JP3413026B2 - ビデオ信号の暗号化および復号を行うための方法および装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ビデオ情報信号のよう
な時間域における電気信号の信号処理に関する。特に、
本発明は、無許可での使用を防止するような信号の暗号
化および暗号解読における改善、加えてセキュリティー
および秘匿（consealment）それぞれについての改善に
関する。

【０００２】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】１９
９１年１０月１５日に発行され、ジョン・ライアン（Jo
hn O. Ryan）に譲渡された（この明細書の中に参照文献
として取り込まれた）米国特許No.5,058,157において、
カラービデオ（テレビジョン）信号のように各々がライ
ンタイミング・リファレンスを有するラインを用いて、
連続するアクティブ情報のラインとして規則通りに並べ
られた情報信号の暗号化および暗号解読のための方法お
よび装置について開示されている。各々のラインのアク
ティブビデオ信号の部分は、所定の緩やかに変化する時
間シフト関数を用いて、そのラインの水平同期信号の部
分に関して時間シフトされる。時間シフト情報は、各々
のフィールドの始点で垂直帰線期間（blanking）の部分
の中に、時間シフト波形の瞬時値を符号化することによ
り暗号解読部に伝達される。合理的な最大時間シフト範
囲を与えるために、先行するラインのアクティブビデオ
信号の後部（trailing）エッジの部分および現ラインの
アクティブビデオ信号の前部（reading）エッジの部分
は捨てられる。暗号解読の間、初期のラインタイミング
およびカラーバースト信号は捨てられ、暗号化前の初期
量によってアクティブビデオ信号の部分から時間的に動
かされた新たな信号が生成される。これは、全てのビデ
オテープフォーマットおよび送信システムに適合可能な
安全な（secure）ビデオタイプの情報暗号化手法および
暗号解読手法を与える。そして、それは暗号化アルゴリ
ズムの相互作用により引き起こされる画面損傷を受けな
い、カラーヘテロダインレコーディングに使用される色
度信号連続ライン平均化システム（chrominance consec
utive lineaveraging systems）である。

【０００３】実行される時間シフトのタイプは、正弦波
信号または直線的に変化するランプ信号のような多くの
緩やかに変化する関数のうちのどの１つを含んでもよ
い。その信号における変化速度すなわちウォッブル（wo
bble）は、処理される入力信号のライン速度に比較する
と遅い。ビデオテープ信号においては、およそ２０Ｈｚ
は越えない周波数を有する正弦波が用いられる。実行さ
れる時間シフトの絶対量は、好ましくは次のような最大
値に制限される。すなわち、ＮＴＳＣビデオ信号の場
合、その最大値はトータルで４μｓｅｃ（各々の方向に
ついて±２μｓｅｃ）を越えない。

【０００４】各々のフィールドの初めにおける時間シフ
ト関数の瞬時値は、代表的には垂直帰線期間の間にフィ
ールド情報と共に伝達される。例えば、正弦波時間シフ
ト関数に関して、１つの与えられたフィールド中の前記
波形の開始点振幅は、垂直帰線期間の間に、１バイトの
情報として伝達され、その情報は、別途提供されたオー
ソライゼイション・キーと結合したときに、暗号解読回
路が暗号波形関数を合成することを可能にする。暗号解
読は、水平同期信号（およびカラーバースト）と対応す
るラインのアクティブビデオ信号の部分との間の初期の
タイミング関係を復元することにより実行される。これ
は、暗号化の前の所期のラインタイミング・リファレン
ス信号が伝達するようなアクティブビデオ信号の部分に
対するタイミング関係を伝達する新しいラインタイミン
グ・リファレンス信号（水平同期信号およびカラーバー
スト）を生成することによりなされる。その結果、解読
された信号は、依然タイムベースエラーを含むが、これ
らのエラーは、後続のテレビジョン・モニター／受信機
の捕獲あるいは訂正範囲内にある。

【０００５】図１および図２は、前述の米国特許No.5,0
58,157の図３Ａおよび図３Ｂに対応し、暗号化された信
号が受信部すなわち暗号解読器において暗号解読される
方法を説明する。図１を参照すると、３つの連続するＮ
ＴＳＣビデオ信号のラインが、連続的にシフト量の増加
する時間シフトを受けたことが分かる。（図１および図
２における各々のラインのアクティブビデオ信号の部分
は、一部分のみ示されている。）最上段のラインは、ア
クティブビデオ信号の部分の端部と水平帰線期間の端部
との間に時間シフトを有しないラインＮを表し、水平同
期信号の部分の始点とアクティブ部分の始点との間の時
間は、ｔ₁ として示される。次のラインＮ＋１は、遅延
方向に時間シフトを受け、水平同期信号の部分の始点と
アクティブ部分の始点との間の時間はｔ₂ であり、これ
はｔ₁ より大きい。ラインＮ＋２は、さらに遅延方向に
ｔ₂ より大きいｔ₃ と示される量の時間シフトを受け
る。これらの３つの連続するラインは、ラスターイメー
ジの上方部分からのラインを表す。ラインＮ、Ｎ＋１お
よびＮ＋２の各々のラインタイミング・リファレンス部
分は、全て図１に時間的に並べられている。各々のライ
ンの水平同期信号の部分の前部エッジは、正確に他のラ
インの水平同期信号の部分の前部エッジと共に並べられ
ている。カラーバースト部分（ハッチングされた領域）
の位置についても同様である。しかしながら、アクティ
ブビデオ信号の部分は、ラインＮに関しては、故意にラ
インＮ＋１およびＮ＋２とは位置を変えてある。

【０００６】図２は解読後の同じ３つのラインからの信
号を示す。この図から分かるように、３つのラインの水
平同期信号の部分の前部エッジは、もはや正確に並んで
はなく、むしろずれて配列されているが、水平同期信号
の部分の前部エッジとアクティブビデオ信号の部分との
間の間隔は３つのライン全てについて同じすなわち値ｔ
₁ である。同様に、３つのラインのカラーバースト部分
（ハッチングされた領域）は、もはや時間的には並んで
なく、むしろ水平同期信号の部分と同様にずれて配列さ
れている。３つのラインのアクティブビデオ信号の部分
の相対位置も同様である。

【０００７】解読された信号は依然として相対的にずれ
て配列されているが、水平同期信号の部分の先頭エッジ
とアクティブビデオ信号の部分との間の正確なタイミン
グ関係ｔ₁ は、後続のテレビジョン受信機あるいはモニ
ターにより処理される情報の各々のラインが正確に表示
されるのを保証し、与えられた１つのラインのタイミン
グエラーがテレビジョン受信機あるいはモニターの合成
回路の捕獲範囲を越えないことを与える。暗号化中に原
信号に適用される時間シフトは、ビデオライン速度に比
較して相対的に遅い変化（ＮＴＳＣのＴＶにおいては２
０Ｈｚ）である。

【０００８】図３および図４は、前述の米国特許No.5,0
58,157の図４Ａおよび図４Ｂと同じものである。これら
の図は、前述の暗号化を提供する暗号器システムを示す
ブロック図である。なお、図３は前記システムのブロッ
ク図の上側半分を示し、図４は前記システムの下側半分
を示す。図３および図４から分かるように、暗号化され
る入力ビデオ信号は、ビデオ信号入力プロセッサユニッ
ト１２の入力端子１１に連結される。プロセッサ１２は
入力ビデオ信号をゲイン、ＤＣオフセットおよびバンド
幅について正規化して、出力端子１３に現れるビデオ信
号のための安定した低インピーダンスバッファを提供す
る。加えて、入力する垂直および水平同期信号の部分は
前記プロセッサユニット１２により前記入力ビデオ信号
から分離され、同期／タイミング発生器およびフェイズ
ロックループ１５に入力として供給される。

【０００９】プロセッサユニット１２からの出力端子１
３上の信号は、従来のＮＴＳＣデコーダおよびアンチエ
イリアスフィルタ１６に連結され、そこで輝度成分Ｙお
よび色差直角位相（chrominance quadrature）成分Ｉ，
Ｑが、３チャンネルの並列デジタル処理のために分離さ
れる。ユニット１６の出力Ｙは、アナログ・デジタル変
換器１８に連結され、そこで輝度信号が、クロック入力
線１９に供給される入力サンプルクロック信号により、
所定のクロック周波数で、アナログからデジタルに変換
される。前記変換器１８の入力は、デュアルポートを有
する輝度信号メモリユニット２０の入力部分に連結され
る。これは、ＹチャンネルＤ／Ａ変換器２２に接続され
たＹチャンネルメモリである。メモリユニット２０は、
メモリサイクルごとに、Ａ／Ｄ変換器１８からワードが
書き込まれるメモリとして配置され、ワードは、メモリ
サイクルごとに、メモリユニット２０から、デジタル・
アナログ変換ユニット２２に読み出される。

【００１０】リード／ライト・コントロール信号および
マルチビットアドレス信号はメモリコントローラユニッ
ト２４から輝度信号メモリユニット２０へ与えられる。
輝度信号チャンネルメモリユニット２０の出力はデジタ
ル・アナログ変換器２２に連結され、そこでメモリ２０
からのマルチビットデジタルワード出力はユニット１５
からクロック入力線２３に供給されるクロック信号によ
るクロック周波数で、アナログサンプルに変換される。
前記変換器ユニット２２の出力はＮＴＳＣエンコーダお
よびローパスフィルタ２５の入力に連結され、そこで輝
度信号はＩおよびＱ色差信号成分と結合され、バンド幅
およびＤＣオフセットに関して再度正規化される。Ｉ，
Ｑ色差信号直角位相成分は前述の輝度成分Ｙについての
方法と本質的に同一の方法でそれぞれ前記ユニット１
８，２０，２２と同様の機能を有するユニット１８′，
２０′，２２′および１８″、２０″、２２″を用いて
それぞれ処理される。

【００１１】同期タイミング回路１５は、Ａ／Ｄ変換ユ
ニット１８のためのサンプルクロック、メモリユニット
２０からのリード／ライト・クロック信号およびＡ／Ｄ
変換ユニット２２のためのクロック信号を供給するため
に用いられる出力クロック信号を生成する。好ましく
は、ユニット１５は離散位相検出器、多くのサンプリン
グゲートならびにエラー増幅器および水晶クロック発振
器を含んでもよい。

【００１２】前述のユニットは，コントローラユニット
３４および複数のコントロールレジスタ３６を経由し
て、キーボードターミナルのようなユーザーインターフ
ェースデバイス３２に連結される。

【００１３】前述の装置および関連する暗号化方法はい
くつかの短所を有する。

【００１４】第１に、前記装置は比較的高価であり、
Ｙ，ＩおよびＱ成分それぞれに対応するための３組のＡ
／Ｄ変換器および関連する（associated）メモリを含む
点で複雑である。従って、デジタル処理のための３つの
独立したチャンネルを必要とし、各々のチャンネルはそ
れぞれ高価な構成要素を要求するので、その暗号化装置
のコストおよび複雑さが増加する。

【００１５】第２に、図１および図２に表される暗号化
方法は合理的な防衛手段（secure）である一方、図に示
されているようにビデオ信号のアクティブ部分を右に移
動する過程において水平同期信号の前部エッジおよび後
部エッジの両方ともに右に移動されるという潜在的な欠
陥を有する。この水平帰線期間内の通常良く知られた位
置の変位は、賢い侵害者（pirate）すなわち無許可のユ
ーザーにより、各々のラインのウォッブル量（時間変
位）を決定するために検知される可能性がある。前記侵
害者は、少なくとも理論的には、ウォッブル量を決定
し、処理の逆過程を実行するために、信号を暗号解読で
きるであろう。従って、彼等は、暗号解読した可視に供
する信号を得られるであろう。従って、図１および図２
に表される方法には、商業的な暗号化システムに要求さ
れる非常に高度なセキュリテーが欠如している。

【００１６】前述の暗号化システムの他の短所は、セキ
ュリティーを提供するすなわち一般に無許可の使用を防
止するとはいえ、通常のテレビジョンセットに映される
暗号化された信号は、完全には秘匿されていないことで
ある。それは、視聴者が、水平方向に前後にずれたテレ
ビジョン画面を見ようと思えば、なおその番組を見るこ
とができ、何が進行しているかは少なくとも部分的には
理解することができる。これは、例えば子供達が暗号化
された画面を見ることさえも防止することを要求される
成人向きの素材の送信においては好ましくない。これは
特に問題である。なぜならば、特にそのような成人向き
の素材すなわち性行動の描写は、たとえその画面が暗号
化されていても、視聴者が容易にその画面を理解できる
ことが、実験により把握されているからである。これ
は、言い換えると、前記暗号化は、比較的暗号解読から
防衛されているといっても、全ての番組の素材にとって
十分なレベルの秘匿（consealment）を提供していない
ということである。

【００１７】前述の装置に関する他の問題は、コンポジ
ットビデオ信号が１ライン分の遅延を被る櫛形ＮＴＳＣ
デコーダに共通するものである。遅延された信号と遅延
前の同じ信号とを単に加えることにより、２つの信号の
色度（chrominance）信号部分がキャンセルされ、輝度
信号のみが残される。同様にまた同時に、遅延されない
信号から遅延された信号を差し引くことにより（すなわ
ち逆に(vice versa)）、輝度信号部分がキャンセルさ
れ、色度信号部分のみ残る。この問題は、暗号化装置の
みに特有のものではなく、ＮＴＳＣ復号を実行するビデ
オプロセッサにおいて典型的に遭遇するものであり、垂
直の細部を削減し、結果として画面の垂直端を不鮮明に
する。これは、Ｙ，ＩおよびＱ成分の２ラインの総和を
取る過程のためであり、それにおいて、コンポジットビ
デオ信号がデジタルに変換され、デジタル域で輝度信号
／色度信号分離が実行されるとき微細粒子画面の細部は
拡張され失われる。この問題は、アナログ域の入力コン
ポジットビデオ信号から、バンドパスフィルタあるいは
ハイパスフィルタを用いて、前記分離過程の前に色度信
号成分を分離する複雑で高価な回路により克服されるこ
とが知られている。前記バンドパスフィルタを通過した
信号は遅延され、減算過程を施される。そのバンドパス
フィルタリングは垂直輝度信号エッジを除去する。なぜ
ならば、それらは現実に低い周波数だからである。従っ
て、色度信号分離は高周波においてのみ実行され、これ
が成されており、結果として分離された色度信号は輝度
信号成分を有しない。結局、輝度信号は、入力コンポジ
ットビデオ信号から前記処理された高周波色度信号を差
し引くことにより分離され、垂直の細部にはロスはな
い。この過程は、デジタル処理された場合に２つのＡ／
Ｄ変換を要求すること以外は、効果的である。前記Ａ／
Ｄ変換の１つは帯域通過（あるいは高域通過）された色
度信号のためのものであり、１つは広帯域コンポジット
ビデオ信号のためのものである。必要な構成要素を減少
し、信号処理の量を減少するために、この過程を削除し
または簡単にすることは好ましい。

