JP3402331B2 - 雑音低減装置 - Google Patents
雑音低減装置Info
- Publication number
- JP3402331B2 JP3402331B2 JP17389792A JP17389792A JP3402331B2 JP 3402331 B2 JP3402331 B2 JP 3402331B2 JP 17389792 A JP17389792 A JP 17389792A JP 17389792 A JP17389792 A JP 17389792A JP 3402331 B2 JP3402331 B2 JP 3402331B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- adaptive filter
- noise
- circuit
- filter circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、適応型の雑音低減装
置に関する。
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から適応型雑音低減装置として、図
８に示すような回路が知られている。図８において、１
は主要入力端子、２は参照入力端子であって、主要入力
端子１を通じて入力された信号は遅延回路３を介して合
成回路４に供給される。また、参照入力端子２を通じて
入力された信号は、適応フィルタ回路５を介して合成回
路４に供給され、遅延回路３からの信号から減算され
る。この合成回路４の出力は、適応フィルタ回路５に帰
還されると共に、出力端子６に導出される。
８に示すような回路が知られている。図８において、１
は主要入力端子、２は参照入力端子であって、主要入力
端子１を通じて入力された信号は遅延回路３を介して合
成回路４に供給される。また、参照入力端子２を通じて
入力された信号は、適応フィルタ回路５を介して合成回
路４に供給され、遅延回路３からの信号から減算され
る。この合成回路４の出力は、適応フィルタ回路５に帰
還されると共に、出力端子６に導出される。
【０００３】この雑音低減装置においては、主要入力端
子１には、希望信号ｓと、これと無相関の雑音信号ｎ0
とが加算されたものが入力される。一方、参照入力端子
２には、雑音信号ｎ1 が入力される。この参照入力の雑
音信号ｎ1 は、希望信号ｓとは無相関であるが、雑音信
号ｎ0 とは相関があるようにされている。
子１には、希望信号ｓと、これと無相関の雑音信号ｎ0
とが加算されたものが入力される。一方、参照入力端子
２には、雑音信号ｎ1 が入力される。この参照入力の雑
音信号ｎ1 は、希望信号ｓとは無相関であるが、雑音信
号ｎ0 とは相関があるようにされている。
【０００４】適応フィルタ回路５は、参照入力雑音信号
ｎ1 をフィルタリングして、雑音信号ｎ0 に近似する信
号ｙを出力する。この適応フィルタ回路５の出力信号ｙ
として、雑音信号ｎ0 と逆相、等振幅の信号を得るよう
にすることもできる。遅延回路３は、適応フィルタ回路
５での処理時間を考慮して、減算処理する信号の時間合
わせをするためのものである。
ｎ1 をフィルタリングして、雑音信号ｎ0 に近似する信
号ｙを出力する。この適応フィルタ回路５の出力信号ｙ
として、雑音信号ｎ0 と逆相、等振幅の信号を得るよう
にすることもできる。遅延回路３は、適応フィルタ回路
５での処理時間を考慮して、減算処理する信号の時間合
わせをするためのものである。
【０００５】適応フィルタ回路５における適応のアルゴ
リズムは、合成回路４の出力である減算出力（残差出
力）ｅを最小にするように働く。すなわち、今、ｓ，ｎ
0 ，ｎ1 ，ｙが統計的に定常であり、平均値が０である
と仮定すると残差出力ｅは、 ｅ＝ｓ＋ｎ0 −ｙ となる。これを二乗したものの期待値は、ｓがｎ0 と、
また、ｙと無相関であるから、 Ｅ［ｅ2 ］＝Ｅ［ｓ2 ］＋Ｅ［（ｎ0 −ｙ）2 ］＋２Ｅ
［ｓ（ｎ0 −ｙ）］＝Ｅ［ｓ2 ］＋Ｅ［（ｎ0 −
ｙ）2 ］ となる。適応フィルタ回路５が収束するものとすれば、
適応フィルタ回路５は、Ｅ［ｅ2 ］が最小になるように
調整されるものである。このとき、Ｅ［ｓ2 ］は影響を
受けないので、 Ｅmin ［ｅ2 ］＝Ｅ［ｓ2 ］＋Ｅmin ［（ｎ0 −
ｙ）2 ］ となる。
リズムは、合成回路４の出力である減算出力（残差出
力）ｅを最小にするように働く。すなわち、今、ｓ，ｎ
0 ，ｎ1 ，ｙが統計的に定常であり、平均値が０である
と仮定すると残差出力ｅは、 ｅ＝ｓ＋ｎ0 −ｙ となる。これを二乗したものの期待値は、ｓがｎ0 と、
また、ｙと無相関であるから、 Ｅ［ｅ2 ］＝Ｅ［ｓ2 ］＋Ｅ［（ｎ0 −ｙ）2 ］＋２Ｅ
［ｓ（ｎ0 −ｙ）］＝Ｅ［ｓ2 ］＋Ｅ［（ｎ0 −
ｙ）2 ］ となる。適応フィルタ回路５が収束するものとすれば、
適応フィルタ回路５は、Ｅ［ｅ2 ］が最小になるように
調整されるものである。このとき、Ｅ［ｓ2 ］は影響を
受けないので、 Ｅmin ［ｅ2 ］＝Ｅ［ｓ2 ］＋Ｅmin ［（ｎ0 −
ｙ）2 ］ となる。
【０００６】すなわち、Ｅ［ｅ2 ］が最小化されること
によってＥ［（ｎ0 −ｙ）2 ］が最小化され、適応フィ
ルタ回路５の出力ｙは、雑音信号ｎ0 の推定量になる。
そして、合成回路４からの出力の期待値は、希望信号ｓ
のみとなる。すなわち、適応フィルタ回路５を調整して
全出力パワーを最小化することは、減算出力ｅが、希望
音声信号ｓの最小二乗推定値になることに等しい。
によってＥ［（ｎ0 −ｙ）2 ］が最小化され、適応フィ
ルタ回路５の出力ｙは、雑音信号ｎ0 の推定量になる。
そして、合成回路４からの出力の期待値は、希望信号ｓ
のみとなる。すなわち、適応フィルタ回路５を調整して
全出力パワーを最小化することは、減算出力ｅが、希望
音声信号ｓの最小二乗推定値になることに等しい。
【０００７】合成回路４が音響合成手段となる場合もあ
る。すなわち、適応フィルタ回路５で、雑音と逆相、等
振幅の雑音打ち消し音声信号−ｙ形成し、これをスピー
カなどに供給して、主要音声に音響的に加算して雑音低
減する構成とする。この場合の残差ｅは、残差検出用マ
