するパルス幅変調回路と、通常動作状態と待機
動作モードによって前記パルス幅変調回路の出力を連続
的又は間欠的にスイッチング素子に供給するロジック回
路を備え、前記トランスの１次側に流れる電流を前記ス
イッチング素子によってスイッチングし、前記トランス
の２次側に電圧を発生させるスイッチング電源用集積回
路において、前記発振回路は外部からの作用によって発
振周波数が設定される周波数設定回路を有し、外部から
発振周波数の調整を可能としたものである。
【００１０】また、前記発振回路は、コンデンサの充電
及び放電に基づく発振回路であり、前記周波数設定回路
は、前記コンデンサに充電する充電電流を流す電流ミラ
ー回路と、該電流ミラー回路に接続され、各々重みづけ
された電流値を有する複数の電流源と、該電流源に接続
され、外部からの作用によって前記複数の電流源を各々
単独で動作又は不動作状態に選択する選択素子を有する
ことにより、発振回路の周波数を調整可能とした。
及び放電に基づく発振回路であり、前記周波数設定回路
は、前記コンデンサに充電する充電電流を流す電流ミラ
ー回路と、該電流ミラー回路に接続され、各々重みづけ
された電流値を有する複数の電流源と、該電流源に接続
され、外部からの作用によって前記複数の電流源を各々
単独で動作又は不動作状態に選択する選択素子を有する
ことにより、発振回路の周波数を調整可能とした。
【００１１】更に、前記選択素子は、複数の電流源と逆
方向に直列接続されたダイオードと、該ダイオードの少
なくとも一端に設けられたプロービングパッドを備え、
前記プロービングパッドから前記ダイオードに電流を流
して前記ダイオードを短絡状態にすることにより、前記
電流源を動作状態に設定することにより、周波数の調整
を可能とした。
方向に直列接続されたダイオードと、該ダイオードの少
なくとも一端に設けられたプロービングパッドを備え、
前記プロービングパッドから前記ダイオードに電流を流
して前記ダイオードを短絡状態にすることにより、前記
電流源を動作状態に設定することにより、周波数の調整
を可能とした。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態を示す
回路図であり、図２に示された発振回路１６に使用され
る回路である。ＮチャネルＭＯＳ２０と２１は、そのゲ
ートが互いに接続されて、電流ミラー回路を構成する。
ＮチャネルＭＯＳ２０，２１のドレインには各々Ｐチャ
ネルＭＯＳ２２，２３が接続され、ＰチャネルＭＯＳ２
２，２３のソースは、電源Ｖｄｄにソースが接続された
ＰチャネルＭＯＳ２４のドレインに共通に接続される。
ＮチャネルＭＯＳ２０のドレインと接地間には、コンデ
ンサ２５が接続され、その接続点は、コンパレータ２
６，２７の負入力に接続される。コンパレータ２６の正
入力には基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加され、コンパレータ
２７の正入力には基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加される。ま
た、各々のコンパレータ２６，２７と電源間にはＰチャ
ネルＭＯＳ２８，２９が設けられる。コンパレータ２
６，２７の出力は互いに接続され、インバータ３０に印
加される。またインバータ３０の出力は、インバーター
３１に印加される。そして、インバータ３１の出力が発
振出力ＯＳＣＯＵＴとして取り出される。また、インバ
ータ３０の出力はＰチャネルＭＯＳ２２と２８のゲート
に接続され、インバータ３１の出力はＰチャネルＭＯＳ
２３と２９のゲートに印加される。従って、Ｐチャネル
ＭＯＳ２２、２８がオフの時には、コンパレータ２６は
不動作状態になり、ＰチャネルＭＯＳ２３，２９がオフ
