JP3433819B2 - 適応信号処理装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えばカメラ一体型
ＶＴＲの音声収音装置などに用いて好適な適応信号処理
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、この種の適応信号処理装置と
して、図６に示すような適応雑音キャンセラーが知られ
ている。

【０００３】図６は、この適応雑音キャンセラーの基本
的構成を示すもので、１は主要入力端子、２は参照入力
端子である。主要入力端子１を通じて入力された主要入
力信号は遅延回路３を介して合成回路４に供給される。
また、参照入力端子２を通じて入力された参照入力信号
は、適応フィルタ回路５を介して合成回路４に供給さ
れ、遅延回路３からの信号から減算される。この合成回
路４の出力は、適応フィルタ回路５に帰還されると共
に、出力端子６に導出される。

【０００４】この適応雑音キャンセラーにおいては、主
要入力信号としては、希望信号ｓと、これと無相関の雑
音信号ｎ0 とが加算されたものが入力される。一方、参
照入力信号としては、雑音信号ｎ1 が入力される。参照
入力の雑音信号ｎ1 は、希望信号ｓとは無相関である
が、雑音信号ｎ0 とは相関があるようにされている。

【０００５】適応フィルタ回路５は、参照入力雑音信号
ｎ1 をフィルタリングして、雑音信号ｎ0 に近似する信
号ｙを出力する。この場合は、適応フィルタ回路５にお
いては、所定の適応のアルゴリズムにより、合成回路４
の減算出力（残差出力）ｅのパワーが最小になるよう
に、参照入力雑音信号ｎ1 のフィルタリングのフィルタ
係数を更新してゆく。

【０００６】この適応フィルタ回路５の出力信号ｙとし
て、雑音信号ｎ0 と逆相、等振幅の信号を得るようにす
ることもできる。遅延回路３は、適応フィルタ回路５で
の演算処理に要する時間遅れや適応フィルタでの伝播時
間その他を補償して、減算処理する信号との時間合わせ
をするためのものである。

【０００７】以下に、適応雑音キャンセラーの原理につ
いて説明する。

【０００８】今、希望信号ｓ，雑音ｎ0 ，雑音ｎ1 ，出
力信号ｙが統計的に定常であり、平均値がゼロであると
仮定すると残差出力ｅは、 ｅ＝ｓ＋ｎ0 −ｙ となる。これを二乗したものの期待値は、希望信号ｓが
雑音ｎ0 及び出力ｙと無相関であるから、 Ｅ［ｅ² ］＝Ｅ［ｓ² ］＋Ｅ［（ｎ0 −ｙ）² ］ ＋２Ｅ［ｓ（ｎ0 −ｙ）］ ＝Ｅ［ｓ² ］＋Ｅ［（ｎ0 −ｙ）² ］ となる。

【０００９】適応フィルタ回路５が収束するものとすれ
ば、この適応フィルタ回路５は、Ｅ［ｅ² ］が最小にな
るように、フィルタ係数を更新するものである。このと
き、Ｅ［ｓ² ］は影響を受けないので、 Ｅmin ［ｅ² ］＝Ｅ［ｓ² ］ ＋Ｅmin ［（ｎ0 −ｙ）² ］ となる。

【００１０】すなわち、Ｅ［ｅ² ］が最小化されること
によってＥ［（ｎ0 −ｙ）² ］が最小化され、適応フィ
ルタ回路５の出力ｙは、雑音信号ｎ0 の推定量になる。
そして、合成回路４からの出力の期待値は、希望信号ｓ
のみとなる。すなわち、適応フィルタ回路５を調整して
全出力パワーを最小化することは、減算出力ｅが、希望
音声信号ｓの最小二乗推定値になることに等しい。

【００１１】出力ｅは、一般に、信号ｓに多少の雑音が
残ったものになるが、出力雑音は（ｎ0 −ｙ）で与えら
れるからＥ［（ｎ0 −ｙ）² ］を最小化することは、出
力の信号対雑音比を最大化することに等しい。

【００１２】合成回路４が音響合成手段となる場合もあ
る。すなわち、適応フィルタ回路５で、雑音と逆相、等
振幅の雑音打ち消し音声信号−ｙを形成し、これをスピ
ーカなどに供給して、主要音声に音響的に加算して雑音
を低減する構成とする。この場合の残差ｅは、残差検出
用マイクロホンで収音することとなる。

【００１３】なお、適応フィルタ回路５はアナログ信号
処理回路で実現する場合とデジタル信号処理回路で実現
する場合の、いずれでも可能であるが、一般的には、Ｄ
ＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）を用いたデジタル
処理回路の構成とされる。デジタル処理回路の構成とし
た場合の適応フィルタ回路５の一例の構成を図７に示
す。

【００１４】適応フィルタ回路５は、この例において
は、ＦＩＲフィルタ型の適応型線形結合器１００と、フ
ィルタ係数更新演算手段１１０とからなっている。この
適応フィルタ回路５は、マイクロコンピュータを搭載す
るＤＳＰにより、ソフトウエアとして構成することがで
きる。フィルタ係数の更新のアルゴリズムは、この例で
は、計算量が少なく、実用的であるため多用されている
ＬＭＳ（Least Mean Squares；最小平均自乗）法を用い
た場合として説明する。

【００１５】ＬＭＳ法について、図７を参照しながら説
明する。図７に示すように、適応型線形結合器１００
は、それぞれ単位サンプリング時間の遅延時間Ｚ^-1を有
する複数個の遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２，……ＤＬｍ（ｍ
は正の整数）と、入力雑音ｎ1 及び各遅延回路ＤＬ１，
ＤＬ２，……ＤＬｍの出力信号と加重係数（フィルタ係
数）との掛け算を行う加重回路ＭＸ０，ＭＸ１，ＭＸ
２，……ＭＸｍと、加重回路ＭＸ０〜ＭＸｍの出力を加
算する加算回路１０１を備える。加算回路１０１の出力
は、図６で説明した信号ｙである。

【００１６】加重回路ＭＸ０〜ＭＸｍに供給する加重係
数は、フィルタ係数演算回路１１０で、ＬＭＳアルゴリ
ズムにより、合成回路４からの残差信号ｅと、参照入力
ｎ１とに基づいて形成される。このフィルタ係数演算回
路１１０で実行されるアルゴリズムは、次のようにな
る。

【００１７】今、時刻k における入力ベクトルＸ_k を、
図７にも示すように、 Ｘ_k ＝［ｘ_0k ｘ_1k ｘ_2k ・・・ｘ_mk］^T とし、出力をｙ_k 、加重係数をｗ_jk（j=0,1,2,…m ）と
すると、入出力の関係は、次の数１に示すように、

【００１８】

【数１】 となる。

【００１９】そして、時刻k における加重ベクトルＷ_k
を、 Ｗ_k ＝［ｗ_0k ｗ_1k ｗ_2k ・・・ｗ_mk］^T と定義すれば、入出力関係は、 ｙ_k ＝Ｘ_k ^T ・Ｗ_k … （１） で与えられる。ここで、希望の応答をｄ_k とすれば、残
差ｅ_k は、 ｅ_k ＝ｄ_k −ｙ_k ＝ｄ_k −Ｘ_k ^T ・Ｗ_k …（２） で表される。

【００２０】ＬＭＳ法では、加重ベクトルの更新を、 Ｗ_k+1 ＝Ｗ_k ＋２μ・ｅ_k ・Ｘ_k … （３） なる式（３）により順次行っていく。加重係数の初期値
は、一定値あるいはランダムな値に設定される。ここ
で、μは適応の速度と安定性を決める利得因子（ステッ
プゲイン）である。

【００２１】上記式（３）において、ある時点k での係
数ベクトルＷ_k を修正するベクトルが、式（３）の右辺
の第２項であるが、利得因子μと瞬時誤差ｅ_k とはスカ
ラー値で、ともに修正値を直接左右する。同じく参照入
力ベクトルＸ_k も積の形で働くので、これも修正値を左
右する。平均的な収束の時定数τ_a は、 τ_a ＝（ｎ＋１）／４μ・trＥ〔Ｘ_i Ｘ_j ^T 〕 で表される。ここで、ｎは参照入力ベクトルの次数（Ｆ
ＩＲフィルタのタップ数に対応）、trＥ〔Ｘ_i Ｘ_j ^T 〕
は参照入力の平均パワーである。つまり、ＦＩＲフィル
タのタップ数が大きいほど収束速度は遅くなり、利得因
子μが大きいほど収束速度が速くなる。雑音が定常的な
信号の場合、収束速度が速いと最終的な残留雑音レベル
が大きく、逆に収束が緩慢であると最終的な雑音レベル
が小さくなる。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】上述したような適応雑
音キャンセラーにおいては、通常、可聴周波数の全範囲
の雑音を対象にするため、適応フィルタ回路のＦＩＲフ
ィルタの収束にある程度の時間が必要であった。このた
め、雑音が定常的な信号の場合には、効果的に雑音低減
することができるが、対象とする雑音信号が非定常の信
号、例えば音声のように周波数特性が刻一刻と変化する
ような信号の場合には、収束しきる前にその性質が変化
してしまうため、処理が適応しきれず、結果的に不要信
号を低減できないという不都合を生じる。

【００２３】上述したように、ステップゲインμを大き
くすれば、適応の収束速度を速くすることができるが、
主要入力中の希望音声と参照入力とを完全に無相関にす
ることは、一般的には困難であるので、ステップゲイン
μを大きくすると、適応処理により、雑音だけでなく、
希望信号も影響を受け、出力信号としての希望信号が歪
んでしまうという不都合を生じる。

【００２４】この発明は、以上の点にかんがみ、希望信
号に歪みを生じることなく、音声などの非定常の信号に
対しても低減量を大きくすることができる適応信号処理
装置を提供することを目的とする。

【００２５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、この発明による適応信号処理装置は、希望音声と雑
音信号とを含む主要入力信号中の雑音信号と相関のある
雑音信号が参照入力信号として供給されるアナログ回路
構成のゲイン調整回路と、前記主要入力信号から前記ゲ
イン調整回路の出力信号を減算処理する第１の合成手段
と、前記主要入力信号の低域成分のみを抽出する第１の
帯域制限手段と、前記第１の帯域制限手段と同一の周波
数特性を有し、前記参照入力信号の低域成分のみを抽出
する第２の帯域制限手段と、前記第２の帯域制限手段の
出力信号が供給される適応フィルタ手段と、前記第１の
帯域制限手段の出力信号から前記適応フィルタ手段の出
力信号を減算処理する第２の合成手段と、前記第２の合
成手段の出力パワーを最小化するように、前記適応フィ
ルタ手段の加重係数を適応的に更新すると共に、求めら
れた前記適応フィルタ手段の加重係数の値に対応して前
記ゲイン調整回路のゲインを制御する制御手段と、を備
えることを特徴とする。

【００２６】

【作用】上記の構成のこの発明によれば、適応フィルタ
手段では、帯域制限された参照入力信号から主要入力信
号中の雑音に近似する信号を形成するように加重係数
（フィルタ係数）が更新される。この適応フィルタ手段
における適応処理で決定される加重係数の値に対応して
ゲイン調整回路のゲインが制御される。第１の合成手段
では、ゲイン調整回路の出力が主要入力信号から減算さ
れる。この第１の合成手段の出力信号がシステム出力と
して導出される。

【００２７】

【実施例】以下、図を参照しながら、この発明による適
応型雑音低減システムの一実施例について説明する。図
１〜図４は、この発明の実施例を、より理解し易くする
ための説明のための構成図である。図５は、この発明に
よる実施例を示す図である。

【００２８】図１において、１１は希望音声を収音する
ための主要入力用マイクロホン、２１は雑音として除去
したい方向の不要音声や周囲騒音を収音するための参照
入力用マイクロホンである。この例は、希望音声の到来
方向は、主として、図２において矢印ＡＲで示すよう
に、図上、上方から下方に向かう方向であり、カメラ一
体型ＶＴＲでは正面方向となる。そして、この例は、こ
の方向と逆方向（背面方向）からの音声を雑音として収
音しないようにする装置を実現する例である。

【００２９】この例の場合には、主要入力用マイクロホ
ン１１は、図２に示すような無指向性のマイクロホンで
構成される。一方、参照入力用マイクロホン２１は、図
２に示すように、希望音声到来方向に感度が低く、背面
方向に感度が高い単一指向性のマイクロホンで構成され
る。また、この例の場合においては、これらマイクロホ
ン１１、２１は、矢印ＡＲの方向に沿って近接して並べ
られる。

【００３０】そして、主要入力用マイクロホン１１によ
り収音され、電気信号に変換されて得られた音声信号
は、可聴周波数帯域の全帯域用のＡ／Ｄコンバータ１２
に供給されて、デジタル信号に変換される。また、参照
入力用マイクロホン２１により収音され、電気信号に変
換されて得られた音声信号は、可聴周波数帯域の全帯域
用のＡ／Ｄコンバータ２２に供給されて、デジタル信号
に変換される。この場合、Ａ／Ｄコンバータ１２及び２
２でのサンプリング周波数（標本化周波数）は、可聴周
波数帯域の全帯域をカバーするように、４８ｋＨｚとさ
れる。

【００３１】そして、Ａ／Ｄコンバータ１２の出力デジ
タル信号は減算回路１３に供給される。また、Ａ／Ｄコ
ンバータ２２の出力デジタル信号は、図７に示した適応
型線形結合器（ＦＩＲフィルタ）２３に供給される。こ
の適応型線形結合器２３の加重係数（フィルタ係数）
は、フィルタ係数演算回路３５から供給されるが、その
フィルタ係数の値は、後述のようにして求められる。

【００３２】適応型線形結合器２３の出力信号は、Ａ／
Ｄコンバータ１２の出力信号中の雑音信号としての不要
信号に近似した信号となり、これが減算回路１３に供給
されて、Ａ／Ｄコンバータ１２の出力信号から減算され
る。この減算回路１３の出力信号は、サンプリング周波
数が４８ｋＨｚのＤ／Ａコンバータ１４に供給されて、
アナログ信号に戻され、出力端子１５にシステム出力と
して導出される。

【００３３】適応型線形結合器２３のフィルタ係数は、
次のようにしてフィルタ係数演算回路３５において決定
される。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ１２からの主要入
力信号のデジタル信号は、例えばカットオフ周波数が２
５０Ｈｚのデジタルローパスフィルタ３１に供給され
て、帯域制限され、減算回路３２に供給される。また、
Ａ／Ｄコンバータ２２からの参照入力信号のデジタル信
号は、同じくカットオフ周波数が２５０Ｈｚのデジタル
ローパスフィルタ３３に供給されて、帯域制限されて適
応型線形結合器３４及びフィルタ係数演算回路３５に供
給される。

【００３４】ローパスフィルタ３１及び３３は、Ａ／Ｄ
コンバータ１２及び２２の出力デジタル信号から、適
宜、カットオフ周波数に応じてサンプルを間引き処理す
ることにより実現できる。このローパスフィルタ３１及
び３３の出力信号のサンプリング周波数（標本化周波
数）は、２５０Ｈｚまでの帯域を再現することが可能な
周波数、つまりカットオフ周波数（制限された帯域の最
高周波数）の２倍以上の周波数で、例えば６００Ｈｚと
される。

【００３５】適応型線形結合器３４は、ローパスフィル
タ３３の出力信号から、ローパスフィルタ３１の出力中
の不要信号に近似する信号を形成する。そして、減算回
路３２において、適応型線形結合器３４の出力信号が、
ローパスフィルタ３１からの信号から減算され、その減
算出力がフィルタ係数演算回路３５に供給される。

【００３６】そして、前述したように、フィルタ係数演
算回路３５では、ローパスフィルタ３３の出力信号と、
減算回路３２からの減算出力（残差信号）とから、残差
信号の出力パワーが最小になるように、適応型線形結合
器３４に供給するフィルタ係数の更新値を決定する。決
定されたフィルタ係数は、適応型線形結合器２３にも、
そのフィルタ係数として供給される。

【００３７】この場合に、フィルタ係数演算回路３５で
求められたフィルタ係数は、適応型線形結合器３４に供
給されるものであるので、サンプリング周波数が６００
Ｈｚと低く、単位時間当たりの標本数が少ないデジタル
信号に対応している。したがって、このままでは、サン
プリング周波数が４８ｋＨｚで、単位時間当たりの標本
数の多い適応型線形結合器２３での取扱い信号に適合し
ない。このため、適応型線形結合器２３に供給されるフ
ィルタ係数は、前記のようにして求められた係数値に対
して補間処理（例えば前値ホールド）が施されて、４８
ｋＨｚのサンプリング周波数に対応するようにされてい
る。

【００３８】なお、図１において、実線で囲んで示す適
応型線形結合器２３及び３４と、フィルタ係数演算回路
３５の部分は、マイクロコンピュータを備えるＤＳＰ
（デジタルシグナルプロセッサ）により構成することが
できる。

【００３９】このような構成にすれば、マイクロホン２
１の指向特性から、その収音音声には、希望音の成分は
殆ど含まれず、このためマイクロホン２１からの参照入
力信号は、マイクロホン１１の出力（主要入力）中の希
望音とは無相関の信号となり、主要入力中の不要信号
（雑音成分）と相関を有する信号となる。

【００４０】したがって、適応型線形結合器２３から得
られる信号は、主要入力中の不要信号に近似する信号で
あり、これが減算回路１３において、主要入力から減算
されるので、減算回路１３からは希望信号成分のみが得
られる。すなわち、主要入力中に含まれる不要信号成分
は適応的にキャンセルされ、出力端子１５には希望音信
号のみが得られるものである。

【００４１】以上のようにして、適応雑音キャンセラー
を用いて、参照入力用の単一指向性マイクロホン２１の
感度最小の方向に対して鋭い指向性を持つ超指向性のマ
イクロホン装置を実現することができる。

【００４２】そして、上記の例では、適応型線形結合器
３４を含む適応雑音キャンセラーで取り扱う信号は、主
要入力及び参照入力を帯域制限したことにより、可聴周
波数帯域全体の信号に比べて、より定常の信号として扱
うことができる。しかも、一般に人声信号は、低域側に
パワーが集中している。このため、ローパスフィルタ３
１及び３３により主要入力及び参照入力を帯域制限し
て、そのパワーの大きい成分に対して適応処理を施す
と、前述したように、適応処理は、パワーの大きい信号
に対して有効かつ迅速に働くので、この適応型線形結合
器３４を含む適応雑音キャンセラーの系は、適応の収束
速度が速くなると共に、雑音低減量も大きくなる。

【００４３】そして、この系のフィルタ係数が、適応型
線形結合器２３のフィルタ係数としても利用されるか
ら、出力端子１５に得られるシステム出力も雑音低減量
が大きくなる。

【００４４】また、適応型線形結合器３４及びフィルタ
係数演算回路３５は、制限された帯域に対応するもので
よいため、取り扱う標本数が少なくなり、低速のＤＳＰ
で実現することができ、汎用のマイクロプロセッサを用
いることが可能になる。適応型線形結合器２３には、フ
ィルタ係数をコピーするだけであるので、適応型線形結
合器２３も同様に構成することができ、システム全体し
ての構成が簡単になり、ハードウエアの規模が小さくな
り、また、コストの削減が計れる。

【００４５】以上のようにして、上述の例の構成によれ
ば、音声などの非定常の信号に対する適応動作が従来の
適応雑音低減システムよりも速くなり、その結果、雑音
低減量が大きくなる。

【００４６】図３は、上述の例の場合の効果を実験によ
り確認した結果を示す図で、希望信号として正面方向か
ら女性の音声が到来し、雑音として除去する不要音声と
して側方から男性の音声が到来した場合の、従来システ
ムと、以上説明した例のシステムとのシステム出力の比
較を示すものである。

【００４７】図３Ａは、側方からの男性音声のみの波
形、図３Ｂは、従来の適応雑音低減システムで、この側
方からの男性の音声の低減除去を行ったときの出力波
形、図３Ｃは、この発明の装置で、この側方からの男性
の音声の低減除去を行ったときの出力波形、のそれぞれ
について、音声の立ち上がりの部分を切り出したもので
ある。この図３から、この発明の装置によれば、従来の
システムに比して、素早く適応し不要音声が低減されて
いる様子を観察することができる。因みに、図３Ａの男
性音声の従来システムによる低減量は、−１３．０ｄ
Ｂ、この発明の装置による低減量は、−１６．３ｄＢで
あった。

【００４８】図１の例では、帯域制限用のローパスフィ
ルタをデジタル処理回路（例えば間引き処理回路）で構
成したが、帯域制限回路はアナログ回路とすることもで
きる。図４は、その場合の一実施例のブロック図であ
る。

【００４９】すなわち、この例においては、主要入力用
マイクロホン１１の出力信号はカットオフ周波数が２５
０Ｈｚのローパスフィルタ４１を介してＡ／Ｄコンバー
タ４２に供給される。そして、このＡ／Ｄコンバータ４
２において、サンプリング周波数６００Ｈｚでサンプリ
ングされ、そのサンプリング値がデジタル信号に変換さ
れ、減算回路３２に供給される。

【００５０】また、参照入力用マイクロホン２１の出力
信号は同じく２５０Ｈｚのローパスフィルタ４３を介し
てＡ／Ｄコンバータ４４に供給され、サンプリング周波
数６００Ｈｚでサンプリングされ、そのサンプリング値
がデジタル信号に変換される。そして、Ａ／Ｄコンバー
タ４４の出力デジタル信号が適応型線形結合器３４及び
フィルタ係数演算回路３５に供給される。その他の構成
は、図１の例と全く同様である。

【００５１】なお、Ｄ／Ａコンバータ１４を省いて、減
算回路１３の出力信号をデジタル信号のままで出力端子
１５に導出するようにしてもよい。

【００５２】図５は、この発明の実施例である。この例
においては、帯域制限して適応処理を行い、適応型線形
結合器３４のフィルタ係数をフィルタ係数演算回路３５
で求めるのは、図１あるいは図４の例と同様である（図
５では、図４の例に対応している）が、全帯域の信号処
理は、アナログ信号のままで行うものである。

【００５３】すなわち、マイクロホン１１からの主要入
力信号は、帯域制限用のローパスフィルタ４１に供給さ
れると共に、デジタル信号に変換されずに、減算回路１
６に供給される。また、マイクロホン２１からの参照入
力信号は、帯域制限用のローパスフィルタ４３に供給さ
れると共に、デジタル信号に変換されずに、アナログ構
成のゲイン調整回路２４に供給される。そして、このゲ
イン調整回路２４の出力信号が減算回路１６に供給さ
れ、減算回路１６から出力端子１７が導出されて、この
出力端子１７にシステム出力が得られるようにされる。

【００５４】この例の場合には、主要及び参照の入力信
号の低域成分用の適応型線形結合器３４の各タップの加
重係数の値と、ゲイン調整回路２４のゲインの値とが、
予め特定のルールで関係付けられており、フィルタ係数
演算回路３５は、求めた加重係数に応じてゲイン調整回
路２４のゲイン値を制御する。フィルタ係数演算回路３
５には、例えば適応型線形結合器３４の各タップの加重
係数の値と、ゲイン調整回路２４のゲインの値との対応
テーブルが用意されている。

【００５５】この例においては、上述と同様の効果が得
られると共に、主要及び参照の全帯域の信号は、アナロ
グ信号処理とされ、デジタルフィルタに代えて、ゲイン
調整回路が用いられることで、さらにハードウエアの規
模の削減とコスト削減が可能になる。

【００５６】なお、以上の例では、主要入力信号及び参
照入力信号を帯域制限するに当たって、ローパスフィル
タを使用したが、例えば上述の例において、１００Ｈｚ
以下を対象外とするようにバンドパスフィルタを使用す
ることもできる。要は、適応信号処理の対象信号の、例
えばパワーが主として存在するような特定の帯域の成分
を抽出して適応処理を行い、その際に得られた加重係数
を、全帯域用の適応フィルタの加重係数としてコピー
し、あるいはゲイン調整回路のゲインをその加重係数に
応じて制御するようにすればよい。

【００５７】なお、以上の例は、この発明をマイクロホ
ン装置に適用した場合であるが、この発明は、上述の例
に限らず、非定常の信号を取り扱う適応信号処理のすべ
てに適用可能であることはいうまでもない。

【００５８】また、適応処理の際の加重係数の更新のア
ルゴリズムは、ＬＭＳ法に限らず、例えば学習同定法、
その他のアルゴリズムを用いることができることはもち
ろんである。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、主要入力信号及び参照入力信号を帯域制限して適応
信号処理を行い、その際に得られた加重係数に応じてゲ
イン調整回路のゲインを制御するようにしたので、音声
などの非定常信号に対しても適応動作が速くなり、その
結果、雑音低減量も大きくなる。

【００６０】また、主要入力及び参照入力の低域成分の
みを適応演算処理するだけで、実現できるので、Ａ／Ｄ
変換時のサンプリング周波数を下げることができ、この
ため、ハードウエアの規模及びコストを削減することが
できる。また、低速のＤＳＰで、適応演算処理を行うこ
とができるので、低価格の汎用のＤＳＰを使用すること
ができる。

【００６１】さらに、図５の例のように、全帯域の信号
の処理のために、アナログ回路であるゲイン調整回路を
用いることで、さらにハードウエアの規模とコストの削
減が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例の説明のための適応信号処理
装置の一例のブロック図である。

【図２】図１の例のマイクロホン１１及び２１の指向特
性を説明するための図である。

【図３】この発明の効果を従来との比較において説明す
るための図である。

【図４】この発明の実施例の説明のための適応信号処理
装置の他の例のブロック図である。

【図５】この発明による適応信号処理装置の一実施例の
ブロック図である。

【図６】適応雑音キャンセラーの概要を示すブロック図
である。

【図７】適応フィルタ回路の一例のブロック図である。

【符号の説明】

１１ 主要入力用マイクロホン １２、２２ 全帯域用Ａ／Ｄコンバータ １３、１６、３２ 減算回路 ２１ 参照入力用マイクロホン ２３ 適応型線形結合器 ２４ ゲイン調整回路 ３１、３３ デジタルローパスフィルタ ３４ 適応型線形結合器 ３５ フィルタ係数演算回路 ４１、４３ アナログローパスフィルタ ４２、４４ 制限された帯域用のＡ／Ｄコンバー
タ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大久保 仁 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (72)発明者 行徳 薫 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−216599（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−22392（ＪＰ，Ａ)

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】希望音声と雑音信号とを含む主要入力信号
   中の雑音信号と相関のある雑音信号が参照入力信号とし
   て供給されるアナログ回路構成のゲイン調整回路と、 前記主要入力信号から前記ゲイン調整回路の出力信号を
   減算処理する第１の合成手段と、 前記主要入力信号の低域成分のみを抽出する第１の帯域
   制限手段と、 前記第１の帯域制限手段と同一の周波数特性を有し、前
   記参照入力信号の低域成分のみを抽出する第２の帯域制
   限手段と、 前記第２の帯域制限手段の出力信号が供給される適応フ
   ィルタ手段と、 前記第１の帯域制限手段の出力信号から前記適応フィル
   タ手段の出力信号を減算処理する第２の合成手段と、 前記第２の合成手段の出力パワーを最小化するように、
   前記適応フィルタ手段の加重係数を適応的に更新すると
   共に、求められた前記適応フィルタ手段の加重係数の値
   に対応して前記ゲイン調整回路のゲインを制御する制御
   手段と、 を備えることを特徴とする適応信号処理装置。
2. 【請求項２】請求項１に記載の適応信号処理装置におい
   て、 前記適応フィルタ手段が、デジタル回路で構成されると
   共に、 前記第１の帯域制限手段により帯域制限されて得られる
   前記主要入力信号の低域成分は、デジタル信号に変換さ
   れて前記第２の合成手段に供給され、 前記第２の帯域制限手段により帯域制限されて得られる
   前記参照入力信号の低域成分は、デジタル信号に変換さ
   れて前記適応フィルタ手段に供給されることを特徴とす
   る適応信号処理装置。