【００１８】従って、上述した特許により開示された方
法および装置は、目的に適うとはいえ、セキュリティ
ー、秘匿および複雑さの点において、重要な改善を受け
る。

【００１９】上述した特許は本発明に帰されること、お
よび、上記説明は上述の特許において開示およびクレー
ムされた対象事項が本発明の開示およびクレームに関し
て必要な従来技術であることを承認しないことが理解で
きるであろう。

【００２０】

【課題を解決するための手段、作用および効果】本発明
に従って、前述の特許において開示された方法および装
置の短所の欠点を克服し、改善されたセキュリティーお
よび秘匿ならびにさらなるフレキシビリティーすなわち
さらなる応用を与えるための暗号器および暗号解読器が
提供される。

【００２１】本発明の見地に従って、同期（sync）ウィ
ッグル（wiggle）が、主要の時間シフトする暗号化シス
テムに対して重畳される秘匿として提供される。これ
は、さらなる変形により、認可されていない者が画面を
見ようと試みた場合、暗号解読する前に見える画面を覆
い隠すビデオ信号が、画面を暗号解読なしに認識できな
いようにできることを意味する。この重畳による秘匿
は、各々のラインにおける水平同期信号の位置を擬似ラ
ンダムに時間シフトする１つの実施例をもたらす。他の
実施例においては、同期信号の位置は、２つの固定して
いないすなわち純粋なランダムパターンによりもっと複
雑に揺り動かされ、それゆえ同期信号の位置はもっと複
雑に移動される。

【００２２】また、他の形態においては、前記同期ウィ
ッグルは垂直同期ウィッグルをも含み、すなわち垂直帰
線期間における垂直同期信号の位置は、前記水平ウィッ
グルに加えて、擬似ランダムに揺り動かされ、従って、
テレビジョンスクリーンに映し出された場合の暗号化さ
れた画面の出現に対する垂直ローリング効果が加えられ
る。その結果得られるパターンは、画面を垂直に揺ら
し、画面を２つの方向に覆い隠すことに貢献する。ある
実施例では、第１のフィールドにおいて、垂直同期信号
が再び挿入され、前進される、すなわち時間軸の前方に
移動される４つのフィールドシーケンスにおいて、垂直
ウィッグルが遂行される。第２のフィールドにおいて、
垂直同期信号は再び移動される。第３のフィールドにお
いて、垂直同期信号は再び挿入され、後方にすなわちで
きるかぎり時間軸の右方向遠方に移動される。前記シー
ケンスの第４のフィールドにおいて、垂直同期信号は再
び移動される。このプロセスは、移動する垂直同期信号
の追跡を企図するラインカウンタを有する両者のより新
しいタイプのテレビジョンセットを混乱し、それゆえ混
乱された跳躍の開発をなし、また、同期パルスの欠如
が、制御できないローリングさらにまた完全な画面の覆
い隠しを引き起こす旧タイプのテレビジョンセットを混
乱させるであろう。

【００２３】本発明の他の観点に従って、前述のＮＴＳ
Ｃデコーダにおける垂直の細部の喪失の問題は、事前に
存在する色信号チャンネルから失った垂直の細部を回復
することにより克服される。これは、前述の２つの分離
された信号すなわち色信号および輝度信号を提供するこ
とにより遂行される。色度信号は、失った輝度信号の垂
直の細部をも含む。デジタル域における色度信号チャン
ネルデータは、ともかく、アナログ信号に変換されるで
あろう。そして、垂直帰線期間の外側のビデオ画面のす
べての部分において、色度信号情報からはローパスフィ
ルタにより色度信号そのものが除去され、失われた垂直
の細部の情報が残され、それは輝度アナログ信号に単に
加え戻される。これは、特別な手段すなわち高価なデジ
タル処理あるいは異質のＡ／Ｄ変換ステップなしに失わ
れた垂直の細部を回復する。

【００２４】本発明の他の観点に従って、予め決められ
た緩やかに変化する時間シフト関数（前記ウォッブル）
は、ランダムな周波数変調をうけた低周波の正弦波をデ
ジタル的に発生することにより提供される。これは、ラ
ンダムに変化するクロック源からのデジタルカウンタを
操作し、正弦波関数を保持するプログラマブルＲＯＭ
（PROM）に対するアドレスとしてのカウンタの出力を適
用することによりなされる。従って、各々のステップに
おいて、前記ＰＲＯＭは前記正弦曲線における１つの点
を表現するデジタルワードを出力する。そして、このデ
ータはアナログ出力信号を提供するＤ／Ａ変換器に適用
される。本発明に従って、前述の正弦は、多くの場合、
処理できない過度の情報量を提供する。それゆえ、本発
明に従って、その代わりに、前記正弦波はフィールドレ
イト（rate）すなわち６０Ｈｚにサンプル化され、その
サンプルのみ伝達される。そして、復号器は前記サンプ
ルデータより同一の正弦波に復元される。

【００２５】前述のような予め決められた緩やかに変化
する時間シフト関数は、およそ２０Ｈｚあるいはサンプ
ルレート６０Ｈｚの半分より小さい周波数で変化し、そ
れによって、良く知られたサンプリング定理の要求に従
って原正弦波の完全な復元が許される。それゆえ、本発
明に従って、前記ＰＲＯＭからデジタル的に発生された
正弦波は、ビデオフィールドごとに一度すなわち６０Ｈ
ｚで、ビデオフィールド全体の時間幅に渡り妥当な正確
性を持ったデジタルワードを保持するラッチ（latch）
にラッチされる。そして、各々のビデオフィールドにつ
き一度、前記データは前記ラッチから読み出され、Ｄ／
Ａに適用され、それによってサンプル化された正弦波の
アナログ域の信号が発生される。この波形は従来のフィ
ルタにより滑らかにされ、出力ビデオ信号における画面
の位置を制御する回路に適用される。

【００２６】同時に、ラッチされたデータはデコーダに
伝達され、そして前記デコーダは同じオーダー（orde
r）でデジタルワードの抽出、このワードのラッチ、そ
れの１つのビデオフィールドの間の保持およびそのデー
タのデジタルからアナログへの変換における類似の機能
を遂行する。そして、近似ステップは、ＲＣフィルタを
通過して、エンコーダにおけるそれに対して滑らかにさ
れ、それによって、エンコーダにおけるそれに整合する
アナログの正弦波を回復する。そして、そのデコーダ
は、前記回復された／復元された正弦波に従って、単
に、水平同期信号、水平帰線消去信号（blanking）およ
びカラーバースト信号を生成し、それらを、受信された
暗号化されたビデオ波形に挿入し、暗号解読プロセスを
完了する。

【００２７】本発明の他の観点に従って、供された（ネ
ットワークに接続できない）ビデオシステムを用いるた
めに、ラインのアクティブビデオ信号の部分の時間シフ
トの揺らぎ（wobbling）が許され、その結果狭い水平帰
線期間（blanking interval）をもたらす。これは、ア
クティブビデオ信号の全幅の保存を許し、従って、画面
のエッジの改善された画面を許す。そのようなシステム
は、例えば放送あるいはケーブルテレビジョンには適合
しないであろうが、それは、伝達が要求されず画面全体
の幅を保つことが要求されるビデオシネマのようなアプ
リケーションに供されるシステムの使用には適合するで
あろう。従って、それにより、ビデオ信号のアクティブ
の部分のための空間、すなわち信号のいかなる部分も失
うことなく、揺らぐ画面を与える水平帰線期間の幅を削
減することができる。それゆえ、もし水平帰線期間の幅
が削減されても、依然として、信号の適当な長さのカラ
ーバーストの部分を送信する必要がある。本発明に従っ
て、これは、水平帰線期間のフロントポーチ（front po
rch）上にカラーバーストを位置させ、カラーバースト
の残りの部分は、従来通り水平帰線期間のリアポーチ
（rear porch）上に位置させることにより遂行される。
ある変形例においては、カラーバーストはフロントポー
チ上において開始でき、同期パルスを通して継続するこ
とが許される。

【００２８】また、本発明にしたがって、ビデオ信号の
反転画面の秘匿方法は、ランダムに反転されたすなわち
明るい部分は暗く、暗い部分は明るくされた画面のライ
ンごと（line-by-line）に基づいた（basis）特定のラ
インにおける点で提供される。ラインが反転されたり反
転されなかったりするパターンが、予め決められたレー
トでランダムに変化し、要求された程度の秘匿を提供す
る。侵害者がどのラインについても反転されたか否かを
リアルタイムで決定することは難しく、また、それゆえ
この秘匿技術を打開するのは難しいという意味におい
て、そのようなビデオ信号反転は、比較的安全（secur
e）である。

【００２９】また、本発明に従って、予め記述された水
平ウォッブルと同様に、連続するビデオフィールド中の
緩やかに変化する垂直帰線期間の位置の時間移動の意味
において、アクティブビデオ信号における垂直ウォッブ
ルが提供される。

【００３０】

【実施例】以下、図面を参照しながら実施例を説明す
る。

【００３１】１）暗号器の動作 以下の説明において、記述されるパラメータ（８ビッ
ト，１０ビット，０−９０９カウンタなど）は、本発明
における好ましい実施例、特にサブキャリア周波数の４
倍の周波数でサプリングされるＮＴＳＣ標準のユニット
の場合に適用する。この中に記述された原理は、概して
ＰＡＬのような他の標準に適用可能であり、また、当該
技術に精通したものに良く知られている原理に従って細
部に修正を加えることによる他のサンプリングレートに
適用可能である。

【００３２】図５は本発明に係る暗号化装置における暗
号化の手順を示すフローチャートである。まず、ステッ
プ４２より手順が開始され、入力アナログビデオ信号が
デジタル化され、従来のＲＡＭに書き込まれる。同時
に、ステップ４４で従来のランダム値発生器によりラン
ダムに変化する数値が生成される。そして、ステップ４
６で、ランダムに生成された数値はアナログ信号に変換
され、その波形を用いてステップ４６のビデオ信号の暗
号化のために揺らぐ（wobbling）タイムベースが作られ
る。

【００３３】ステップ４６では、揺らぐタイムベースを
作るために用いられる、ランダムな周波数により変調さ
れた正弦波に関してアナログ波形が生成される。他の実
施例では、デジタル暗号解読器（後述する図１９）のた
めに記述されたプロセスと同じく、揺らぐタイムベース
はデジタル的に生成されてもよい。そこで参照される図
１９の１：１８８０のカウンタ５８８は、正確に要求さ
れたアドレスバスを提供する。ステップ４８において、
予めメモリに書き込まれたデジタル化されたビデオ信号
のために、輝度信号Ｙは加算および減算のプロセスによ
り色度信号Ｃから分離され、信号Ｙ，Ｃ共に同じランダ
ムに揺らぐタイミングに従ってメモリから読み出され
る。揺らぐ輝度信号および色度信号の両方を与える。本
質的に、このステップ４８の分離プロセスには１ライン
分の遅延が存在するので、暗号化されるのではなく輝度
信号および色度信号とタイミングを合わせる必要がある
垂直帰線期間ビデオ信号は、ステップ５０で１ライン分
遅延され、そのタイミングは前記信号の輝度信号および
色度信号に合ったタイミングが保たれる。

【００３４】これは、輝度信号、色度信号および垂直帰
線期間信号（interval）の３つの信号を与える。輝度信
号は揺らいでおり、色度信号は揺らいでおり、垂直帰線
期間信号は時間に関しては安定している。そして、ステ
ップ５２のヘテロダインプロセスにおいてなされるよう
に、色度信号の位相の安定化が回復される。そして、ス
テップ６０で、色度信号を輝度信号の上に戻し、再び帰
線期間が付与され、同期信号が生成されることにより、
コンポジットビデオ信号は再び構築される。従って、揺
らぐ輝度信号および安定した位相を有するヘテロダイン
処理された揺らぐ色度信号は結合され、垂直帰線期間に
おいてその出力信号はステップ５４からの安定した垂直
帰線期間出力信号と入れ替えられる。水平帰線期間にお
いては、秘匿のために、揺れ動く同期パルスを合成する
必要がある。これは、ステップ５８においてなされ、こ
こでは重畳による秘匿のために位置変調された水平同期
信号が合成される。そして、ステップ６０において、こ
の合成された同期信号はコンポジットビデオ信号の中に
加えられる。

【００３５】また、デコーダ装置（図示せず）のための
暗号解読に必要な情報を送信する必要がある。従って、
ステップ４４で得られるランダムに変化する数値は、ス
テップ５６で垂直帰線期間の１つのラインの中にラッチ
される。このデータは、侵害者（認可を受けていない
者）がそのランダムに変化する数値を抽出できないよう
に、本質的には従来の手段により暗号化される。

【００３６】図６は、図５のプロセスのための暗号器の
ブロック図である。図６の上部左手の部分から開始し、
従来の入力ビデオ信号はフレーム入力バッファ６６に入
力される。従来のクランププロセスおよびＡＧＣ（自動
利得制御）プロセスは、ブロック７２により実行され
る。ブロック６８において、入力ビデオ信号の従来のゲ
ンロックが、入力カラーバースト信号に対してフェイズ
ロックされたサブキャリア周波数の４倍の周波数の水晶
発振器を動作させることにより実行される。そして、ゲ
ンロック回路６８の出力は、ライト（write）クロック
信号となる。入力ビデオ信号はビデオ信号Ａ／Ｄ変換器
７４に与えられ、前記Ａ／Ｄ変換器７４はデジタルビデ
オ信号を出力する。

【００３７】そして、前記デジタルビデオ信号はビデオ
信号のライン１本分の遅延を与える１つの水平ラインバ
ッファ７６を含むデジタルシステムに与えられる。前記
バッファ７６の入力および出力は両方とも加算器ブロッ
ク７８に与えられ、その中でデジタル的に和が取られ
る。前記加算器ブロック７８の出力は輝度信号Ｙとな
る。同様に、前記バッファ７６の入力および出力には減
算器ブロック８０において減算が施され、その出力は色
度信号Ｃとなる。このようにして、入力ビデオ信号は２
チャンネルの信号すなわち色度信号および輝度信号に分
離される。加算器７８および減算器８０の出力は、時間
に関しては依然として安定している。加算器７８の出力
は、同じくビデオ信号のライン１本分の長さのバッファ
８２に与えられる。減算器８０の出力（すなわち色度信
号）は、同じくビデオ信号のライン１本分の長さのバッ
ファ８４に与えられる。