しているときにはコンパレータ２７が不動作状態にな
る。
回路図であり、図２に示された発振回路１６に使用され
る回路である。ＮチャネルＭＯＳ２０と２１は、そのゲ
ートが互いに接続されて、電流ミラー回路を構成する。
ＮチャネルＭＯＳ２０，２１のドレインには各々Ｐチャ
ネルＭＯＳ２２，２３が接続され、ＰチャネルＭＯＳ２
２，２３のソースは、電源Ｖｄｄにソースが接続された
ＰチャネルＭＯＳ２４のドレインに共通に接続される。
ＮチャネルＭＯＳ２０のドレインと接地間には、コンデ
ンサ２５が接続され、その接続点は、コンパレータ２
６，２７の負入力に接続される。コンパレータ２６の正
入力には基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加され、コンパレータ
２７の正入力には基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加される。ま
た、各々のコンパレータ２６，２７と電源間にはＰチャ
ネルＭＯＳ２８，２９が設けられる。コンパレータ２
６，２７の出力は互いに接続され、インバータ３０に印
加される。またインバータ３０の出力は、インバーター
３１に印加される。そして、インバータ３１の出力が発
振出力ＯＳＣＯＵＴとして取り出される。また、インバ
ータ３０の出力はＰチャネルＭＯＳ２２と２８のゲート
に接続され、インバータ３１の出力はＰチャネルＭＯＳ
２３と２９のゲートに印加される。従って、Ｐチャネル
ＭＯＳ２２、２８がオフの時には、コンパレータ２６は
不動作状態になり、ＰチャネルＭＯＳ２３，２９がオフ
しているときにはコンパレータ２７が不動作状態にな
る。
【００１３】また、ＰチャネルＭＯＳ２４のゲートは、
ＰチャネルＭＯＳ３３のゲートと接続されて、電流ミラ
ー回路を構成する。ＰチャネルＭＯＳ３３と接地間に
は、ＮチャネルＭＯＳ３４が接続されとともに、Ｎチャ
ネルＭＯＳ３５，３６，３７とＮチャネルＭＯＳ３８，
３９，４０とダイオード４１，４２，４３の各々の直列
接続された回路が設けられる。更に、ＮチャネルＭＯＳ
３４，３５，３６，３７とＮチャネルＭＯＳ４４は、ゲ
ートが共通に接続されて、電流ミラー回路を構成する。
ＮチャネルＭＯＳ４４には、ゲートがバイアス電圧Ｖｂ
ｉａｓに接続され、定電流源となるＰチャネルＭＯＳ４
５が設けられる。
ＰチャネルＭＯＳ３３のゲートと接続されて、電流ミラ
ー回路を構成する。ＰチャネルＭＯＳ３３と接地間に
は、ＮチャネルＭＯＳ３４が接続されとともに、Ｎチャ
ネルＭＯＳ３５，３６，３７とＮチャネルＭＯＳ３８，
３９，４０とダイオード４１，４２，４３の各々の直列
接続された回路が設けられる。更に、ＮチャネルＭＯＳ
３４，３５，３６，３７とＮチャネルＭＯＳ４４は、ゲ
ートが共通に接続されて、電流ミラー回路を構成する。
ＮチャネルＭＯＳ４４には、ゲートがバイアス電圧Ｖｂ
ｉａｓに接続され、定電流源となるＰチャネルＭＯＳ４
５が設けられる。
【００１４】ここで、ＮチャネルＭＯＳ３５，３６，３
７は、１：２：４の重み付けをされたトランジスタサイ
ズで構成されており、ＮチャネルＭＯＳ３８，３９，４
０のゲートは、外部端子４６に接続されるとともに電源
電圧との間に抵抗５０が接続される。外部端子４６は、
図２に示されたスイッチ１５が接続され、発振周波数の
切り替えを制御する端子である。
７は、１：２：４の重み付けをされたトランジスタサイ
ズで構成されており、ＮチャネルＭＯＳ３８，３９，４
０のゲートは、外部端子４６に接続されるとともに電源
電圧との間に抵抗５０が接続される。外部端子４６は、
図２に示されたスイッチ１５が接続され、発振周波数の
切り替えを制御する端子である。
【００１５】ダイオード４１，４２，４３のアノードに
は、配線電極をやや太くすることによってプロービング
端子が接触可能な電極パッド４７，４８，４９が設けら
れる。これらの電極パッド４７，４８，４９と接地間に
ダイオードの破壊電流を流すことにより、ダイオードが
短絡され、重み付けされたＮチャネルＭＯＳ３５，３
６，３７の選択を行うことができる。これにより発振回
路の発振周波数の微調整が可能となる。即ち、Ｐチャネ
ルＭＯＳ３３に流れる電流は、ＮチャネルＭＯＳ３４が
単独の場合に対して、ＮチャネルＭＯＳ３５，３６，３
７の重み付けによって組み合わされる８通りの電流が加
算されることになり、この電流によって周波数が変更及
び調整される。尚、周波数の調整は、ＩＣのチップの状
態でテストする際にプロービング装置によって行われ
る。
は、配線電極をやや太くすることによってプロービング
端子が接触可能な電極パッド４７，４８，４９が設けら
れる。これらの電極パッド４７，４８，４９と接地間に
ダイオードの破壊電流を流すことにより、ダイオードが
短絡され、重み付けされたＮチャネルＭＯＳ３５，３
６，３７の選択を行うことができる。これにより発振回
路の発振周波数の微調整が可能となる。即ち、Ｐチャネ
ルＭＯＳ３３に流れる電流は、ＮチャネルＭＯＳ３４が
単独の場合に対して、ＮチャネルＭＯＳ３５，３６，３
７の重み付けによって組み合わされる８通りの電流が加
算されることになり、この電流によって周波数が変更及
び調整される。尚、周波数の調整は、ＩＣのチップの状
態でテストする際にプロービング装置によって行われ
る。
【００１６】次に、動作を説明する。まず、外部端子４
６がスイッチ１５によって接地されている場合、即ち、
スタンバイ状態の場合、ＮチャネルＭＯＳ３８，３９，
４０は、オフしているためＮチャネルＭＯＳ４４と電流
ミラー接続されたトランジスタは、ＮチャネルＭＯＳ３
４だけとなり、ＰチャネルＭＯＳ３３には、電流Ｉａが
流れる。従って、ＰチャネルＭＯＳ３３と同一サイズで
作られているＰチャネルＭＯＳ２４にも電流Ｉａが流れ
る。今、インバータ３０の出力が「Ｌ」レベルで、イン
バータ３１の出力が「Ｈ」レベルであるとすると、Ｐチ
ャネルＭＯＳ２３及び２９は、オフであり、Ｐチャネル
ＭＯＳ２２及び２８は、オンしている。従って、コンパ
レータ２７は不動作状態であり、コンパレータ２６は、
動作状態にある。更に、ＰチャンネルＭＯＳ２３がオフ
しているため、ＮチャネルＭＯＳ２１及び２０もオフ状
態にある。従って、ＰチャネルＭＯＳ２４に流れる電流
Ｉａは、ＰチャネルＭＯＳ２２を介してコンデンサ２５
を充電する。これによりコンデンサ２５の端子電圧は、
徐々に上昇する。
６がスイッチ１５によって接地されている場合、即ち、
スタンバイ状態の場合、ＮチャネルＭＯＳ３８，３９，
４０は、オフしているためＮチャネルＭＯＳ４４と電流
ミラー接続されたトランジスタは、ＮチャネルＭＯＳ３
４だけとなり、ＰチャネルＭＯＳ３３には、電流Ｉａが
流れる。従って、ＰチャネルＭＯＳ３３と同一サイズで
作られているＰチャネルＭＯＳ２４にも電流Ｉａが流れ
る。今、インバータ３０の出力が「Ｌ」レベルで、イン
バータ３１の出力が「Ｈ」レベルであるとすると、Ｐチ
ャネルＭＯＳ２３及び２９は、オフであり、Ｐチャネル
ＭＯＳ２２及び２８は、オンしている。従って、コンパ
レータ２７は不動作状態であり、コンパレータ２６は、
動作状態にある。更に、ＰチャンネルＭＯＳ２３がオフ
しているため、ＮチャネルＭＯＳ２１及び２０もオフ状
態にある。従って、ＰチャネルＭＯＳ２４に流れる電流
Ｉａは、ＰチャネルＭＯＳ２２を介してコンデンサ２５
を充電する。これによりコンデンサ２５の端子電圧は、
徐々に上昇する。
【００１７】この端子電圧が、コンパレータ２６の基準
電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、コンパレータ２６の出力が
反転し、インバータ３０の出力が「Ｈ」レベル、インバ
ータ３１の出力が「Ｌ」レベルになる。すると、Ｐチャ
ネルＭＯＳ２３，２９がオン、ＰチャネルＭＯＳ２２，
２８がオンとなり、コンパレータ２７が動作状態にな
る。この状態では、ＮチャネルＭＯＳ２１に電流Ｉａが
流れるため、ミラー接続されたＮチャネルＭＯＳ２０に
は、コンデンサ２５から放電電流Ｉａが流れる。これに
より、コンデンサ２５の端子電圧は、徐々に減少する。
この端子電圧が、基準電圧Ｖｒｅｆ２より低くなると、
コンパレータ２７の出力が反転し、インバータ３０及び
３１の出力は、先の状態に戻る。従って、コンデンサ２
５への充電が行われる。以上の動作を繰り返すことによ
り、インバータ３１から発振出力が取り出される。尚、
基準電圧Ｖｒｅｆ１は、Ｖｒｅｆ２より大きく設定され
ているので、コンデンサ２５の端子電圧は、Ｖｒｅｆ１
とＶｒｅｆ２を振幅とする信号となる。
電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、コンパレータ２６の出力が
反転し、インバータ３０の出力が「Ｈ」レベル、インバ
ータ３１の出力が「Ｌ」レベルになる。すると、Ｐチャ
ネルＭＯＳ２３，２９がオン、ＰチャネルＭＯＳ２２，
２８がオンとなり、コンパレータ２７が動作状態にな
る。この状態では、ＮチャネルＭＯＳ２１に電流Ｉａが
流れるため、ミラー接続されたＮチャネルＭＯＳ２０に
は、コンデンサ２５から放電電流Ｉａが流れる。これに
より、コンデンサ２５の端子電圧は、徐々に減少する。
この端子電圧が、基準電圧Ｖｒｅｆ２より低くなると、
コンパレータ２７の出力が反転し、インバータ３０及び
３１の出力は、先の状態に戻る。従って、コンデンサ２
５への充電が行われる。以上の動作を繰り返すことによ
り、インバータ３１から発振出力が取り出される。尚、
基準電圧Ｖｒｅｆ１は、Ｖｒｅｆ２より大きく設定され
ているので、コンデンサ２５の端子電圧は、Ｖｒｅｆ１
とＶｒｅｆ２を振幅とする信号となる。
【００１８】前述の充電及び放電電流がＩａの時の発振
周波数が２０ＫＨｚであるとすると、充電及び放電電流
Ｉａの５倍の電流が流れた場合には、発振周波数は、５
倍の１００ＫＨｚになる。そこで、重み付けされたＮチ
ャネルＭＯＳ３５，３６，３７の最小のサイズのＮチャ
ネルＭＯＳ３５のトランジスタサイズをＮチャネルＭＯ
Ｓ３４と同一サイズにした場合には、４０ＫＨｚから１
８０ＫＨｚの範囲で２０ＫＨｚステップで可変すること
が可能になる。
周波数が２０ＫＨｚであるとすると、充電及び放電電流
Ｉａの５倍の電流が流れた場合には、発振周波数は、５
倍の１００ＫＨｚになる。そこで、重み付けされたＮチ
ャネルＭＯＳ３５，３６，３７の最小のサイズのＮチャ
ネルＭＯＳ３５のトランジスタサイズをＮチャネルＭＯ
Ｓ３４と同一サイズにした場合には、４０ＫＨｚから１
８０ＫＨｚの範囲で２０ＫＨｚステップで可変すること
が可能になる。
【００１９】例えば、ダイオード４３だけに破壊電流を
流して短絡させると、４倍の電流を余計に流すことが可
能になる。このとき、外部端子４６に接続されたスイッ
チ１５が開かれると、抵抗４７によってＮチャネルＭＯ
Ｓ３８，３９，４０のゲートには「Ｈ」レベルの電圧が
印加され、これらのＭＯＳはオンとなる。これにより、
ＰチャネルＭＯＳ３３に流れる電流は、ＮチャネルＭＯ
Ｓ３４とＮチャネルＭＯＳ３７に流れる電流が加算され
た電流、即ち、Ｉａの５倍の電流となる。従って、この
ときの発振周波数は、１００ＫＨｚとなる。このよう
に、重み付けされたＮチャネルＭＯＳ３５，３６，３７
の選択をダイオード４１，４２，４３によって選択する
ことにより、２０ＫＨｚの２倍から９倍の発振周波数を
得ることが可能となる。
流して短絡させると、４倍の電流を余計に流すことが可
能になる。このとき、外部端子４６に接続されたスイッ
チ１５が開かれると、抵抗４７によってＮチャネルＭＯ
Ｓ３８，３９，４０のゲートには「Ｈ」レベルの電圧が
印加され、これらのＭＯＳはオンとなる。これにより、
ＰチャネルＭＯＳ３３に流れる電流は、ＮチャネルＭＯ
Ｓ３４とＮチャネルＭＯＳ３７に流れる電流が加算され
た電流、即ち、Ｉａの５倍の電流となる。従って、この
ときの発振周波数は、１００ＫＨｚとなる。このよう
に、重み付けされたＮチャネルＭＯＳ３５，３６，３７
の選択をダイオード４１，４２，４３によって選択する
ことにより、２０ＫＨｚの２倍から９倍の発振周波数を
得ることが可能となる。
【００２０】尚、もっと細かな周波数の調整を行う場合
には、例えば、ＮチャンネルＭＯＳ３４の３倍のサイズ
のＭＯＳが、外部端子４６によってＮチャネルＭＯＳ４
４に固定的にミラー接続されるように構成し、ダイオー
ド４１、４２，４３によって選択可能なＭＯＳは、その
最小サイズを、例えば、ＮチャネルＭＯＳ３４の１／４
のサイズに構成する。これにより、充電及び放電電流Ｉ
ａの０．２５倍のステップで可変することができ、周波
数は、５ＫＨｚ間隔で可変することができる。
には、例えば、ＮチャンネルＭＯＳ３４の３倍のサイズ
のＭＯＳが、外部端子４６によってＮチャネルＭＯＳ４
４に固定的にミラー接続されるように構成し、ダイオー
ド４１、４２，４３によって選択可能なＭＯＳは、その
最小サイズを、例えば、ＮチャネルＭＯＳ３４の１／４
のサイズに構成する。これにより、充電及び放電電流Ｉ
ａの０．２５倍のステップで可変することができ、周波
数は、５ＫＨｚ間隔で可変することができる。
【００２１】
【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、コンデン
サの充放電電流を切り替えるＭＯＳトランジスタにザッ
ピング用のダイオードを直列接続することによって、通
常動作状態の発振周波数の微調整が簡単に行えるもの
で、内部に２つのコンデンサを内蔵する必要もなく、コ
ンデンサを外部接続する必要も無くなるので、集積回路
のチップ面積が減少する利点がある。更には、周波数調
整のための特別の外部端子を設ける必要が無く、プロー
ビングパッドだけで、チップのテスト時に設定すること
ができるので最終形態での端子数の増加も防止できるも
のである。
サの充放電電流を切り替えるＭＯＳトランジスタにザッ
ピング用のダイオードを直列接続することによって、通
常動作状態の発振周波数の微調整が簡単に行えるもの
で、内部に２つのコンデンサを内蔵する必要もなく、コ
ンデンサを外部接続する必要も無くなるので、集積回路
のチップ面積が減少する利点がある。更には、周波数調
整のための特別の外部端子を設ける必要が無く、プロー
ビングパッドだけで、チップのテスト時に設定すること
ができるので最終形態での端子数の増加も防止できるも
のである。
【図１】本発明の実施形態を示す発振回路の回路図であ
る。
る。
【図２】スイッチング電源回路を示すブロック図であ
る。
る。
１ ブリッジ整流回路 ２ トランス ３ ＩＣ ４、７、１０ ダイオード ５ マイコン ６、１５ スイッチ ８ フォトトランジスタ ９ 発光ダイオード １１ スタート回路 １２ エラー検出回路 １３ タイマー回路 １４ スイッチングトランジスタ １６ 発振回路 １７ パルス幅変調回路 １８ ロジック回路 ２５ コンデンサ ２６、２７ コンパレータ ３５、３６、３７ ＮチャネルＭＯＳ ４１、４２、４３ ダイオード ４７、４８、４９ 電極パッド
Claims (3)
- 【請求項１】 端子に供給される信号に基づいて発振周
波数が変更される発振回路と、トランスの２次側からの
帰還に基づき前記発振回路の出力をパルス幅変調するパ
ルス幅変調回路と、通常動作状態とスタンバイ状態によ
って前記パルス幅変調回路の出力を連続的又は間欠的に
スイッチング素子に供給するロジック回路を備え、前記
トランスの１次側に流れる電流を前記スイッチング素子
によってスイッチングし、前記トランスの２次側に電圧
を発生させるスイッチング電源用集積回路において、前
記発振回路は外部からの作用によって発振周波数が設定
される周波数設定回路を有し、外部から発振周波数の調
整を可能としたことを特徴とするスイッチング電源用集
積回路。 - 【請求項２】 前記発振回路は、コンデンサの充電及び
放電に基づく発振回路であり、前記周波数設定回路は、
前記コンデンサに充電する充電電流を流す電流ミラー回
路と、該電流ミラー回路に接続され、各々重みづけされ
た電流値を有する複数の電流源と、該電流源に接続さ
れ、外部からの作用によって前記複数の電流源を各々単
独で動作又は不動作状態に選択する選択素子を有するこ
とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源用集積
回路。 - 【請求項３】 前記選択素子は、複数の電流源と逆方向
に直列接続されたダイオードと、該ダイオードの少なく
とも一端に設けられたプロービングパッドを備え、前記
プロービングパッドから前記ダイオードに電流を流して
前記ダイオードを短絡状態にすることにより、前記電流
源を動作状態に設定することを特徴とする請求項２記載
のスイッチング電源用集積回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11018848A JP2000224853A (ja) | 1999-01-27 | 1999-01-27 | スイッチング電源用集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11018848A JP2000224853A (ja) | 1999-01-27 | 1999-01-27 | スイッチング電源用集積回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000224853A true JP2000224853A (ja) | 2000-08-11 |
Family
ID=11982986
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11018848A Pending JP2000224853A (ja) | 1999-01-27 | 1999-01-27 | スイッチング電源用集積回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000224853A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100995914B1 (ko) | 2008-11-13 | 2010-11-22 | 한국전기연구원 | 대기전력 저감용 스위치모드 전원공급장치 |
-
1999
- 1999-01-27 JP JP11018848A patent/JP2000224853A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100995914B1 (ko) | 2008-11-13 | 2010-11-22 | 한국전기연구원 | 대기전력 저감용 스위치모드 전원공급장치 |
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