JP3434437B2 - 静電容量比検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、静電容量の比を求
めるために使用される静電容量比検出装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】静電容量の変化を検出し或いは測定する
装置として静電容量型センサが知られている。そして、
検出信号を生成するためのインタフェース回路として、
多くの場合、静電容量型センサを周波数決定素子とする
発振回路が使用されている。

【０００３】この回路の発振周波数をω、センサの静電
容量をＣ，容量の変化率をΔＣとすると、発振周波数ω
は静電容量Ｃに応じて変化し、その変化率は、次のよう
に表わされる。

【０００４】

【数１】 従来の静電容量型センサを含む発振回路の発振周波数
（ω）は、センサの全容量（Ｃ_S ＝Ｃ_B ＋ΔＣ）によっ
て決定される。（Ｃ_Bはセンサがある基準状態にある時
の静電容量（ベース容量）、ΔＣは静電容量の変化
量）。このため、センサの全容量（Ｃ_S ）に比べて変化
量（ΔＣ）が小さい場合には、発振周波数の変化量も小
さくなる。これが容量測定のダイナミックレンジを狭
め、高精度化を困難にしている。また、寄生容量および
浮遊容量などの誤差要因も問題になる。

【０００５】このような問題点を解決するものとして、
検出対象の物理量または化学量に応じた静電容量を有す
る検出器の静電容量（Ｃ_S ）と基準静電容量（Ｃ_R ）と
の差を定数の一部とする差動容量反転積分器を含み、こ
れらの静電容量の差で発振周波数を決定する発振回路を
備えた静電容量変化量検出装置が提供されている（特開
平８−６２２６６号）。この検出装置に含まれている差
動容量反転積分器は、オペアンプの（＋）側の入力端子
を接地すると共に（−）側の入力端子に抵抗Ｒを接続
し、オペアンプの出力端子と（−）側の入力端子の間に
は、フィードバック要素として、反転増幅器（ゲイン＝
−ｋ）に直列接続した基準容量Ｃ_R とセンサ容量Ｃ_S と
を並列接続して構成したものであり、基準容量Ｃ_R とセ
ンサ容量Ｃ_S との差（Ｃ_S −ｋＣ_R ）を定数の一部とす
る積分器となっている。

【０００６】また、この静電容量変化量検出装置で、２
つの静電容量を有し、一方のセンサ容量（Ｃ_S ⁺）が増加
し、他方のセンサ容量（Ｃ_S ^-）が減少するように構成さ
れたセンサを使用して両センサ容量の容量比をとる場
合、２つの静電容量に対して２つのアナログスイッチと
第２の基準容量（Ｃ_C ）とを設け、アナログスイッチの
切替信号により前記発振回路から２種類の発振出力を生
成し、これら２種類の発振出力をデジタル信号処理回路
で割算することにより、２つの静電容量の差に対応した
発振出力の比を検出する。

【０００７】しかし、この差動容量反転積分器を含んだ
静電容量変化量検出装置は、差動容量反転積分器のフィ
ードバック要素に反転増幅器を含むので構成が複雑にな
ること、基準容量Ｃ_R とセンサ容量Ｃ _S との差（Ｃ_S −
ｋＣ_R ）が正の値でなければ動作しないこと、及び２つ
のセンサ容量（Ｃ_S ⁺，Ｃ_S ^-）の容量比を得るための信号
処理が複雑であることという問題点があった。

【０００８】一方、静電容量と、これに接続されたスイ
ッチと、このスイッチを制御する制御回路と、この制御
回路に一定周期の信号を供給する信号源とで構成された
スイッチトキャパシタ(switched capacitor)回路を用い
て容量比を検出することも知られている。このスイッチ
トキャパシタ回路は、スイッチの制御という時間軸の制
御により動作するため、簡単な構成で高精度化を達成で
きるという利点がある。

【０００９】この回路を静電容量比の検出に利用する場
合、２つの静電容量と、複数のスイッチと、複数のスイ
ッチを制御する制御回路と、制御回路に一定周期の信号
を供給する信号源とで構成されたスイッチトキャパシタ
に、電圧源と、電荷を電圧に変換する変換器と、当該変
換器の電圧を所定の基準電圧と比較する比較器とを付加
し、比較器の出力を制御回路に入力させる。制御回路
は、一定周期の信号によりスイッチを切り替えて選択し
た静電容量に電荷を貯えさせる動作と、その電荷を変換
器に送る動作とを交互に行う。変換器は、選択された静
電容量に貯えられた電荷を電圧に変換し、比較器に供給
する。比較器は、その比較出力を制御回路に送ることに
より、２つの静電容量のどちらか一方を選択させる。こ
の一連の動作により、２つの静電容量の比を求めること
ができる。

【００１０】ところで、このようなスイッチトキャパシ
タ回路に使用されるスイッチには、数ＫＨｚから数ＭＨ
ｚという動作速度が要求されるため、機械式スイッチは
使用できない。そこで、半導体スイッチが利用される。
半導体スイッチは、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconducto
r:金属酸化皮膜半導体）トランジスタで形成される。Ｍ
ＯＳトランジスタは、ゲートにかかる電圧がトランジス
タの閾電圧より高くなった時にソース，ドレイン間が導
通し、逆に閾電圧よりも低い時には遮断することによ
り、スイッチとして動作する。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、実際のＭＯＳ
トランジスタではゲート，ソース間と、ゲート，ドレイ
ン間とに寄生容量と呼ばれる静電容量が存在するため、
ＭＯＳトランジスタの導通時又は遮断時に、この寄生容
量を通して、ゲートからソースへ又はゲートからドレイ
ンへ電荷が流れ込む現象が発生する。この現象はクロッ
クフィールドスルーと呼ばれ、半導体スイッチに発生す
るノイズ要因の一つとなっている。また、これとは別
に、チャージインジェクションと呼ばれる現象も発生す
る。これは、シリコンウエハの酸化皮膜上にゲート電極
が形成されるというＭＯＳトランジスタの構造に起因す
るもので、ゲートに電圧がかかった時、ゲート電極付近
にチャネルと呼ばれる電荷が蓄積される現象である。チ
ャネルは、ゲートの電圧が無くなった時ソース又はドレ
インに移動することにより消滅するが、このチャネルが
誤差の要因にもなる。よって、半導体スイッチで発生す
るこれらのノイズが、スイッチトキャパシタ回路の高精
度化の障害となっていた。

【００１２】このような半導体スイッチが発生するノイ
ズを回路構成により打ち消す試みもなされている。それ
は、スイッチトキャパシタ回路にキャリブレーション
（補正）用の半導体スイッチを設け、該半導体スイッチ
を動作させることによりキャリブレーションを行うもの
である。

【００１３】ところが、キャリブレーション用に設けた
半導体スイッチは、キャリブレーション時にのみ動作す
るため、キャリブレーション時のみに発生するノイズが
存在する。そのため、正確なキャリブレーションが行え
ないという問題点があった。

【００１４】本発明の目的は、２つの静電容量の比を検
出する静電容量比検出装置において、新たにキャリブレ
ーションのための半導体スイッチを設けることなく、誤
差の補正を可能にすることである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、２つの静電容
量の比に対応した検出信号を出力するための回路構成に
キャリブレーション用の半導体スイッチのような補正の
ための回路を追加することなく、検出の誤差を補正でき
る静電容量比検出装置を提供する。

【００１６】詳細には、本発明の静電容量比検出装置
は、２つの静電容量の各々の一端と電圧源との間の接続
を切替えることにより前記２つの静電容量（Ｃ1，Ｃ2
）のいずれかに所定の電圧（Ｖ_P ）を供給する第１切
替手段（２）と、前記２つの静電容量（Ｃ1，Ｃ2 ）の
各々の電荷を電圧（Ｖ_O ）に変換する電荷／電圧変換器
（４）と、前記２つの静電容量（Ｃ1，Ｃ2 ）の各々の
他端と前記変換器（４）との間の接続を切替えることに
より前記２つの静電容量のいずれかの電荷を前記変換器
（４）に入力する第２切替手段（３）と、前記変換器
（４）の出力電圧（Ｖ_O ）を基準電圧と比較し、その比
較結果に応じた値をとるディジタル信号（ｙ）を出力す
る比較器（５）と、一定周期で位相の異なる２つのクロ
ック信号（φ1，φ2）を発生する２相信号源（６）と、
前記比較器（５）の出力信号（ｙ）の値に応じて前記２
つの静電容量（Ｃ1，Ｃ2 ）の一方を選択し、前記比較
器（５）の出力信号（ｙ）及び前記２つのクロック信号
（φ1，φ2）の値に応じて、当該選択した静電容量（Ｃ
1又はＣ2 ）と前記電圧源との接続、及び当該選択した
静電容量（Ｃ1又はＣ2 ）と前記変換器（４）との接続
を切替えるように、前記第１切替手段（２）及び前記第
２切替手段（３）の動作を制御する制御手段（７）と、
前記比較器（５）の出力信号（ｙ）について前記クロッ
ク信号（φ1又はφ2）のパルス数（Ｎ）回分の平均値
(ｙ _AVE )を計算し、該平均値(ｙ _AVE )を用いて前記２つの
静電容量（Ｃ1，Ｃ2 ）の比を表わす信号を生成する出
力手段（８）とを備えたことを特徴とする。

【００１７】本発明の実施態様では、制御手段（７）に
外部から供給される状態切替信号（ＣＡＬ）により、通
常の測定状態から補正状態に切り替える。すなわち、状
態切替信号（ＣＡＬ）が供給されないときは（ＣＡＬ＝
０）、上記のように比較器（５）の出力信号（ｙ）の値
に応じて２つの静電容量のいずれか一方を選択する通常
の測定状態とし、状態切替信号（ＣＡＬ）が供給された
とき（ＣＡＬ＝１）、比較器（５）の出力信号（ｙ）の
値にかかわらず２つの静電容量のいずれか一方を選択す
る補正状態に切り替えるようにする。

【００１８】上記実施態様では、出力手段（８）は、制
御手段（７）に状態切替信号が供給されたとき（ＣＡＬ
＝１）の比較器（５）の出力信号（ｙ’）の値によっ
て、状態切替信号が供給されないとき（ＣＡＬ＝０）の
比較器（５）の出力信号（ｙ）の値を補正する。

【００１９】上記の状態切替信号（ＣＡＬ）は、例え
ば、出力手段（８）で生成されて制御手段（７）に供給
される。

【００２０】

【作用及び効果】本発明の構成によれば、第１切替手段
は、２つの静電容量と電圧源との接続状態を切替える。
第２切替手段は、２つの静電容量と各々の電荷を電圧に
変換する変換器との接続状態を切替える。２つの静電容
量のうち第２切替手段により切替えられた静電容量の電
荷が、上記変換器によって電圧に変換され、その出力電
圧が、比較器により比較基準電圧と比較される。比較器
は、静電容量の電荷からの変換電圧と比較基準電圧との
比較結果を表す信号、すなわち変換電圧が基準電圧より
高い場合と低い場合とで異なる信号を出力する。このよ
うな信号は、例えば、比較基準電圧を電位０（接地）と
し、上記変換器からの変換電圧が０より大きいとき（つ
まり＋の場合）“１”或いは“０”となり、上記変換器
からの変換電圧が０より小さいとき（つまり−の場合）
“０”或いは“１”となるディジタル信号でよい。この
ディジタル信号は、変換器の出力電圧の極性を表してい
る。

【００２１】制御手段は、比較器の出力信号の値に応じ
て、２つの静電容量の一方を選択し、比較器の出力信号
と２相信号源から供給された位相の異なる２つのクロッ
ク信号の値に応じて、選択された静電容量と電圧源及び
変換器との間の接続を切替える。この切替えにより、選
択された静電容量に対し所定の電圧印加による充電と充
電された静電容量からの放電とが、上記２つの信号の位
相に対応したタイミングで行われる。こうして静電容量
の選択と、選択された静電容量に電荷を与え、その電荷
を変換器で電圧に変換する動作とが、２つの静電容量に
ついて行われる。

【００２２】ここで、比較器の出力信号は、２つの静電
容量の比に対応した信号を含んでいる。

【００２３】出力手段は、比較器の出力信号（ｙ）につ
いて上記クロック信号のパルス数（Ｎ）回分の平均値
(ｙ _AVE )を計算し、この平均値(ｙ _AVE )を用いて比較器の
出力信号から２つの静電容量の比に対応した信号を出力
する。本発明の静電容量比検出装置は、以上の構成によ
り、２つの静電容量の比に対応した検出信号を出力する
と共に、比較器の出力を補正することで検出の誤差を補
正できる。

【００２４】本発明の実施態様によれば、制御手段は、
比較器の出力信号（ｙ）の値に応じて２つの静電容量の
いずれか一方を選択する通常の測定状態から、前記状態
切替信号が供給されたとき、比較器の出力信号（ｙ）の
値にかかわらず２つの静電容量のいずれか一方を選択す
る補正状態に切り替える。

【００２５】出力手段は、状態切替信号が供給されたと
きの比較器の出力信号の値により、状態切替信号が供給
されないときの比較器の出力信号の値を補正する。この
補正により、検出誤差を小さくすることができる。

【００２６】実施態様では、制御手段に供給される状態
切替信号は出力手段で生成される。

【００２７】

【発明の実施の形態】

実施例１ 図１は、本発明の静電容量比検出装置を構成する回路の
例を示す図、図２は、図１の制御回路の構成例を示す
図、図３は図１の各部の波形を示す図である。

【００２８】静電容量比検出装置１は、２つの静電容量
Ｃ1 及びＣ2 と、第１切替手段２と、第２切替手段３
と、変換器４と、比較器５と、２相信号源６と、制御手
段７と、出力手段８とから成る。

【００２９】２つの静電容量Ｃ1 ，Ｃ2 の片方の端子は
接続される。

【００３０】第１切替手段２は、制御手段７によって制
御される半導体スイッチＳ１及びＳ２から成り、２つの
静電容量Ｃ1 ，Ｃ2 の接続点、電圧Ｖ_P 及びグランドに
接続される。半導体スイッチＳ１は、静電容量Ｃ1 及び
静電容量Ｃ2 の接続点と、電圧Ｖ_P との間に接続され
る。半導体スイッチＳ２は、静電容量Ｃ1 及び静電容量
Ｃ2 の接続点と、グランドとの間に接続される。

【００３１】第２切替手段３は、制御手段７によって制
御される半導体スイッチＳ３、Ｓ４、Ｓ５及びＳ６から
成り、２つの静電容量Ｃ1 ，Ｃ2 の他方の端子と、変換
器４と、グランドとの間に接続される。半導体スイッチ
Ｓ３は、前記静電容量Ｃ1 の他方の端子とグランドとの
間に接続される。半導体スイッチＳ４は、静電容量Ｃ1
及び半導体スイッチＳ３の接続点と、変換器４との間に
接続される。半導体スイッチＳ５は、前記静電容量Ｃ2
の他方の端子とグランドとの間に接続される。半導体ス
イッチＳ６は、静電容量Ｃ2 及び半導体スイッチＳ５と
の接続点と、変換器４との間に接続される。

【００３２】変換器４は、静電容量Ｃf1を帰還回路に有
するオペアンプ９を含み、積分器を構成している。上記
２つの静電容量Ｃ1 ，Ｃ2 のうち選択された静電容量の
電荷が供給されると、これを電圧に変換する。

【００３３】比較器５は、変換器４の出力を入力とし、
比較基準電圧と比較して、デジタル値‘ｙ’（以下、
“ｙ”と記載する）を出力する。比較基準電圧は、グラ
ンドと等しくすると良い。

【００３４】２相信号源６は、図３に示すように、同じ
周波数で互いのハイレベルの期間が重ならない信号φ
１，φ２を発振する（図３のφ１、φ２）。このような
信号は、ノンオーバーラッピングクロックと呼ばれる。
２相信号のハイレベルの期間が重ならないようにする理
由として、スイッチトキャパシタ回路は信号φ１によっ
て制御される半導体スイッチと信号φ２によって制御さ
れる半導体スイッチとが同時にオンすると動作しなくな
ることが挙げられる。例えば、図１の回路で、半導体ス
イッチＳ１が信号φ１によって、半導体スイッチＳ２が
信号φ２によって制御されているとき、信号φ１と信号
φ２のハイレベルの期間が重なると、前記スイッチＳ１
及びＳ２が同時にオンし、電圧Ｖ_P とグランドが短絡し
てしまう。このような現象を防ぐため、スイッチトキャ
パシタ回路ではノンオーバーラッピングクロックが良く
使われる。

【００３５】制御手段７は、前記２相信号と、出力ｙ及
び外部から与えられる動作状態切替信号（以下、“ＣＡ
Ｌ”と記載する）に応じて、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６
のオン・オフ動作を制御する。

【００３６】出力手段８は、平均化回路８１と、マイク
ロプロセッサ８２と、メモリ８３とで構成され、ＣＡＬ
＝１期間に得られた出力ｙの平均値ｙ_AVE'を記憶し、Ｃ
ＡＬ＝０期間に得られた出力ｙの平均値ｙ_AVE を補正す
ることで、測定装置の誤差を補正して２つの静電容量Ｃ
1 ，Ｃ2 の容量比を出力する機能を有する。平均化回路
８１は、出力ｙを平均化して平均値ｙ_AVE を出力する。
マイクロプロセッサ８２はＣＡＬ信号を出力する機能
と、ＣＡＬ＝１のときに得られた出力ｙの平均値をｙ
_AVE'として後述するメモリ８３に記憶させ、ＣＡＬ＝０
のときに得られた出力ｙの平均値ｙ_AVE を補正する機能
を有する。メモリ８３は、ｙ_AVE'の値を記憶する。

【００３７】次に、上記実施例の動作を説明する。

【００３８】まず、制御手段７は、２相信号φ１，φ２
と、出力ｙと、ＣＡＬに応じて、以下の動作をするよう
に構成される。

【００３９】半導体スイッチＳ１は、ｙ＝０のときは信
号φ２によって、ｙ＝１のときは信号φ１によって制御
される。半導体スイッチＳ２は、ｙ＝０のときは信号φ
１によって、ｙ＝１のときは信号φ２によって制御され
る。半導体スイッチＳ３は、ｙ＝０又はｙ＝１且つＣＡ
Ｌ＝１のときは信号φ１によって制御される。半導体ス
イッチＳ４は、ｙ＝０又は、ｙ＝１且つＣＡＬ＝１のと
きは信号φ２によって制御される。半導体スイッチＳ５
は、ｙ＝１且つＣＡＬ＝０のときは信号φ１によって制
御される。半導体スイッチＳ６は、ｙ＝１且つＣＡＬ＝
０のときは信号φ２によって制御される。このような制
御は、例えば図２に示すような論理回路で実現できる。
横軸を時間ｔとしたときの図２の回路の動作波形を図３
に示す。ただし、図３において、半導体スイッチＳ１乃
至Ｓ６は、０のときにオフし、１のときにオンするもの
とする。

【００４０】図３において、ｔ＝ａ→ｂの期間では、Ｃ
ＡＬ＝０，ｙ＝０なので、半導体スイッチＳ２、Ｓ３は
信号φ１によってオン・オフ動作をし、半導体スイッチ
Ｓ１、Ｓ４は信号φ２によってオン・オフ動作をし、半
導体スイッチＳ５，Ｓ６はオフ状態になる。よって、静
電容量Ｃ1 が選択される（図４）。また、ｔ＝ｂ→ｃの
期間では、ＣＡＬ＝０，ｙ＝１なので、半導体スイッチ
Ｓ１、Ｓ５は信号φ１によってオン・オフ動作をし、半
導体スイッチＳ２、Ｓ６は信号φ２によってオン・オフ
動作をし、半導体スイッチＳ３，Ｓ４はオフ状態にな
る。よって、静電容量Ｃ2 が選択される（図５）。一
方、ｔ＝ｃ→ｄの期間では、ＣＡＬ＝１，ｙ＝０なの
で、半導体スイッチＳ２、Ｓ３は信号φ１によってオン
・オフ動作をし、半導体スイッチＳ１、Ｓ４は信号φ２
によってオン・オフ動作をし、半導体スイッチＳ５，Ｓ
６はオフ状態になる。よって、静電容量Ｃ1 が選択され
る（図７）。また、ｔ＝ｄ→ｅの期間では、ＣＡＬ＝
１，ｙ＝１なので、半導体スイッチＳ１、Ｓ３は信号φ
１によってオン・オフ動作をし、半導体スイッチＳ２、
Ｓ４は信号φ２によってオン・オフ動作をし、半導体ス
イッチＳ５，Ｓ６はオフ状態になる。よって、静電容量
Ｃ1 が選択される（図８）。

【００４１】このようにして、ＣＡＬと出力ｙとで静電
容量Ｃ1 ，Ｃ2 のいずれか一方を選択することができ、
２相信号φ１，φ２と出力ｙとで選択された静電容量の
接続状態を切替えることができる。

【００４２】静電容量比検出装置１は、上記制御手段７
による制御下で、次のような動作を行う。

【００４３】まず、ＣＡＬ＝０のときの動作を説明す
る。

【００４４】図４は、図１の回路でＣＡＬ＝０，ｙ＝０
の状態を示す図、図５は、図１の回路でＣＡＬ＝０，ｙ
＝１の状態を示す図、図６はＣＡＬ＝０の状態での変換
器４の出力及び比較器５の出力ｙを示す図である。但
し、図６の横軸を時間ｔとする。

【００４５】図４に示すように、ｙ＝０の状態では、静
電容量Ｃ1 の電荷が変換器４に入力される。信号φ１＝
１では、半導体スイッチＳ２がオンして静電容量Ｃ1 の
一端がグランドに接続されると同時に、半導体スイッチ
Ｓ３もオンして静電容量Ｃ1の他端がグランドに接続さ
れる（図４（ａ））。これによって静電容量Ｃ1 の電荷
は放電される。このとき静電容量Ｃ2 の一端がおなじく
グランドに接続されるが、他端が開放され、電荷の充放
電パスがないため、静電容量Ｃ2 への電荷の注入、又は
流出は生じない。φ２＝１では半導体スイッチＳ１がオ
ンして静電容量Ｃ1 の一端が電圧Ｖ_P に接続されると同
時に、半導体スイッチＳ４もオンして静電容量Ｃ1 の他
端が変換器４の入力端子に接続される（図４（ｂ））。
静電容量Ｃ1 は静電容量Ｃf1から電荷を送られるため、
変換器４の出力Ｖ₀ は、負の方向に変化する（図６
（ａ）ｔ＝ａ）。出力Ｖ₀ の変化量は静電容量Ｃ1 に比
例する。また、このときの出力Ｖ₀ の変化分ΔＶ₀ は
（１）式で表される。

【００４６】

【数２】 そして、変換器４の出力電圧が負になると、比較器５の
出力ｙはｙ＝１となる（図６（ｂ）ｔ＝ａ）。

【００４７】一方、図５に示すように、ｙ＝１の状態で
は、静電容量Ｃ2 の電荷が変換器４に入力される。

【００４８】信号φ１＝１では、半導体スイッチＳ１が
オンして静電容量Ｃ2 の一端が電圧Ｖ_P に接続されると
同時に、半導体スイッチＳ５もオンして静電容量Ｃ2 の
他端がグランドに接続される（図５（ａ））。これによ
って静電容量Ｃ2 は電圧Ｖ_Pで充電される。このとき静
電容量Ｃ1 の一端がおなじく電圧Ｖ_P に接続されるが、
他端が開放され、電荷の充放電パスがないため、静電容
量Ｃ1 への電荷の注入、又は流出は生じない。

【００４９】信号φ２＝１では、半導体スイッチＳ２が
オンして静電容量Ｃ2 の一端がグランドに接続されると
同時に、半導体スイッチＳ６もオンして静電容量Ｃ2 の
他端が変換器４の入力端子に接続される（図５
（ｂ））。静電容量Ｃ2 に充電された電荷は静電容量Ｃ
f1に送られるため、変換器４の出力Ｖ₀ は、正の方向に
変化する（図６（ａ）ｔ＝ｂ）。出力Ｖ₀ の変化量は静
電容量Ｃ2 に比例する。このときの出力Ｖ₀ の変化分Δ
Ｖ₀ は（２）式で表される。

【００５０】

【数３】 そして、変換器４の出力電圧が正になると、比較器５の
出力ｙはｙ＝０となる（図６（ｂ）ｔ＝ｂ）。

【００５１】このように、出力ｙの値ｙ＝０とｙ＝１に
より、静電容量Ｃ1 及び静電容量Ｃ2 を選択する。

【００５２】静電容量Ｃ1 がＣ1 ＝１０ｐＦ、静電容量
Ｃ2 がＣ2 ＝９．５ｐＦのときの、変換器４の出力を図
６（ａ）に、比較器５の出力ｙを図６（ｂ）に示す。静
電容量Ｃ1 の方が大きいため、変換器４の出力Ｖ₀ は、
少しづつ負の方向に振れていく。ｔ＝ｃの時刻に、出力
Ｖ₀ は負になり、ｙ＝１となる。ｔ＝ｄの時刻で、静電
容量Ｃ2 が選択されるが、出力Ｖ₀ は負のままなので、
ｙ＝１である。ｔ＝ｅの時刻になって、再度静電容量Ｃ
2 が選択され、出力Ｖ₀ は正になり、ｙ＝０となる。

【００５３】出力手段８は、出力ｙを平均化してｙ_AVE
を出力する。

【００５４】さらに数式を使って説明する。

【００５５】信号φ１又はφ２のパルスの数をＮとし、
Ｎ⁺ をｙ＝１のときのパルスの数、Ｎ^- をｙ＝０のとき
のパルスの数、ΔＮをＮ⁺ とＮ^- の差とする。Ｎ回目の
パルスが発生した後の出力Ｖ₀ の電圧は（１）式と
（２）式から、次のように表わされる。

【００５６】

【数４】 ここで、静電容量Ｃ1 及びＣ2 を（４）式のように表わ
すと、（３）式は（５）式のように表わせる。

【００５７】

【数５】 一方、静電容量Ｃ1 ，Ｃ2 のうち、大きいほうをＣ_max
とすると、（６）式が成り立つ。

【００５８】

【数６】 （６）式に（５）式を代入する。

【００５９】

【数７】 ΔＣが微少なとき、Ｃ_max はＣで近似できる。すると、
（７）式は次のようになる。

【００６０】

【数８】 さらに、パルスの数Ｎが無限大に近づくと、（８）式は
次のようになる。

【００６１】

【数９】 よって、静電容量の比は次のような式で表わされる。

【００６２】

【数１０】 とする。

【００６３】ここで、式（４）よりΔＣ＝Ｃ2−Ｃ1 ，
Ｃ＝(Ｃ2＋Ｃ1)／２であるから、 ΔＣ／Ｃ＝２(Ｃ2−Ｃ1)／(Ｃ2＋Ｃ1)＝２(１−Ｃ1／Ｃ2)／(１＋Ｃ1／Ｃ2) これを式（１０）に代入すると、 (１−Ｃ1／Ｃ2)／(１＋Ｃ1／Ｃ2)＝１−２ｙ_AVE ∴Ｃ1／Ｃ2 ＝ｙ_AVE／(１−ｙ_AVE) …（１０’） よって、比較器５の出力ｙの平均値ｙ_AVEから、静電容
量Ｃ1 と静電容量Ｃ2の容量比を得ることができる。

【００６４】出力ｙのｙ＝０となる期間とｙ＝１となる
期間が等しい場合、これは静電容量Ｃ2 に充電された電
荷の量と静電容量Ｃ1 に充電された電荷の量とが等しい
状態、つまり、静電容量Ｃ1 及び静電容量Ｃ2 の値が等
しいことを表わす。

【００６５】しかし、この出力ｙ_AVE には、オペアンプ
９のオフセット電圧や、半導体スイッチのクロックフィ
ールドスルー及びチャージインジェクションの影響によ
る誤差が含まれている。そのため、出力手段８は、ＣＡ
Ｌ＝１のときに記憶された出力ｙの平均値ｙ_AVE ’で、
ＣＡＬ＝０のときの出力ｙ_AVE を補正することにより、
出力ｙ_AVE の誤差を除去する。

【００６６】次に、切替信号ＣＡＬ＝１の状態での動作
を説明する。

【００６７】図７は、図１の回路でＣＡＬ＝１，ｙ＝０
の状態を示す図、図８は、図１の回路でＣＡＬ＝１，ｙ
＝１の状態を示す図、図９はＣＡＬ＝１の状態での変換
器４の出力及び比較器５の出力ｙを示す図である。但
し、図９の横軸を時間ｔとする。

【００６８】図７に示すように、ｙ＝０の状態では、静
電容量Ｃ1 の電荷が変換器４に入力される。

【００６９】φ１＝１では、半導体スイッチＳ２がオン
して静電容量Ｃ1 の一端がグランドに接続されると同時
に、半導体スイッチＳ３もオンして静電容量Ｃ1 の他端
がグランドに接続される（図７（ａ））。これによって
静電容量Ｃ1 の電荷は放電される。このとき静電容量Ｃ
2 の一端がおなじくグランドに接続されるが、他端が開
放され、電荷の充放電パスがないため、静電容量Ｃ2 へ
の電荷の注入、又は流出は生じない。

【００７０】φ２＝１では半導体スイッチＳ１がオンし
て静電容量Ｃ1 の一端が電圧Ｖ_P に接続されると同時
に、半導体スイッチＳ４もオンして静電容量Ｃ1 の他端
が変換器４の入力端子に接続される（図７（ｂ））。静
電容量Ｃ1 は静電容量Ｃf1から電荷を送られるため、変
換器４の出力Ｖ₀ は、負の方向に変化する（図９（ａ）
ｔ＝ａ）。そして、変換器４の出力電圧が負になると、
比較器５の出力ｙはｙ＝１となる（図９（ｂ）ｔ＝
ａ）。

【００７１】一方、図８に示すように、ｙ＝１の状態で
は、静電容量Ｃ1 の電荷が変換器４に入力される。

【００７２】φ１＝１では、半導体スイッチＳ１がオン
して静電容量Ｃ1 の一端が電圧Ｖ_Pに接続されると同時
に、半導体スイッチＳ３もオンして静電容量Ｃ1 の他端
がグランドに接続される（図８（ａ））。これによって
静電容量Ｃ1 は電圧Ｖ_P で充電される。このとき静電容
量Ｃ1 と同様に、静電容量Ｃ2 の一端が電圧Ｖ_P に接続
されるが、他端が開放され、電荷の充放電パスがないた
め、静電容量Ｃ2 への電荷の注入又は流出は生じない。

【００７３】φ２＝１では半導体スイッチＳ２がオンし
て静電容量Ｃ1 の一端がグランドに接続されると同時
に、半導体スイッチＳ４もオンして静電容量Ｃ1 の他端
が変換器４の入力端子に接続される（図８（ｂ））。静
電容量Ｃ1 に充電された電荷は静電容量Ｃf1に送られる
ため、変換器４の出力Ｖ₀ は、正の方向に変化する（図
９（ａ）ｔ＝ｂ）。そして、変換器４の出力電圧が正に
なると、比較器５の出力ｙはｙ＝０となる（図９（ｂ）
ｔ＝ｂ）。

【００７４】このように、ＣＡＬ＝１のときは、出力ｙ
の値にかかわらず、静電容量Ｃ1 を選択する。

【００７５】このときの、変換器４の出力を図９（ａ）
に、比較器５の出力ｙを図９（ｂ）に示す。理論的に
は、静電容量Ｃ1 のみが選択されているため、変換器４
の出力Ｖ₀ は変化しない。しかし、図９（ａ）を見る
と、Ｖ₀ は少しづつ正の方向に振れていく。この振れの
原因は、静電容量にあるのではなく、この測定装置を構
成している回路素子によるものである。

【００７６】詳しく見ると、ｔ＝ｃの時刻に、出力Ｖ₀
は正になり、ｙ＝０となる。ｔ＝ｄの時刻では、出力Ｖ
₀ は正のままなので、ｙ＝０である。ｔ＝ｅの時刻にな
って出力Ｖ₀ は負になり、ｙ＝１となる。この値で、Ｃ
ＡＬ＝０の測定値を補正すれば、測定装置に起因する誤
差が取り除ける。

【００７７】出力手段８は、この時の出力ｙを平均化し
た値をｙ_AVE ’として記憶しておき、ＣＡＬ＝０の期間
で得られた出力ｙ_AVE を補正して、補正値ｙ_TRUEを出力
する。

【００７８】さらに数式を使って説明する。

【００７９】ＣＡＬ＝１では、静電容量Ｃ1 のみが選択
されているので、理論的にはｙ_AVE’＝０．５になる。
しかし、オペアンプのオフセット電圧や半導体スイッチ
のクロックフィールドスルー及びチャージインジェクシ
ョン等によってｙ_AVE ’は０．５からずれた値になり、
これらが誤差となって現れる。例えば、ｙ_AVE ’＝０．
５１になったとすると、装置の誤差は０．０１であるこ
とが分かる。このようにして得られた装置の誤差でＣＡ
Ｌ＝０の期間で得られた出力ｙ_AVE を補正する。補正
は、（１１）式に示すように、単純な加減算で可能であ
る。

【００８０】

【数１１】 このように、ＣＡＬを変えるだけで、通常の測定状態と
補正状態の切替が可能になり、さらに、補正状態で得ら
れた出力ｙ_AVE ’により通常の測定状態の出力ｙ_AVE を
補正することができるため、高精度な測定が可能にな
る。

【００８１】実施例２ 図１０は、本発明の静電容量比検出装置を構成する回路
の別の例を示す図、図１１は、図１０の制御回路の構成
例を示す図、図１２は図１１の各部の波形を示す図であ
る。

【００８２】静電容量比検出装置１１は、２つの静電容
量Ｃ1 及びＣ2 と、第１切替手段２と、第２切替手段１
３と、変換器１４と、比較器５と、２相信号源６と、制
御手段１７と、出力手段８とから成る。

【００８３】実施例１の装置と異なる点は、第２切替手
段１３、変換器１４、制御手段１７と、第２切替手段１
３と変換器１４との接続構成のみであるので、相違点の
み説明する。

【００８４】変換器１４は、オペアンプ１９と、静電容
量Ｃf ，Ｃh1，Ｃh2とで構成され、オペアンプ１９の出
力には静電容量Ｃf の片方の端子が接続され、オペアン
プ１９の入力端子には２つの静電容量Ｃh1，Ｃh2のそれ
ぞれ片方の端子が接続される。

【００８５】第２切替手段１３は、制御手段１７によっ
て制御される半導体スイッチＳ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６、
Ｓ７、Ｓ８及びＳ９から成り、２つの静電容量Ｃ1 ，Ｃ
2 の端子と、変換器１４と、グランドとの間に接続され
る。半導体スイッチＳ３、Ｓ４及びＳ５のそれぞれの片
方の端子と、静電容量Ｃh1の他方の端子は接続されてい
る。半導体スイッチＳ３の他方の端子は、前記静電容量
Ｃ1 の端子に接続され、半導体スイッチＳ４の他方の端
子は、グランドに接続され、半導体スイッチＳ５の他方
の端子は、静電容量Ｃf1の他方の端子に接続される。半
導体スイッチＳ６、Ｓ７及びＳ８のそれぞれの片方の端
子と、静電容量Ｃh2の他方の端子は接続されている。半
導体スイッチＳ６の他方の端子は、前記静電容量Ｃ2 の
端子に接続され、半導体スイッチＳ７の他方の端子は、
グランドに接続され、半導体スイッチＳ８の他方の端子
は、静電容量Ｃf1と半導体スイッチＳ５との接続点に接
続される。半導体スイッチＳ９の片方の端子は、静電容
量Ｃf と半導体スイッチＳ５と半導体スイッチＳ８の接
続点に接続される。

【００８６】制御手段１７は、２相信号φ１，φ２と、
出力ｙ及び外部から与えられるＣＡＬに応じて、半導体
スイッチＳ１〜Ｓ９のオン・オフ動作を制御する。次
に、上記実施例の動作を説明する。

【００８７】まず、制御手段１７は、２相信号φ１，φ
２と、出力ｙと、ＣＡＬに応じて、以下の動作をするよ
うに構成される。

【００８８】半導体スイッチＳ１は、ｙ＝０のときは信
号φ２によって、ｙ＝１のときは信号φ１によって制御
される。半導体スイッチＳ２は、ｙ＝０のときは信号φ
１によって、ｙ＝１のときは信号φ２によって制御され
る。半導体スイッチＳ３は、ｙ＝０且つＣＡＬ＝０又は
ＣＡＬ＝１のときオンする。半導体スイッチＳ４は、ｙ
＝０又はｙ＝１且つＣＡＬ＝１のときは信号φ１によっ
て制御される。半導体スイッチＳ５は、ｙ＝０又はｙ＝
１且つＣＡＬ＝１のときは信号φ２によって制御され
る。半導体スイッチＳ６は、ｙ＝１且つＣＡＬ＝０のと
きオンする。半導体スイッチＳ７は、ｙ＝１且つＣＡＬ
＝０のときは信号φ１によって制御される。半導体スイ
ッチＳ８は、ｙ＝１且つＣＡＬ＝０のときは信号φ２に
よって制御される。半導体スイッチＳ９は、φ１によっ
て制御される。

【００８９】このような制御は、例えば図１１に示すよ
うな論理回路で実現できる。横軸を時間ｔとしたときの
図１１の回路の動作波形を図１２に示す。ただし、図１
２において、半導体スイッチＳ１乃至Ｓ９は、０のとき
にオフし、１のときにオンするものとする。

【００９０】図１２において、ｔ＝ａ→ｂの期間では、
ＣＡＬ＝０，ｙ＝０なので、半導体スイッチＳ２、Ｓ
４，Ｓ９は信号φ１によってオン・オフ動作をし、半導
体スイッチＳ１、Ｓ５は信号φ２によってオン・オフ動
作をし、半導体スイッチＳ３はオン状態になり、半導体
スイッチＳ６，Ｓ７，Ｓ８はオフ状態になる。よって、
静電容量Ｃ1 が選択される（図１３）。また、ｔ＝ｂ→
ｃの期間では、ＣＡＬ＝０，ｙ＝１なので、半導体スイ
ッチＳ１、Ｓ７，Ｓ９は信号φ１によってオン・オフ動
作をし、半導体スイッチＳ２、Ｓ８は信号φ２によって
オン・オフ動作をし、半導体スイッチＳ６はオン状態に
なり、半導体スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓ５はオフ状態にな
る。よって、静電容量Ｃ2が選択される（図１４）。一
方、ｔ＝ｃ→ｄの期間では、ＣＡＬ＝１，ｙ＝０なの
で、半導体スイッチＳ２、Ｓ４，Ｓ９は信号φ１によっ
てオン・オフ動作をし、半導体スイッチＳ１、Ｓ５は信
号φ２によってオン・オフ動作をし、半導体スイッチＳ
３はオン状態になり、半導体スイッチＳ６，Ｓ７，Ｓ８
はオフ状態になる。よって、静電容量Ｃ1 が選択される
（図１５）。また、ｔ＝ｄ→ｅの期間では、ＣＡＬ＝
１，ｙ＝１なので、半導体スイッチＳ１、Ｓ４，Ｓ９は
信号φ１によってオン・オフ動作をし、半導体スイッチ
Ｓ２、Ｓ５は信号φ２によってオン・オフ動作をし、半
導体スイッチＳ３はオン状態になり、半導体スイッチＳ
６，Ｓ７，Ｓ８はオフ状態になる。よって、静電容量Ｃ
1 が選択される（図１６）。

【００９１】このようにして、ＣＡＬと出力ｙとで静電
容量Ｃ1 ，Ｃ2 のいずれか一方を選択することができ、
２相信号φ１，φ２と出力ｙとで選択された静電容量の
接続状態を切替えることができる。

【００９２】静電容量比検出装置１１は、上記制御手段
１７による制御下で、次のような動作を行う。

【００９３】まず、切替信号ＣＡＬ＝０のときの動作を
説明する。

【００９４】図１３は、図１０の回路でＣＡＬ＝０，ｙ
＝０の状態を示す図、図１４は、図１０の回路でＣＡＬ
＝０，ｙ＝１の状態を示す図である。

【００９５】図１３に示すように、ｙ＝０の状態では、
半導体スイッチＳ３は常時オン状態であり、静電容量Ｃ
1 の電荷が静電容量Ｃh1を通して変換器１４に入力され
る。

【００９６】信号φ１＝１では、半導体スイッチＳ２が
オンして静電容量Ｃ1 の一端がグランドに接続されると
同時に、半導体スイッチＳ４もオンして静電容量Ｃ1 の
他端がグランドに接続される（図１３（ａ））。これに
よって静電容量Ｃ1 の電荷は放電される。このとき静電
容量Ｃ2 の一端がおなじくグランドに接続されるが、他
端が開放され、電荷の充放電パスがないため、静電容量
Ｃ2 への電荷の注入、又は流出は生じない。また、静電
容量Ｃh1の片端もグランドに接続されるため、該静電容
量はオペアンプ１９のオフセット電圧で充電される。こ
のとき静電容量Ｃh2の一端がおなじくオペアンプ１９の
入力端子に接続されているが、他端が開放され、電荷の
充放電パスがないため、静電容量Ｃh2への電荷の注入、
又は流出は生じない。さらに、半導体スイッチＳ９がオ
ンするため、静電容量Ｃf1は、オペアンプ１９の入力端
子と出力端子との間に接続される。

【００９７】φ２＝１では半導体スイッチＳ１がオンし
て静電容量Ｃ1 の一端が電圧Ｖ_Pに接続されると同時
に、半導体スイッチＳ５もオンして静電容量Ｃf1が静電
容量Ｃh1を通してオペアンプ１９の入力端子に接続され
る（図１３（ｂ））。静電容量Ｃ1 は静電容量Ｃf1から
電荷を送られるため、変換器１４の出力Ｖ₀ は、負の方
向に変化する。静電容量Ｃh1の電荷は変化しないため、
φ１＝１の期間に充電された電圧がそのまま残り、オペ
アンプ１９のオフセット電圧をキャンセルする。出力Ｖ
₀ の変化量は静電容量Ｃ1 に比例する。そして、変換器
１４の出力電圧が負になると、比較器５の出力ｙはｙ＝
１となる。

【００９８】一方、図１４に示すように、ｙ＝１の状態
では、半導体スイッチＳ６は常時オン状態であり、静電
容量Ｃ2の電荷が静電容量Ｃh2を通して変換器１４に入
力される。

【００９９】φ１＝１では、半導体スイッチＳ１がオン
して静電容量Ｃ1 の一端が電圧Ｖ_Pに接続されると同時
に、半導体スイッチＳ７もオンして静電容量Ｃ2 の他端
がグランドに接続される（図１４（ａ））。これによっ
て静電容量Ｃ2 は電圧Ｖ_P で充電される。このとき静電
容量Ｃ1 の一端がおなじく電圧Ｖ_P に接続されるが、他
端が開放され、電荷の充放電パスがないため、静電容量
Ｃ1 への電荷の注入、又は流出は生じない。また、静電
容量Ｃh2の片端もグランドに接続されるため、該静電容
量はオペアンプ１９のオフセット電圧で充電される。こ
のとき静電容量Ｃh1の一端がおなじくオペアンプ１９の
入力端子に接続されているが、他端が開放され、電荷の
充放電パスがないため、静電容量Ｃh1への電荷の注入、
又は流出は生じない。さらに、半導体スイッチＳ９がオ
ンするため、静電容量Ｃf1は、オペアンプ１９の入力端
子と出力端子との間に接続される。

【０１００】φ２＝１では半導体スイッチＳ２がオンし
て静電容量Ｃ2の一端がグランドに接続されると同時
に、半導体スイッチＳ８もオンして静電容量Ｃf1が静電
容量Ｃh2を通してオペアンプ１９の入力端子に接続され
る（図１４（ｂ））。静電容量Ｃ2に充電された電荷は
静電容量Ｃf1に送られるため、変換器１４の出力Ｖ₀
は、正の方向に変化する。静電容量Ｃh2の電荷は変化し
ないため、φ１＝１の期間に充電された電圧がそのまま
残り、オペアンプ１９のオフセット電圧をキャンセルす
る。出力Ｖ₀ の変化量は静電容量Ｃ2に比例する。そし
て、変換器１４の出力電圧が正になると、比較器５の出
力ｙはｙ＝０となる。

【０１０１】このように、出力ｙの値ｙ＝０とｙ＝１に
より、静電容量Ｃ1 及び静電容量Ｃ2を選択する。出力
手段８は、出力ｙを平均化してｙ_AVE を出力する。

【０１０２】しかし、この出力ｙでは、オペアンプ１９
のオフセット電圧は除去されているが、半導体スイッチ
のクロックフィールドスルー及びチャージインジェクシ
ョンの影響による誤差が含まれている。そのため、出力
手段は、ＣＡＬ＝１のときに記憶された出力ｙの平均値
ｙ_AVE ’で、ＣＡＬ＝０のときの出力ｙ_AVE を補正す
る。

【０１０３】次に、切替信号ＣＡＬ＝１の状態での動作
を説明する。

【０１０４】図１５は、図１０の回路でＣＡＬ＝１，ｙ
＝０の状態を示す図、図１６は、図１０の回路でＣＡＬ
＝１，ｙ＝１の状態を示す図である。

【０１０５】図１５に示すように、ｙ＝０の状態では、
半導体スイッチＳ３は常時オン状態であり、静電容量Ｃ
1 の電荷が静電容量Ｃh1を通して変換器１４に入力され
る。

【０１０６】φ１＝１では、半導体スイッチＳ２がオン
して静電容量Ｃ1 の一端がグランドに接続されると同時
に、半導体スイッチＳ４もオンして静電容量Ｃ1 の他端
がグランドに接続される（図１５（ａ））。これによっ
て静電容量Ｃ1 の電荷は放電される。このとき静電容量
Ｃ2 の一端がおなじくグランドに接続されるが、他端が
開放され、電荷の充放電パスがないため、静電容量Ｃ2
への電荷の注入、又は流出は生じない。また、静電容量
Ｃh1の片端もグランドに接続されるため、該静電容量は
オペアンプ１９のオフセット電圧で充電される。このと
き静電容量Ｃh2の一端がおなじくオペアンプ１９の入力
端子に接続されているが、他端が開放され、電荷の充放
電パスがないため、静電容量Ｃh2への電荷の注入、又は
流出は生じない。さらに、半導体スイッチＳ９がオンす
るため、静電容量Ｃf1は、オペアンプ１９の入力端子と
出力端子との間に接続される。

【０１０７】φ２＝１では半導体スイッチＳ１がオンし
て静電容量Ｃ1 の一端が電圧Ｖ_Pに接続されると同時
に、半導体スイッチＳ５もオンして静電容量Ｃf1が静電
容量Ｃh1を通してオペアンプ１９の入力端子に接続され
る（図１５（ｂ））。静電容量Ｃ1 は静電容量Ｃf1から
電荷を送られるため、変換器１４の出力Ｖ₀ は、負の方
向に変化する。静電容量Ｃh1の電荷は変化しないため、
φ１＝１の期間に充電された電圧がそのまま残り、オペ
アンプ１９のオフセット電圧をキャンセルする。出力Ｖ
₀ の変化量は静電容量Ｃ1 に比例する。そして、変換器
１４の出力電圧が負になると、比較器５の出力ｙはｙ＝
１となる。

【０１０８】一方、図１６に示すように、ｙ＝１の状態
では、半導体スイッチＳ３は常時オン状態であり、静電
容量Ｃ1 の電荷が静電容量Ｃh1を通して変換器１４に入
力される。

【０１０９】信号φ１＝１では、半導体スイッチＳ１が
オンして静電容量Ｃ1 の一端が電圧Ｖ_P に接続されると
同時に、半導体スイッチＳ４もオンして静電容量Ｃ1 の
他端がグランドに接続される（図１６（ａ））。これに
よって静電容量Ｃ1 は電圧Ｖ_P で充電される。このとき
静電容量Ｃ2 の一端がおなじく電圧Ｖ_P に接続される
が、他端が開放され、電荷の充放電パスがないため、静
電容量Ｃ1 への電荷の注入、又は流出は生じない。ま
た、静電容量Ｃh1の片端もグランドに接続されるため、
該静電容量はオペアンプ１９のオフセット電圧で充電さ
れる。このとき静電容量Ｃh2の一端がおなじくオペアン
プ１９の入力端子に接続されているが、他端が開放さ
れ、電荷の充放電パスがないため、静電容量Ｃh2への電
荷の注入、又は流出は生じない。さらに、半導体スイッ
チＳ９がオンするため、静電容量Ｃf1は、オペアンプ１
９の入力端子と出力端子との間に接続される。

【０１１０】φ２＝１では半導体スイッチＳ２がオンし
て静電容量Ｃ1 の一端がグランドに接続されると同時
に、半導体スイッチＳ５もオンして静電容量Ｃf1が静電
容量Ｃh1を通してオペアンプ１９の入力端子に接続され
る（図１５（ｂ））。静電容量Ｃ1 に充電された電荷は
静電容量Ｃf1に送られるため、変換器１４の出力Ｖ₀
は、正の方向に変化する。静電容量Ｃh1の電荷は変化し
ないため、φ１＝１の期間に充電された電圧がそのまま
残り、オペアンプ１９のオフセット電圧をキャンセルす
る。出力Ｖ₀ の変化量は静電容量Ｃ1 に比例する。そし
て、変換器１４の出力電圧が正になると、比較器５の出
力ｙはｙ＝０となる。

【０１１１】このように、ＣＡＬ＝１のときは、出力ｙ
の値にかかわらず、静電容量Ｃ1 を選択する。

【０１１２】出力手段８は、この時の出力ｙを平均化し
た値をｙ_AVE ’として記憶しておき、ＣＡＬ＝０の期間
で得られた出力ｙ_AVE を補正する。

【０１１３】このように、ＣＡＬを変えるだけで、通常
の測定状態と補正状態の切替が可能になり、さらに、補
正状態で得られた出力ｙ_AVE ’により通常の測定状態の
出力ｙ_AVE を補正することができるため、高精度な測定
が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の静電容量比検出装置の回路例を示す
図。

【図２】図１の制御手段の回路例を示す図。

【図３】図２の回路例の波形図。

【図４】図１の回路の測定状態における接続状態を示す
図。

【図５】図１の回路の測定状態における別の接続状態を
示す図。

【図６】図１の回路の測定状態における波形を示す図。

【図７】図１の回路のキャリブレーション状態における
接続状態を示す図。

【図８】図１の回路のキャリブレーション状態における
別の接続状態を示す図。

【図９】図１の回路のキャリブレーション状態における
波形を示す図。

【図１０】本発明の静電容量比検出装置の別の回路例を
示す図。

【図１１】図１０の制御手段の回路例を示す図。

【図１２】図１１の回路例の波形図。

【図１３】図１０の回路の測定状態における接続状態を
示す図。

【図１４】図１０の回路の測定状態における別の接続状
態を示す図。

【図１５】図１０の回路のキャリブレーション状態にお
ける接続状態を示す図。

【図１６】図１０の回路のキャリブレーション状態にお
ける別の接続状態を示す図。

【符号の説明】

１，１１…静電容量比検出装置、２…第１切替手段、
３，１３…第２切替手段、４，１４…変換器、５…比較
器、６…２相信号源、７，１７…制御手段、８…出力手
段、９，１９…オペアンプ、８１…平均化手段、８２…
マイクロプロセッサ、８３…メモリ、Ｃ1 ，Ｃ2 ，Ｃf
1，Ｃh1，Ｃh2…静電容量。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01R 27/26 G01D 5/24

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】２つの静電容量（Ｃ1，Ｃ2 ）の比を検出
   する静電容量比検出装置であって、 前記２つの静電容量の各々の一端と電圧源との間の接続
   を切替えることにより前記２つの静電容量（Ｃ1，Ｃ2
   ）のいずれかに所定の電圧（Ｖ_P ）を供給する第１切
   替手段（２）と、 前記２つの静電容量（Ｃ1，Ｃ2 ）の各々の電荷を電圧
   （Ｖ_O ）に変換する電荷／電圧変換器（４）と、 前記２つの静電容量（Ｃ1，Ｃ2 ）の各々の他端と前記
   変換器（４）との間の接続を切替えることにより前記２
   つの静電容量のいずれかの電荷を前記変換器（４）に入
   力する第２切替手段（３）と、 前記変換器（４）の出力電圧（Ｖ_O ）を基準電圧と比較
   し、その比較結果に応じた値をとるディジタル信号
   （ｙ）を出力する比較器（５）と、 一定周期で位相の異なる２つのクロック信号（φ1，φ
   2）を発生する２相信号源（６）と、 前記比較器（５）の出力信号（ｙ）の値に応じて前記２
   つの静電容量（Ｃ1，Ｃ2 ）の一方を選択し、前記比較
   器（５）の出力信号（ｙ）及び前記２つのクロック信号
   （φ1，φ2）の値に応じて、当該選択した静電容量（Ｃ
   1又はＣ2 ）と前記電圧源との接続、及び当該選択した
   静電容量（Ｃ1又はＣ2 ）と前記変換器（４）との接続
   を切替えるように、前記第１切替手段（２）及び前記第
   ２切替手段（３）の動作を制御する制御手段（７）と、前記比較器（５）の出力信号（ｙ）について前記クロッ
   ク信号（φ1又はφ2）のパルス数（Ｎ）回分の平均値
   (ｙ _AVE )を計算し、該平均値(ｙ _AVE )を用いて 前記２つの
   静電容量（Ｃ1，Ｃ2 ）の比を表わす信号を生成する出
   力手段（８）とを備えたことを特徴とする静電容量比検
   出装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の静電容量比検出装置におい
   て、前記制御手段（７）は、外部から供給される状態切
   替信号（ＣＡＬ）により、前記比較器（５）の出力信号
   （ｙ）の値に応じて前記２つの静電容量のいずれか一方
   を選択する状態（ＣＡＬ＝０）と、前記比較器（５）の
   出力信号（ｙ）の値にかかわらず前記２つの静電容量の
   いずれか一方を選択する状態（ＣＡＬ＝１）とを切替え
   ることを特徴とする静電容量比検出装置。
3. 【請求項３】請求項２記載の静電容量比検出装置におい
   て、前記出力手段（８）は、前記制御手段（７）に前記
   状態切替信号が供給されたとき（ＣＡＬ＝１）の前記比
   較器（５）の出力信号（ｙ’）の値によって、前記状態
   切替信号が供給されないとき（ＣＡＬ＝０）の前記比較
   器（５）の出力信号（ｙ）の値を補正することを特徴と
   する静電容量比検出装置。
4. 【請求項４】請求項２又は３記載の静電容量比検出装置
   において、前記状態切替信号（ＣＡＬ）は、前記出力手
   段（８）で生成されて前記制御手段（７）に供給される
   ことを特徴とする静電容量比検出装置。