【００３８】前記バッファ７６，８２，８４の各々は、
いわゆるピンポンＲＡＭ（ping pong RAM's）すなわち
ダブルバッファを与えるデュアルバンクのＲＡＭであ
る。従って、これらバッファは、各々２つのＲＡＭバン
クを有する。まず、ビデオ信号のラインが前記バンクの
１つに書き込まれ、それが読み出される間に、次のビデ
オ信号のラインがもう１つのバンクの１つに書き込まれ
る。また、前記ＲＡＭの代わりに、適当なリアルタイム
ＦＩＦＯタイプのメモリあるいはシフトレジスタが使用
されてもよい。

【００３９】ライト（write）アドレスブロック７０
は、前記ゲンロック回路６８からのライトクロック信号
を受ける。それゆえ、前記ライトアドレスブロック７０
は、入力ライトクロック信号に対して時間的にロックさ
れ、それにより入力ビデオ信号に対して時間的にロック
される。そのライトクロック信号はサブキャリア周波数
の４倍の周波数を有し、また、輝度信号および色度信号
が安定した同期により前記バッファ８２，８４へそれぞ
れ書き込まれるように安定している。

【００４０】前記バッファ８２，８４へ書き込むため
に、３つのステップが取られる。第１に、書き込みに必
要な信号データを与えることが必要である。第２に、デ
ータが書き込まれるバッファの位置のアドレスを与える
ことが必要である。第３に、書き込みが発生するときに
バッファにそれを伝える必要がある。従って、前記ライ
トアドレスブロック７０は、書き込みのタイミングをも
提供する。前記ライトアドレスブロック７０からの１０
ビット幅のアドレスバスがあり、ブロック７０からバッ
ファ８２，８４それぞれに対して接続されているクロッ
ク線がある。前記ライトアドレスシステムすなわちアド
レスバスおよび前記クロックは、両方とも入力ビデオ信
号に関しては安定している。リード（read）アドレス回
路９４により提供されるリードアドレスおよびそれに対
応するクロック信号は後述するように時間に関して揺ら
いでいる。

【００４１】従って、前記輝度信号バッファ８２および
前記色度信号バッファ８４の内容は、リードアドレス回
路９４からの揺らぐアドレス信号により出力され、その
結果、揺らぐビデオ信号が得られる。この点において、
前記バッファ８２，８４それぞれからの輝度信号および
色度信号は、デジタル域で時間的に揺らいでいる。これ
ら２つの信号はそれぞれ、前記整合するクロック信号お
よび前記アドレスバスと共に、輝度信号Ｄ／Ａ変換器１
０４および色度信号Ｄ／Ａ変換器９８に与えられる。従
って、前記色度信号Ｄ／Ａ変換器９８および前記輝度信
号Ｄ／Ａ変換器１０４の出力は、アナログ信号である。

【００４２】前記色度信号Ｄ／Ａ変換器９８による色度
信号出力は、位相の安定化を達成するためヘテロダイン
にかけられる。この機能は、後で詳述するようなヘテロ
ダインブロック１００において実行される。

【００４３】ここで、図６の中央左手の部分を参照する
と、ランダム数値発生器８８により、ランダムに変化す
る数値が生成され、前記ランダム数値発生器８８はデジ
タル域で周波数変調された正弦波を出力する。それはビ
デオフィールドごとにラッチされ、データＤ／Ａ変換器
９０に与えられ、前記データＤ／Ａ変換器９０は正弦波
のステップ化された（stepped）近似を与える。この正
弦波のステップ化された近似は平滑化され、そして、そ
れがフェイズロックループ（以下ＰＬＬ）９２を駆動し
て、その出力から与えられる周波数が前記正弦波を追跡
するようにすなわち前記ＰＬＬの位相を追跡できるよう
にし、それにより、時間に関する揺らぎを有するリード
クロック信号を発生する。そして、このリードクロック
信号は、リードアドレスブロック９４のカウンタに与え
られる。このリードアドレスブロック９４は、前述のバ
ッファ８２，８４に与えられるランニング（running）
アドレスバスを出力する。リードアドレスブロック９４
は、本質的にカウンタである。従って、前記ブロック９
４からのリードアドレス信号は、時間において揺らいで
おり、それと異なり、前記ブロック７０からのライトア
ドレス信号は、時間に関しては安定している。前記ライ
トアドレスブロック７０およびリードアドレスブロック
９４の両方の出力は、１０ビット幅のバス上にあり、こ
れら２つのカウンタ７０，９４の出力信号は、ランプす
なわちカウントアップされる。

【００４４】従って、データは、バッファ８２およびバ
ッファ８４の両方に同時に書き込まれ、バッファ８２お
よびバッファ８４の両方から同時に読み出される。前記
ライトアドレスブロック７０により与えられるライトア
ドレスバス信号は、１０ビット幅のバス上にあり、前記
データすなわち前記アドレスは、４Ｆ_scのサンプリング
レートを有するＮＴＳＣシステムにおいて従来通り１つ
のラインに割り当てられたデジタル長である０から９０
９までカウントアップされている。同様に、前記リード
アドレスカウンタ９４からのリードアドレスは、０から
９０９までカウントされているが、前記タイミングにつ
いては、＋２μｓｅｃかｒ−２μｓｅｃまで標準的に変
化する揺らぎの量により、前記ライトアドレスに関して
変化する。従って、前記揺らぎを記述する他の方法は、
値“０Ｆ_h “を有する前記ライトアドレスが検出された
ときに、同時に前記リードアドレスが異なる値を有し、
２μｓｅｃ遅くあるいはおよそ２μｓｅｃ早く、値“０
Ｆ_h “に到達しないことである。

【００４５】従って、前記ブロック９８からのアナログ
色度信号および前記ブロック１０４からのアナログ輝度
信号は、それぞれバッファ８４およびバッファ８２から
デジタル的に読み出されるときに、時間的に揺らいでい
る。前述のように、前記ブロック９８からのアナログ色
度信号は、その相対的位相を保つためにヘテロダインが
施される必要がある。色度信号のカラーバーストに関し
て相対的位相の安定性を保つことが要求されるが、振幅
および位相変調の包絡線が揺らぐことは許される。これ
は、前述のようにまたさらに後で詳述するように、色度
信号のウォッブルと同一のウォッブルを有する前記ＰＬ
Ｌ９２からのリードクロック信号を用いてなされ、前記
リードクロック信号はヘテロダイン回路１００のダブル
バランスされた（double valanced）変調回路に与えら
れる。そして、前記２つの信号に違いが発生すると、前
記リードクロック信号におけるウォッブルが、前記色度
信号におけるウォッブルより減じられ、その結果、包絡
線に影響を受けずに色度信号の位相が安定化される。

【００４６】また、バッファ７６からのデジタルビデオ
信号出力も１ライン分の遅延を受け、水平帰線期間信号
Ｄ／Ａ変換器１０６に与えられる。その水平帰線期間信
号のデータは、揺らいではなく安定している。従って、
垂直および水平帰線期間は、垂直帰線期間および水平帰
線期間再生器により再生される。

【００４７】そして、ブロック１００，１０４，１０８
からの３つのすべての信号は、ビデオ信号加算器１０２
において結合され、正規の時間の間に挿入された垂直帰
線期間を有するコンポジットビデオ信号が再形成され
る。また、暗号データブロック９６からの暗号データが
挿入される。そのデータは、標準的には、前記垂直帰線
期間のライン２０の領域に挿入される。そして、前記ビ
デオ信号加算器１０２の出力は、図６のようにアナログ
ビデオ信号出力を提供する従来の増幅器である出力ドラ
イバ１１０に与えられる。

【００４８】本発明に係る図６に示される暗号化装置の
各種のブロックは、従来のＩＣを含む各種のプリント回
路基板または個別部品を配置された回路素子により、具
体化される。好ましい実施例においては、前記暗号化装
置は４つのそのようなプリント回路基板を含む。第１の
基板は、入力バッファ６６、ゲンロック回路６８、クラ
ンプ／ＡＧＣ回路７２、およびビデオ信号Ａ／Ｄ変換器
７４を含む入力ボードであり、第２の基板は、バッファ
７６、加算器７８、減算器８０、バッファ８２、および
バッファ８４を含むＲＡＭボードであり、第３の基板
は、ライトアドレス回路７０、ランダムに変化する数値
の発生器８８、データＤ／Ａ変換器９０、ＰＬＬ９２、
リードアドレス回路９４および暗号化回路９６を含む制
御ボードであり、第４の基板は、色度信号Ｄ／Ａ変換器
９８、ヘテロダイン回路１００、ビデオ信号加算器１０
２、輝度信号Ｄ／Ａ変換器１０４、ＶＢＩＤ／Ａ変換器
１０６、ＶＢＩ／ＨＢＩ再生器１０８および出力ドライ
バ１１０を含む出力ボードである。これらの各々のボー
ドは、以下でより詳細に検討される。

【００４９】図７は、エッジフィルに加えられた秘匿を
提供する前述のランダムノイズ重畳（overlay ）発生回
路を示す。完全なセキュリティーのためにタンダム化さ
れるエッジフィル領域において、次の４つの異なるパラ
メータが存在する。すなわち、（１）輝度信号Ｙ（２）
平行位相（inphase）を有する色差信号成分Ｉ（３）直
角位相（quadrature）を有する色差成分Ｑおよび（４）
挿入されたノイズアンサンブル（ensemble）の包絡線あ
るいはタイミングである。これらのいずれかあるいはす
べてが、簡単化のために省かれてもよいが、セキュリテ
ィーは低下することが指摘される。その代わりに、図７
に示す４つの独立したノイズ発生器より少ない数の発生
器（すなわち分割ノイズ発生器）により全体のシステム
が遂行されてもよいが、やはり効果は削減される。

【００５０】図７に示すように、第１のランダムノイズ
発生器１２２および２ＭＨｚのＬＰＦ１２４はランダム
な輝度信号を生成する。第２のランダムノイズ発生器１
３８およびそれに連結された平衡変調器１４０はランダ
ムな色差信号成分Ｉを発生し、第３のランダムノイズ発
生器１２８、９０度移相器１３６および関連する平衡変
調器１３０はランダムな色差信号成分Ｑを発生し、それ
ら２つの信号成分は第１の総和ステージで結合され、バ
ンドパスフィルタ１３４によりフィルタリングが施さ
れ、全体のランダム色度信号が形成される。ランダム輝
度信号およびランダム色度信号は第２の総和ステージ１
２６において結合され、ノイズゲート１１８の開閉動作
が施され、概してフレームのエッジフィル領域を満た
す。フレームの右側および左側において、エッジフィル
ノイズから基準ビデオへ推移しまた戻るとうい変化は、
検出を可能にするために、時間的に十分にランダムであ
り、振幅的に緩やかである必要がある。そして、最後
に、第４のランダムノイズ発生器１１２はタイミング発
生器１１４を用いて、ランダムタイミング関数を生成
し、それは２００ｎｓｅｃシェイピングフィルタ１１６
によりフィルタリングが施され、前記ノイズゲート１１
８に与えられる。ゲート波形のエッジは前記２００ｎｓ
ｅｃシェイピングフィルタ１１６により和らげられ、ゲ
ート関数自身の検出能を無効にし、その結果、開閉制御
された（gated）コンポジットノイズ波形は、揺れ動か
された（ウォッブルされた）ビデオ信号に対して適当に
低いレベルで、単に線形的にノイズインジェクタ１２０
に加えられる。図７の回路の出力は、前記ビデオ信号出
力ボード（後で説明する図１２参照）のある適当な点、
例えば輝度信号ブランキングスイッチステージ４１４中
に与えられる。

【００５１】前述のフィルタ特性は、他の遮断周波数、
バンド幅および立上がり時間が、そのアプリケーション
において要求されるように用いられることができるとい
うことのみ指示していることに注意すべきである。

【００５２】２）暗号器の入力ボード 図８は、入力バッファ６６、ゲンロック回路６８、クラ
ンプ／ＡＧＣ回路７２、およびビデオ信号Ａ／Ｄ変換器
７４を含む（図６を用いて説明された）入力ボードでの
詳細を示す。図８の入力ボード回路素子における各々の
ブロックはビデオ領域において良く知られた従来のもの
である。図６のクランプ／ＡＧＣ回路７２は、図８では
従来のＡＧＣ回路１４０、増幅器１４４、第１のバック
ポーチクランプ１４６、前記ＡＧＣ回路１４０のための
第２のバックポーチクランプ１４２、同期チップ（tip
）ＡＧＣ回路１４８、白色ピークＡＧＣ回路１５０お
よび５ＭＨｚ・ＬＰＦ１５４を含む形で示されている。
処理されたビデオ信号は、後述のＲＡＭボードへデジタ
ルビデオ信号を出力するサブキャリアの４倍の周波数の
Ａ／Ｄ変換器７４に与えられる。また、ゲンロック回路
は、サブキャリアの４倍の周波数の電圧制御水晶発振器
１５８を含む。そして、このサブキャリアの４倍の周波
数は分周器１６０により４分周され、ドライバ１６０か
らの出力周波数を増幅器１４４からの入力信号のカラー
バーストに対して比較するサブキャリア位相検出器１５
２に与えられる。従って、これは、前記電圧制御発振器
１５８が入力カラーバーストにより正確に同期を操作す
ることを保証する。

【００５３】従って、電圧制御発振器１５８の出力は基
準周波数となり、それはサブキャリアの４倍の周波数で
ある。また、前記出力ドライバ１６０の出力は基準周波
数サブキャリア信号である。また、前記入力ボードの一
部を構成する水平タイミングワンショット（one shot
s）１６４は、従来のものであり、各種の内部タイミン
グを取るためのものである。

【００５４】図８の下方部分は、各種の内部タイミング
すなわちハウスキーピング（housekeeping）のための垂
直タイミングに加えて、後述のＲＡＭボードに与えられ
る水平リセット信号のためのタイミングパルスを生成す
るためのデジタル回路を示す。

【００５５】３）暗号器の制御ボード 図９は、ライトアドレス回路７０、ランダムに変化する
数値の発生器８８、データＤ／Ａ変換器９０、ＰＬＬ９
２、リードアドレス回路９４および暗号化回路９６を含
む制御ボード（図６参照）である。図９の上方左側の部
分から開始し、前記サブキャリアの４倍の周波数の基準
周波数および水平リセット信号は図８の入力ボードから
受信される。そして、これら入力信号は図のように１０
ビットの安定した（揺らぎのない）ライトアドレスを発
生するライトカウンタ２００に与えられる。前記ライト
カウンタ２００の出力は、ビデオラインの正規の点にお
いてＥＰＲＯＭ２０２に書き込まれ、前記ＥＰＲＯＭ２
０２はビデオラインの正規の点において、カウンタ２０
０からのカウントに応答して、同期ゲート、バーストゲ
ート、ライン２０ゲートを発生するためのおよびカウン
タ自身をリセットするためのそれぞれの信号を出力す
る。

【００５６】また、前記ＥＰＲＯＭ２０２の出力は初期
の同期合わせのためのリードカウンタ２０４に与えられ
る。前記リードカウンタ２０４は前記リードＰＲＯＭ２
０６にカウントを出力し、それに応答して前記リードＰ
ＲＯＭ２０６はＰＬＬゲーティングパルスを発生する。
ブロック２３０を通過し、ブロック２５８を含むブロッ
ク２０８は、暗号化のために、後述のＲＡＭボードによ
り用いられる揺り動かされたリードアドレス（ＲＡＤ
Ｒ）を発生する。

【００５７】図９の回路ブロックの下方の列は、重畳に
よる秘匿の同期関数すなわち固定された擬似ランダムパ
ターンとしての揺り動かされた同期信号を与える。出力
ＣＳはコンポジット同期を表わす。図９の最下部の左側
部分から開始して、その入力信号は垂直帰線期間パルス
である。この信号は、ＷＢＯＬ比較器２１０から来るラ
イン書き込み開始（ＷＢＯＬ）命令により増加されるラ
インカウンタ２６２をリセットするために用いられる。

【００５８】この実施例においては前記同期ウィッグル
は、各々のビデオフィールドの各種ライン上に固定され
た擬似ランダムパターンにより与えられるので、前記ラ
インカウンタ２６２が使用される。従って、それは、同
期パターンＥＰＲＯＭ２６４に対して提供されるライン
レートアドレスカウントを実行し、ラインごとに前記同
期パターンＥＰＲＯＭ２６４は、オフセットすなわち各
々のライン中の水平同期パルスに要求されるウィッグル
量を表わす。前記ＥＰＲＯＭ２６４からのオフセット値
は同期／バースト論理および実際の同期パルスを発生す
るためのワンショット２６６に適用される。また、回路
２６６は、２つのスイッチにより制御される。１つのス
イッチは、同期重畳（sysc overlay）が機能するか否か
を決定する同期重畳スイッチであり、もう１つは、挿入
された同期信号の幅が名目値より小さいか否かを決定す
る同期幅スイッチである。前記ブロック２６６のワンシ
ョットの出力は、前述の出力ボードに与えられるＣＳ
（コンポジット信号）であり、前記カラーバーストをア
ンバンク（unblank）するためにブランキング（blkg）
／反転ロジックの帰線期間（blanking）の部分に対して
与えられるバーストゲート信号である。回路２６６に接
続されている前記同期幅スイッチは、同期ウィッグルを
調節するために、水平同期信号の幅の削減を許す。それ
ゆえ、これは、ネットワークに適合しないビデオすなわ
ち標準テレビジョンセットを含むほとんどのビデオ機器
により実際に好適に用いられるＮＴＳＣ標準でないビデ
オであるが、各種の送信機器により覆されあるいは影響
を受けてもよい。

【００５９】前記ブランキングおよび反転論理２７０
は、付された反転スイッチの制御下において、さらなる
秘匿のためのビデオの反転を実行するために、前記同期
／バースト論理ワンショット２６６からの出力信号を受
信する。従って、ブロック２７０の１つの出力である反
転ラインは、与えられたビデオラインが反転されている
か否かを指示する。ＣＢは、ブランクを与える場合およ
び与えない場合を決定するための前記出力ボードに対す
る制御線として提供されるコンポジット帰線期間を指示
する。ブロック２７０に示されるビデオ反転のための論
理は、カラーバーストはそのまま反転されないことが要
求される反転プロセスにおいて、侵害者に対するビデオ
反転の存在の手掛かりを回避するためである。従って、
反転されたラインは、水平帰線期間の間、その反転され
ない位置に存在しなければならない。従って、ブロック
２７０は、垂直帰線期間および水平帰線期間パルスの両
方によりゲートされる。

【００６０】重畳を用いた秘匿に関して、前記同期／バ
ースト論理およびワンショット２６６は、図の同期重畳
スイッチにより制御される。（図７を参照して前述し
た）ランダム値発生器により、このスイッチの駆動が可
能となり、従って、ランダムな同期秘匿が提供される。
この同期ウィッグルは、３３０Ｈｚにおいて好適に動作
することが分かる。もちろん、いかなる場合において
も、これは、各々の帰線期間のための新しい同期を変わ
らずに発生する暗号解読器による、同じ移動における問
題を与えることはない。また、本発明に従ったさらなる
変形は、図７のさらなる秘匿を提供するための２つの異
なる周波数を用いて、水平同期信号をダブルウィッグル
（double-wiggle）することである。さらに、同時に、
垂直同期信号の位置を変化させること、すなわちさらな
る秘匿を付加する垂直同期信号ウィッグルが可能であ
る。

【００６１】図９の回路ブロックの最後から２番目の列
は、（ライトアドレス信号に応答して）周波数変調カウ
ンタ２４２に対しランダム値を提供するランダムクロッ
ク発生器２４０から始まり、そして、前記カウンタ２４
２は、垂直ラッチ２４６に対する８ビットデータワード
を出力するサイン（sine）ＥＰＲＯＭ２４４を引き起こ
す。前記ＥＰＲＯＭ２４４を可能（enable）あるいは無
能（disanle）にし、それにより前記ベーシック（basi
c）ウォッブルをオンさせたりオフさせたりするスイッ
チＰＫにより、前記正弦ＥＰＲＯＭ２４４は制御され
る。また、前記正弦ＥＰＲＯＭ２４４からの８ビットデ
ータワードは、暗号器２７１により暗号化され、並列／
直列変換器２７２に対してパラレルに与えられる。従っ
て、前記正弦ＥＰＲＯＭ２４４による８ビットワード出
力は、直列に変換され、暗号解読のために、暗号解読器
へ伝達するための各々のビデオフィールドの垂直帰線期
間のデータライン２０あるいはその辺りのアプリケーシ
ョンが示すところに挿入される。そして、（前述のよう
な）前記暗号解読器は、８ビットデータを除去し、それ
らを暗号解読し、暗号解読のために同じ回路セットに対
してそれらを適応させる。

【００６２】サインＥＰＲＯＭ２４４に適用される周波
数変調カウンタ２４２は、標準的には３−１５Ｈｚの領
域において、ランダムなＦＭ変調された正弦波出力を生
成する。ＶＢＩのライン１９で可能（enable）にされた
とき、前記垂直ラッチ２４６の出力は、１０μｓｅｃの
オーダーの時定数を有する従来のＲＣローパスフィルタ
２５０により平滑にされたアナログ信号を出力するため
のＤ／Ａ変換器２４８に与えられ、比較器２５２に与え
られ、それの第２の入力は、ライトアドレス７ラインに
応答して、水平周波数の４倍のレートのランプ（ramp）
あるいは滑らかな波形を与えるランプ発生器に連結され
る。

【００６３】従って、比較器２５２は、前記揺らぎのあ
る画面のために要求されるような正確な時間において、
移動するムービングエッジのセットを発生する。４Ｈ位
相検出器２５４は、前記ＥＰＲＯＭ２０６からのこれら
のムービングエッジをＰＬＬゲート信号に対して比較
し、それにより、エラー増幅器２５６によるこれらのエ
ッジに対するリードアドレスおよびライトアドレスをロ
ックする。前記エラー増幅器２５６の出力は、リード
（read）発振器として表された電圧制御水晶発振器２５
８に対して与えられる位相検出器２５４の増幅された出
力であり、サブキャリア周波数の４倍の周波数（ｆ_sc）
において動作している。前記電圧制御水晶発振器２５８
の出力は、前記リードクロック（ＲＤＣＫ）である。そ
れゆえ、このリードクロック信号は、揺り動かされすな
わち正確にサブキャリア周波数の４倍の周波数で動作し
ているが、最後にランダム値発生器２４０の動作により
制御され、±２μｓｅｃまでのその名目値からの変位を
受ける。

【００６４】従って、前記リード発振器２５８は、揺り
動かされたリードクロック信号ＲＤＣＫを提供し、前記
クロック信号は、サブキャリア周波数の４倍の周波数の
基準信号の安定した基準信号を提供するアナログ発振器
１５８と対照をなす。従って、これら２つの発振器１５
８，２５８すなわち安定している一方（１５８）および
揺らいでいる他方（２５８）は、図９の前記ライトカウ
ンタ２００および前記リードカウンタ２０４のそれぞれ
に適用されるタイミング信号を提供する。（ＮＴＳＣビ
デオラインあたりサブキャリア周波数の４倍の周波数の
９１０サイクルが存在するので）カウンタ２００，２０
４は、両方とも９１０カウンタにより分周される。従っ
て、カウンタ２００，２０４は、両方ともビデオライン
レートで動作する。これは、前記リードカウンタ２０４
が揺らいでいること以外は、従来通りである。前記カウ
ンタ２００，２０４の出力は、安定している前記ライト
アドレスバスＷＡＤＲおよび揺り動かされた前記リード
アドレスバスＲＡＤＲに対してそれぞれ与えられる。こ
れらの各々のバスは、図のように１０ビット幅のバスで
ある。

【００６５】図９に示される回路素子の残りの部分に関
しては、前述のように、各々のラインにおけるビデオの
アクティブ部分が右方に移動される場合、満たされるべ
き左のエッジにおいて、ギャップが発生する。従って、
各々のビデオラインの左のエッジの時間において、重要
な２つの時点が存在する。第１の重要な時点は、（ギャ
ップの開始点において）ビデオを有する必要がある時点
であり、第２の時点は、（ギャップの終点において）ビ
デオが使用できるであろう時点である。それらの２つの
定義された時点の間において、前記アクティブビデオ信
号を擬するエッジフィル信号を与える必要がある。これ
ら２つの時点は、各々がライトサイクルのためのアクテ
ィブラインの開始点およびリードサイクルのためのアク
ティブラインの開始点に対応することが分かる。また、
前記画面が左方に移動される場合、前記画面の右側にお
いても同じ状況が発生することが分かる。この場合、２
つの重要な時点は、（ａ）リードビデオが排出された場
合、および（ｂ）前記ビデオ信号がもはや要求されない
場合である。これら２つの時点は、それぞれリードサイ
クルのためのアクティブラインの終点およびライトサイ
クルのためのアクティブラインの終点に対応することが
分かる。

【００６６】問題は、リードシステムおよびライトシス
テムは非同期であることであり、それは、それらが正確
な時間関係を留めることはできないことを意味する。従
って、１つのインターフェースが提供され、その中にお
いて、１つのあるいは複数のアドレスは、前記ラインの
要求された開始点および終点すなわちライトシステムお
よびリードシステムが定義されるためのＢＯＬおよびＥ
ＯＬである。そして、ラインのライトエンド（ＷＲＥＯ
Ｌ）比較器２０８、ラインのリードエンド（ＲＤＥＯ
Ｌ）比較器２０９、ラインのライトビギニング（ＷＲＢ
ＯＬ）比較器２１０、ラインのリードビギニング（ＲＤ
ＢＯＬ）比較器２１２は、前記リードカウンタ２０４お
よび前記ライトカウンタ２００から出力する実際のアド
レスを、要求されたＲＤＢＯＬ，ＷＲＢＯＬ，ＲＤＥＯ
ＬおよびＷＲＥＯＬに対応する前もってセットされた数
値に対して比較する。これらのアドレスが、前もってセ
ットされた数値と整合する場合は、各々のカウンタが、
前記アクティブビデオにおけるフィリング（filling）
を開始することが要求される時点に到達されたことを、
そうでない場合は、各々のカウンタが、前記ビデオにお
いてフィリングをもはや継続する必要のない時点に到達
されたことを意味する。それは、実際のビデオ信号は
（左のエッジにおいて）提供されており、水平帰線期間
の開始点は（右のエッジにおいて）到達されたからであ
る。

【００６７】ブロック２１８はフィル・エンドオブライ
ン（fill end-of-line）ワンショット回路であり、その
下方にあるのが、フィル・ビギニングオブライン（fill
beginnig-of-line）ワンショット回路２２２である。
左のエッジにおいて、ＷＲＢＯＬ比較器２１０は、フィ
リングプロセスの開始が要求されるとき、アクティブビ
デオの左端を定義する。ＲＤＢＯＬ比較器２１２は、前
記フィリングすなわちエッジフィリングプロセスの終了
が要求されるときを決定する。従って、両方の比較器２
１０，２１２の出力は、前記フィル・ビギニングオブラ
イン・ワンショット２２２に対して提供され、ワンショ
ット２２２の出力は、ラインの左端を満たすことが必要
なときにのみ高いパルスである。従って、そのパルスの
端部は、揺らぎを持って移動している。平均的には、半
分の時間はそのパルスが与えられていない。なぜなら
ば、前記画面が右の代わりに左に移動したためにそのラ
インの左端においてフィリングが必要ないからである。

【００６８】前記画面の右端において、ラインワンショ
ット２１８のフィルエンドは、同様に、前記ＷＲＥＯＬ
比較器２０８およびＲＤＥＯＬ比較器２０９に制御され
ており、各々のビデオの端部あるいはアクティブの部分
を探すためのアナログ出力信号を提供する。従って、フ
ィル・エンドオブライン・ワンショット２１８は、ライ
ンの端部を満たすことが必要なときにのみ高い信号パル
スを発生する。前記ワンショット回路２１８および前記
ワンショット回路２２２の出力は、水平帰線期間の幅に
よって、お互いから変位を受ける。すなわち、形式上
（formal）の帰線期間の端部に対応する内部エッジおよ
びビデオの移動するアクティブ部分の端部に対応する外
部エッジである。

【００６９】前記２つのパルスの間の部分は、本質的に
揺らいでいるリードサイクルの結果生じるムービング
（moving）カラーバーストに対し振幅および位相が整合
する安定したカラーバーストが発生されなければならな
い領域である。フィルバースト・フリップフロップ２２
０は、前記ＥＯＬパルスの後端部によりセットされ、前
記ＢＯＬパルスの前端部によりリセットさる。アドレス
を見るＥＯＬトライステイト（tri-state）２２８は、
リードＥＯＬ（end-of-the-line）（すなわち、右側の
ギャップピリオドを満たすのに用いられるアドレス）と
して定義し、また同様に、ＢＯＬトライステイト２２４
は、左側のギャップのために、アナログ信号を与える。
フィルバースト領域において、用いられる前記アドレス
は、カラーバーストの中心のそれである。従って、前記
ワンショット２１８，２２２からの命令信号の制御下
で、ラインの終点、カラーバーストの中央のアドレスあ
るいはラインの開始点のアドレスのいずれにおいても与
えられ、それらは８ビットＭＳＢリードアドレス選択回
路２３０に接続されているバス上に与えられたものであ
る。

【００７０】注意すべき点は、１０ビットアドレスシス
テムの２ビットのＬＳＢは（前述のように）動作するこ
とが許されるので、図９の中央部のすべてのバスはただ
８ビットの幅を有することである。従って、前記選択回
路２３０は、ラインの終点、カラーバーストおよびライ
ンの開始点に対応する３つの固定されたアドレスの間を
選択する。示されるようにバースト（カラーバースト）
トライステート２２６は、前記フィルバースト・フリッ
プフロップ２２０およびバーストアドレスにより制御さ
れている。カラーバーストの中央部に対応するアドレス
に対するアドレスバスの８ビットのＭＳＢをセットする
効果は、揺らぎのある状態にもかかわらず入力カラーバ
ーストに正確にマッチする継続する正弦波を有する完全
なリードサイクルＨＢＩを満たすことである。そして、
要求された出力カラーバーストは単にゲートアウトされ
得る。従って、リードアドレスバスＲＡＤＲ上に提供さ
れる選択アドレスは、前記リードカウンタ２０４からの
実際の動作するアドレスおよび選択回路２３０の出力で
ある定常状態の間を切り替え、それは通常アクティブビ
デオの間動作するが、ラインの終点あるいはラインの開
始点およびバーストの中央部において凍結される。従っ
て、１０ビットリードアドレスは揺り動かされており、
要求された期間において前記フィルプロセスを実行する
ために停止する。

【００７１】図９のサブキャリアの４倍の周波数の電圧
制御水晶発振器２５８は、この明細書の中に参照文献と
して取り込まれた“広帯域周波数偏移電圧制御水晶発振
器（Wide Frequency Deviation Voltage Controlled Cr
ystal Oscillator, inventorRonald Quan,attony docke
t no. M-1854）“という表題の、継続中であり共有され
たシリアル番号０７／８６０，６４３の米国特許におい
て他の実施例を用いて記述されている。本開示の図１０
は、広帯域周波数偏移（deviation）電圧制御水晶発振
器の１つの実施例である。図１０において、出力信号
（ＯＵＴ）は図９の揺り動かされたリードクロック（Ｒ
ＤＣＫ）に対応し、電圧制御入力（Ｖ_CONTROL）は図９
のエラー増幅器２５６の出力に対応する。図１０を参照
すると、第１の水晶３１３は、抵抗３１２に直列に接続
されている。水晶３１３および抵抗３１２の直列結合
は、第１の駆動トランジスタ３２５により駆動される。
電流供給源３２７，３２８は、トランジスタ３２５，３
２６のエミッタを負電源電圧Ｖ_EEに結合させ、トランジ
スタ３２５のコレクタは、正電源電圧Ｖ_CCに結合され
る。位相制御回路は、キャパシタ３２１，３２２に連な
ったバラクタ（電圧制御可変容量）ダイオード３２０お
よびインダクタ３２４を含む。前記位相制御回路により
強いられた位相は、バラクタダイオード３２０の容量に
変化を与えるＶ_CONTROL を調整することにより変化され
る。ダイオード３２９，３２９´は、前記回路において
発振の振幅に制限を与える。第２のトランジスタ３２５
´、第２の水晶３１３´、および抵抗３１２´はコモン
ベース増幅トランジスタ３２６、エミッタトランジスタ
３２５、第１の水晶３１３および第１の抵抗３１２に結
合されている。トランジスタ３２５´のエミッタは、電
流原３２７´を通して負電源電圧Ｖ_EEに接続されてお
り、トランジスタ３２５´のコレクタは、正電源電圧Ｖ
_CCに接続されている。水晶３１３、３１３´は、お互い
に同位相で駆動されている。バラクタダイオード３２０
は、最小容量に対して相対的に低い比率（すなわち２：
１）の最大値を有する。

【００７２】水晶３１３、３１３´の共振周波数は、そ
れぞれ予め決定された間隔（例えば３ＫＨｚ）離れたも
のが選択される。抵抗３１２，３１２´の値は、標準的
には、およそ１５０〜３００Ωである。ユニティー・ゲ
イン（unity-gain）バッファ３３０は、出力信号を与え
る。

【００７３】４）暗号器のＲＡＭボード 図１１は、バッファ７６、加算器７８、減算器８０、バ
ッファ８２、およびＣバッファ８４を含む図６のあるブ
ロックを含むＲＡＭボードの詳細を表す。図１１に示す
ように、入力ボードからビデオ信号を受信し、それをピ
ンポンＲＡＭバッファ３４２，３４４に与える入力ラッ
チ３４０（図４には示されていない）が存在する。図１
１に示すように、加算器７８および減算器８０は、図６
と同じものである。図１１に置ける図４の輝度Ｙチャン
ネルのためのバッファ８２は、各々１つの水平ライン
（１Ｈ）長のデュアルＲＡＭバンク３５０，３５２を含
むピンポンＲＡＭとして示される。同様に、図６の色度
チャンネルのためのバッファ８４は、ピンポンＲＡＭ３
６０，３６２として示される。

【００７４】ライトアドレスおよびライトクロックすな
わちＷＡＤＲおよびＷＲＣＫは入力としては安定してい
るが、リードアドレスＲＡＤＲおよびリードクロックＲ
ＤＣＫは共に安定しているので、揺り動かされることが
要求される輝度チャンネルおよび色度チャンネルの両方
とも、ライトアドレスシステムからリードアドレスシス
テムへ切り替える必要がある。前記選択回路３５４，３
６４は、クロックおよびアドレスバスをそれぞれ輝度チ
ャンネルおよび色度チャンネルのために操縦し、与えら
れたビデオラインにおいて、バッファ３５０，３５２お
よび３６０，３６２の各々の組における１つのバッファ
は書き込みを実行しており、他のバッファは読み出しを
実行している。水平帰線期間リセット信号は、選択回路
３５４の制御のために１Ｈフリップフロップに与えら
れ、バッファの組みは、読み出および書き込みを適当に
交互に実行する。

【００７５】５）暗号器の出力ボード 図６のブロック図の出力ボードの部分は、色度信号Ｄ／
Ａ変換器９８、輝度信号Ｄ／Ａ変換器１０４、ＶＢＩＤ
／Ａ変換器１０６、ヘテロダイン回路１００、ビデオ信
号加算器１０２、出力ドライバ１１０およびＶＢＩ／Ｈ
ＢＩ再生器１０８を含む。

【００７６】出力ボードを示す図１２により分かるよう
に、輝度ＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換器）１０４、ＶＢＩ ＤＡ
Ｃ１０６および出力ドライバ１１０は図６と同じブロッ
クである。また、図１２は、前述のように図９の制御ボ
ードから輝度ブランキングスイッチ４１４のために与え
られるライン２０インジェクト回路４００へ与えられる
図の上部左手の部分におけるライン２０のデータを示
す。さらに、図９の下部右手の部分に示された前記ビデ
オ挿入信号は、図１２の上部左手の部分に示される前記
ＲＡＭ出力バスから輝度デジタル信号を受ける輝度ＤＡ
Ｃ１０４に対して与えられる。さらに、（時間的に安定
している）前記ＲＡＭボードからのデジタル化された垂
直帰線期間信号は、前記ＶＢＩ／ＤＡＣ１０６に与えら
れ、前記ＲＡＭボードからの色度デジタル信号は、色度
ＤＡＣ９８に与えられる。前記色度ＤＡＣは輝度ＤＡＣ
のように原ビデオ挿入信号により制御される。

【００７７】ＶＢＩ信号により制御されるＶＢＩスイッ
チ４０６は、信号の適当な部分で要求される垂直帰線期
間において切り替え動作を実行する。そして、ＶＢＩス
イッチ４０６の出力は、サンプリングにより削減された
高周波のうねりを保証するための従来の逆Ｓｉｎｅ Ｘ
／Ｘのタイプのフィルタにより、フィルタリングが施さ
れる。そして、前記フィルタ４１０の出力は、サミング
（summing）増幅器４１２に与えられる。前記サミング
（summing）増幅器４１２の出力は、輝度ブランキング
スイッチ４１４に与えられる。フィルバースト動作は、
ＲＡＭボード出力における継続するバーストを用いて完
全なＨＢＩ信号を置き換える。輝度ブランキングスイッ
チの動作は、ＨブランキングおよびＨ同期を再び挿入
し、予期されたカラーバーストから継続するバーストを
得るためであり、それにより、要求されたＨＢＩフォー
マットを発生する。そして、前記輝度ブランキングスイ
ッチの出力４１４は、およそ５ＭＨｚ以上の外部からの
サンプリング・サイドバンド周波数を除去するためのロ
ーパスフィルタ４１６によりフィルタリングが施され
る。そして、前記ローパスフィルタ４１６の出力は、出
力ドライバ増幅器１１０に与えられる。

【００７８】同様に、色度ＤＡＣ９８の出力は、垂直帰
線期間の間に色度信号を切り替えて出力するための垂直
帰線期間スイッチ４２０に与えられる。そして、前記垂
直帰線期間スイッチ４２０の出力は、およそ２ＭＨｚ以
上の色度周波数を除去するためのローパスフィルタ４２
２の原因であり、ブラッククリッパ４１２の原因であ
り、それゆえ、輝度ＤＡＣのための前述と同様の経路を
フォローする。色度チャンネル出力からの垂直の細部の
抑制に関しては、これは図１２の出力回路により実行さ
れる。示されるように、これは、垂直帰線期間の間に色
度信号をスイッチアウトする垂直帰線期間スイッチ４２
０の制御下において、垂直帰線期間を除いて生じる。ラ
インのアクティブビデオ部分の間に、この色度信号はロ
ーパスフィルタ４２２によりフィルタリングサれ、サミ
ングフィルタ４１２においてブラッククリップされ、輝
度信号と結合され、それゆえ、失った垂直の細部が復元
される。これは、色度チャンネルに前記失った垂直の細
部が存在し、ローパスフィルタが色度成分を除去し、垂
直の細部のみが残され、それを前記輝度チャンネルに足
し戻すことで前記失った垂直の細部が復元されるからで
ある。同期シェイパ４２６およびブランキングシェイパ
４２８は、論理レベルＣＳ（composite sync）およびＣ
Ｂ（composite blanking）信号を要求されたレベルであ
り標準の立上がり時間および立ち下がり時間すなわちＮ
ＴＳＣでは１４０μｓｅｃを有するアナログ信号に変換
する。

【００７９】図１２の下方部分は、図６のへテロダイン
回路１００である。示されるように、色度ＤＡＣ９８か
らのアナログ色度データは、Ａ／Ｄにおけるサンプリン
グおよびホールディングによる高周波におけるロスを復
元するための逆ＳＩＮＥ Ｘ／Ｘフィルタ４２４に与え
られる。しかしながら、（時間的に揺らいでいる）この
フィルタリングされた色度信号は、名目上のサブキャリ
ア周波数３．５８ＭＨｚではない。従って、この信号
は、さらなるプロセスのために、平衡変調器４３８に与
えられる。

【００８０】サブキャリア周波数電圧制御水晶発振器４
５０は、サブキャリア位相検知器４４６を含むループの
一部分であり、前記ループは、エラー増幅器４４８を駆
動し、エラー増幅器４４８は、前記周波数電圧制御振器
４５０を駆動する。前記周波数電圧制御発振器４５０の
出力は、分周器４５２により２つに分周され、サブキャ
リア周波数の半分の周波数が与えられる。前記ドライバ
４５２の出力は、２つのバンドパスフィルタ４３６，４
５４に与えられる。ここで、第１のフィルタ４３６は、
前記サブキャリア周波数の半分の周波数の第５高調波す
なわち５／２Ｆ_SCのみ通過させる。第２のフィルタ４５
４は、前記サブキャリア周波数の半分の周波数の第３高
調波すなわち３／２Ｆ_SCのみ通過させる。そして、バン
ドパスフィルタ４５４は、これを、揺らいでおりサブキ
ャリアの４倍の周波数の４分の一に等しい４分周された
（devided-by-4）リードクロック信号（ＲＤＣＫ）と混
合させる平衡変調器４５６に適応される安定したキャリ
ア３／２Ｆ_SC信号を出力する。

【００８１】このＲＤＣＫ信号は、ドライバ４５８で４
分周され、揺り動かされたサブキャリア周波数を出力
し、その周波数において、平衡変調器４５６はサブキャ
リア周波数の３／２周波数を用いて変調される。そし
て、前記平衡変調器４５６の出力は、バンドパスフィル
タ４６０においてフィルタリングされ、揺り動かされた
サブキャリア周波数を含むサブキャリア周波数の５／２
の周波数（上部側波帯）が選択される。図において、こ
れはウォッブルされたキャリアと記述されており、平衡
変調器４４２に与えられる。

【００８２】示されるヘテロダイン回路の上部の部分
は、バンドパスフィルタ４３６により２分周された安定
したサブキャリア周波数の第５高調波を受け、それを平
衡変調器４３８においてフィルタ４２４からの揺り動か
された色度信号を用いて変調する。そして、前記平衡変
調器４３８の出力はサブキャリア周波数の７／２の周波
数を選択するためのおよそ３ＭＨｚの通過帯域幅を有す
るバンドパスフィルタ４４０によりフィルタリングされ
る。そして、前記バンドパスフィルタ４４０の出力は、
揺り動かされた色度信号を含むサブキャリア周波数の７
／２の周波数（上部側波帯）であり、そのとき平衡変調
器４４２において揺り動かされたキャリアを用いて混合
された前記色度信号は、平衡変調器４４２の下部側波帯
出力を経由して、色度ブランキングスイッチ４３０に対
して安定した色度信号を与える。

【００８３】このヘテロダイン回路の目的は、ビデオラ
インのウォッブル（ジッタ）量を、マスタークロックお
よびリードクロック（ＲＤＣＫ）により、既知にするこ
とである。すなわち、このマスタークロック信号は、実
際に、暗号化された色度周波数すなわちウォッブリング
（wobbling）における変化に比例した周波数変化に固定
される。従って、このリードクロック信号周波数は、周
波数に関して、色度信号からウォッブリングを除去する
ために、キャンセルの形状として用いられる。示される
ように、サブキャリア周波数位相検出器４４６の制御を
助けるバースト信号は、出力ビデオ信号からのカラーバ
ースト信号である。それゆえ、ビデオ出力カラーバース
トは、入力部ビデオ原カラーバーストに整合する。

【００８４】このヘテロダイン回路の動作は図１３
（ａ）から図１３（ｅ）の周波数スペクトラムをさらに
参照することにより示される。まず、図１３（ａ）にお
いて、（暗号化の前の）入力プログラム色度信号は、中
心周波数３．５８ＭＨｚ（すなわちサブキャリア周波
数）の周波数分布を有するスペクトラムとして示され
る。図１３（ｂ）の暗号化において、色度ＤＡＣ９８か
ら与えられる揺れ動く色度信号は、図のようにΔＦで揺
れ動いており、３．５８ＭＨｚ±ΔＦの中心周波数を有
する。同時に、マスタークロックも、正確にサブキャリ
ア周波数の４倍の周波数で同じ量だけすなわち１４．３
２ＭＨｚを中心にΔＦの４倍のジッタで揺らいでいる。
これは、色度信号におけるウォッブルは、正確にマスタ
ークロックの１／４であることによる。

【００８５】図１３（ｄ）のように、バンドパスフィル
タによるフィルタリングにより、ヘテロダイン回路は揺
れ動く色度信号を形成するサブキャリア周波数の７／２
の周波数および５／２の周波数を選択し、両方の周波数
は同じウォッブル量すなわち±ΔＦを有する。

【００８６】従って、サブキャリア周波数の５／２の周
波数の色度信号（変調され選択された下部側波帯）から
サブキャリア周波数の７／２の周波数（両者ともΔＦの
ウォッブリングを有する）を減ずることにより、安定し
た３．５８ＭＨｚのローパスフィルタの出力において１
つが到達し、それは要求された安定した色度信号であ
る。

【００８７】図１４は、前述の暗号化システムに適用さ
れる本発明に係るヘテロダイン回路の異なる実施例であ
る。示されるように、マスタークロックは、ビデオ信号
において要求されたウォッブリングを引き起こしそれに
よりビデオを暗号化するために、暗号化プロセスにより
周波数においてΔＦの±４倍の量だけ変化する。プログ
ラミングビデオはブロック４７０のＡ／Ｄ変換器により
デジタル化され、輝度信号Ｙチャンネルおよび色度信号
Ｃチャンネルに分離され、各々のチャンネルは、マスタ
ークロックにより±４ΔＦの量だけ揺り動かされるプロ
セスが施される。マスタークロックがＹ成分およびＣ成
分を両方とも変化させる後すなわち時間的な変化により
それらを揺り動かす後、前記色度成分Ｃは要求されない
安定しない色度周波数を有する。従って、ヘテロダイン
回路の目的は、暗号化された色度成分の周波数を安定化
し、テレビジョン受信機が簡単で安価な暗号解読装置を
用いてカラー信号を見えるようにすることである。

【００８８】マスタークロックがサブキャリア周波数の
４倍の周波数±４ΔＦであることは分かっている。示さ
れるように、デジタル処理の後、Ｙ信号およびＣ信号
は、両方ともブロック４７０におけるＤ／Ａ変換器によ
りアナログに戻され、従って、望まれない不安定なキャ
リア周波数を有するいわゆるジッタ（jittered）をうけ
たＹ信号およびジッタをうけたＣ信号を出力する。図の
下方左手部分にあるヘテロダイン回路は、分周器４７４
において４分周された（ＲＤＣＫ信号により表される）
マスタークロックを用い、それは平衡変調器４７６によ
り安定したサブキャリアの４倍の周波数を乗じられる。
ここで、サブキャリア周波数は、３．５８ＭＨｚであ
る。平衡変調器４７６の出力の上部側波帯は、サブキャ
リア周波数の３／２の周波数およびサブキャリア周波数
±ΔＦの和を得るために、バンドパスフィルタ４７８に
より選択される。同時に、サブキャリア周波数±ΔＦの
周波数を有するＣ´（揺り動かされた色度信号）成分
が、まず図１２の逆ＳＩＮＥ Ｘ／Ｘフィルタ４２４に
よりバンドパスフィルタ４８２においてフィルタリング
される。そして、前記バンドパスフィルタ４８２の出力
は、変調器４８４において安定したサブキャリア周波数
の５／２の周波数を有する信号が乗じられ、前記変調器
４８４の出力は、サブキャリア周波数の７／２の周波数
±ΔＦの周波数を与えるために上部側波帯を通過させる
ためにバンドパスフィルタ４８６においてフィルタリン
グされる。

【００８９】以上に注意すると（図１２参照）、安定し
たサブキャリアの３／２の周波数および安定したサブキ
ャリアの５／２の周波数は、入力カラービデオ周波数す
なわち基準サブキャリア周波数に固定されたフェイズロ
ック（phase-locked）された電圧制御発振器から与えら
れる。バンドパスフィルタ４７８，４８６の出力は、平
衡変調器４８０により乗じられ、バンドパスフィルタ４
８８によりフィルタリングされ、下部側波帯出力は、±
ΔＦのウォッブルから解放された周波数サブキャリアに
おける色度信号である。図１２に示されるように（ただ
し図１４には示されていない）、出力ローパスフィルタ
４３２からのバースト信号は、入力ビデオカラー周波数
に対するサブキャリア周波数電圧制御発振器４５０をフ
ェイズロックするために、位相検出器４４６に送り戻さ
れる。そして、図１４において示されるように、バンド
パスフィルタ４８８からの出力色度信号は、ビデオ加算
器により揺り動かされた輝度信号Ｙ´に加算され、その
出力は、揺り動かされた輝度信号および安定したサブキ
ャリア周波数を有する揺り動かされた色度信号を有する
出力ビデオ信号を与えるために、ローパスフィルタ４９
０によりフィルタリングされる。

【００９０】従来のヘテロダインカラー安定化装置にお
いて、マスタークロック／４は、実際に入力ビデオ信号
からのカラーバーストである。これは、逆ＳＩＮＥ Ｘ
／Ｘフィルタ４２４からの揺り動かされたカラーバース
トを得ることによる方法と同様の方法でなされてもよい
が、カラークロマ（color chroma）安定化装置は、同様
には効果的でなく、従って、色度信号はより不安定であ
ろう。最良の色度信号の安定化のために、（このシステ
ム独特の）ＲＤＣＫは、前述のように用いられる。

【００９１】前述のヘテロダイン回路に関しては、その
適応性は、暗号化における使用に加えられる。例えば、
タイムベースエラーを有するようなビデオ信号処理での
使用に適している。

【００９２】６）暗号解読器 図６の符号器あるいは暗号化回路からの揺り動かされた
ビデオ出力信号は、従来のように同軸ケーブル、衛星、
放送、テレビジョン、ケーブルテレビジョンあるいは他
の方法で暗号解読器（デコーダ）に伝えられる。前記暗
号解読器は、標準的には家庭に設置され、それの暗号解
読された信号は従来のホームテレビジョンセットあるい
はモニターに連結される。本発明の目的の１つは、高度
なセキュリティーを有し、適当な秘匿を提供し、依然低
コストで信頼性のあるデコーダに適合可能なシステムを
提供することである。これは、１，０００あるいは１
０，０００のデコーダが作られ使用され、従って、それ
らは家庭に設置されるので相対的に低コストで、サービ
スがほとんど要求されないことは本質的なことだからで
ある。ここで、これは、標準的にはヘッドエンド（head
-end）に設置され、どのテレビジョンシステムにおいて
も相対的にほとんど存在しない（ＴＶチャンネルあたり
１つ）暗号解読器を用いる場合ではないことに注目すべ
きである。

【００９３】図１５は、暗号解読信号処理のフローチャ
ートである。ステップ５００において、暗号化されたビ
デオ信号が受信され、（暗号解読の種である）暗号化さ
れたランダム値が抽出される。この抽出された値から、
ステップ５０２において、前記ランダム値は暗号解読さ
れ、アナログ波形に変換される。そして、ステップ５０
４において、このアナログ波形は、入力ビデオを追跡す
るために、すなわちビデオ信号がどのように揺らぐかを
正確に指示するために必要な情報を含む揺らぐタイムベ
ースを発生する。そのデータから、ステップ５０６にお
いて、要求される揺らぐ水平同期信号、帰線期間および
カラーバーストを合成することが可能である。ステップ
５０８において、入力信号の完全な水平帰線期間は、ビ
デオ信号を追跡する合成された同期信号、帰線期間およ
びカラーバーストより作られた完全な合成された揺らぐ
水平帰線期間を用いて置き換えられ、従って、信号が従
来のテレビジョン受信機上で見られることが許される。

【００９４】図１６は、図１５の処理を実行するための
デコーダの一実施例を示すブロック図である。上方左手
の部分において、暗号化された入力ビデオ信号は入力バ
ッファ５２０に与えられる。暗号解読のデータ経路にお
いて、前記データはデータ抽出器５２２により抽出さ
れ、そして、従来のように暗号解読器５２４により復号
される。ブロック５２６において、前記データはデジタ
ルからアナログに変換され、ローパスフィルタ５２８に
より平滑化され、コンパレータアレイ５３０に与えられ
る。

【００９５】その間、アナログランプ発生器５３６を駆
動するために、ＰＬＬ５３４は入力水平同期信号の水平
ラインレートに固定される。そして、前記コンパレータ
アレイ５３０は、水平ランプ信号を前記ローパスフィル
タ５２８から入力する変化するＤＣ（直流）信号と比較
し、それらが交わる点における移動するエッジを与え
る、すなわち比較がなされる場所のエッジから水平帰線
期間のすべての要素を時間的に目盛ることが可能であ
る。

【００９６】そして、この比較器のデータは、カラーバ
ースト発生器５４２およびビデオスイッチ５４８に適用
される水平帰線期間発生器５４４を用いて、バースト信
号、水平同期信号および帰線期間パルスを発生する。前
記ビデオスイッチ５４８は、暗号解読器により処理され
ないアクティブビデオと図１６の下方部分の回路により
処理される水平帰線期間の間を切り替える。前記ビデオ
スイッチ５４８は、再発生された水平帰線期間信号によ
り駆動される。

【００９７】前記バッファ５２０からの入力ビデオ信号
は、原ビデオ信号を復元するために、予め暗号器により
前記ビデオ信号が反転されたいずれの場所においてもそ
れが再び反転されるという範囲においてのみ、暗号解読
器により処理される。

【００９８】この完全な反転されていないビデオ信号
は、ビデオスイッチ５４８に与えられ、それの出力信号
は、ＴＶ受信機あるいはモニタへのビデオ出力のための
出力ドライバ５５０に与えられる。前記アナログランプ
発生器５３６は、ＰＬＬ５３４からの水平同期信号を用
いて計時される図１７（ａ）に示されるようなランプ波
形の列を発生する。図１７（ａ）に示されるように、各
々のランプはウォッブルを有する完全な再生されたＨＢ
Ｉをカバーするのに十分な継続時間を有する。それは、
およそ２０μｓｅｃである。従って、前記比較器は、前
記ランプを図１７（ａ）で水平線として示された基準電
圧と比較する。前記比較器は、出力として、入力ビデオ
中に存在するウォッブルにより時間的に同期して各々が
揺らいでいる図１７（ｂ）に示される矩形パルスを与え
る。つまり、図１７（ｂ）において、各々の水平パルス
の前部エッジにおける水平の矢印により示されるごとく
である。

【００９９】図１７（ｂ）において示されるように、各
々のビデオラインにおいて１つのそのような比較器の矩
形パルス出力が存在する。従って、このエッジは、前記
ウォッブルにより時間的に同期して移動する。そして、
図１７（ｂ）に示されるように、各々のラインのための
１つの揺らぐエッジを用いて、図１７（ｃ）において垂
直の矢印により示すように水平帰線期間を完全に復元す
ることが可能である。この６つのエッジは、図の左か
ら、（１）水平帰線期間の前部のエッジ（２）水平同期
パルスの前部のエッジ（３）水平同期パルスの後部のエ
ッジ（４）カラーバーストの前部のエッジ（５）カラー
バーストの後部のエッジ（６）水平帰線期間の終端であ
る。

【０１００】本発明の一実施例により、これは、各々の
比較器が先行する比較器に対してオフセットを有する６
つの異なる比較器のアレイを提供することによりなされ
る。代わりに、１つの比較器が第１のエッジを生成し、
そして、計時されたワンショットの列が水平帰線期間の
他の５つのエッジを与えてもよい。

【０１０１】暗号解読器の主な仕事は、ビデオ信号のア
クティブ部分の反転の除去に加えて、ウォッブルの除去
された時間に正確に同期して動作する水平同期パルスお
よびカラーバーストを生成することである。同期パルス
の復元は比較的簡単であるが、図２の参照により示され
るように、カラーバーストの復元はより難しい。ライン
Ｎにおけるカラーバーストは、ラインＮ＋１におけるカ
ラーバーストの位置に関して時間軸上前進され、ライン
Ｎ＋２におけるカラーバーストは、ラインＮ＋１におけ
るカラーバーストの位置に関して遅延する。従って、暗
号解読器は、ある特定のラインにおいてまだ発生してい
ないカラーバーストと振幅および位相が整合する正弦波
を提供する必要がある。

【０１０２】従って、前記回路は、特定のラインのカラ
ーバーストの位置を予期する必要がある。これは、一実
施例における暗号解読器において、図１６のバースト再
生器５４２の水晶フィルタをリング（ring）するための
カラーバーストを用いることによりなされ、それで、前
記フィルタは完全なラインのための同じ振幅および位相
においてリングし、従って、カラーバーストと同じ振幅
および位相を有する継続波を発生する。これは、十分良
くリングする（十分高いＱを有する）フィルタを提供す
るために、典型的に２つの直列に接続された発振する水
晶を要求し、前記出力は、前記ビデオラインの端部に先
立って、零に落ちることはない。

【０１０３】本発明に係るこれら２つの直列に接続され
た水晶の使用での１つの改善は、前記暗号器において前
記カラーバーストを２つあるいはそれ以上の部分に分割
し、標準でないカラーバーストのフォームを提供するこ
とである。図１８（ａ）は、バックポーチにおいてカラ
ーバースト（図ではバースト）を有する従来のＲＳ−１
７０Ａの水平帰線期間を示す。図１８（ｂ）は、本発明
により代わりに、前記バーストの最初の部分に、各々の
ビデオラインの水平帰線期間のフロントポーチにおいて
与えられたプリバースト部分が存在し、カラーバースト
の残存部分が、従来のようにＨＢＩのバックポーチに位
置することを示す。従って、５μｓｅｃ以上すなわち水
平帰線期間の全継続時間さえも水晶フィルタをリングさ
せる必要はない。これは、簡単で高価ではない暗号解読
器の使用を許す利点を有するが、プリバーストの設備の
ための必要により標準フォーマットではない。それゆ
え、これは、ネットワークに非透過（non-network tran
sparent）すなわち例えばビデオシネマに用いられるた
め適したＮＴＳＣに非適合のシステムである。

【０１０４】代わりのアプローチは（図１８（ｃ）参
照）、完全なＨＢＩの上に継続するカラーバーストを重
畳することである。すなわち、帰線期間の開始点におい
てバーストを開始させ、同期パルスを線形に加算し、全
期間動作させることである。

【０１０５】７）ＨＢＩのデジタル合成を用いた暗号解
読器 前述の暗号解読プロセスは、ビデオウォッブルを追跡す
る水平同期信号、帰線期間信号およびカラーバーストの
合成（再発生）、ならびに安定した暗号解読された画面
を出現させるためにＴＶ受信器が追跡できる一様にされ
たタイムベースの変化（前記ウォッブル）を有するビデ
オ信号を形成するための入力基準同期信号、帰線期間信
号、およびバーストの前記合成された信号への置き換え
を含む。

【０１０６】他の実施例においては、それらの同期信
号、帰線期間信号およびバースト信号は、暗号解読器に
おいて、デジタル的に発生される。その後のアナログ信
号への挿入およびすべてのビデオ信号処理（クランピン
グ、ＡＧＣ、反転等）は、前述の図１６におけるアナロ
グの実施例のように、アナログ域において残存する。

【０１０７】次の回路は、ＮＴＳＣのためのものである
が、ＰＡＬにおいても、当業者にとって明白な異なる数
値を用いて、同様に働く。各々のラインの水平帰線期間
（ＨＢＩ）に要求される水平オフセットは、垂直帰線期
間に送られたフィールドレートのデータバイトからある
適当な補間アルゴリズムに基づいて数学的に計算され
る。そのオフセットは、サブキャリアの８倍の周波数に
おいて動作する１８２０分周（divide-by-1820）のカウ
ンタに対するプリセットあるいはプリロードとして与え
られ、名目上構成され、前記カウンタは全ラインをカウ
ントする。すなわち、１８２０のカウントに６３．５５
５μｓｅｃかかる。例えば、カウンタが数値１０にプリ
セットされているとき、そのようにプリセットされてい
ないときに比較して３４９ｎｓｅｃ早く１８２０までの
カウントを終了することがわかる。カウンタが実際に１
８８０までカウントするように設計された場合、プリロ
ードのために作られた設備は、０から１２０まで動作
し、正味の効果は、カウンタによりセットされたライン
タイムは、３５ｎｓｅｃの増加において、±２μｓｅｃ
だけ変化し得ることである。

【０１０８】実際には、本暗号化プロセスを用いて、ラ
イン長のラインごとの（line-to-line）変化は、１０ｎ
ｓｅｃに過ぎない。従って、前記カウンタは、０から２
まで動作するプリセットを用いて、１８２０±１あるい
は１８２１のカウントを遂行することのみ必要である。
（１０ｎｓｅｃ／ラインにおいて、１つのフレームにお
ける２４０ラインのタイムオフセットの累積は、２．４
μｓｅｃであることが分かる。）図１９のブロック図を
参照すると、ブロックの最上部の列は、図１６の同様の
数値が付された要素に対応するアナログビデオプロセッ
シングである。第２の列において、８＊Ｆ_SCで動作する
発振器５７８は、サブキャリアＰＬＬ５７６により、入
力カラーバーストにフェイズロックされている。その出
力は、新しいカラーバーストを形成するためにバースト
ゲーティング５８２によりゲートされる３．５８ＭＨｚ
の信号を作るために、分周器５８０により８分周され、
加えて１：１８８０カウンタ５８８のためにクロックを
提供する。

【０１０９】３番目の列において、入力信号から垂直帰
線期間におけるデータバイトが分離され、ブロック５８
４で暗号解読され、ラインオフセット計算器（マイクロ
プロセッサ）５８６に与えられる。前記計算器５８６
は、垂直レートデータビットを適応させるのに要求され
るラインごとの（line-by-lyne）オフセットをリアルタ
イムで計算し、その数値を（リアルタイムで）前記１８
８０分周カウンタ５８８に与える。前記計算器５８６
は、せいぜい、正確に６３．５５５μｓｅｃごとに、１
つの数値を８ビットに計算するのみであるので、前記計
算器５８６は、簡単でよい。さらに、それは概して、動
作するための少なくとも４つのライン（あるいは２４５
μｓｅｃ）を具備するであろう。図２０の他の実施例で
は（そうでなければ図１９のそれのように）、時間分解
能の精細さを低下することなく要求されたクロック速度
を減少するために、システムは８＊Ｆ_SCの代わりに４＊
Ｆ_SCで動作し、カウンタはオフセットワードのただ７ビ
ットのＭＳＢを用いてプリロードされる。これは、シフ
トに、最小７０ｎｓｅｃの増加の限界を与える。３５ｎ
ｓｅｃを定義する最後のビット（ＬＳＢ）は、ＸＯＲゲ
ート５８７においてクロックを反転するために用いられ
る。前記反転は、前部エッジの代わりに、後部エッジを
アクティブエッジにし、それはラッチ５８９に入力さ
れ、それにより、要求された３５ｎｓｅｃをもってラッ
チ出力をシフトする。 図１９および図２０を参照する
と、カウンタ５８８の１１ビットの出力は、従来のよう
に、要求された同期信号の前部エッジおよび後部エッ
ジ、帰線期間ならびにバーストゲートパルスに対応する
６つのタイミングエッジを与えるために、エッジカウン
タ５９０において復号される。これらのエッジは、カウ
ンタのためのプリセットを変化させるラインレートによ
り表されたウォッブルをもって、同時に移動することが
分かる。タイミングエッジは、従来通り、実際のパルス
を発生させるために３つのＲ−Ｓフリップフロップに与
えられる。実際に、加えられたハウスキーピング（hous
e-keeping ）パルスは、同様に復号され、要求されるよ
うに形成される。

【０１１０】４番目の列では、同期ストリッパにおい
て、前記ビデオ信号から前記同期信号を分離し、さらに
分離ブロック５９６において、水平および垂直同期パル
スを分離する。前記水平同期信号は、前記１８８０カウ
ンタをリセットするために用いられる。前記垂直同期信
号は水平同期信号により計時され、各種ハウスキーピン
グ（house-keeping ）の目的のために、特に、垂直帰線
期間の２２ラインの間、ブロック５４４におけるＨＢＩ
再生プロセスを抑制するために、ラインナンバー復号ブ
ロック６００において、フレーム中のラインをカウント
するために用いられる。

【０１１１】８）垂直同期信号時間シフト暗号化 この実施例の目的は、水平に加えて垂直における画面の
ウォッブルを引き起こすことである。その遂行は、ラン
ダムに２１ラインのうちのいずれかの出力を選択するた
めの設備を用いて、前記ＲＡＭボードの加算器７８およ
び減算器８０を駆動する現存の１ラインメモリ（ＲＡ
Ｍ）が、２１ラインのようなものに拡張されることのみ
要求する。そして、実際は、２１のメモリステージのう
ちの１１番目のビデオ出力と比較し、第１番目からのビ
デオは１０ライン分進められ、最後からのビデオは、１
０ライン分遅延される。フィールドごとの２４０のライ
ンからの２１ラインのピークトゥーピーク（peak-to-pe
ak）は、直接、５２μｓｅｃのアクティブ画面幅からの
４μｓｅｃの水平動作に対し比較される。第２のランダ
ムに周波数変調されたデジタルの正弦波のような信号
（水平ウォッブルのためのリードアドレスを変化させる
それに類似している）は、Ｙ／Ｃ分離のために加算器お
よび減算器に適用される１Ｈバッファの異なる組の出力
を選択するために用いられる。１Ｈメモリバッファの数
は異なるアプリケーションにより変化してもよいし、適
合する変化のレートが用いられてもよい。特に、前記変
化のレートは、図６のシステムの水平暗号化を用いてラ
ンダムに制御されてもよいし、その場合、データの第２
のバイトが、水平変化を表わすために用いられる第１の
バイトと類似に、垂直変化を表わすために垂直帰線期間
に加えられてもよい。もちろん、前記第２のバイトは、
第１のバイトのように暗号化されてもよい。

【０１１２】図２１は、そのような５ラインの変化を用
いたシステムを示し、図６の１Ｈバッファと記されたブ
ロック７６をそっくり置き換える。図２１は、ビデオＡ
／Ｄ７４、加算器７および減算器８０を含む図１２の回
路に対応する部分を示す。５つの１Ｈバッファ６０２，
６０４，６０６，６０８，６１０は、図６の１つの１Ｈ
バッファを置き換える。前記バッファ６０２，６０４，
６０６，６０８，６１０は、ランダム値発生器６１２に
より発生されるランダムに変化する数値にしたがって選
択され、前記ランダム値発生器６１２は、各々のビデオ
フィールドのために前記バッファのうちの１つを選択す
るための周波数変調されたデジタルの正弦波的な信号を
前述のように発生する。従って、垂直の時間シフト量
は、ランダムに変化する。ともかく、選択されたバッフ
ァにおいて、前記加算器７８および減算器８０は、図６
の回路と同様に、前記選択されたバッファの入力および
出力を用いて駆動される。従って、常に、正確に１つの
ライン（１Ｈ）と異なる２つのビデオ信号を用いて与え
られ、従って、Ｙ−Ｃ分離は、抑圧されずに生じる。

【０１１３】暗号解読は、単に、垂直信号が前述の水平
ウォッブルと同様に画面と整合して揺り動かされる（wo
bbled）ことを要求する。ラインカウンティング（line-
counting）垂直偏向を使用するＴＶセット、モニタあ
るいはプロジェクタは、時間変化するラインカウントを
受けるために修正されてもよいし、一方、より古いマル
チバイブレータベースのＴＶユニットは、修正を要求し
ないであろう。

【０１１４】前述されたようなエッジフィル設備は、画
面が下方にシフトされた時のフレームの最上部および画
面が上方にシフトされた時のフレームの最下部を満たす
ための用いられる。前述のエッジフィル回路の小変形
が、これを実行する。

【０１１５】また、本発明は上述した各実施例に限定さ
れるものではない。さらに、当業者であれば、この開示
および請求の範囲における権利を逸脱しない範囲で、種
々変形して実施することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】米国特許Ｎｏ．５，０５８，１５７において開
示された暗号化された信号を示す図である。

【図２】米国特許Ｎｏ．５，０５８，１５７において開
示された暗号解読された信号を示す図である。

【図３】米国特許Ｎｏ．５，０５８，１５７において開
示された暗号化ユニットを図４と連結して示すブロック
図である。

【図４】米国特許Ｎｏ．５，０５８，１５７において開
示された暗号化ユニットを図３と連結して示すブロック
図である。

【図５】本発明に係る暗号化プロセスのフローチャート
である。

【図６】本発明に係る暗号化装置を示すブロック図であ
る。

【図７】本発明に係るランダムノイズ重畳回路を示すブ
ロック図である。

【図８】図６の回路の入力ボード部を示すブロック図で
ある。

【図９】図６の回路の制御ボード部を示すブロック図で
ある。

【図１０】図９の回路の高帯域発振部を示すブロック図
である。

【図１１】図６の回路のＲＡＭボード部を示すブロック
図である。

【図１２】図６の回路の出力ボード部を示すブロック図
である。

【図１３】（ａ）は図１２の回路によりなされるヘテロ
ダイン関数を表わすスペクトラムの図であり、（ｂ）は
図１２の回路によりなされるヘテロダイン関数を表わす
スペクトラムの図であり、（ｃ）は図１２の回路により
なされるヘテロダイン関数を表わすスペクトラムの図で
あり、（ｄ）は図１２の回路によりなされるヘテロダイ
ン関数を表わすスペクトラムの図であり、（ｅ）は図１
２の回路によりなされるヘテロダイン関数を表わすスペ
クトラムの図である。

【図１４】図１２のヘテロダイン回路の他の型を示すブ
ロック図である。

【図１５】本発明に係る暗号解読プロセスのフローチャ
ートである。

【図１６】本発明に係る暗号解読装置を示すブロック図
である。

【図１７】（ａ）は図１６の暗号解読装置に関連する波
形を示す図であり、（ｂ）は図１６の暗号解読装置に関
連する波形を示す図であり、（ｃ）は図１６の暗号解読
装置に関連する波形を示す図である。

【図１８】（ａ）は図６の暗号化装置におけるプリバー
ストの使用を示す図であり、（ｂ）は図６の暗号化装置
におけるプリバーストの使用を示す図であり、（ｃ）は
図６の暗号化装置におけるプリバーストの使用を示す図
である。

【図１９】本発明に係るデジタルＨＢＩシンセシスおよ
び補間を用いた暗号解読装置を示すブロック図である。

【図２０】本発明に係るデジタルＨＢＩシンセシスおよ
び補間を用いた暗号解読装置を示すブロック図である。

【図２１】本発明に係る垂直ウォッブルすなわち暗号化
機能を示す図である。

【符号の説明】

６６…入力バッファ、６８…同期結合、７０…アドレス
書き込み、７２…クランプおよびＡＧＣ、７４…ビデオ
Ａ／Ｄ、７６…１Ｈバッファ、７８…加算器、８０…減
算器、８２，８４…１Ｈバッファ、８８…ランダムに変
化する数値、９０…データＤ／Ａ、９２…ＰＬＬ、９４
…アドレス読み出し、９６…暗号器、９８…色差Ｄ／
Ａ、１００…ヘテロダイン、１０２…ビデオ加算器、１
０４…色差Ｄ／Ａ、１０６…色差Ｄ／Ａ、１０８…ＶＢ
Ｉ／ＨＢＩ再生器、１１０…出力ドライバ、５２０…入
力バッファ、５２２…データ抽出器、５２４…データ暗
号解読器、５２６…データＤ／Ａ、５２８…ローパスフ
ィルタ、５３０…コンパレータ・アレイ、５３４…水平
ＰＬＬ、５３６…アナログランプ発生器、５４０…ビデ
オインバータ、５４２…バースト再生器、５４４…ＨＢ
Ｉ再生器、５４８…ビデオスイッチ、５５０…出力ドラ
イバ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョン・オー・ライアン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 95014、キュパーテイノ、クリークサイ ド・コート 22015 (72)発明者 ロナルド・クアン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 95014、キュパーテイノ、ワンダーリッ チ・ドライブ 10910 (72)発明者 ジェームス・アール・ホルツグラフェ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 95037、モーガン・ヒル、トーマス・グ レード・ロード 2710 (72)発明者 ピーター・ジェー・ウオンフォー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 94018、エル・グラナダ、マラガ 962

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】選択されたウォッブル量によりカラービデ
   オ信号を揺らすことによりカラービデオ信号を暗号化す
   る装置であって、 入力カラービデオ信号をデジタルデータに変換するため
   のＡ／Ｄ変換器（７４）と、前 記デジタルデータの少なくとも１つのビデオラインの
   デジタルデータを１つのビデオラインの周期の間保持
   し、そして前記デジタルデータを出力するためのバッフ
   ァ（７６）と、 前記バッファの入力および出力の総和を取り、それによ
   りデジタル輝度信号（Ｙ）を得る加算器（７８）と、 前記バッファの出力から入力を減じ、それによりデジタ
   ル化された色度信号（Ｃ）を得る減算器（８０）と、 前記輝度信号の１つのラインのデジタルデータを保持す
   るための輝度バッファ（８２）と、 前記色度信号の１つのラインのデジタルデータを保持す
   るための色度バッファ（８４）と、 前記輝度および色度バッファからのそれぞれのデジタル
   データの出力を、前記選択されたウォッブル量により時
   間に関して揺れているクロックレートで制御し、それに
   よって時間に関して揺れている輝度信号および色度信号
   とする制御手段（８８，９０，９２，９４）と、 前記時間に関して揺れている色度信号を時間に関して揺
   れているアナログ色度信号に変換するための第２のＤ／
   Ａ変換器（９８）と、 前記時間に関して揺れている輝度信号を時間に関して揺
   れているアナログ輝度信号に変換するための第１のＤ／
   Ａ変換器（１０４）と、そ して揺れていない安定な垂直および水平帰線消去期間
   信号を生成する垂直および水平帰線消去期間再生器（１
   ０８）と、 前記時間に関して揺れているアナログ色度信号と、前記
   時間に関して揺れているクロックと、安定化されたサブ
   キャリアとが供給され、それによって安定化したサブキ
   ャリア周波数を有し時間に関して揺れているアナログ色
   度信号を得るヘテロダインミキサ（１００）と、そして 前記サブキャリア周波数が安定化され揺れているアナロ
   グ色度信号を、前記揺れているアナログ輝度信号および
   前記安定な垂直および水平帰線消去期間信号と結合し、
   それにより選択されたウォッブル量により暗号化された
   カラービデオ信号を提供する加算器（１０２）とを有す
   ることを特徴とする装置。
2. 【請求項２】前記第２のＤ／Ａ変換器（９８）からのア
   ナログ色度信号を含む出力を受け、そして各ラインのア
   ナログ色度信号のみを通過させるスイッチ（４２０）
   と、 前記通過したアナログ色度信号のサブキャリア周波数が
   含まれる高周波部分を除去するためのローパスフィルタ
   （４２２）と、そして前記高周波部分が除去された 残存する低周波部分を受
   け、前記残存する低周波部分と前記第１のＤ／Ａ変換器
   （１０４）の出力とを結合し、それによって失われた垂
   直細部をビデオ信号に修復する加算器（４１２）とを含
   む、 失われた垂直細部を修復するための手段をさらに有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 【請求項３】前記ヘテロダインミキサ（１００）は、 前記カラービデオ信号の標準のサブキャリアの周波数に
   等しい基準周波数を有する信号を提供するための発振器
   （４５０）と、 前記基準周波数の半分に等しい周波数を有する信号を提
   供するための分周器（４５２）と、 基準周波数の少なくとも５／２倍の周波数を有する前記
   分周器からの第１の信号成分を通過させるための第１の
   フィルタ（４３６）と、 基準周波数の少なくとも３／２倍の周波数を有する前記
   分周器からの第２の信号成分を通過させるための第２の
   フィルタ（４５４）と、 前記第２の信号成分を前記制御手段（８８，９０，９
   ２）からのクロックと結合するための第１の乗算器（４
   ５６）と、 前記第１の乗算器からの出力の上側波帯を通過させるた
   めのバンドパスフィルタ（４６０）と、 前記第１の信号成分と前記第２のＤ／Ａ変換器（９８）
   からのアナログ色度信号とを結合するための第２の乗算
   器（４３８）と、 前記第２の乗算器からの出力の上側波帯を通過させるた
   めのバンドパスフィルタ（４４０）と、 前記第２の乗算器の上側波帯出力と前記第１の乗算器の
   上側波帯出力とを乗算するための第３の乗算器（４４
   ２）と、そして 前記第３の乗算器からの出力の下側波帯を通過させ、従
   って安定したサブキャリア周波数を含む色度信号を提供
   するためのローパスフィルタ（４３２）とを有すること
   を特徴とする請求項１に記載の装置。
4. 【請求項４】前記ヘテロダインミキサは、 前記カラービデオ信号の標準のサブキャリア周波数に等
   しい基準周波数の、それぞれ、５／２および３／２を有
   する信号のソースと、 前記基準周波数の３／２の周波数と制御手段（４７４）
   からのクロックを乗算するための第１の乗算器（４７
   ６）と、 前記第１の乗算器からの出力の上側波帯を通過させ第３
   の乗算器（４８０）に供給するための第１のフィルタ
   （４７８）と、 前記第２のＤ／Ａ変換器（４７０の下部）からのアナロ
   グ色度信号をバンドパスする第２のフィルタ（４８２）
   と、 前記第２のフィルタからの出力と前記基準周波数の５／
   ２の周波数とを乗算するための第２の乗算器（４８４）
   と、 前記第２の乗算器からの出力の上側波帯を通過させ前記
   第３の乗算器に供給するための第３のフィルタ（４８
   ６）と、 前記第３の乗算器からの出力をバンドパスする第４のフ
   ィルタ（４８８）と、そして 前記第１のＤ／Ａ変換器（４７０の上部）からのアナロ
   グ輝度信号と前記第４のフィルタからのアナログ色度信
   号とを結合し、それにより安定したサブキャリ ア周波数
   を含む色度信号を有するカラービデオ信号を提供するた
   めの加算器（４７２）とを有することを特徴とする請求
   項１に記載の装置。
5. 【請求項５】選択されたウォッブル量によりランダムに
   時間シフトされたアクティブビデオ部分を有し、そし
   て、さらに時間シフトの実際の量を示すデータを含むビ
   デオ信号の暗号を解読する装置であって、前記暗号解読
   装置は、 前記ビデオ信号から前記時間シフトを指示するデータに
   対応するデータバイトを抽出する抽出器（５８４）と、 前記抽出されたデータバイトからデジタル的に合成され
   た波形であって、前記時間シフト指示データと同じ量に
   より時間シフトされた波形を生成する生成手段（５８
   ６，５８８，５９０，５９２）と、ここで前記生成手段は、前記抽出されたデータバイトの
   時間シフトに対応するラインごとのオフセット値を提供
   するデジタル計算器（５８６）と、ライン期間を算出す
   るための前記オフセット値に応答するカウンタ手段（５
   ８８および５８７，５８９）と、そしてデジタル的に合
   成された時間シフトする波形を提供するために前記カウ
   ンタ手段に応答する復号手段（５９０，５９２）を含
   み、 デジタル的に合成された時間シフトされた波形の時
   間シフトされたパルスを、前記ビデオ信号のそれぞれの
   ラインについて対応して時間シフトされた帰線消去期間
   信号に変換する手段（５４４）と、そして 時間シフトされた帰線消去期間信号を前記ビデオ信号に
   切換え、それによって前記帰線消去期間信号の対応する
   時間シフトによりビデオ信号の前記時間シフトが補償さ
   れるビデオ信号を得る手段（５４８）とを有することを
   特徴とする装置。
6. 【請求項６】前記カウンタ手段（５８８）は前記オフセ
   ット値に対応して複数のタイミングエッジを提供し、前
   記タイミングエッジは各ビデオラインの水平帰線消去期
   間の部分を規定し、 前記カウンタ手段の出力に反応し、各ビデオラインの水
   平帰線消去期間の部分を規定しそして時間シフトされた
   水平同期パルスを含む複数のタイミングエッジを提供す
   るエッジデコーダ（５９０）と、そして 前記タイミングエッジから導かれる時間シフトされた水
   平同期パルスを含む複数のパルスを生成する論理回路
   （５９２）とを有することを特徴とする請求項５に記載
   の装置。
7. 【請求項７】２チャンネル（Ｙ、Ｃ）をデジタル的に符
   号化するプロセスを使用するカラービデオ信号を暗号化
   する方法であって、 単一のＡ／Ｄ変換器（７４）においてカラービデオ信号
   をデジタルデータに変換するステップと、前記デジタルデータの少なくとも１つのビデオラインの
   デジタルデータ を１つのビデオラインの期間に関し遅延
   するステップと、前記遅延されたデジタルデータと 前記デジタルデータと
   を用いて色度信号（Ｃ）および輝度信号（Ｙ）に分離す
   るステップと、前記色度および輝度信号の各ビデオライン のアクティブ
   ビデオ部分を、選択されたウォッブル量により前記ビデ
   オラインの水平帰線消去信号の部分に関して時間シフト
   するステップと、前記時間シフトされた色度および輝度のデジタル信号
   を、Ｄ／Ａ変換器（９８，１０４）を用いて、それぞれ
   アナログ信号に変換するステップと、それによってアナ
   ログ色度および輝度信号は時間に関して揺れるようにな
   り、 前記遅延されたデジタルデータから安定なアナログ垂直
   帰線消去信号を変換するステップと、 そして前記安定なアナログ垂直帰線消去期間信号から水
   平帰線消去信号を再生するステップと、前記時間に関して揺れるアナログ色度信号のサブキャリ
   ア周波数の位相を 安定化するステップと、 前記アナログ輝度信号と、前記サブキャリア周波数の位
   相が安定化された色度信号および前記安定化された垂直
   および水平帰線消去期間とを結合するステップを有し、 それにより、選択されたウォッブル量により暗号化され
   た、暗号化ビデオ信号を提供することを特徴とする暗号
   化方法。
8. 【請求項８】前記アナログ色度信号のサブキャリア周波
   数の位相を安定化するステップは、 前記サブキャリア周波数の３／２を有する信号と制御信
   号から導かれる揺れるクロック信号とを乗算するステッ
   プと、 前記アナログ色度信号と前記サブキャリア周波数の５／
   ２を有する信号とを乗算するステップと、 前記２つの乗算するステップの出力の上側波帯を互いに
   乗算するステップと、そして 前記互いに乗算するステップからの出力をアナログ色度
   信号として前記アナログ輝度信号に加算するステップと
   を有することを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. 【請求項９】選択されたウォッブル量により内部がラン
   ダムに時間シフトされたアクティブビデオ部分を有し、
   さらに時間シフトの実際の量を示すデータを含むビデオ
   信号の暗号解読の方法であって、前記時間シフトされたビデオ信号から時間シフトを示す
   ラインごとの データを抽出するステップと、 前記抽出されたデータから実時間でラインごとの時間オ
   フセット値を計算するステップと、前記時間オフセット値から各ビデオラインの時間シフト
   の量および方向を示すデジタル信号を生成する ステップ
   と、 前記生成されたデジタル信号に応答して、時間シフトさ
   れた各ビデオラインの水平帰線消去期間の複数の時間域
   をそれぞれ規定する複数の時間シフトされたタイミング
   エッジをデジタル的に合成するステップと、前記複数の
   時間シフトされたタイミングエッジから、時間シフトさ
   れた水平同期信号を含む複数の時間シフトされたパルス
   をデジタル的に生成するステップと、そして前記複数の時間シフトされたパルスを前記時間シフトさ
   れたビデオ信号に加え て元の水平帰線消去期間の複数の
   時間域をそれぞれ規定する複数のパルスに戻す ステップ
   とを有することを特徴とする方法。
10. 【請求項１０】前記時間シフトされたパルスの生成のた
    めに用いるクロックの速度を半分に減少するために、 分周器（５８０）とカウンタ（５８８）へ供給するクロ
    ック（５７８）の周波数を半分に減少するステップと、前記クロックと前記計算された時間オフセット値の最下
    位のビットとを排他的ＯＲゲート（５８７）に供給し、
    前記カウンタの出力によってデータラッチ（５８９）す
    る ステップと、これにより、減少されたクロック速度を
    使用して前記水平同期信号を含む複数のパルスを時間シ
    フトするステップを含むことを特徴とする請求項９に記
    載の方法。
11. 【請求項１１】ビデオ画像信号を垂直方向に揺らすよう
    にして暗号化する装置であって、 ビデオ画像信号を水平ビデオラインが形成されたデジタ
    ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（７４）と、前記ビデオ画像信号のフィールドの最初の水平ビデオラ
    インまたはこの水平ビデオラインに続く水平ビデオライ
    ンを１ライン単位または複数ライン単位で遅延させる時
    間シフト手段 （６０２−６１０）と、ここで連続する各
    々のフィールドの１ライン単位または複数ライン単位で
    の時間シフトは、各フィールドにおいて異なる量で垂直
    方向に時間シフトされ、 デジタルビデオ信号を輝度（Ｙ）および色度信号（Ｃ）
    に分離する手段（７８，８０）と、前記垂直方向に時間シフトされた色度および輝度信号の
    それぞれの水平ビデオラインが水平方向に時間シフトさ
    れたアクティブビデオ部分を 供給するバッファ（８２，
    ８４）と、 前記それぞれの水平ビデオラインを、時間シフトされた
    アナログ輝度および色度信号に変換する第１および第２
    のＤ／Ａ変換器（９８，１０４）と、 前記アナログ色度信号のキャリア周波数を安定化する回
    路手段（１００）と、 暗号化されたビデオ画像信号を供給するために、キャリ
    ア周波数が安定化され時間シフトされたアナログ色度信
    号と時間シフトされたアナログ輝度信号を結合する手段
    （１０２）と、そして 前記暗号化されたビデオ画像信号に時間シフト量の暗号
    化された指示を挿入するための暗号器（９６）とを有す
    ることを特徴とする装置。
12. 【請求項１２】前記時間シフト手段は、 各々が１つの水平ビデオラインを格納できる複数の直列
    に連結されたディレイ（６０２−６１０）と、 特定のフィールドにおける水平ビデオラインが、前記複
    数のディレイ（６０２−６１０）のうちのいずれを通過
    させるかを決定し、それにより連続する各々のフィール
    ドにおける水平ビデオラインの垂直方向の時間シフト量
    を変化させるためのランダム値発生器（６１２）と を有することを特徴とする請求項１１に記載のシステ
    ム。
13. 【請求項１３】ビデオ画像信号を垂直方向に揺らすよう
    にして暗号化する方法であって、 ビデオ画像信号を水平ビデオラインが形成されたデジタ
    ル信号に変換するステップと、前記ビデオ画像信号のフィールドの最初の水平ビデオラ
    インまたはこの水平ビデオラインに続く水平ビデオライ
    ンを１ライン単位または複数ライン単位で遅延させる ス
    テップと、ここで連続する各々のフィールドの１ライン
    単位または複数ライン単位での時間シフトは、各フィー
    ルドにおいて異なる量で垂直方向に時間シフトされ、 前記水平ビデオラインが垂直方向に時間シフトされた色
    度信号および輝度信号に分離するステップと、 前記垂直方向に時間シフトされた色度信号および輝度信
    号を水平方向に時間シフトされたアナログ色度信号およ
    び輝度信号に変換するステップと、 安定なそして時間シフトされていない垂直および水平帰
    線消去期間信号を再生するステップと、 前記アナログ色度信号のキャリア周波数を安定化するス
    テップと、 暗号化されたビデオ画像信号を提供するために、前記キ
    ャリア周波数が安定化され時間シフトされたアナログ色
    度信号と前記時間シフトされたアナログ輝度信号および
    前記安定な垂直および水平帰線消去期間信号を結合する
    ステップと、 時間シフトの量の指示を暗号化するステップと、 前記指示を暗号化されるビデオ信号に挿入するステップ
    と、 を有することを特徴とする方法。