イクロホンで収音することなる。
る。すなわち、適応フィルタ回路５で、雑音と逆相、等
振幅の雑音打ち消し音声信号−ｙ形成し、これをスピー
カなどに供給して、主要音声に音響的に加算して雑音低
減する構成とする。この場合の残差ｅは、残差検出用マ
イクロホンで収音することなる。
【０００８】なお、適応フィルタ回路５はアナログ信号
処理回路で実現する場合とデジタル信号処理回路で実現
する場合の、いずれでも可能である。適応フィルタ回路
５を、デジタルフィルタを用いて実現した場合の例を図
９に示す。この例は、適応のアルゴリズムとして、いわ
ゆるＬＭＳ（最小平均自乗）法を使用する。
処理回路で実現する場合とデジタル信号処理回路で実現
する場合の、いずれでも可能である。適応フィルタ回路
５を、デジタルフィルタを用いて実現した場合の例を図
９に示す。この例は、適応のアルゴリズムとして、いわ
ゆるＬＭＳ（最小平均自乗）法を使用する。
【０００９】図９に示すように、この例では、ＦＩＲフ
ィルタ型の適応線形結合器３００を使用する。これは、
それぞれ単位サンプリング時間の遅延時間Ｚ-1を有する
複数個の遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２，……ＤＬｍ（ｍは正
の整数）と、入力雑音ｎ1 及び各遅延回路ＤＬ１，ＤＬ
２，……ＤＬｍの出力信号と加重係数との掛け算を行う
加重回路ＭＸ０，ＭＸ１，ＭＸ２，……ＭＸｍと、加重
回路ＭＸ０〜ＭＸｍの出力を加算する加算回路３１０を
備える。加算回路３１０の出力はｙである。
ィルタ型の適応線形結合器３００を使用する。これは、
それぞれ単位サンプリング時間の遅延時間Ｚ-1を有する
複数個の遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２，……ＤＬｍ（ｍは正
の整数）と、入力雑音ｎ1 及び各遅延回路ＤＬ１，ＤＬ
２，……ＤＬｍの出力信号と加重係数との掛け算を行う
加重回路ＭＸ０，ＭＸ１，ＭＸ２，……ＭＸｍと、加重
回路ＭＸ０〜ＭＸｍの出力を加算する加算回路３１０を
備える。加算回路３１０の出力はｙである。
【００１０】加重回路ＭＸ０〜ＭＸｍに供給する加重係
数は、例えばマイクロコンピュータからなるＬＭＳ演算
回路３２０で、合成回路４からの残差信号ｅに基づいて
形成される。このＬＭＳ演算回路３２０で実行されるア
ルゴリズムは、次のようになる。
数は、例えばマイクロコンピュータからなるＬＭＳ演算
回路３２０で、合成回路４からの残差信号ｅに基づいて
形成される。このＬＭＳ演算回路３２０で実行されるア
ルゴリズムは、次のようになる。
【００１１】今、時刻k における入力ベクトルＸk を、
図９にも示すように、 Ｘk ＝［ｘ0k ｘ1k ｘ2k ・・・ｘmk］T とし、出力をｙk 、加重係数をｗjk（j=0,1,2,…m ）と
すると、入出力の関係は、次の数１に示すように、
図９にも示すように、 Ｘk ＝［ｘ0k ｘ1k ｘ2k ・・・ｘmk］T とし、出力をｙk 、加重係数をｗjk（j=0,1,2,…m ）と
すると、入出力の関係は、次の数１に示すように、
【００１２】
【数１】
となる。
【００１３】そして、時刻k における加重ベクトルＷk
を、 Ｗk ＝［ｗ0k ｗ1k ｗ2k ・・・ｗmk］T と定義すれば、入出力関係は、 ｙk ＝Ｘk T ・Ｗk で与えられる。ここで、希望の応答をｄk とすれば、残
差ｅk は次のように表される。 ｅk ＝ｄk −ｙk＝ｄk −Ｘk T ・Ｗk ＬＭＳ法では、加重ベクトルの更新を、 Ｗk+1 ＝Ｗk ＋２μ・ｅk ・Ｘk … （２） なる式（２）により順次行っていく。ここで、μは適応
の速度と安定性を決める利得因子（ステップゲイン）で
ある。
を、 Ｗk ＝［ｗ0k ｗ1k ｗ2k ・・・ｗmk］T と定義すれば、入出力関係は、 ｙk ＝Ｘk T ・Ｗk で与えられる。ここで、希望の応答をｄk とすれば、残
差ｅk は次のように表される。 ｅk ＝ｄk −ｙk＝ｄk −Ｘk T ・Ｗk ＬＭＳ法では、加重ベクトルの更新を、 Ｗk+1 ＝Ｗk ＋２μ・ｅk ・Ｘk … （２） なる式（２）により順次行っていく。ここで、μは適応
の速度と安定性を決める利得因子（ステップゲイン）で
ある。
【００１４】上記式（２）において、ある時点k での係
数ベクトルＷk を修正するベクトルが、式（２）の右辺
の第２項であるが、利得因子μと瞬時誤差ｅk とはスカ
ラー値で、ともに修正値を直接左右する。同じく参照入
力ベクトルＸk も積の形で働くので、これも修正値を左
右する。平均的な収束の時定数τa は、 τa ＝（ｎ＋１）／４μ・trＥ〔Ｘi Ｘj T 〕 で表される。ここで、ｎは参照入力ベクトルの次数（Ｆ
ＩＲフィルタのタップ数に対応）、trＥ〔Ｘi Ｘj T 〕
は参照入力の平均パワーである。つまり、ＦＩＲフィル
タのタップ数が大きいほど収束速度は遅くなり、利得因
子μが大きいほど収束速度が速くなる。
数ベクトルＷk を修正するベクトルが、式（２）の右辺
の第２項であるが、利得因子μと瞬時誤差ｅk とはスカ
ラー値で、ともに修正値を直接左右する。同じく参照入
力ベクトルＸk も積の形で働くので、これも修正値を左
右する。平均的な収束の時定数τa は、 τa ＝（ｎ＋１）／４μ・trＥ〔Ｘi Ｘj T 〕 で表される。ここで、ｎは参照入力ベクトルの次数（Ｆ
ＩＲフィルタのタップ数に対応）、trＥ〔Ｘi Ｘj T 〕
は参照入力の平均パワーである。つまり、ＦＩＲフィル
タのタップ数が大きいほど収束速度は遅くなり、利得因
子μが大きいほど収束速度が速くなる。
【００１５】定常的な信号の場合、収束速度が速いと最
終的な残留雑音レベルが大きく、逆に収束が緩慢である
と最終的な雑音レベルが小さくなる。しかし、対象とす
る信号が音声のように変動する場合には、収束しきる前
にその性質が変化してしまうため、ある程度収束速度が
速い方がキャンセル量が大きくなる。
終的な残留雑音レベルが大きく、逆に収束が緩慢である
と最終的な雑音レベルが小さくなる。しかし、対象とす
る信号が音声のように変動する場合には、収束しきる前
にその性質が変化してしまうため、ある程度収束速度が
速い方がキャンセル量が大きくなる。
【００１６】利得因子μの値は、適応フィルタ回路５が
雑音ｎ0 を打ち消すものに近づき、装置の出力が希望信
号ｓと同等のものになるように収束するためには、次の
条件を満足する必要がある。 ０＜μ＜１／（ＦＩＲフィルタのタップ数＋１）（信号の電力）…（３） μが、式（３）の範囲より大きくなると、適応フィルタ
回路５の出力ｙは発散してしまい、装置の出力として大
きなノイズを発する。
雑音ｎ0 を打ち消すものに近づき、装置の出力が希望信
号ｓと同等のものになるように収束するためには、次の
条件を満足する必要がある。 ０＜μ＜１／（ＦＩＲフィルタのタップ数＋１）（信号の電力）…（３） μが、式（３）の範囲より大きくなると、適応フィルタ
回路５の出力ｙは発散してしまい、装置の出力として大
きなノイズを発する。
【００１７】従来、利得因子μの値は、適応フィルタ３
００のタップ数と、参照入力信号の大きさ（電力）とを
勘案して、上記の式（３）を満足して適応フィルタ回路
５が正常に動作する（収束する）ように、一定の値に定
められている。
００のタップ数と、参照入力信号の大きさ（電力）とを
勘案して、上記の式（３）を満足して適応フィルタ回路
５が正常に動作する（収束する）ように、一定の値に定
められている。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】ところが、利得因子μ
が上述の式（３）を満足するように定められていても、
従来の適応型雑音低減装置においては、利得因子μが一
定に定められているため、参照入力として過大な入力が
あったときには、装置出力が発散してしまい、大きな雑
音を発生し、雑音低減装置として動作しなくなることが
あった。
が上述の式（３）を満足するように定められていても、
従来の適応型雑音低減装置においては、利得因子μが一
定に定められているため、参照入力として過大な入力が
あったときには、装置出力が発散してしまい、大きな雑
音を発生し、雑音低減装置として動作しなくなることが
あった。
【００１９】これは、前記式（３）において、信号の電
力が過大になった場合に相当し、式（３）の右辺が非常
に小さくなるため、適当に定められていたはずの利得因
子μの値が式（３）の範囲外になり、適応フィルタ回路
５の出力ｙが発散してしまうからである。そこで、利得
因子μの値を予め小さくしておき、式（３）の収束条件
を満たす信号の上限値を大きくしておくことが考えられ
る。しかし、それでは、前述したように収束速度が遅く
なってしまい、実用にならない。
力が過大になった場合に相当し、式（３）の右辺が非常
に小さくなるため、適当に定められていたはずの利得因
子μの値が式（３）の範囲外になり、適応フィルタ回路
５の出力ｙが発散してしまうからである。そこで、利得
因子μの値を予め小さくしておき、式（３）の収束条件
を満たす信号の上限値を大きくしておくことが考えられ
る。しかし、それでは、前述したように収束速度が遅く
なってしまい、実用にならない。
【００２０】この発明は、以上の点に鑑み、定常状態に
おける収束速度の低下を招くことなく、過大な電力の参
照入力があったときでも、発散を防止することができる
雑音低減装置を提供することを目的とする。
おける収束速度の低下を招くことなく、過大な電力の参
照入力があったときでも、発散を防止することができる
雑音低減装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、この発明による雑音低減装置においては、参照入力
に過大入力があったときには、適応アルゴリズムの利得
因子の値を変更させるようにすることを特徴とする。
め、この発明による雑音低減装置においては、参照入力
に過大入力があったときには、適応アルゴリズムの利得
因子の値を変更させるようにすることを特徴とする。
【００２２】この発明で使用可能な適応のアルゴリズム
としては、上述のＬＭＳ法の他に、このＬＭＳ法を改良
した方法や、学習同定法などが知られている。学習同定
法の場合の加重ベクトルの更新は、 Ｗk+1 ＝Ｗk ＋α・ｅk ・Ｘk ／‖Ｘk ‖2 … （４） なる式（４）により行われる。
としては、上述のＬＭＳ法の他に、このＬＭＳ法を改良
した方法や、学習同定法などが知られている。学習同定
法の場合の加重ベクトルの更新は、 Ｗk+1 ＝Ｗk ＋α・ｅk ・Ｘk ／‖Ｘk ‖2 … （４） なる式（４）により行われる。
【００２３】加重ベクトルの更新の演算式は、一般化す
ると、直前の加重係数の値と、残差ｅと参照入力Ｘの関
数ｆ（ｅ，Ｘ）と、例えば利得因子と呼ばれる係数ｃに
より決定でき、 Ｗk+1 ＝Ｗk ＋ｃ・ｆ（ｅk ，Ｘk ） … （５） で表わすことができる。
ると、直前の加重係数の値と、残差ｅと参照入力Ｘの関
数ｆ（ｅ，Ｘ）と、例えば利得因子と呼ばれる係数ｃに
より決定でき、 Ｗk+1 ＝Ｗk ＋ｃ・ｆ（ｅk ，Ｘk ） … （５） で表わすことができる。
【００２４】この発明の構成を後述の実施例の参照符号
を対応させると、主要入力信号中の雑音信号と相関が強
い参照入力信号Ｘから前記雑音信号に近似する信号を得
る適応フィルタ回路２４と、この適応フィルタ回路２４
の出力信号と前記主要入力信号とを合成して、前記主要
入力中に含まれる雑音を低減するための合成手段１５と
を備え、合成手段１５での合成結果の残差ｅが適応フィ
ルタ回路２４に供給され、適応フィルタ回路２４では、
前記残差ｅの出力パワーが最小になるように、適応フィ
ルタの係数Ｗを、前記式（５）にしたがって更新するよ
うにする雑音低減装置において、参照入力信号Ｘのレベ
ルを検出する手段２５と、この検出レベルに応じて、前
記式（５）における係数ｃの値を変更する手段２４Ｍと
を設けたことを特徴とする。
を対応させると、主要入力信号中の雑音信号と相関が強
い参照入力信号Ｘから前記雑音信号に近似する信号を得
る適応フィルタ回路２４と、この適応フィルタ回路２４
の出力信号と前記主要入力信号とを合成して、前記主要
入力中に含まれる雑音を低減するための合成手段１５と
を備え、合成手段１５での合成結果の残差ｅが適応フィ
ルタ回路２４に供給され、適応フィルタ回路２４では、
前記残差ｅの出力パワーが最小になるように、適応フィ
ルタの係数Ｗを、前記式（５）にしたがって更新するよ
うにする雑音低減装置において、参照入力信号Ｘのレベ
ルを検出する手段２５と、この検出レベルに応じて、前
記式（５）における係数ｃの値を変更する手段２４Ｍと
を設けたことを特徴とする。
【００２５】
【作用】上述の構成のこの発明によれば、参照入力とし
て過大な信号入力があったときには、係数ｃが小さくさ
れて、システムが発散しないようにされる。
て過大な信号入力があったときには、係数ｃが小さくさ
れて、システムが発散しないようにされる。
【００２６】
【実施例】以下、この発明による雑音低減方法及び装置
の一実施例を図を参照しながら説明する。図１は、この
発明による雑音低減装置の一実施例で、１１は希望音源
１０からの希望音声を収音するための主要入力用マイク
ロホンである。この主要入力用マイクロホン１１で収音
される音声には、希望音声と相関の無いあるいは少ない
雑音源２０からの雑音を含む。
の一実施例を図を参照しながら説明する。図１は、この
発明による雑音低減装置の一実施例で、１１は希望音源
１０からの希望音声を収音するための主要入力用マイク
ロホンである。この主要入力用マイクロホン１１で収音
される音声には、希望音声と相関の無いあるいは少ない
雑音源２０からの雑音を含む。
【００２７】また、２１は、雑音源２０からの雑音を収
音するための参照入力用マイクロホンである。参照入力
用マイクロホン２１は、例えば雑音源２０の近傍に設置
されたり、希望音声を収音しないように遮音などがなさ
れる。
音するための参照入力用マイクロホンである。参照入力
用マイクロホン２１は、例えば雑音源２０の近傍に設置
されたり、希望音声を収音しないように遮音などがなさ
れる。
【００２８】主要入力用マイクロホン１１により収音さ
れ、電気信号に変換されて得られた主要音声信号は、ア
ンプ１２を介してＡ／Ｄコンバータ１３に供給されて、
デジタル信号に変換され、後述する適応フィルタ回路２
４での処理時間を考慮する遅延回路１４を介して合成回
路１５に供給される。
れ、電気信号に変換されて得られた主要音声信号は、ア
ンプ１２を介してＡ／Ｄコンバータ１３に供給されて、
デジタル信号に変換され、後述する適応フィルタ回路２
４での処理時間を考慮する遅延回路１４を介して合成回
路１５に供給される。
【００２９】また、参照入力用マイクロホン２１により
雑音源２０から収音され、電気信号に変換されて得られ
た雑音信号（参照入力信号）は、アンプ２２を介してＡ
／Ｄコンバータ２３に供給されて、デジタル信号に変換
され、適応フィルタ回路２４に供給される。そして、こ
の適応フィルタ回路２４の出力信号が合成回路１５に供
給されて、遅延回路１４からの主要音声信号から減算さ
れる。この合成回路１５の出力信号は、適応フィルタ回
路２４に帰還されると共に、Ｄ／Ａコンバータ１６によ
りアナログ信号に戻され、出力端子１７に導出される。
雑音源２０から収音され、電気信号に変換されて得られ
た雑音信号（参照入力信号）は、アンプ２２を介してＡ
／Ｄコンバータ２３に供給されて、デジタル信号に変換
され、適応フィルタ回路２４に供給される。そして、こ
の適応フィルタ回路２４の出力信号が合成回路１５に供
給されて、遅延回路１４からの主要音声信号から減算さ
れる。この合成回路１５の出力信号は、適応フィルタ回
路２４に帰還されると共に、Ｄ／Ａコンバータ１６によ
りアナログ信号に戻され、出力端子１７に導出される。
【００３０】適応フィルタ回路２４は、前述した図９の
ＦＩＲデジタルフィルタを用いた構成とされ、ＬＭＳ演
算回路２４Ｍにより前記式（２）により加重係数Ｗの更
新を行い、主要入力音声中に含まれる雑音信号に、参照
入力としての雑音信号が近似するように適応制御を行
う。その結果、合成回路１５では、主要入力用マイクロ
ホン１１からの主要音声信号から雑音が減算されてキャ
ンセルされ、出力端子１７には雑音が低減された希望音
声が得られる。
ＦＩＲデジタルフィルタを用いた構成とされ、ＬＭＳ演
算回路２４Ｍにより前記式（２）により加重係数Ｗの更
新を行い、主要入力音声中に含まれる雑音信号に、参照
入力としての雑音信号が近似するように適応制御を行
う。その結果、合成回路１５では、主要入力用マイクロ
ホン１１からの主要音声信号から雑音が減算されてキャ
ンセルされ、出力端子１７には雑音が低減された希望音
声が得られる。
【００３１】そして、Ａ／Ｄコンバータ２３からのデジ
タル信号がレベル検出回路２５に供給され、参照入力信
号のレベル（瞬時値）が予め設定されたスレッショール
ド値と比較され、参照入力信号として過大な入力があっ
たときには、それが検出されて、このレベル検出回路２
５の出力の状態が定常状態と変化する。このレベル検出
回路２５の出力は、適応フィルタ回路２４のＬＭＳ演算
回路２４Ｍに供給される。
タル信号がレベル検出回路２５に供給され、参照入力信
号のレベル（瞬時値）が予め設定されたスレッショール
ド値と比較され、参照入力信号として過大な入力があっ
たときには、それが検出されて、このレベル検出回路２
５の出力の状態が定常状態と変化する。このレベル検出
回路２５の出力は、適応フィルタ回路２４のＬＭＳ演算
回路２４Ｍに供給される。
【００３２】このＬＭＳ演算回路２４Ｍでは、レベル検
出回路２５の出力から参照入力信号として過大入力が入
力されたと検出したときには、式（２）における利得因
子μの値を、定常値より小さい値に変更して加重係数の
更新を続行する。このため、適応フィルタ回路２４の出
力が発散することなく、適応雑音低減処理が続行する。
そして、参照入力レベルがレベル検出回路２５のスレッ
ショールド値より小さくなると、ＬＭＳ演算回路２４Ｍ
は、利得因子μを定常値に戻す。
出回路２５の出力から参照入力信号として過大入力が入
力されたと検出したときには、式（２）における利得因
子μの値を、定常値より小さい値に変更して加重係数の
更新を続行する。このため、適応フィルタ回路２４の出
力が発散することなく、適応雑音低減処理が続行する。
そして、参照入力レベルがレベル検出回路２５のスレッ
ショールド値より小さくなると、ＬＭＳ演算回路２４Ｍ
は、利得因子μを定常値に戻す。
【００３３】ＬＭＳ演算回路２４Ｍをマイクロコンピュ
ータで構成する場合には、レベル検出・比較もデジタル
信号の例えば所定の１ビットを監視するだけで可能であ
るので、レベル検出回路２５を別個に設ける必要はな
い。その場合のＬＭＳ演算回路２４Ｍでの処理のフロー
チャートを図２に示す。
ータで構成する場合には、レベル検出・比較もデジタル
信号の例えば所定の１ビットを監視するだけで可能であ
るので、レベル検出回路２５を別個に設ける必要はな
い。その場合のＬＭＳ演算回路２４Ｍでの処理のフロー
チャートを図２に示す。
【００３４】すなわち、Ａ／Ｄコンバータ２３からの参
照入力データＸを読み込み（ステップ１０１）、その参
照入力データＸが予め設定されたスレッショールド値Ｌ
thより大きいか否か判別する（ステップ１０２）。この
判別の結果、参照入力データＸがスレッショールド値Ｌ
thより小さいときには、ステップ１０３に進み、利得因
子μを定常値μn として、ステップ１０５に進み、前述
した式（２）により加重係数の演算を行う。また、判別
の結果、参照入力データＸがスレッショールド値Ｌthよ
り大きいときには、ステップ１０４に進んで、利得因子
μを定常値μnの例えば１／１０に小さく変更する。そ
の後、ステップ１０５に進んで、前述した式（２）によ
り加重係数の演算を行う。このステップ１０５の後は、
ステップ１０１に戻り、次の参照入力データについて同
様の処理を繰り返し行う。
照入力データＸを読み込み（ステップ１０１）、その参
照入力データＸが予め設定されたスレッショールド値Ｌ
thより大きいか否か判別する（ステップ１０２）。この
判別の結果、参照入力データＸがスレッショールド値Ｌ
thより小さいときには、ステップ１０３に進み、利得因
子μを定常値μn として、ステップ１０５に進み、前述
した式（２）により加重係数の演算を行う。また、判別
の結果、参照入力データＸがスレッショールド値Ｌthよ
り大きいときには、ステップ１０４に進んで、利得因子
μを定常値μnの例えば１／１０に小さく変更する。そ
の後、ステップ１０５に進んで、前述した式（２）によ
り加重係数の演算を行う。このステップ１０５の後は、
ステップ１０１に戻り、次の参照入力データについて同
様の処理を繰り返し行う。
【００３５】以上の例では、利得因子μの値を参照入力
が過大入力となったときに、定常値より小さい値に変更
するようにしたが、過大入力となったときに、利得因子
μの値を０に変更するようにしてもよい。この場合に
は、適応フィルタの加重係数は過大入力が入力される直
前のものが維持される。このようにした場合には、利得
因子μの値は、定常値と０とを切り換えればよいので、
ハードウエアへの負担をほとんど増やすことなく、参照
入力の過大入力時の適応フィルタ回路２４の出力の発散
防止を実現することができる。
が過大入力となったときに、定常値より小さい値に変更
するようにしたが、過大入力となったときに、利得因子
μの値を０に変更するようにしてもよい。この場合に
は、適応フィルタの加重係数は過大入力が入力される直
前のものが維持される。このようにした場合には、利得
因子μの値は、定常値と０とを切り換えればよいので、
ハードウエアへの負担をほとんど増やすことなく、参照
入力の過大入力時の適応フィルタ回路２４の出力の発散
防止を実現することができる。
【００３６】また、以上の例では、１つのスレッショー
ルド値を設定して、μは定常値と過大入力時の値とを切
り換えるようにしたが、スレッショールド値を複数段階
分用意すると共に、利得因子μの値も複数通り用意し
て、参照入力レベルの大きさに応じて利得因子μの値を
変更するようにしてもよい。
ルド値を設定して、μは定常値と過大入力時の値とを切
り換えるようにしたが、スレッショールド値を複数段階
分用意すると共に、利得因子μの値も複数通り用意し
て、参照入力レベルの大きさに応じて利得因子μの値を
変更するようにしてもよい。
【００３７】以上の例では、参照入力の過大入力時にＬ
ＭＳ演算回路２４Ｍで、利得因子μを変更するようにし
たが、合成回路１５から適応フィルタ回路２４にフィー
ドバックする残差を利得制御するようにしてもよい。
ＭＳ演算回路２４Ｍで、利得因子μを変更するようにし
たが、合成回路１５から適応フィルタ回路２４にフィー
ドバックする残差を利得制御するようにしてもよい。
【００３８】すなわち、図３はその場合の一実施例のブ
ロック図である。この図３において、図１の例と同一部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。この例に
おいては、合成回路１５からの残差は、利得調整回路２
６を介して適応フィルタ回路２４にフィードバックされ
る。そして、レベル検出回路２５の出力がこの利得調整
回路２６に供給され、利得が参照入力レベルに応じて調
整されるようにされる。すなわち、参照入力信号レベル
がレベル検出回路２５のスレッショールド値を越える過
大入力になったときには、利得調整回路２６の利得が定
常値より小さくされる。あるいは、利得が零にされる。
これにより、式（２）の加重係数の更新式の第２項が定
常値より小さくなり、あるいは零になる。したがって、
適応フィルタ回路２４の出力が発散するのを防止するこ
とができる。
ロック図である。この図３において、図１の例と同一部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。この例に
おいては、合成回路１５からの残差は、利得調整回路２
６を介して適応フィルタ回路２４にフィードバックされ
る。そして、レベル検出回路２５の出力がこの利得調整
回路２６に供給され、利得が参照入力レベルに応じて調
整されるようにされる。すなわち、参照入力信号レベル
がレベル検出回路２５のスレッショールド値を越える過
大入力になったときには、利得調整回路２６の利得が定
常値より小さくされる。あるいは、利得が零にされる。
これにより、式（２）の加重係数の更新式の第２項が定
常値より小さくなり、あるいは零になる。したがって、
適応フィルタ回路２４の出力が発散するのを防止するこ
とができる。
【００３９】図４〜図７は、この発明の効果を確認する
実験結果を示すものである。すなわち、図４は主要入力
信号の波形を、図５は参照入力信号の波形を、それぞれ
示している。そして、利得因子μを一定値の０．００１
に固定したときの雑音低減装置の出力の波形を図６に示
し、騒音の振幅が１０倍になったところで発散してしま
っている。また、この発明による雑音低減装置の出力の
波形を図７に示す。この例は、参照入力からの入力波形
の振幅の絶対値が０．２以内の場合は、利得因子μを
０．００１にし、前記振幅の値が０．２を越えるときは
利得因子μを０．０００１になるように設定し、雑音低
減を計った場合である。図７から、この発明の効果は明
らかである。
実験結果を示すものである。すなわち、図４は主要入力
信号の波形を、図５は参照入力信号の波形を、それぞれ
示している。そして、利得因子μを一定値の０．００１
に固定したときの雑音低減装置の出力の波形を図６に示
し、騒音の振幅が１０倍になったところで発散してしま
っている。また、この発明による雑音低減装置の出力の
波形を図７に示す。この例は、参照入力からの入力波形
の振幅の絶対値が０．２以内の場合は、利得因子μを
０．００１にし、前記振幅の値が０．２を越えるときは
利得因子μを０．０００１になるように設定し、雑音低
減を計った場合である。図７から、この発明の効果は明
らかである。
【００４０】なお、この発明は、上述の例に限らず、前
述した音響的に雑音を低減する装置に適用できることは
言うまでもない。
述した音響的に雑音を低減する装置に適用できることは
言うまでもない。
【００４１】また、適応のアルゴリズムは、ＬＭＳアル
ゴリズムに限られるものではなく、その改良方法や学習
同定法、その他を使用することができる。
ゴリズムに限られるものではなく、その改良方法や学習
同定法、その他を使用することができる。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、参照入力信号レベルを監視し、それが過大になった
ときには、利得因子を小さくし、あるいは適応フィルタ
回路にフィードバックする残差を小さくするようにした
ので、適応フィルタ回路の出力が発散するのを防止する
ことができる。しかも、そのために、ハードウエアの規
模を大きくする必要はない。
ば、参照入力信号レベルを監視し、それが過大になった
ときには、利得因子を小さくし、あるいは適応フィルタ
回路にフィードバックする残差を小さくするようにした
ので、適応フィルタ回路の出力が発散するのを防止する
ことができる。しかも、そのために、ハードウエアの規
模を大きくする必要はない。
【図１】この発明による雑音低減装置の一実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】この発明による雑音低減装置の一実施例を説明
するためのフローチャートである。
するためのフローチャートである。
【図３】この発明による雑音低減装置の他の実施例のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図４】主要入力波形の一例を示す図である。
【図５】参照入力波形の一例を示す図である。
【図６】従来の雑音低減装置の出力波形を示す図であ
る。
る。
【図７】この発明による雑音低減装置の一例の出力波形
を示す図である。
を示す図である。
【図８】適応雑音低減装置の概要を示すブロック図であ
る。
る。
【図９】適応フィルタ回路の一実施例を示す図である。
１１ 主要入力用マイクロホン
１５ 合成回路
２１ 参照入力用マイクロホン
２４ 適応フィルタ回路
２５ レベル検出回路
２６ 利得調整回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平４−216599（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−266516（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04R 3/00 320
G10K 11/178
H03H 21/00
Claims (3)
- 【請求項１】 主要入力信号中の雑音信号と相関が強い
参照入力信号Ｘから前記雑音信号に近似する信号を得る
適応フィルタ回路と、 この適応フィルタ回路の出力信号と前記主要入力信号と
を合成して、前記主要入力中に含まれる雑音を低減する
ための合成手段とを備え、 前記合成手段での合成結果の残差ｅが前記適応フィルタ
回路に供給され、前記適応フィルタ回路では、前記残差
ｅの出力パワーが最小になるように、適応フィルタの係
数Ｗを、下記の式（１）にしたがって更新するようにす
る雑音低減装置において、 前記参照入力信号Ｘのレベルを検出する手段と、 この検出レベルに応じて、下記の式（１）における係数
ｃの値を変更する手段とを設けた雑音低減装置。 Ｗk+1 ＝Ｗk ＋ｃ・ｆ（ｅk ，Ｘk ） … （１） なお、Ｗk ，ｅk ，Ｘk は時刻k におけるフィルタ係
数、残差、参照入力をそれぞれ表わす。 - 【請求項２】 前記参照入力信号Ｘのレベル検出出力
が、所定値以上であるか否かを検出し、前記レベル検出
出力が所定値以上のときには、前記係数ｃの値を零にす
るようにした請求項１記載の雑音低減装置。 - 【請求項３】 主要入力信号中の雑音信号と相関が強い
参照入力信号Ｘから前記雑音信号に近似する信号を得る
適応フィルタ回路と、 この適応フィルタ回路の出力信号と前記主要入力信号と
を合成して、前記主要入力中に含まれる雑音を低減する
ための合成手段とを備え、 前記合成手段での合成結果の残差ｅが前記適応フィルタ
回路に供給され、前記適応フィルタ回路では、前記残差
ｅの出力パワーが最小になるように、適応フィルタの係
数Ｗを更新するようにする雑音低減装置において、 前記参照入力信号Ｘのレベルを検出する手段を設けると
共に、 前記残差ｅを利得調整回路を介して前記適応フィルタ回
路に供給し、前記参照入力信号Ｘのレベルを検出する手
段の検出出力に基づいて、前記利得調整回路での利得を
変更するようにした雑音低減装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17389792A JP3402331B2 (ja) | 1992-06-08 | 1992-06-08 | 雑音低減装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17389792A JP3402331B2 (ja) | 1992-06-08 | 1992-06-08 | 雑音低減装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05341792A JPH05341792A (ja) | 1993-12-24 |
| JP3402331B2 true JP3402331B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=15969119
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17389792A Expired - Fee Related JP3402331B2 (ja) | 1992-06-08 | 1992-06-08 | 雑音低減装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3402331B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102460567A (zh) * | 2009-04-28 | 2012-05-16 | 伯斯有限公司 | 声音相关的anr信号处理调节 |
| US8611553B2 (en) | 2010-03-30 | 2013-12-17 | Bose Corporation | ANR instability detection |
| US9123320B2 (en) | 2009-04-28 | 2015-09-01 | Bose Corporation | Frequency-dependent ANR reference sound compression |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5003679B2 (ja) | 2006-06-08 | 2012-08-15 | 日本電気株式会社 | 雑音消去装置及び方法、雑音消去用プログラム |
| JP2008099163A (ja) * | 2006-10-16 | 2008-04-24 | Audio Technica Corp | ノイズキャンセルヘッドフォンおよびヘッドフォンにおけるノイズキャンセル方法 |
| US8184822B2 (en) | 2009-04-28 | 2012-05-22 | Bose Corporation | ANR signal processing topology |
| US8073150B2 (en) | 2009-04-28 | 2011-12-06 | Bose Corporation | Dynamically configurable ANR signal processing topology |
| US8073151B2 (en) | 2009-04-28 | 2011-12-06 | Bose Corporation | Dynamically configurable ANR filter block topology |
| US8472637B2 (en) | 2010-03-30 | 2013-06-25 | Bose Corporation | Variable ANR transform compression |
| US8165313B2 (en) | 2009-04-28 | 2012-04-24 | Bose Corporation | ANR settings triple-buffering |
| US8315405B2 (en) | 2009-04-28 | 2012-11-20 | Bose Corporation | Coordinated ANR reference sound compression |
| US8090114B2 (en) | 2009-04-28 | 2012-01-03 | Bose Corporation | Convertible filter |
| US8958571B2 (en) | 2011-06-03 | 2015-02-17 | Cirrus Logic, Inc. | MIC covering detection in personal audio devices |
| US9824677B2 (en) | 2011-06-03 | 2017-11-21 | Cirrus Logic, Inc. | Bandlimiting anti-noise in personal audio devices having adaptive noise cancellation (ANC) |
| US9014387B2 (en) * | 2012-04-26 | 2015-04-21 | Cirrus Logic, Inc. | Coordinated control of adaptive noise cancellation (ANC) among earspeaker channels |
| US9414150B2 (en) | 2013-03-14 | 2016-08-09 | Cirrus Logic, Inc. | Low-latency multi-driver adaptive noise canceling (ANC) system for a personal audio device |
| WO2017029550A1 (en) | 2015-08-20 | 2017-02-23 | Cirrus Logic International Semiconductor Ltd | Feedback adaptive noise cancellation (anc) controller and method having a feedback response partially provided by a fixed-response filter |
| KR102012679B1 (ko) * | 2018-02-13 | 2019-08-21 | 충남대학교 산학협력단 | 주파수 대역별 발산 억제에 의한 능동소음제어 방법 및 시스템 |
| JP7162242B2 (ja) * | 2018-10-15 | 2022-10-28 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 能動騒音低減装置、移動体装置、及び、能動騒音低減方法 |
| JP6637633B1 (ja) * | 2019-08-09 | 2020-01-29 | 新コスモス電機株式会社 | 信号処理回路及び警報器 |
-
1992
- 1992-06-08 JP JP17389792A patent/JP3402331B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102460567A (zh) * | 2009-04-28 | 2012-05-16 | 伯斯有限公司 | 声音相关的anr信号处理调节 |
| CN102460567B (zh) * | 2009-04-28 | 2014-06-04 | 伯斯有限公司 | 声音相关的anr信号处理调节 |
| CN103996398A (zh) * | 2009-04-28 | 2014-08-20 | 伯斯有限公司 | 声音相关的anr信号处理调节 |
| US9123320B2 (en) | 2009-04-28 | 2015-09-01 | Bose Corporation | Frequency-dependent ANR reference sound compression |
| CN103996398B (zh) * | 2009-04-28 | 2017-05-24 | 伯斯有限公司 | 声音相关的anr信号处理调节 |
| US8611553B2 (en) | 2010-03-30 | 2013-12-17 | Bose Corporation | ANR instability detection |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05341792A (ja) | 1993-12-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3402331B2 (ja) | 雑音低減装置 | |
| EP2002690B1 (en) | Hearing aid, and a method for control of adaptation rate in anti-feedback systems for hearing aids | |
| US6434246B1 (en) | Apparatus and methods for combining audio compression and feedback cancellation in a hearing aid | |
| US6434247B1 (en) | Feedback cancellation apparatus and methods utilizing adaptive reference filter mechanisms | |
| US5933495A (en) | Subband acoustic noise suppression | |
| US8068629B2 (en) | Hearing aid and method of utilizing gain limitation in a hearing aid | |
| CN111916099B (zh) | 一种变步长助听器自适应回声消除装置及回声消除方法 | |
| JP2003528508A (ja) | 多重マイクロフォン・システムのための方向処理 | |
| JP3756828B2 (ja) | 反響消去方法、この方法を実施する装置、プログラムおよびその記録媒体 | |
| WO2021016001A1 (en) | Input signal-based frequency domain adaptive filter stability control | |
| WO2021016000A2 (en) | Frequency domain adaptation with dynamic step size adjustment based on analysis of statistic of adaptive filter coefficient movement | |
| JP3489587B2 (ja) | 適応型雑音低減装置 | |
| JP3286981B2 (ja) | 音声出力装置 | |
| JPH05344011A (ja) | 雑音低減方法及び装置 | |
| JPH06188682A (ja) | 適応信号処理装置 | |
| JP3433819B2 (ja) | 適応信号処理装置 | |
| JPH06292293A (ja) | マイクロホン装置 | |
| JP4495581B2 (ja) | 音声出力装置 | |
| JPH05313674A (ja) | 雑音低減装置 | |
| US11942068B2 (en) | Adaptive active noise control system with unstable state handling and associated method | |
| JP3189555B2 (ja) | マイクロホン装置 | |
| JPH1127099A (ja) | 適応フィルタおよびこれを用いた信号処理装置 | |
| JP3297814B2 (ja) | 適応雑音低減型の音声入力装置 | |
| JP3732681B2 (ja) | オーディオ音キャンセル装置 | |
| JPH06284491A (ja) | 適応型雑音低減装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |