JPH0755859A - 静電容量検出回路 - Google Patents
静電容量検出回路Info
- Publication number
- JPH0755859A JPH0755859A JP20331293A JP20331293A JPH0755859A JP H0755859 A JPH0755859 A JP H0755859A JP 20331293 A JP20331293 A JP 20331293A JP 20331293 A JP20331293 A JP 20331293A JP H0755859 A JPH0755859 A JP H0755859A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- voltage
- capacitance
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】簡単な回路構成で応答性が良い静電容量検出回
路の提供。 【構成】基準静電容量であるコンデンサ３の値Ｃ1 に基
づき測定対象となる被検出静電容量であるコンデンサ２
の値Ｃ0 を検出する静電容量検出回路１を構成する回路
として、コンデンサ２で構成された積分回路20と、この
積分回路20の後段に接続されるとともに、コンデンサ３
で構成された微分回路30とを設け、積分回路20に直流電
圧を印加してランプ電圧を発生させ、このランプ電圧を
微分回路30に印加してコンデンサ２，３の比率Ｑ（＝Ｃ
1 ／Ｃ0 ）に比例した出力を得るようにする。これによ
り、最終出力に低地通過フィルタを接続しなくとも、静
電容量を検出でき、簡単な回路構成で回路全体の応答性
が向上されるようになる。
路の提供。 【構成】基準静電容量であるコンデンサ３の値Ｃ1 に基
づき測定対象となる被検出静電容量であるコンデンサ２
の値Ｃ0 を検出する静電容量検出回路１を構成する回路
として、コンデンサ２で構成された積分回路20と、この
積分回路20の後段に接続されるとともに、コンデンサ３
で構成された微分回路30とを設け、積分回路20に直流電
圧を印加してランプ電圧を発生させ、このランプ電圧を
微分回路30に印加してコンデンサ２，３の比率Ｑ（＝Ｃ
1 ／Ｃ0 ）に比例した出力を得るようにする。これによ
り、最終出力に低地通過フィルタを接続しなくとも、静
電容量を検出でき、簡単な回路構成で回路全体の応答性
が向上されるようになる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は静電容量検出回路に係
り、圧力や重量等の物理量を電気信号である静電容量に
変換するトランスデューサに利用できる。
り、圧力や重量等の物理量を電気信号である静電容量に
変換するトランスデューサに利用できる。
【０００２】
【背景技術】従来より、物理量の測定に静電容量式のセ
ンサを利用した圧力検出器等の計器が各種利用されてい
る。センサ等の検出対象となる被測定静電容量を検出す
るにあたり、基準静電容量との比から被測定静電容量を
検出する方法が知られている。この方法は、検出対象と
なる被静電容量となるセンサ等の温度補正が容易である
点、センサ等の出力が安定している点、および、センサ
等の出力の直線性が良い点等から、他の方法よりも優れ
ているといえる。図４には、この方法を利用した静電容
量検出回路80が示されており、この静電容量検出回路80
は、被測定静電容量であるコンデンサC1および基準静電
容量であるコンデンサC2を定電流源ｉで充電し、その充
電時間から被測定静電容量を検出するものである。すな
わち、コンデンサC1およびコンデンサC2の充電を同時に
開始し、コンデンサC2が参照電圧V2に達すると、比較器
A2によりＲＳフリップフロップ81がセットされ、ＲＳフ
リップフロップ81の出力電圧V3が高レベルになる。そし
て、コンデンサC1が参照電圧V1に達すると、比較器A1に
よりＲＳフリップフロップ81がリセットされ、ＲＳフリ
ップフロップ81の出力電圧V3が低レベルになる。これに
より、コンデンサC1の静電容量がコンデンサC2の静電容
量よりも大きく、その充電に時間がかかる程、ＲＳフリ
ップフロップ81の出力電圧V3の高レベルである時間が低
レベルである時間に比例して長くなるため、この時間比
例する出力電圧V3を低域通過フィルタ82に通して平均化
すれば、コンデンサC1およびコンデンサC2の静電容量の
比率に応じた出力電圧V0が得られる。
ンサを利用した圧力検出器等の計器が各種利用されてい
る。センサ等の検出対象となる被測定静電容量を検出す
るにあたり、基準静電容量との比から被測定静電容量を
検出する方法が知られている。この方法は、検出対象と
なる被静電容量となるセンサ等の温度補正が容易である
点、センサ等の出力が安定している点、および、センサ
等の出力の直線性が良い点等から、他の方法よりも優れ
ているといえる。図４には、この方法を利用した静電容
量検出回路80が示されており、この静電容量検出回路80
は、被測定静電容量であるコンデンサC1および基準静電
容量であるコンデンサC2を定電流源ｉで充電し、その充
電時間から被測定静電容量を検出するものである。すな
わち、コンデンサC1およびコンデンサC2の充電を同時に
開始し、コンデンサC2が参照電圧V2に達すると、比較器
A2によりＲＳフリップフロップ81がセットされ、ＲＳフ
リップフロップ81の出力電圧V3が高レベルになる。そし
て、コンデンサC1が参照電圧V1に達すると、比較器A1に
よりＲＳフリップフロップ81がリセットされ、ＲＳフリ
ップフロップ81の出力電圧V3が低レベルになる。これに
より、コンデンサC1の静電容量がコンデンサC2の静電容
量よりも大きく、その充電に時間がかかる程、ＲＳフリ
ップフロップ81の出力電圧V3の高レベルである時間が低
レベルである時間に比例して長くなるため、この時間比
例する出力電圧V3を低域通過フィルタ82に通して平均化
すれば、コンデンサC1およびコンデンサC2の静電容量の
比率に応じた出力電圧V0が得られる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような静電容量検
出回路80では、出力信号V3を低域通過フィルタ82で平均
化するため、応答性が悪いという問題がある。一方、低
域通過フィルタ82の時定数を変えることにより、応答性
を改善することが考えられるが、時定数の変更によりリ
ップル電流の除去ができなくなり、出力電圧V0が不安定
になるという問題がある。また、各コンデンサC1, C2に
与える定電流値を大きくして、その充電時間を短縮する
ことにより、応答性を改善することが考えられるが、こ
の場合には比較器A1, A2にさらに高速な応答性能が要求
されるため、単にコンデンサC1, C2に与える定電流値を
大きくしただけでは、静電容量検出回路80全体の応答性
を改善することができない。
出回路80では、出力信号V3を低域通過フィルタ82で平均
化するため、応答性が悪いという問題がある。一方、低
域通過フィルタ82の時定数を変えることにより、応答性
を改善することが考えられるが、時定数の変更によりリ
ップル電流の除去ができなくなり、出力電圧V0が不安定
になるという問題がある。また、各コンデンサC1, C2に
与える定電流値を大きくして、その充電時間を短縮する
ことにより、応答性を改善することが考えられるが、こ
の場合には比較器A1, A2にさらに高速な応答性能が要求
されるため、単にコンデンサC1, C2に与える定電流値を
大きくしただけでは、静電容量検出回路80全体の応答性
を改善することができない。
【０００４】本発明の目的は、簡単な回路構成で応答性
の良い静電容量検出回路を提供することにある。
の良い静電容量検出回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、基準静電容量
に基づき測定対象となる被検出静電容量を検出する静電
容量検出回路あって、前記基準静電容量および前記被検
出静電容量の一方で構成された積分回路を設け、この積
分回路の後段に前記基準静電容量および前記被検出静電
容量の他方で構成された微分回路を接続したことを特徴
とする。
に基づき測定対象となる被検出静電容量を検出する静電
容量検出回路あって、前記基準静電容量および前記被検
出静電容量の一方で構成された積分回路を設け、この積
分回路の後段に前記基準静電容量および前記被検出静電
容量の他方で構成された微分回路を接続したことを特徴
とする。
【０００６】以上において、前記積分回路は、所定の周
期信号を発生する発振回路に含まれているものであるこ
とが好ましい。また、前記積分回路の入力側には、所定
の電圧を与える電源回路を接続し、かつ、前記微分回路
の出力側には、当該出力を保持するサンプルホールド回
路を接続するのが好ましい。この場合、前記電源回路と
して正電圧および負電圧を交互に切り替える電源回路を
採用し、前記積分回路に矩形波が入力されるようにし、
かつ、前記微分回路の出力の保持タイミングは、前記電
源回路の出力および前記積分回路の出力に基づいて保持
タイミングを判断する保持タイミング発生回路によって
決定されるようにするのが望ましい。
期信号を発生する発振回路に含まれているものであるこ
とが好ましい。また、前記積分回路の入力側には、所定
の電圧を与える電源回路を接続し、かつ、前記微分回路
の出力側には、当該出力を保持するサンプルホールド回
路を接続するのが好ましい。この場合、前記電源回路と
して正電圧および負電圧を交互に切り替える電源回路を
採用し、前記積分回路に矩形波が入力されるようにし、
かつ、前記微分回路の出力の保持タイミングは、前記電
源回路の出力および前記積分回路の出力に基づいて保持
タイミングを判断する保持タイミング発生回路によって
決定されるようにするのが望ましい。
【０００７】
【作用】このような本発明では、被検出静電容量で構成
された積分回路に所定の直流電圧Ｅを与えることによ
り、この積分回路の出力には、被検出静電容量の大きさ
に反比例した一定の勾配Ｒで変化するランプ（傾斜）電
圧が得られる。被検出静電容量の大きさを値Ｃ0 、比例
定数をk1とすると、勾配ＲはＲ＝k1Ｅ／Ｃ0 で表すこと
ができる。このランプ電圧を基準静電容量で構成される
微分回路に入力すると、この微分回路の出力には基準静
電容量の大きさおよびランプ電圧の勾配Ｒの両方に比例
した直流電圧Ｖが得られる。基準静電容量の大きさを値
Ｃ1 とし、比例定数をk2とすると、前述の直流電圧Ｖは
Ｖ＝k2ＲＣ1 と表すことができる。この式にＲ＝k1Ｅ／
Ｃ0 を代入して変形すると、Ｖ＝ｋＱとなる。ただし、
ｋ＝k1k2Ｅ、Ｑ＝Ｃ1 ／Ｃ0 である。従って、前述の積
分回路および微分回路を含む簡単な検出回路によって、
基準静電容量と被検出静電容量との比率Ｑに比例する直
流電圧Ｖが直接得られ、従来のように、出力電圧を平均
化する必要がなくなる。
された積分回路に所定の直流電圧Ｅを与えることによ
り、この積分回路の出力には、被検出静電容量の大きさ
に反比例した一定の勾配Ｒで変化するランプ（傾斜）電
圧が得られる。被検出静電容量の大きさを値Ｃ0 、比例
定数をk1とすると、勾配ＲはＲ＝k1Ｅ／Ｃ0 で表すこと
ができる。このランプ電圧を基準静電容量で構成される
微分回路に入力すると、この微分回路の出力には基準静
電容量の大きさおよびランプ電圧の勾配Ｒの両方に比例
した直流電圧Ｖが得られる。基準静電容量の大きさを値
Ｃ1 とし、比例定数をk2とすると、前述の直流電圧Ｖは
Ｖ＝k2ＲＣ1 と表すことができる。この式にＲ＝k1Ｅ／
Ｃ0 を代入して変形すると、Ｖ＝ｋＱとなる。ただし、
ｋ＝k1k2Ｅ、Ｑ＝Ｃ1 ／Ｃ0 である。従って、前述の積
分回路および微分回路を含む簡単な検出回路によって、
基準静電容量と被検出静電容量との比率Ｑに比例する直
流電圧Ｖが直接得られ、従来のように、出力電圧を平均
化する必要がなくなる。
【０００８】この際、基準静電容量と被検出静電容量と
の比率Ｑに比例する変数である直流電圧Ｖから被検出静
電容量の値を検出すると、温度変化の影響をなくすこと
ができる。すなわち、被検出静電容量および基準静電容
量は、それぞれ所定間隔d0, d1を隔てて平行配列された
一対の電極を有するものであるとすると、被検出静電容
量および基準静電容量の値Ｃ0,Ｃ1 は、Ｃ0 ＝a0／d0、
Ｃ1 ＝a1／ d1 と表される（a0，a1は定数）。いま、被
検出静電容量および基準静電容量の温度係数をそれぞれ
T0，T1とし、被検出静電容量および基準静電容量の両方
に対し温度変化ΔＴを与えるとすると、それぞれの静電
容量値Ｃ0,Ｃ1 は、Ｃ0 ＝a0（１＋T0×ΔＴ）／d0、Ｃ
1 ＝a1（１＋T1×ΔＴ）／ d1 となる。これらから基準
静電容量と被検出静電容量との比率Ｑを求めると、比率
Ｑは、Ｑ＝〔Ａd0（１＋T1×ΔＴ）〕／〔d1（１＋T0×
ΔＴ）〕と表される。ただし、Ａは定数であり、Ａ＝a1
／ a0 と表せる。ここで、基準静電容量および被検出静
電容量を同一材料で形成すれば、基準静電容量および被
検出静電容量の温度係数は互いに等しくなり１＋T1×Δ
Ｔ＝１＋T0×ΔＴとなるため、比率Ｑは、Ｑ＝Ａd0／d1
で表されて、温度と無関係な変数となる。このため、比
率Ｑを変数とする直流電圧Ｖから被検出静電容量の値を
検出すれば、温度変化の影響がなくなる。なお、被検出
静電容量で微分回路を構成し、かつ、基準静電容量で積
分回路を構成することにより、前述の比率Ｑ（＝Ｃ1 ／
Ｃ0 ）の逆数となる比率Ｑ’（＝Ｃ0 ／Ｃ1 ）を採用し
ても、同様の作用、効果が得られる。
の比率Ｑに比例する変数である直流電圧Ｖから被検出静
電容量の値を検出すると、温度変化の影響をなくすこと
ができる。すなわち、被検出静電容量および基準静電容
量は、それぞれ所定間隔d0, d1を隔てて平行配列された
一対の電極を有するものであるとすると、被検出静電容
量および基準静電容量の値Ｃ0,Ｃ1 は、Ｃ0 ＝a0／d0、
Ｃ1 ＝a1／ d1 と表される（a0，a1は定数）。いま、被
検出静電容量および基準静電容量の温度係数をそれぞれ
T0，T1とし、被検出静電容量および基準静電容量の両方
に対し温度変化ΔＴを与えるとすると、それぞれの静電
容量値Ｃ0,Ｃ1 は、Ｃ0 ＝a0（１＋T0×ΔＴ）／d0、Ｃ
1 ＝a1（１＋T1×ΔＴ）／ d1 となる。これらから基準
静電容量と被検出静電容量との比率Ｑを求めると、比率
Ｑは、Ｑ＝〔Ａd0（１＋T1×ΔＴ）〕／〔d1（１＋T0×
ΔＴ）〕と表される。ただし、Ａは定数であり、Ａ＝a1
／ a0 と表せる。ここで、基準静電容量および被検出静
電容量を同一材料で形成すれば、基準静電容量および被
検出静電容量の温度係数は互いに等しくなり１＋T1×Δ
Ｔ＝１＋T0×ΔＴとなるため、比率Ｑは、Ｑ＝Ａd0／d1
で表されて、温度と無関係な変数となる。このため、比
率Ｑを変数とする直流電圧Ｖから被検出静電容量の値を
検出すれば、温度変化の影響がなくなる。なお、被検出
静電容量で微分回路を構成し、かつ、基準静電容量で積
分回路を構成することにより、前述の比率Ｑ（＝Ｃ1 ／
Ｃ0 ）の逆数となる比率Ｑ’（＝Ｃ0 ／Ｃ1 ）を採用し
ても、同様の作用、効果が得られる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１には、本実施例の静電容量検出回路１が示
されており、静電容量検出回路１は、被検出静電容量で
あるコンデンサ２および基準静電容量であるコンデンサ
３を含んで構成される発振回路である。この静電容量検
出回路１では、その発振周波数や振幅がコンデンサ２，
３の静電容量値により決定されることから、コンデンサ
２の値をコンデンサ３の値に基づいて検出できるように
なっている。静電容量検出回路１には、コンデンサ２を
含んで構成された積分回路20と、コンデンサ３を含んで
構成された微分回路30と、積分回路20に所定の直流電圧
を断続的に与える電源回路40と、微分回路30からの出力
信号を保持するサンプルホールド回路50と、電源回路40
に対し直流電圧を断続するタイミング信号を与える断続
タイミング発生回路60と、サンプルホールド回路50に対
し出力信号の保持タイミング信号を出力する保持タイミ
ング発生回路70とが備えられている。
明する。図１には、本実施例の静電容量検出回路１が示
されており、静電容量検出回路１は、被検出静電容量で
あるコンデンサ２および基準静電容量であるコンデンサ
３を含んで構成される発振回路である。この静電容量検
出回路１では、その発振周波数や振幅がコンデンサ２，
３の静電容量値により決定されることから、コンデンサ
２の値をコンデンサ３の値に基づいて検出できるように
なっている。静電容量検出回路１には、コンデンサ２を
含んで構成された積分回路20と、コンデンサ３を含んで
構成された微分回路30と、積分回路20に所定の直流電圧
を断続的に与える電源回路40と、微分回路30からの出力
信号を保持するサンプルホールド回路50と、電源回路40
に対し直流電圧を断続するタイミング信号を与える断続
タイミング発生回路60と、サンプルホールド回路50に対
し出力信号の保持タイミング信号を出力する保持タイミ
ング発生回路70とが備えられている。
【００１０】積分回路20は、コンデンサ２の他に、コン
デンサ２と並列に接続されたオペアンプ21と、このオペ
アンプ21の入力側に接続された電流制限抵抗22とを有す
るものである。電源回路40は、負極が接地された可変直
流電圧源41と、この可変直流電圧源41の極性を逆転する
極性逆転器42と、可変直流電圧源41および極性逆転器42
の接続を一方から他方に切替えるスイッチ素子43とを有
するものであり、スイッチ素子43で可変直流電圧源41お
よび極性逆転器42の接続を交互に切替えて正負両方の極
性の電圧を積分回路20に与えるプッシュ・プル形の電源
となっている。この電源回路40により、積分回路20には
所定の直流正電圧＋Ｅおよび直流負電圧−Ｅが断続的か
つ交互に与えられるようになっている。このような直流
電圧±Ｅの印加により、積分回路20からは、三角波状の
電圧が出力されるようになっている。この三角波状の電
圧の一辺は、コンデンサ２の値Ｃ0 に反比例する所定の
勾配±Ｒで直線的に変化するランプ（傾斜）電圧となっ
ている。
デンサ２と並列に接続されたオペアンプ21と、このオペ
アンプ21の入力側に接続された電流制限抵抗22とを有す
るものである。電源回路40は、負極が接地された可変直
流電圧源41と、この可変直流電圧源41の極性を逆転する
極性逆転器42と、可変直流電圧源41および極性逆転器42
の接続を一方から他方に切替えるスイッチ素子43とを有
するものであり、スイッチ素子43で可変直流電圧源41お
よび極性逆転器42の接続を交互に切替えて正負両方の極
性の電圧を積分回路20に与えるプッシュ・プル形の電源
となっている。この電源回路40により、積分回路20には
所定の直流正電圧＋Ｅおよび直流負電圧−Ｅが断続的か
つ交互に与えられるようになっている。このような直流
電圧±Ｅの印加により、積分回路20からは、三角波状の
電圧が出力されるようになっている。この三角波状の電
圧の一辺は、コンデンサ２の値Ｃ0 に反比例する所定の
勾配±Ｒで直線的に変化するランプ（傾斜）電圧となっ
ている。
【００１１】微分回路30は、コンデンサ３の他に、コン
デンサ３の後段に直列に接続されたオペアンプ31と、こ
のオペアンプ31と並列に接続されて当該オペアンプ31に
負帰還をかけるの抵抗32およびコンデンサ33とを有する
ものであり、積分回路20の後段に接続されている。積分
回路20の三角波状の電圧が入力されると、微分回路30か
らは、コンデンサ３の値Ｃ1 およびランプ電圧の勾配±
Ｒに比例した直流電圧±Ｖをピーク電圧とする矩形波が
出力されるようになっている。
デンサ３の後段に直列に接続されたオペアンプ31と、こ
のオペアンプ31と並列に接続されて当該オペアンプ31に
負帰還をかけるの抵抗32およびコンデンサ33とを有する
ものであり、積分回路20の後段に接続されている。積分
回路20の三角波状の電圧が入力されると、微分回路30か
らは、コンデンサ３の値Ｃ1 およびランプ電圧の勾配±
Ｒに比例した直流電圧±Ｖをピーク電圧とする矩形波が
出力されるようになっている。
【００１２】サンプルホールド回路50は、入力電圧を保
持するためのコンデンサ51と、このコンデンサ51で保持
した電圧を減衰させることなく外部に出力できるバッフ
ァアンプ52と、保持タイミング発生回路70からの保持タ
イミング信号により閉じて微分回路30の出力信号をコン
デンサ51に入力させるスイッチ素子53とを有するものと
なっている。
持するためのコンデンサ51と、このコンデンサ51で保持
した電圧を減衰させることなく外部に出力できるバッフ
ァアンプ52と、保持タイミング発生回路70からの保持タ
イミング信号により閉じて微分回路30の出力信号をコン
デンサ51に入力させるスイッチ素子53とを有するものと
なっている。
【００１３】断続タイミング発生回路60は、積分回路20
の入力電圧および出力電圧をたし合わせた信号に基づい
て電源回路40のスイッチ素子43を操作するものであり、
積分回路20の入力および出力との間にそれぞれ接続され
た二つの抵抗61, 62と、積分回路20の出入力電圧の和と
接地電位（０ボルト）とを比較する比較器63とを有して
いる。この断続タイミング発生回路60が電源回路40のス
イッチ素子43を操作することで、電源回路40から矩形波
電圧が出力されるようになっている。
の入力電圧および出力電圧をたし合わせた信号に基づい
て電源回路40のスイッチ素子43を操作するものであり、
積分回路20の入力および出力との間にそれぞれ接続され
た二つの抵抗61, 62と、積分回路20の出入力電圧の和と
接地電位（０ボルト）とを比較する比較器63とを有して
いる。この断続タイミング発生回路60が電源回路40のス
イッチ素子43を操作することで、電源回路40から矩形波
電圧が出力されるようになっている。
【００１４】保持タイミング発生回路70は、積分回路20
の出力電圧を接地電位（０ボルト）と比較する比較器71
と、電源回路40の出力電圧を接地電位（０ボルト）と比
較する比較器72と、これらの比較器71, 72からの出力信
号が入力されるＮＯＲ回路73とを有するものとなってい
る。この保持タイミング発生回路70の発生する信号に基
づいて、サンプルホールド回路50の動作が行われ、積分
回路20の出力電圧および電源回路40の出力電圧がともに
負極となった状態における微分回路30の出力電圧がサン
プルホールド回路50に保持されるようになっている。
の出力電圧を接地電位（０ボルト）と比較する比較器71
と、電源回路40の出力電圧を接地電位（０ボルト）と比
較する比較器72と、これらの比較器71, 72からの出力信
号が入力されるＮＯＲ回路73とを有するものとなってい
る。この保持タイミング発生回路70の発生する信号に基
づいて、サンプルホールド回路50の動作が行われ、積分
回路20の出力電圧および電源回路40の出力電圧がともに
負極となった状態における微分回路30の出力電圧がサン
プルホールド回路50に保持されるようになっている。
【００１５】ＮＯＲ回路73は、図２に示されるように、
二つのトランジスタ74, 75を含む回路である。トランジ
スタ74, 75のコレクタには保護抵抗76を介して正極の直
流電圧源＋ＶCCが接続されている。トランジスタ74, 75
のエミッタには負極の直流電圧−ＶCCが接続されてい
る。トランジスタ74のベースには比較器71の出力が保護
抵抗77を介して接続されている。トランジスタ75のベー
スには比較器72の出力が保護抵抗78を介して接続されて
いる。二つのトランジスタ74, 75のベースに与えられる
電圧がともに低電位でトランジスタ74, 75が非導通状態
のときのみに、ＮＯＲ回路73はその出力が高電位になる
ように形成されている。
二つのトランジスタ74, 75を含む回路である。トランジ
スタ74, 75のコレクタには保護抵抗76を介して正極の直
流電圧源＋ＶCCが接続されている。トランジスタ74, 75
のエミッタには負極の直流電圧−ＶCCが接続されてい
る。トランジスタ74のベースには比較器71の出力が保護
抵抗77を介して接続されている。トランジスタ75のベー
スには比較器72の出力が保護抵抗78を介して接続されて
いる。二つのトランジスタ74, 75のベースに与えられる
電圧がともに低電位でトランジスタ74, 75が非導通状態
のときのみに、ＮＯＲ回路73はその出力が高電位になる
ように形成されている。
【００１６】なお、サンプルホールド回路50の出力は、
オペアンプ54を介して可変直流電圧源41に入力され、サ
ンプルホールド回路50の出力の大きさに応じて可変直流
電圧源41の出力電圧が調節されるようになっている。こ
れにより、圧力等の力に対してコンデンサ２の静電容量
が二次曲線状に変化する場合に、出力をコンデンサ２に
加わる力等に比例したリニアな特性に補正するための帰
還ループ55が形成されている。
オペアンプ54を介して可変直流電圧源41に入力され、サ
ンプルホールド回路50の出力の大きさに応じて可変直流
電圧源41の出力電圧が調節されるようになっている。こ
れにより、圧力等の力に対してコンデンサ２の静電容量
が二次曲線状に変化する場合に、出力をコンデンサ２に
加わる力等に比例したリニアな特性に補正するための帰
還ループ55が形成されている。
【００１７】次に、本実施例の動作に図３に基づいて説
明する。なお、図３の（Ａ）〜（Ｇ）に示される波形
は、それぞれ図１に示されるポイントＡ〜Ｇにおいて検
出される電圧波形である。まず、時刻t0においてスイッ
チ素子43が動作することにより、電源回路40の極性逆転
器42が積分回路20に接続されたとすると、積分回路20に
は、図３の（Ａ）に示されるように、直流電圧−Ｅが与
えられる。積分回路20では、入力された直流電圧−Ｅを
積分し、図３の（Ｂ）に示されるように、勾配−Ｒで直
線的に変化するランプ（傾斜）電圧を微分回路30に出力
する。微分回路30にランプ電圧が入力されると、その出
力には、図３の（Ｃ）に示されるように、勾配−Ｒと逆
の極性の直流電圧＋Ｖが発生する。
明する。なお、図３の（Ａ）〜（Ｇ）に示される波形
は、それぞれ図１に示されるポイントＡ〜Ｇにおいて検
出される電圧波形である。まず、時刻t0においてスイッ
チ素子43が動作することにより、電源回路40の極性逆転
器42が積分回路20に接続されたとすると、積分回路20に
は、図３の（Ａ）に示されるように、直流電圧−Ｅが与
えられる。積分回路20では、入力された直流電圧−Ｅを
積分し、図３の（Ｂ）に示されるように、勾配−Ｒで直
線的に変化するランプ（傾斜）電圧を微分回路30に出力
する。微分回路30にランプ電圧が入力されると、その出
力には、図３の（Ｃ）に示されるように、勾配−Ｒと逆
の極性の直流電圧＋Ｖが発生する。
【００１８】ランプ電圧は、時刻t1において入力された
直流電圧−Ｅに達し、さらに直流電圧−Ｅより低くなる
と、積分回路20の出入力電圧の和は接地電位（０ボル
ト）より低下する。すると、断続タイミング発生回路60
は、電源回路40に信号を出してスイッチ素子43を切替
え、極性逆転器42と積分回路20とを接続し、可変直流電
圧源41と積分回路20とを遮断して電源回路40の極性を反
転させる。なお、積分回路20の出入力電圧の和が接地電
位（０ボルト）より少しでも低下すると、瞬間に電源回
路40の極性が反転するので、ランプ電圧のピーク値はほ
とんど直流電圧−Ｅに等しい。この電源回路40の極性反
転を繰り返すことにより、図１のポイントＢにはコンデ
ンサ２の値Ｃ0 に反比例する勾配±Ｒのランプ（傾斜）
電圧を両辺とする二等辺三角波状の信号が、図３の
（Ｂ）に示されるように、周期的に出力される。この三
角波状の信号が微分回路30に入力されると、図１のポイ
ントＣにはコンデンサ３の値Ｃ1 およびランプ電圧の勾
配±Ｒに比例した直流電圧±Ｖをピーク電圧とする矩形
波が、図３の（Ｃ）に示されるように、周期的に出力さ
れる。
直流電圧−Ｅに達し、さらに直流電圧−Ｅより低くなる
と、積分回路20の出入力電圧の和は接地電位（０ボル
ト）より低下する。すると、断続タイミング発生回路60
は、電源回路40に信号を出してスイッチ素子43を切替
え、極性逆転器42と積分回路20とを接続し、可変直流電
圧源41と積分回路20とを遮断して電源回路40の極性を反
転させる。なお、積分回路20の出入力電圧の和が接地電
位（０ボルト）より少しでも低下すると、瞬間に電源回
路40の極性が反転するので、ランプ電圧のピーク値はほ
とんど直流電圧−Ｅに等しい。この電源回路40の極性反
転を繰り返すことにより、図１のポイントＢにはコンデ
ンサ２の値Ｃ0 に反比例する勾配±Ｒのランプ（傾斜）
電圧を両辺とする二等辺三角波状の信号が、図３の
（Ｂ）に示されるように、周期的に出力される。この三
角波状の信号が微分回路30に入力されると、図１のポイ
ントＣにはコンデンサ３の値Ｃ1 およびランプ電圧の勾
配±Ｒに比例した直流電圧±Ｖをピーク電圧とする矩形
波が、図３の（Ｃ）に示されるように、周期的に出力さ
れる。
【００１９】この際、積分回路20から出力される三角波
は比較器71によって監視され、三角波の値が正となる毎
に比較器71から、図３の（Ｄ）に示されるように、正極
の電圧が出力される。また、電源回路40から出力される
矩形波は比較器72によって監視され、矩形波の値が正と
なる毎に比較器72から、図３の（Ｅ）に示されるよう
に、負極の電圧が出力される。積分回路20の三角波の極
性が負極で、かつ、電源回路40の矩形波の極性が正極と
なるときには、既に電源回路40のスイッチ素子43の切替
え動作が完全に完了する所定の時間Ｓが経過した後とな
るので、微分回路30の出力は電圧が一定値に落ち着いた
状態となっている。積分回路20の三角波の極性が負極
で、かつ、電源回路40の矩形波の極性が正極となるタイ
ミングは、図３の（Ｆ）に示されるように、比較器71,
72の出力の両方とも０ボルトとなるタイミングに一致し
ている。このため、ＮＯＲ回路73の出力をトリガー信号
としてサンプルホールド回路50に入力し、このトリガー
信号によりスイッチ素子53を閉じれば、図３の（Ｇ）に
示されるように、安定した電圧値が検出値として得られ
るようになり、この検出値に基づいて被検出静電容量で
あるコンデンサ２の値が検出される。
は比較器71によって監視され、三角波の値が正となる毎
に比較器71から、図３の（Ｄ）に示されるように、正極
の電圧が出力される。また、電源回路40から出力される
矩形波は比較器72によって監視され、矩形波の値が正と
なる毎に比較器72から、図３の（Ｅ）に示されるよう
に、負極の電圧が出力される。積分回路20の三角波の極
性が負極で、かつ、電源回路40の矩形波の極性が正極と
なるときには、既に電源回路40のスイッチ素子43の切替
え動作が完全に完了する所定の時間Ｓが経過した後とな
るので、微分回路30の出力は電圧が一定値に落ち着いた
状態となっている。積分回路20の三角波の極性が負極
で、かつ、電源回路40の矩形波の極性が正極となるタイ
ミングは、図３の（Ｆ）に示されるように、比較器71,
72の出力の両方とも０ボルトとなるタイミングに一致し
ている。このため、ＮＯＲ回路73の出力をトリガー信号
としてサンプルホールド回路50に入力し、このトリガー
信号によりスイッチ素子53を閉じれば、図３の（Ｇ）に
示されるように、安定した電圧値が検出値として得られ
るようになり、この検出値に基づいて被検出静電容量で
あるコンデンサ２の値が検出される。
【００２０】前述のような本実施例によれば、次のよう
な効果がある。すなわち、積分回路20で直流電圧をコン
デンサ２の値Ｃ0 に反比例する勾配Ｒのランプ電圧に変
換し、このランプ電圧を微分回路30に入力してコンデン
サ３の値Ｃ1 に比例する直流電圧Ｖに変換することによ
り、これらのコンデンサ２，３の値の比率Ｃ1 ／Ｃ0 に
比例する出力電圧Ｖを得るようにしたので、簡単な構成
で容量検出が行える。
な効果がある。すなわち、積分回路20で直流電圧をコン
デンサ２の値Ｃ0 に反比例する勾配Ｒのランプ電圧に変
換し、このランプ電圧を微分回路30に入力してコンデン
サ３の値Ｃ1 に比例する直流電圧Ｖに変換することによ
り、これらのコンデンサ２，３の値の比率Ｃ1 ／Ｃ0 に
比例する出力電圧Ｖを得るようにしたので、簡単な構成
で容量検出が行える。
【００２１】また、断続タイミング発生回路60によって
電源回路40のスイッチ素子43を操作し、電源回路40の極
性を切替えるようにしたので、積分回路20が発振回路の
一部となって、積分回路20に矩形波を与えるために別途
発振回路を設けることが不要となり、この点からも静電
容量検出回路１全体を簡単にできる。
電源回路40のスイッチ素子43を操作し、電源回路40の極
性を切替えるようにしたので、積分回路20が発振回路の
一部となって、積分回路20に矩形波を与えるために別途
発振回路を設けることが不要となり、この点からも静電
容量検出回路１全体を簡単にできる。
【００２２】さらに、微分回路30の出力側には当該出力
の一定値を適宜入力して保持するサンプルホールド回路
50を接続したので、電源回路40により積分回路20に直流
正電圧＋Ｅを断続的に与えることにより、微分回路30か
ら出力される直流電圧Ｖが連続する信号とならなくと
も、サンプルホールド回路50からは連続した直流電圧の
信号が出力され、低域通過フィルタ等を接続しなくとも
直流信号を直接取出せ、良好な応答性を得ることができ
る。
の一定値を適宜入力して保持するサンプルホールド回路
50を接続したので、電源回路40により積分回路20に直流
正電圧＋Ｅを断続的に与えることにより、微分回路30か
ら出力される直流電圧Ｖが連続する信号とならなくと
も、サンプルホールド回路50からは連続した直流電圧の
信号が出力され、低域通過フィルタ等を接続しなくとも
直流信号を直接取出せ、良好な応答性を得ることができ
る。
【００２３】また、積分回路20の三角波および電源回路
40の矩形波の両方を監視する保持タイミング発生回路70
を設け、この保持タイミング発生回路70により、微分回
路30の出力電圧が一定値に落ち着いた後に、サンプルホ
ールド回路50に微分回路30の出力電圧を保持させるよう
にしたので、安定した電圧値が検出値として得られるよ
うになり、コンデンサ２の正確な値を検出することがで
きる。
40の矩形波の両方を監視する保持タイミング発生回路70
を設け、この保持タイミング発生回路70により、微分回
路30の出力電圧が一定値に落ち着いた後に、サンプルホ
ールド回路50に微分回路30の出力電圧を保持させるよう
にしたので、安定した電圧値が検出値として得られるよ
うになり、コンデンサ２の正確な値を検出することがで
きる。
【００２４】さらに、サンプルホールド回路50の出力を
電源回路40に帰還する帰還ループ55にオペアンプ54を設
け、この帰還ループ55により正負両方の帰還をかけるこ
とができるようにしたので、コンデンサ２を圧力センサ
等として利用するにあたり、圧力等の力に対してコンデ
ンサ２の静電容量が二次曲線状等に変化する場合でも、
負帰還ループ55により出力をコンデンサ２に加わる力等
に比例したリニアな特性に補正できる。
電源回路40に帰還する帰還ループ55にオペアンプ54を設
け、この帰還ループ55により正負両方の帰還をかけるこ
とができるようにしたので、コンデンサ２を圧力センサ
等として利用するにあたり、圧力等の力に対してコンデ
ンサ２の静電容量が二次曲線状等に変化する場合でも、
負帰還ループ55により出力をコンデンサ２に加わる力等
に比例したリニアな特性に補正できる。
【００２５】なお、本発明は前述の一実施例に限定され
るものではなく、次に示すような変形などをも含むもの
である。すなわち、微分回路の出力を保持するタイミン
グは、積分回路20の三角波の極性が負極で、電源回路40
の矩形波の極性が正極となるときに限らず、逆に積分回
路20の三角波が正極で、かつ、電源回路40の矩形波が負
極のときでもよい。なお、この場合には出力の極性が逆
になる。
るものではなく、次に示すような変形などをも含むもの
である。すなわち、微分回路の出力を保持するタイミン
グは、積分回路20の三角波の極性が負極で、電源回路40
の矩形波の極性が正極となるときに限らず、逆に積分回
路20の三角波が正極で、かつ、電源回路40の矩形波が負
極のときでもよい。なお、この場合には出力の極性が逆
になる。
【００２６】また、電源回路としては、正負の電圧を交
互に切替える電源回路40に限らず、一つの直流電源の電
圧を単に断続させることにより、正極側だけで変化する
矩形波の電圧を供給するものでもよい。
互に切替える電源回路40に限らず、一つの直流電源の電
圧を単に断続させることにより、正極側だけで変化する
矩形波の電圧を供給するものでもよい。
【００２７】さらに、積分回路および微分回路は、発振
回路と一体化されたものに限らず、発生回路とは別体の
積分回路および微分回路を当該発生回路の後段に接続し
てもよい。また、積分回路および微分回路としては、被
検出静電容量となるコンデンサ２を有する積分回路20お
よび基準静電容量となるコンデンサ３を有する微分回路
３に限らず、基準静電容量となるコンデンサ３を有する
積分回路および被検出静電容量となるコンデンサ２を有
する微分回路でもよく、このような積分回路および微分
回路を採用すれば、被検出静電容量であるコンデンサ２
に加わる圧力等に反比例した出力電圧を得ることができ
る。
回路と一体化されたものに限らず、発生回路とは別体の
積分回路および微分回路を当該発生回路の後段に接続し
てもよい。また、積分回路および微分回路としては、被
検出静電容量となるコンデンサ２を有する積分回路20お
よび基準静電容量となるコンデンサ３を有する微分回路
３に限らず、基準静電容量となるコンデンサ３を有する
積分回路および被検出静電容量となるコンデンサ２を有
する微分回路でもよく、このような積分回路および微分
回路を採用すれば、被検出静電容量であるコンデンサ２
に加わる圧力等に反比例した出力電圧を得ることができ
る。
【００２８】さらに、図２においては、スイッチ素子を
リレー等の有接点素子のように記載したが、これらはす
べてバイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の無接点
スイッチでもよく、無接点スイッチにすれば回路１全体
のＩＣ化が容易となる。
リレー等の有接点素子のように記載したが、これらはす
べてバイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等の無接点
スイッチでもよく、無接点スイッチにすれば回路１全体
のＩＣ化が容易となる。
【００２９】
【発明の効果】前述のように本発明によれば、簡単な回
路構成で回路全体の応答性を向上することができる。
路構成で回路全体の応答性を向上することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】前記実施例のＮＯＲ回路を示す詳細回路図であ
る。
る。
【図３】前記実施例の動作を説明するためのグラフであ
る。
る。
【図４】本発明の背景技術を説明するための回路図であ
る。
る。
１ 静電容量検出回路 ２ 被検出静電容量としてのコンデンサ ３ 基準静電容量としてのコンデンサ 20 積分回路 30 微分回路
Claims (3)
- 【請求項１】基準静電容量に基づき測定対象となる被検
出静電容量を検出する静電容量検出回路あって、前記基
準静電容量および前記被検出静電容量の一方で構成され
た積分回路を設け、この積分回路の後段に前記基準静電
容量および前記被検出静電容量の他方で構成された微分
回路を接続したことを特徴とする静電容量検出回路。 - 【請求項２】請求項１に記載の静電容量検出回路におい
て、前記積分回路は所定の周期信号を発生する発振回路
に含まれるものであることを特徴とする静電容量検出回
路。 - 【請求項３】請求項１または請求項２に記載の静電容量
検出回路において、前記積分回路の入力側には正電圧お
よび負電圧を交互に切り替える電源回路が接続され、前
記微分回路の出力側には当該出力を保持するサンプルホ
ールド回路が接続され、かつ前記電源回路の出力側には
その出力および前記積分回路の出力に基づいて前記微分
回路の出力を保持するタイミングを判断する保持タイミ
ング発生回路が接続されていることを特徴とする静電容
量検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20331293A JP3322726B2 (ja) | 1993-08-17 | 1993-08-17 | 静電容量検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20331293A JP3322726B2 (ja) | 1993-08-17 | 1993-08-17 | 静電容量検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0755859A true JPH0755859A (ja) | 1995-03-03 |
| JP3322726B2 JP3322726B2 (ja) | 2002-09-09 |
Family
ID=16471946
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20331293A Expired - Fee Related JP3322726B2 (ja) | 1993-08-17 | 1993-08-17 | 静電容量検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3322726B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008046141A (ja) * | 2001-11-07 | 2008-02-28 | F Hoffmann-La Roche Ag | 器具 |
| CN101776721A (zh) * | 2010-02-10 | 2010-07-14 | 哈尔滨工业大学 | 电容容差性故障检测仪 |
| WO2023053488A1 (ja) * | 2021-09-30 | 2023-04-06 | アルプスアルパイン株式会社 | 静電容量センサ |
-
1993
- 1993-08-17 JP JP20331293A patent/JP3322726B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008046141A (ja) * | 2001-11-07 | 2008-02-28 | F Hoffmann-La Roche Ag | 器具 |
| JP4722900B2 (ja) * | 2001-11-07 | 2011-07-13 | エフ ホフマン−ラ ロッシュ アクチェン ゲゼルシャフト | 血液、血液画分または対照中のグルコース濃度を定量する方法および装置 |
| CN101776721A (zh) * | 2010-02-10 | 2010-07-14 | 哈尔滨工业大学 | 电容容差性故障检测仪 |
| WO2023053488A1 (ja) * | 2021-09-30 | 2023-04-06 | アルプスアルパイン株式会社 | 静電容量センサ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3322726B2 (ja) | 2002-09-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6373264B1 (en) | Impedance detection apparatus and method of physical variable | |
| US4806846A (en) | High accuracy direct reading capacitance-to-voltage converter | |
| JP4178658B2 (ja) | 容量式物理量検出装置 | |
| US6750796B1 (en) | Low noise correlated double sampling modulation system | |
| JP3084581B2 (ja) | 静電荷制御による平衡力測定方法及び装置 | |
| US20080122457A1 (en) | Capacitance difference detecting circuit | |
| JPH0862248A (ja) | 容量型加速度センサ | |
| JPH0972757A (ja) | 微少容量検出回路 | |
| JP2972552B2 (ja) | 容量型センサ用検出回路および検出方法 | |
| US20030098699A1 (en) | Sense interface system with velocity feed-through rejection | |
| JP2008157917A (ja) | 容量差検出回路 | |
| US7042135B2 (en) | Current detection circuit and current detection method | |
| KR910004656B1 (ko) | 아날로그 신호적분 및 디지탈 신호변환회로 | |
| JP3322726B2 (ja) | 静電容量検出回路 | |
| US7084802B1 (en) | Signal processing circuit | |
| JP2001217094A (ja) | 直流除電器の制御方法及び制御装置 | |
| JP3189987B2 (ja) | 容量型センサ | |
| JP2000221054A (ja) | 容量式物理量検出装置 | |
| JPH0122085Y2 (ja) | ||
| US7224193B2 (en) | Current-voltage conversion circuit | |
| JPH0682399B2 (ja) | 積分回路 | |
| JP3265807B2 (ja) | 容量型センサ | |
| JP2680807B2 (ja) | ダイオード検波出力用増幅回路 | |
| JPS63133069A (ja) | 直流差電圧の測定装置 | |
| JPH0353180Y2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020604 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110628 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |