CN1159710A

CN1159710A - 视频信号加密和解密的方法和设备

Info

Publication number: CN1159710A
Application number: CN96120362A
Authority: CN
Inventors: 约翰·O·瑞安; 罗纳德·奎恩; 杰姆斯·R·霍尔茨格雷夫; 彼得·J·旺福尔
Original assignee: Macrovision Corp
Current assignee: Adeia Media LLC
Priority date: 1991-11-19
Filing date: 1996-10-28
Publication date: 1997-09-17
Anticipated expiration: 2012-11-19
Also published as: ES2206442T3; JP3410397B2; CN1035652C; CA2082675A1; KR930011486A; CN1159709A; US5581307A; ATE354256T1; AU1027395A; EP1233621A3; BR9204414A; DE69233495T2; AU1027695A; CN1130912C; SG48440A1; TW206299B; EP1233621B1; KR950009457B1; CN1159711A; CN1159706A

Abstract

视频加密系统使视频帧的有效区位置的随机时移，而不影响视频行中的水平同步信号和色同步信号，提供了安全性和隐蔽性。使用合成视频信号来充填有效视频区名义始端与实际始端之间的间隙，使安全性加强。随机噪声遮盖隐蔽了间隙的位置。利用一或两个频率使水平同步信号的位置在时间上晃动，及随机地改变垂直同步信号的位置，提供附加隐蔽性。通过只用色度和亮度通道及外差电路使色度信号稳定，使NTSC编码简化。利用色度通道提供通常要丢失的细节，使NTSC编码加强。

Description

视频信号加密和解密的方法和设备

本发明是1992年11月19日递交的92113045.7号申请的分案申请。

本发明涉及时域电子信号，例如视频信息信号的信号处理。特别地，本发明涉及对这种信号进行加密和解密的改良，包括在安全性和隐蔽性上的几方面的改良，以防止这种信号被非法使用。

于1991年10月15日授予Jhon O.Ryan的普通转让美国专利第5,058,157号(把它包含在此以供参考)公开了一种对信息信号进行密码化(加密)和解密码(解密)的方法和设备，这种信息信号在正常情形下相继地排列成有效信息的许多行，每一行都有一个行时间基准，例如彩色视频(电视)信号。每一行的有效视频信号区都按照预定的缓变时移函数相对于水平同步区有一个时移。通过对用来使每一场开始的时移波形瞬时值在该场的垂直消隐区内进行编码，把时移信息传送到解密端。为了提供一个合理的最大时移范围，放弃了前一行有效视频信号的后缘区和当前视频信号的前缘区。解密时，丢弃原来的行时基和色同步信号，并产生新的信号，这些新信号相对于有效视频区的时间距离等于加密前的原始大小。这提供了一种与所有录像带格式和发送系统相兼容的安全的视频型信息的加密和解密技术，而且这种技术没有由加密算法和没有在色外差记录时由于使用了色度相继行平均系统所产生的相互影响而造成的图像缺陷。

所实现的时移类型可以包括许多缓变函数中的任何一种，例如正弦波形或者线性变化的斜波信号。信号的变化频率，也即“抖动”，相对于被处理的输入信号的行频来说是低的。对于视频型信号，所用正弦波形的频率不超过约20Hz。所实现的最大时移量最好限制在某一最大值之内，对于NTSC(美国国家电视系统委员会)视频信号，该最大值总的不超过4微秒(正负2微秒)。

每一场开始时的时移波形函数瞬时值是与场信息一起传送的，典型的传送时间是在垂直消隐区内。例如，对正弦时移函数而言，一个给定场的波形起始振幅以一个单字节信息在垂直消隐区内传送，当该单字节信息与一个另外提供的授权密钥相结合时，便能使解密电路综合出加密波形函数。解密是通过恢复相应行的水平同步(和色同步)信号与有效视频区的原始时间关系来实现的。其做法是产生新的行时标基准信号(水平同步和色同步)，该信号与有效视频区的时间关系与加密前的原始行时标基准信号相同。所得到的解密信号仍然含有时基误差，但该误差在后面的电视监视器或接器的跟踪或校正范围之内。

本文的图1A和1B对应于上面引述的美国专利5,058,157中的图3A和3B，它们说明加密信号在接收端，即解密器上的解密方式。参考图1A，那里画出了NTSC视频信号的三个相继的行，这些行已被时移，时移量一行比一行多。(在图1A和1B中，只部分地画出了各行中的有效视频区)。最上面那行表示第N行，它在有效视频区和水平消隐区终端之间没有时移，水平同步区始端和有效区始端之间的时距记作t₁。下一行，第N＋1行，沿着滞后方向受到了时移，所以水平同步区始端和有效区始端之间的时距为大小t₁的t₂。第N＋2行沿滞后方向受到了更多的时移，其相应的时距标为t₃，它大于t₂。这三个相继的行代表一辐扫描光栅图像的上部区域中的行。在图1中行N、N＋1、N＋2的行时标基准部分暂时全都是在时间上对齐的；每一行水平同步区的前缘与其他行的水平同步区的前缘是准确对齐的。色同步信号区(图中阴影部分)的位置也是这样。不过，第N＋1行和第N＋2行中的有效视频区故意不与第N行的有效视频区对齐。

图1B画出了该三行在解密后的信号。从该图可以看出，这三行的水平同步区前缘不再准确对齐，而是互相错开了；然而，这三行的水平同步区前缘和有效视频区始端之间的时距却都是一样的，都等于t₁。类似地，这三行的色同步信号区(阴影部分)也不再对齐，而是以与水平同步区相同的方式互相错开。这三行的有效视频区的相对位置都保持相同。

尽管解密后的信号仍是相对地不对齐的，但是，只要给定行上的时间误差不超过电视接机或监视器同步电路的跟踪范围，水平同步信号前缘和有效视频信号始端之间的精确的时间关系t₁保证了每一行的信息在后面的电视接收机或监视器的处理之后，都能被正确地显示。加密时加在原始信号上的时移的变化频率(对NTSC电视为20Hz)相对视频信号的行频而言是比较缓慢的。

本文的图2A和2B与美国专利5,058,157号中的图4A和图4B相同。这两个图以方框图的形式示出了能够实现上述加密处理的加密系统。从图2A和2B可以看出，要加密的输入视频信号被耦合到一个视频输入处理器单元12的输入端11上。处理器12的功能是使输入的视频信号相对于增益、直流偏置和带宽进行规化，并向出现在输出编13上的视频信号提供一个稳定的低阻抗缓存单元。此外，处理器单元12还把输入的垂直和水平同步区从输入视频信号中分离出来，并把它们输入到同步/时标发生器和锁相环15。

出现在处理器单元12的输出端13的信号被耦合常规和NTSC解码器和抗混淆滤波器16，在那里亮度分量Y和色度正交分量I和Q被分离，以便在数字域进行三通道并行处理。单元16的Y输出被耦合到一个模/数(A/D)转换器18，其中利用时钟输入线19上的采样时钟信号，以预先选定的钟频把亮度从模拟形式转换成数字形式。转换器18的输出被耦合到双口亮度存贮器单元20的一个输入口上。然后Y通道存贮器连接到Y通道数模(D/A)转换器22上。存贮器单元20中的存贮器设计得在每个存贮循环中从A/D转换器18写入一个字，并在每个存贮循环中D/A转换器22从存贮器单元20中读出一个字。

读/写控制信号和多位地址信号是由存贮控制器单元24提供给亮度存贮器单元20的。亮度通道存贮器单元20的输出被耦合到D/A转换器22的输入端，其中来自存贮器20的多位数字字输出，以由从单元15提供在时钟输入线23上的时钟信号所决定的钟频，被转换成模拟采样信号。转换单元22的输出被耦合到NTSC编码器和低通滤波器单元25的输入端，在那里亮度信号和I、Q色度分量被结合起来，并相对于带宽和直流偏置重新规化。在单元18’、20’、22’和18”、20”、22”(它们的功能分别与单元18、20、22相同)中，I、Q色度正交分量以基本上与前面对亮度分量Y相同的方式被处理。

同步时标单元15产生输入时钟信号，这些信号用来向A/D转换单元18提供采样时钟，向存贮器单元20提供读写时钟信号，并向D/A转换器单元22提供时钟信号。单元15最好由一个离散相位探测器，一些采样门，一个误差放大器和一个晶体时钟振荡器组成。

上述各个单元通过控制单元34和几个控制寄存器36耦合到用户接口装置32，例如一个键盘终端上。

上述装置和相关的加密方法有一些缺点。

首先，该装置比较昂贵和复杂，其中有三套A/D转换器及相关的存贮器，Y、I和Q分量各要一套。这样，总共有三个独立的数字处理通道，每个通道都需要有比较昂贵的元件，这样就增加了加密装置的成本和复杂性。

第二，图1A和1B所示的加密方法虽然是合理地安全的，但它有潜在的缺点，在象图示那样把有效视频区右移的过程中，水平同步信号的前缘和后缘也都向右移动了。这种水平同步信号在水平消隐区内的正常的众所周知的位置移动可能被一个聪明的即非法用户所探测到，从而可确定每一行的抖动(时移)量。至少在理论上该非法用户有可能对信号解密，以确定抖动量并使过程逆转，从而获得解密后的可视信号。因此，图1A和1B所示的方法缺乏商用加密系统所希望的高度安全性。

上述加密系统的另一个缺点是，虽然它提供了安全性，即一般地说可以防止非法使用，但当在一个普通电视机上观看时该加密信号也并不是完全隐蔽的。也就是说，一个愿意观看沿水平方向来回跳跃的电视图像的有决心的观众仍然可以观看电视节目并至少能够部分地理解节目的内容。这对于播送例如成人节目来说是不希望的，对于这种节目，即使是加密了的图像也不希望让儿童观看。由于实验已经证明，这种成人节目即性活动的描写即使加密后也特别容易被观看者看出来，所以上述缺点是特别成问题的。换句话说，这种加密虽然有相对的安全性，但并非对所有的节目内容都提供了恰当程度的隐蔽性。

与上述装置有关的另一个问题是为梳型NTSC解码器所共有的，在那里组合视频信号被延迟了一行。延时后的视频信号与延迟前的同一信号作简单相加时会使两个信号的色度部分互相抵消，只剩下亮度信号。类似地并且同时地，从未延时的信号中减去延时后的信号(或反之)会使亮度部分互相抵消，只剩下色度信号。这个问题并非是加密装置所特有的，而是在进行NTSC解码的视频处理器中所遇到的典型问题，它要减少垂直细节，造成图象中垂直边缘的模糊。这是因为在Y、I、Q分量的两行相加过程中，当把组合视频信号转换成数字信号，然后在数字域内进行亮度和色度的分离时，微细结构的图像细节有丢失的趋势。已经知道这个问题可以用复杂而昂贵的电路来克服，该电路在模拟域内处理输入的组合电视信号，在信号被分离之前利用带通或高通滤波器来隔离色度分量。然后经过带通滤波的信号被延时和接受相减处理。带通滤波可以去掉垂直亮度边缘，因为后者自然地是低频的。这样，色度信号分离仅仅在高频区内进行，并且在分离之后所分离出的色度信号不含有亮度分量。最后通过从输入组合视频信号中减去分离出的高频色度信号而隔离出亮度信号，所以没有垂直细节的损失。这种处理是有效的，然而当进行数字理时就需要两个A/D转换：一个用于带通(或高通)滤波后的色度信号，一个用于宽频带的组合视频信号。为了减少所需元件的数目和对信号的处理量，希望去除或简化这个处理。

这样，上述专利所公开的方法和设备虽然是合适的，但在安全性、隐蔽性和复杂性方向都仍有待于重大的改进。

应该指出，上述专利对本发明而言是一般性地指定的，而上面的说明并没有这样的含义：上述专利所公开和提出权利要求的主题内容是本专利公开的主题内容和提出的权利要求的必要的先行技术。

根据本发明提供了一种加密器和解密器以克服上述专利所公布的方法和设备的上述缺点，同时提供了改良的安全性、隐蔽性和更大的录活性即更多的应用。

根据本发明，首先，关于容易在加密信号中探测出水平消隐边缘的问题是这样解决的：在有效视频区本来在名义上应该起始或结束的位置与经过图1A的加密处理后的实际起始或结束位置之间的间隙中进行充填。在该间隙中所充填的信号比起能预期的有效视频信号来说是不可探测的，以防止非法用户制作一个有可能用电子技术跟踪间隙内的时移的装置。该“边缘充填”处理接受四个相邻(相继)的像素，在这四个像素中亮度一般是相对不变的，而色度则反映一个完全的循环。这样，如果在视频信号的有效区的边缘，也即在图像的边缘使四个相邻像素依次重复，这就给出了准确地具有这四个采样像素的相位和振幅的连续不断的色度正弦波和一个模仿四个像素亮度的亮度信号。这实际上产生了任意需要长度的，与单个四像素组相匹配的连续信号，也就是说，四像素组可以按需要任意地重复以充填整个间隙。其他不是四的像素数目也是可以使用的。

根据本发明，该边缘充填是在数字域进行的，其方法是对地址计数器的10位数字(它决定每个像素的位置)中的8个最高位停止正常的增量计数，而让2个最低位继续计数，也即让它们正常地增大。这样，8位被“冻结”的最高位决定了一个四像素组，而2位变化着的最低位使这四个像素循环不已。于是如果在有效视频信号的边缘到达之前地址一直进行正常的增大计数，而在到达之后像素地址值中的8位最高位停止计数而允许2个最低位继续计数，则由于加密处理(见图1A)使有效视频信号左移而在图像右端出现了一个间隙。这样就产生了由2位最低位的变化所决定的四像素组的重复。该“假有效”视频信号可按需要任意地延长，它确定了充填在图像右端即一行的有效视频信号的后端处的所需的假有效视频信号。类似地，在图像的左端，对有效视频信号的前四个像素地址中的8位最高位也予以冻结，只让2位最低位计数。这样就可以用与上述相同的方法“预测”图像左端的视频信号内容，当左端间隙被填满之后，8位最高值被释放或“解冻”，地址计数正常进行。

为了防止被一个聪明的非法用户探测到在边缘充填中每个像素都是相同的，在边缘充填处理的一种改良方案中加进了一个小幅度低频率的噪音信号，也就是叠加一个随机噪音使重复像素数据这种隐定状态受到轻微的扰动。这种边缘处的某种程度的噪音插入，也即变化，可能使非法用户不能在有效视频信号中的这一部分通过检测哪里没有变化而把边缘充填从有效图像部分中区分出来。这个随机噪音是叠加在亮度和两个色度区(用于Y、I和Q)上的。否则，一个极聪明的非法用户可以对所有三个信号解码，然后在其中任一个中寻找稳定状态。在本发明的各个实施例中，该随机噪音加既可在数字域也可在模拟域中进行。

还是根据本发明，关于上述在图2A和2B中示出的需要使用三个通道NTSC数字解码器的相对复杂性问题是这样克服的：简化成为只把亮度信号从色度信号中分离出来，因此不需三个道通而只要两个通道；Y、I、Q变成只有亮度Y和一个指定的色度C。然后直接使亮度信号“抖动”(时移)，也即使每一行的有效视频信号的前端位置抖动，同时使分离出的色度区也同样地抖动，然后其用频率能够稳定住色度信号的外差电路进行处理。于是处理仅在两个通道，即亮度和色度通道内进行，这样就大为节省了所需的昂贵电路元件的数量，并且改善了色度信号对色同步信号的跟踪。此外，减少对NTSC信号的编码量和解码量还有利于减少在图像中发生不希望的缺陷。

根据本发明的另一个方面，提供了一个作为主移时加密系统的隐蔽遮盖的同步“晃动”。这意味着对视频信号作出了进一步的改动，它使得在解密之前进行观看时看不清图像，这样就可以在一个非法观众企图在不解密的情形下观看图像时防止他看出任何可识别的图像。在一个以伪随机方式进行时移的实施例中，该隐蔽遮盖涉及到每一行水平同步信号的位置。在另一个实施例中，同步信号的位置通过利用两个非固定的即真随机的图形以更复杂的方式晃动，因此同步信号的位置以更复杂的方式运动。

隐蔽遮盖的另一种形式是，同步晃动还包括垂直同步晃动，也即除了水平(同步信号)晃动之外，垂直消隐区中的垂直同步信号的位置也以伪随机的或其他的方式晃动，这样就使显示在电视机屏幕上的加密图像加上了垂直滚动的效果。这样所得到的图像趋向于使图像在垂直方向滚动，从而在两个方向上都掩蔽了图像。在一个实施例中，垂直晃动以四场作为一个循环的系列进行，其中第一场中插入垂直同步信号并使之超前一些，即在时间上向前移动。第二场中去掉垂直同步信号，第三场中再插入垂直同步信号，但使之远为落后，即尽量向时间的右方移动。在循环的第四场中再次去掉垂直同步信号。这种处理可以使新型电视机和旧型电视机都有无法达到垂直同步，对于前者，它含有试图用来跟踪运动垂直同步信号的行计数器，但对经上述处理的信号它不能确定是否应该发生一个跳动；对于后者，由于缺乏同步脉冲而会造成无法控制的滚动，这两种情形都会完全地掩蔽住图像。

根据本发明的另一个方面，关于上述在NTSC解码器中的垂直细节的损失问题是这样克服的：从原先存在的色度通道中恢复出丢失了的垂直细节。其实现方法是，提供上述的两个分离的色度信号和亮度信。色度信号中也含有“丢失”的亮度垂直细节。不管如何，数字域内的色度通道数据总要转换成模拟形式。然后在垂直消隐区以外的所有视频图像区域中通过低通滤波把色度信号自身过滤掉，剩下丢失了垂直细节的信息，再把滤出的色度信号简单地加回到亮度模拟信号中去。这样不需用额外的昂贵数字处理或额外的A/D转换步骤就恢复了丢失的垂直细节。

根据本发明的另一个方面，预定的缓变时移函数(抖动)是通过产生一个低频并随机调频的数字正弦波来提供的。其做法是用一个随机变化的时钟源使一个数字计数器计数，并把该计数器的输出作为地址加到一个记忆有正弦波函数的可编程只读存贮器(PROM)上。因此在每一步中PROM都输出一个代表正弦曲线上某个点的数字字。然后该数据被加到一个D/A转换器上以提供一个模拟输出信号。根据本发明，上述正弦波在大多数情况下会提供过份多的信息，对此不可能进行处理。所以根据本发明该正弦波不是以行频而是以场频即60Hz进行采样的，并且只发送这些采样数据。然后解码器可以从采样数据中重构出同样的正弦波。

如上所述，预定的缓变时移函数以约20Hz或更低的频率变化，该频率小于60Hz的采样频率的一半，因此根据众所周知的采样理论要求，这可以完善地重构出原始的正弦波。这样，根据本发明，从PROM所产生的数字正弦波被每一视频场一次地，即以60Hz的频率锁定在一个锁存器中，该锁存器可以在整个视频场的时期内以适当的精度保持该数字字。然后每一视频场一次地从锁存器读出该数据，并加到一个D/A转换器上，在那里产生模拟域的采样正弦波。这个波形经过普通滤波器的平滑化之后被加到控制输出视频信号中图像位置的电路上。

同时，被锁存的数字数据被发送到解码器处，然后解码器以同样的次序执行相似的操作，提取出数字字，在一个视频场期间内锁存并保持该数字字，把数据加到D/A转换器上，这样就提供了能够用来对信号解密的输出函数。然后波形的阶梯状近似通过一个与编码器相同的RC滤波器(电阻电容滤波器)平滑化，由此重建出与编码器中的正弦波相匹配的模拟型正弦波。然后解码器只要根据该所恢复或所重建的正弦波重新产生水平同步信号、水平消隐信号和色同步信号，并把它们插入到所接收到的加密视频波形中，便完成了解密处理。

根据本发明的另一个方面，在使用于专用视频系统(非网络兼容的)时，允许各行内有效视频区的时移抖动造成较窄的水平消隐区。这允许保持有效视频信号的整个宽度，从而在图像边缘区允许有改善的图像。虽然这种系统可能与例如广播或有线电视不兼容，但它可能适用于专用系统，例如电视电影院的应用，在那里不需要发送，但希望保留图像的全部宽度。所以有可能用减小水平消隐区持续时间的方法来为有效视频区提供空间，也就是说，为要被“抖动进来”的图像提供空间，而不需要损失其中信号的任何部分。如果水平消隐区的宽度被这样减小了，仍然有心要发送信号的适当宽度的色同步信号。根据本发明，其实现方法是把一部分色同步信号放在水平消隐区的前面部分，而把色同步信号的其余部分按常规放在水平消隐区的后面部分。作为一种变体，颜色同步信号可以从前面部分开始，然后通过同步脉冲而一直继续下去。

还是根据本发明，提供了一种视频信号倒相的图像隐蔽方法，其中在逐行扫描的基础上把图像的某些特定行以随机的方式进行倒相，也即使亮的部分变暗，暗的部分变亮。哪些行进行倒相，哪些行不倒相的布局以随机方式按预定的速率改变，以提供所需的隐蔽程度。在如下意义上，这种视频倒相也是比较安全的：非法用户难以实时地确定某一行是否已经过倒相，因此难以攻破这个隐蔽技术。

根据本发明还提供了有效视频信号的垂直抖动，其含义是，模仿前述的水平抖动，使垂直消隐区的位置在相继的场中以缓变的方式发生时移。

附图的简单说明：

图1A和1B示出美国专利5,058,157号所公开的加密和解密后的信号。

图2A和2B示出美国专利5,058,157号所公开的加密单元的方框图。

图3示出根据本发明的加密处理的流程图。

图4示出根据本发明的加密装置的方框图。

图5示出根据本发明的随机噪音遮盖电路的方框图。

图6示出图4电路的输入板部分的方框图。

图7A示出图4电路的控制板部分的方框图。

图7B示出图7A电路的宽带振荡器部分。

图8示出图4申路的RAM(随机取存)板的方框图。

图9示出图4电路的输出板部分的方框图。

图10A、10B、10C、10D和10E示出描述由电路9执行的外差函数的频谱。

图11示出图9外差电路另一种方案的方框图。

图12示出根据本发明的解密处理的流程图。

图13示出根据本发明的解密器的方框图。

图14A、14B、14C描述与图13的解密器有关的波形图。

图15A、15B、15C示出图4加密器中预先色同步信号的使用。

图16A、16B示出根据本发明的使用数字水平消隐区合成和插值的解密器的方框图。

以下结合实施例及附图详细说明。加密操作

图17示出根据本发明的垂直抖动，即加密函数。

在以下的全部说明中，特定的参数(“8位”、“10位”、“0-909计数器”等等)是对于本发明在以四信副载频采样的NTSC制式设这一特定情形中的优选实施例来说的。

这里所描述的原理对于其他制式(例如PAL，逐行倒相制)和根据电视技术领域内众所周知的原理来作细小修改的其他采样频率一般也是适用的。

图3是根据本发明在加密装置中进行加密处理的流程图。从步骤42开始，输入模拟视频信号被数字化和写入一个常规的随机存取存贮器。平行地，在步骤44中常规的随机数发生器产生一个随机变化的数。然后在步骤46中，该随机产生的数被转换成模拟波形，并且该波形被用来产生用于视频信号加密的抖动时基。

步骤46产生一个与随机调频正弦波相关连的模拟波形，并且用它来产生一个抖动时基。在另一种实施例中，抖动时基可以与对数字解密器(图16A)所描述的处理一样，以数字方式产生。图16A中的1：1880计数器588精确地提供了所需的地址总线。在步骤48，对于前面写入到存贮器内的数字视频信号，通过加减处理把亮度Y与色度C分离开来，然后Y、C两个信号被用同一随机抖动的时标从存贮器读出。这样就给出了有抖动的亮度和色度信号。因为在分离处理步骤48中必然有一行的延迟，所以在步骤50中把没有被加密而需要和亮度及色度在时间上相匹配的垂直消隐区视频信号也延迟一行，以便使它和信号的亮度区和色度区在时间上保持对齐。

这样就有了三个信号：亮度、色度和垂直消隐区信号。亮度信号是抖动的，色度信号是抖动的，而垂直消隐区信号在时间上是稳定的。于是就有必要恢复色度信号的相位稳定性，这在步骤52中用外差处理来实现。然后在步骤60中，通过把色度信号放回到亮度信号上，进行重新消隐，再产生水平同步信号，重建出组合视频信号。这样，抖动的亮度信号和相位稳定而外差抖动的色度信号被组合在一起，在垂直消隐区内，输出信号被转换为步骤54的稳定垂直区输出信号。在水平消隐区中需要合成出一个水平同步脉冲，为了隐蔽的目的它应该是晃动的。这在步骤58中实现，其中合成了用于隐蔽遮盖的位置调制水平同步信号。然后在步骤60中该合成的水平同步信号被加到组合视频信号中。

还有必要向解码装置(图中未画出)发送解密所需的信息。所以在步骤56中把来自步骤44的随机变化数锁存在垂直消隐区的一行中。为了防止未授权使用者提取出该随机化数，此数据是用常规方法在形式上加密了的。

图4示出作图3处理的加密器的方框图。从图4的左上方开始，常规的输入视频信号被输入到帧输入缓冲器66中。在方框72中进行常规的箝位和AGC(自动增益控制)处理。在方框68中通过相位锁定在输入色同步信上的、以四倍于副载频的频率工作的晶体振荡器的作用，对输入视频信号进行常规的视频同步处理。然后视频同步电路68的输出用作写入时钟信号。输入视频信号被加到视频A/D转换器74，后者的输出即是数字视频信号。

然后该数字视频信号被加到一个含有能够造成一个视频行的延迟的水平行缓存器76中。缓存器76的输入和输出都输送给加法器方框78，并在那里作数字求和。加法器方框78的输出即是Y(亮度)信号。类似地，缓存器76的输入和输出在减法器方框80中进行相减，后者的输出即是C(色度)信号。这样，输入视频信号被分离成两个通道的信号，即色度和亮度。加法器78和减法器80的输出在时间上都是稳定的。加法器78的输出输送给也是有单个视频行长度的缓存器82。减法器80的输出(色度信号)输送给也是有单个视频行长度的缓存器84。

缓存器76、82和84都是所谓的“乒乓RAM”缓存器，也就是能提供双缓存的双库随机存取存贮器。因此这种缓存器的任一个都含有两个随机存取存贮器库，其中一个库用于写入，而在下一个视频行时另一个库用来写入，同时前一个库被读出。在别种实施例中，也可以用任何合适的“实时”FIFO(先进者先出)型存贮器或移位寄存器。

写入地址方框70接收来自视频同步电路68的写入时钟信号。因此写入地址方框在时间上被锁定在输入的写入时钟信号上，从而也锁定在输入视频信号上。写入时钟信号的频率四倍于副载频，并且是稳定的，所以亮度和色度信号以稳定同步的方式被分别写入到缓存器82和84中。

为了写入到缓存器82和84，采取了三个步骤。首先必须提供需要写入的信号数据。其次必须提供要写入数据在缓存器中的位置地址。第三，必须告诉缓存器该在什么时侯写入。所以写入地址方框70也提供写入时标。和缓存器82和84相连接的有一条来自写入地址方框的10位宽的地址总线和一条时钟线。写入地址系统，也即地址总线和时钟线，相对于输入视频信号是稳定的，而读出地址(它由读出地址电路94提供)及其相应的时钟信号在时间上是抖动的，如下所述。

这样，当用读出地址方框94的抖动地址信号来输出亮度缓存器82和色度缓存器84的内容时，其合成信号是一个抖动的视频信号。在这一阶段，分别来自缓存器82和84的亮度和色度信号是在数字域内作时间抖动的。这两个信号和相匹配的时钟信号及地址总线数据一起，被分别馈送到亮度D/A转换器14和色度D/A转换器98。色度D/A转换器和亮度D/A转换器104的输出是模拟信号。

由色度D/A转换器98输出的色度信号被进行外差操作，以达到相位稳定，这一功能是在外差方框100中实现的，下面将详细地说明。

现在注意图4左侧的中央部分，随机数发生器88产生一个随机变化的数，它输出一个数字域的调频正弦波。每一视频场它被锁存一次，并提供给数据D/A转换器90，从而产生正弦波的阶梯状近似。该正弦波的阶梯状近似被平滑化，并驱动锁相环(PLL)92，使得所提供的偏离锁相环92的频率能够跟踪正弦波，也即跟踪锁相环的相位，从而产生了含有时间抖动的读出时钟信号。然后该读出时钟信号被加到读出地址方框94中的计数器上。该读出地址方框94输出变动着的地址给地址总线，并如前所述把读出地址加到缓存器82和84上。读出地址方框本质上是一个计数器。所以来自方框94的读出地址信号在时间上是抖动的，这不同于来自方框70的写入地址信号，它在时间上是稳定的。写入地址方框70和读出地址方框94都位在10位宽的总线上，这两个计数器70和94的输出信号都是斜坡形的，即向上计数的。

于是数据是同时写入到缓存器82和84中的，并且缓存器82和84被同时读出。由写入地址方框70所提供的写入地址总线信号位在10位宽的总线上，而数据，也即地址，是从零开始计数到909的，这正是以4Fsc(Fsc是副载频)的采样频率工作的NTSC系统中分配给一个视频行的常规数字长度。类似地，来自读出地址计数器94的读出地址也从零开始计数到909，但是其中的时标相对于写入地址是变化的，变化的大小即抖动量典型地在+2微秒和-2微秒之间变动。所以另一种描述抖动的方法是，如果在某一瞬时看到写入地址的值是OF_h，那么在同一瞬时读出地址可能有不同的值，并且有可能在其后2微秒内也不会达到OF_h，或者也许在其前2微秒之内没有达到过OF_h。

这样，当从缓存器84和82分别以数字形式读出时，来自方框98的色度模拟信号和来自方框104的亮度模拟信号在时间上是抖动的。如前所述，来自方框98的色度信号必须进行外差操作以保持它的相对相位。也就是说，希望保持相对于色度信号的颜色同步信号的相对相位稳定性，但是仍然容许振幅的相位的调制包络有抖动。其实现方法将在下面作更详细的说明，利用也含有和色度信号相同的抖动的锁相环92的读出时钟信号，把它加到外差电路100的一个双平衡调制电路上。然后如果取出两个信号的差值，则读出时钟信号上的抖动就被从色度信号上的抖动所减去，结果得到相位稳定的色度信号，而其包络的抖动却未受到影响。

还有，从缓存器76输出的数字视频信号在加到垂直消隐区D/A转换器106时也被延迟一行。垂直消隐区数据不是抖动的，而是稳定的。所以垂直和水平消隐区信号在垂直消隐区和水平消隐区重建器108中被重建。

然后，来自方框100、104和108的所有三个信号在视频加法器102中结合在一起，以与在适当时侯插入的垂直区数据一起，重新形成组合视频信号。被插入的还有来自加密数据方框96的加密数据，典型地说它是插入在垂直消隐区的第20行区域。然后视频加法器102的输出被加到输出驱动器110(它是一个常规的放大器)上，以便如图示那样给出输出模拟视频信号。

图4所示的本发明加密装置的优选实施例中的各个方框由位在含有集成电路和分立元件的多块印刷电路板上的常规电路实现。在优选实施例中，加密装置包含四块这样的印刷电路板，其中第一块是输入的，它含有输入缓存器66、视频同步电路68、箝位自动增益控制电路72和视频A/D转换器74。第二块板是RAM(随机存取存贮器)板，它含有缓存器76、加法器78、减法器80、缓存器82和缓存器84。第三块板是控制板，它含有写入地址电路70、随机变化数发生器88、数据D/A转换器90、锁相环92、读出地址电路94和加密电路96。第四块板是输出板，它含有色度D/A转换器98、外差电路100、视频加法器102、亮度D/A转换器104；垂直消隐区(VBI)D/A转换器106、VBI/HBI(垂直消隐区/水平消隐区)重新发生器108和输出驱动器110。下面将进一步详细讨论这几块板。

图5示出前面讨论过的随机噪音遮盖发生电路，它给边缘充填增添了隐蔽性。为了充分的安全性，在边缘充填区有4个不同的参数必须随机化：(1)亮度(“Y”)、(2)同相位的色度分量(“I”)、(3)正交的色度分量(“Q”)和(4)所插入的噪音集合的包络或时标。必须指出，对于较为简单但较少安全性的实现上述四种参数的随机化可以省去任何一个或全部省去。或者，整个系统可以象图示那样实现，但使用少于四个的独立噪音发生器(也即共用噪音源)，这样也会减少加密效果。

如图5所示，1号随机噪音发生器122和2MHz LPF(低通滤波器)124产生随机亮度。2号随机噪音发生器138及其相应的平衡调制器140产生随机“I”色度分量；3号随机噪音发生器128、90度相移器136和相应的平衡调制器130产生随机“Q”色度分量；这两个分量在第一求和级132中结合起来，经过带通滤波器134后形成完全的随机色度信号。随机亮度信号和随机色度信号在第二求和级126中相结合，再由门118控制其通断，以便完全地充满帧的“边缘充填”区。分别在帧的左侧和右侧，从边缘充填噪音转变为标准视频信号和标准视频信号重新变回成噪音，必须在时间上是足够随机的，在振幅上是缓变的，以不允许被探测出来；为此，4号随机噪音发生112利用时标发生器114产生随机时标函数，该函数经过滤波器116的滤波后加到噪音门118上。门控波形的前后沿被200纳秒的整形滤波器116所软化，以防止门控函数自身被探测出来，经过门控后的组合噪音波形以适当的低电于被线性地叠加(经噪音注入器120)到抖动视频信号上。图5电路的输出被加到视频输出板(见下，图9)的某一适当的点上，例如加在亮度消隐开关级414上。

注意，上述的滤波器特性只是为了说明问题，只要能保证应用，其他的截止频率、带宽和上升时间也都可以使用。加密器输入板

图6详细地画出了上面讨论的输入板电路，它含有(参考图4)输入缓存器66、视频同步电路68、箝位AGC电路72和视频A/D转换器电路74。图6所示输入板电路中的每一个方框都是常规的，并且是视频领域内所周知的。如图6所示，图4的箝位和AGC电路72含有常规的AGC电路140、放大器144、后部箝位器146、放大器144、用于AGC电路的第二后部箝位器142、同步尖峰AGC电路148、白峰AGC电路150和5MHz的低通滤波器154。处理后的视频信号输送给四倍副载频A/D转换器74，后者向下面要讨论的RAM板输出数字视频信号。视频同步电路68包含压控晶体振荡器158，其频率为副载频的四倍。然后该四倍副载频在分频器160中被除以4，提供给副载频相位探测器152，后者对分频器160的输出频率和来自放大器144的输入信号中的色同步信号进行比较。这样就保证了压控振荡器158确实与输入色同步信号精确同步地工作。

于是，压控振荡器158的输出就是四倍于副载频的基准频率。分频器160的输出也是有基准频率的副载频信号。作为输入板的一部分，还设置有用作各种内部时标的常规水平时标单稳电路164。

图6的下半部分示出用来产生作为水平清零信号的时标脉冲的数字电路，该脉冲用来供给下面要说明的RAM板和各种内部垂直时标。(“例行脉冲”)加密器控制板

图7A示出了控制板，它含有(参考图4)写入地址方框70、随机变化数发生器88、数据D/A转换器90、锁相环92、读出地址方框94和加密电路96。从图7A的左上方开始，从图6的输入板电路接收基准四倍副载信号和水平清零信号。然后这些信号被加到写入计数器200上，它在10位的总线上产生稳定的(非抖动的)写入地址，如图所示(WADR)。写入计数器的输出还提供给写入EPROM(可擦除可编程只读存贮器)202，它在响应计数器200的计数时在视频行的适当地点分别产生一些输出信号，用来产生同步门控、色同步门控以及第20行的门控信号和使计数器自身清零的信号。

写入EPROM202的一个输出还提供给读出计数器204，其目的是使同步初始化。读出计数器204向读出EPROM206输出其计数，作为对该计数的响应，读出EPROM206产生锁相环门控脉冲。从方框208直到方框230，以及方框258，产生抖动的读出地址(RADR)，它在下面要说明的RAM板中被用于加密目的。

图7A电路方框的下5几行提供同步遮盖隐蔽函数，即晃动的同步信号，使它成为一个固定的伪随机图形。输出CS代表组合同步信号。从图7A下部的左方开始，输入信号是垂直消隐区脉冲。该信号用来使行计数器262清零，该计数器由写入行始端(WBOL)指令控制作加法计数，该指令来自WBOL比较器210。

因为在这个特定的实施例中，同步晃动在每个视频场的各个行上是以具有固定的伪随机图形的形式提供的，所以使用了行计数器262。它以行频作地址计数，然后提供给同步图形EPROM264，同步图形EPROM264逐行地给出偏置量，也即每一行水平同步脉冲所需要的晃动量。这个来自EPROM264的偏置是被加到同步/色同步罗逻辑电路和单稳电路266，以产生实际的脉冲串。电路266还有两个控制开关，一个是同步遮盖开关，它用来决定同步复盖是否工作，另一个是同步宽度开关，它决定所插入的同步信号的宽度是否小于名义值。方框266中的单稳电路的输出是CS(组合同步脉冲)信号，它像所述的那样提供给输出板，为了使色同步信号“退消隐”，方框266输出的色同步门控信号提供给消隐/倒相逻辑电路中的消隐区。为了适应于同步信号的晃动，连接在电路266上的同步宽度开关可以使水平同步信号的宽度减小。因此，这是非网络兼容的视频信号，即它不是NTSC制式视频信号，事实上，它能成功地使用于包括标准电视机在内的大多数视频设备，但对各种类型的发射设备却可能不适用或者要有影响。

消隐/倒相逻辑电路270接收来自同步/色同步逻辑单稳电路266的输出信号，其目的是为了在所附的倒相开关控制之下作进一步隐蔽而实现视频倒相。因此，作为方框270输出之一的“倒相”行表明了某一给定行是否被倒相了。CB代表组合消隐信号，它作为一个控制行被加到输出板上，以决定何时要消隐，何时不要消隐。方框270中所示的视频倒相逻辑是，为了避免给予非法用户是否存在视频倒相的提示，希望在发生倒相时保持色同步信号不倒相。因此在水平消隐区内倒相行必须位在它未倒相时的位置上。所以方框270既被垂直消隐区又被水平消隐区脉冲所门控。

关于利用遮盖进行隐蔽的问题，同步/色同步逻辑和单稳电路266是象所示那样受同步遮盖开关控制的。有可能用一个随机变化数发生器(如前所述，参见图5)来驱动这个开关，以便提供随机形式的同步遮盖。已经发现这个“同步晃动”在330Hz下工作得很好。当然，用解密器除去这个遮盖不会有什么问题，不管怎样，解密器对每个消隐区总是要重新产生新的同步信号的。还有，根据本发明还有一种更进一步的修改方案，即用两个不同的频率使水平同步信号“双重晃动”，以便象图5那样提供进一步的隐蔽。更进一步，还有可能同时改变垂直同步信号的位置，也即造成垂直同步晃动，这可以进一步增加隐蔽性。

图7A电路框图的倒数第二行从随机时钟发生器240开始，它在响应写入地址信号时给调频计数器242提供随机数，然后调频计数器242使得正弦EPROM244输出一个8位的数据字给垂直锁存器246。正弦EPROM244由开关PK控制，它可以使EPROM工作或不工作，从而使基本晃动“开”或“关”。来自正弦EPROM244的8位的数据字在加密器271中也被加密，然后输送给并行/串行转换器272。这样，正弦EPROM244输出的8位字被转换成串行形式，并作为数据被插入到每一视频场垂直消隐区的第20行或按应用需要指定的第20行附近的行中，以便发送给解密器供其解密时使用。然后解密器(下面将说明)取出该8位的数据字，对它解密，并把它加到用于解密的一组相同的电路上。

加在正弦EPROM244上的调频计数器242产生随机调频的正弦波输出，其典型的频率范围同3到15Hz。当垂直锁存器246在垂直消隐区的第19行被激活时，它的输出就供给D/A转换器248，使后者输出一个模拟信号，然后该信号被一个时间常数为10毫秒量级的常规RC(阻容)低通滤波器250所平滑，再输送给比较器252，比较器的第二个输入端连接到斜坡发生器258上，后者在响应写入地址第7行时产生一个频率为水平频率四倍的斜坡或“锯齿”波形。

这样，比较器252产生一组运动边缘，它们在时间上按需抖动的图像所希望的方式准确地运动。4H相位探测器254把这些运动边缘与来自EPROM206的锁相环(PLL)门控信号相比较，然后利用误差放大器256把读出时钟和读出地址锁定在这些边缘上。误差放大器256的输出是放大了的相位探测器254的输出，它被加到压控晶体振荡器258上，后者被称为“读出”振荡器，工作在四倍于副载频的频率(Fsc)上。压控振荡器258的输出即是读出时钟(RDCK)。因此该读出时钟信号是抖动的，也即，它准确地工作在四倍于副载频的频率上，但是，在随机数发生器240作用的控制之下，它的位置偏离了名义位置，偏离量最多为±2微秒。

这样，读出振荡器258给出了抖动的读出时钟信号RDCK，它与模拟振荡器158不同，后者给出的是四倍副载频基准信号的稳定的基准信号。于是这两个振荡器158和258其中一个(158)是稳定的另一个(258)是抖动的，它们所给出的时标信号被分别加到图7A中的写入计数器200和读出计数器204上。这两个计数器200和204都被910计数器相除(因为每个NTSC视频行有910个四倍副载频信号周期)，于是计数器200和204都以视频行频率运行。除了读出计数器204有抖动之外，这些都是常规的。计数器200和204的输出分别提供给写入地址总线WADK(稳定的)和读出地址总线RADK(抖动的)。如所示那样，这两条总线都是10位宽的总线。

关于图7A所示电路的其余部分，如前面所讨论的，如果每一行上的有效视频区向右移动了，则在左侧就会出现一个必须予以充填的间隙，于是在每一视频行的左侧在时间上有两个有意义的点。第一个有意义的点是需要有视频信号的时刻(间隙的始端)，第二个点是可以得到视频信号的时刻(间隙的终端)。在这两个确定的时刻之间，有必要提供和有效视频信号相似的“边缘充填”信号。可以看出，这两个时刻分别对应于写入周期有效行的开始和读出周期有效行的开始。可以看出，当图像向左移动时，在图像的右侧会发生同样的情况。这种情形中两个有意义的时刻是：(a)读出视频信号已经结束的时刻，(b)视频信号不再需要的时刻。这两个时刻分别对应于读出周期有效行的终端和写入周期有效行的终端。

问题在于读出系统和写入系统是不同步的，这意味着他们之间不能保持恰当的时间关系。因此设置了一个接口电路，其中确定了所希望的行的始端和终端的地址，即写入系统和读出系统的“BOL”(“行始端”)和“EOL”(“行终端”)的地址。然后，写入行终端(WREOL)比较器208、读出行终端(RDEOL)比较器209、写入行始端(WRB0L)比较器210和读出行始端(RDBOL)比较器把从读出计数器204及写入计数器200输出的实际地址和对应于所希望的读出/写入的BOL/EOL的预定值相比较。当实际地址预定值相匹配时，这就说明了，计数器已经达到了希望开始充填有效视频信号的点，或者已经达到了由于实际有效视频信号已经获得(在左侧)或者水平消隐区的始端已经达到而不再需要继续对视频信号进行充填的点(在右侧)。

方框218是“充填行终端”单稳电路，其后是“充填行始端”单稳电路222。对于左侧，写入行始端比较器210确定有效视频信号的左缘，充填过程希望从那里开始。读出行始端比较器212确定何时有可能停止充填，也即有可能停止边缘充填过程。于是比较器210和212的输出都提供给充填行始端单稳电路222，单稳电路222的输出是一个脉冲，仅当有必要充填行的左侧时它才为高电平。所以该脉冲的终端和抖动一起运动。平均地说，有一半时间不会出现这个脉冲，因为由于当图像不是向右而是向左运动时便没有必要在行的左侧进行充填。

对于图像的右侧，类似地，充填行终端单稳电路218由写入行终端比较器208和读出行终端比较器209所控制，它提供一个寻找每一视频信号或有效视频区终端的模拟输出信号。于是该“充填行终端”单稳电路218产生一个单一脉冲，仅当希望充填行终端时它才为高电平。单稳电路218和222的输出互相错开等于水平消隐区的宽度，内缘对应于形式消隐区的边缘，外缘对应于视频信号的运动有效区的边缘。

位在两个脉冲之间的部分是必须在其中产生一个稳定的色同步信号的区域，该信号在振幅和相位上都和运动的色同步信号相同，后者是在抖动的读出周期内自然产生的。“充填色同步”双稳电路由EOL脉冲的后没触发，并由BOL脉冲的前沿复原。“行终端”三态触发器228监测读出行终端所定义的地址(也即，将被用来充填右侧间隙区的地址)，类似地“行始端”三态触发器224给出用来充填左侧间隙的模拟信号。对于“充填色同步”区，所用的地址是色同步信号中央的地址。这样，在来自单稳电路218和222的指令信号的控制之下，在总线上提供了或者行终端地址，或得色同步中央地址，或者行始端地址，该总线连接到8位最高位读出地址选择电路230上。

注意，因为10位的地址系统中只有最低的两位允许改变(如前所述)，所以图7A中央部分的所有总线都只是8位宽的。这样选择电路230在分别对应于行终端，色同步和行始端的三个固定地址中间选择。如图所示，色同步三态触发器226由充填色同步双稳电路和色同步地址来控制。把地址总线的8个最高位设置在对应于色同步信号中央地址的效果是，不论抖动的情况如何，都会用一个与输入色同步信号准确匹配的连续正弦波去充填整个读出周期的水平消隐区。然后可以简单地用门控得到所需的输出色同步信号。这样，提供在读出地址总线RADR上的选择地址，在读出计数器204的实际动态地址计数和作为选择电路230的输出的稳定状态之间转换，选择电路230在有效视频区是正常计数的，但在行终端或行始端以及色同步中央是被冻结的。这样，10位的读出地址是抖动的，而在所希望的区间内是停止不动的，以便进行充填处理。

图7A中的四倍副载频压控晶体振荡器258也和其他实施例一起，在标题为“宽频率偏移压控晶体振荡器”，发明者为Rona1d Quan，代理摘要号为M-1854的未决的和共有的美国专利申请流水号07/860,643中有所描述，此处引用文件以供参考。本公开的图7B是宽频率偏移压控晶体振荡器的一个实施例。在图7B中，输出信号(“OUT”)对应于图7A的抖动读出时钟(RDCK)，压控输入(V_CONTROL)对应于图7A中误差放大器256的输出。

参见图7B，第一晶体313与电阻312相串连。电阻312和晶体313的组合由第一驱动晶体管325驱动。电流源327和328把晶体管325和326的发射极连接到负电源电压V_EE上，晶体管325的集电极连接在正电源电压V_CC上。相位控制电路含有一个压控可变电容二极管320以及电容器321、322、323和一个电感器324。由相位控制电路给出的相位通过调节V_CONTROL来改变，V_CONTROL可改变压控可变电容二极管320的电容值。二极管329和329′限制电路中振荡器的振幅。

第二晶体管325′、第二晶体313′和电阻312′耦合到共基极放大晶体管326的发射极。第一晶体管325、第一晶体313和第一电阻312也偶合到晶体管326的发射极。晶体管325′的发射极通过电流源327′连接到负是源电压V_EE，晶体管325′的集电极与正电源电压V_CC相连接。晶体313和313′被同相位地驱动。压控可变电容二极管320的最大最小电容量比值比较小(2∶1)。

晶体313和313′各自的谐振频率选择得使它们的间距等于一个预定的量(例如3KHz)。电阻312和312′的典型阻值约在150Ω到300Ω之间。单位增益缓冲器330提供输出信号。加密器RAM板

图8详细地画出了RAM板，它含有图4的一些方框，包括缓冲器76、加法器78、减法器80、Y缓存器82和C缓存器84。如图8所示，有一个接收来自输入板视频信号的输入锁存器340(图4中未示出)，它还把该视频信号输送给乒乓RAM缓存器342和344。图8所示的加法器78和减法器80和图4中的一样。在图8中，图4的Y亮度通道缓存器82被画成是含有两个长度均为一个水平行(1H)的RAM库350和352的乒乓RAM。类似地，图4的色度通道缓存器84在图8中被画成乒乓RAM360和362。

因为写入地址和写入时钟(WADR和WRCK)在输入时是稳定的，而读出地址RADR和读出时钟RDCK都是不稳定的，所以希望被抖动的亮度和色度通道都必须从写入地址系统转换到读出地址系统。选择电路354和364分别控制亮度通道和色度通道的时钟和地址总线，使得在任一给定的视频行上，两对缓存器350、352和360、362中的一个缓存器在写入，而另一个在读出。给控制选择电路354的1H双稳电路356提供水平消隐区清零信号，使得两对缓存器适当地交替读出和写入。加密器输出板

图4方框图中的输出板部分含有色度D/A转换器98、亮度D/A转换器104、垂直消隐区D/A转换器106、外差电路100、视频加法器102、输出驱动器110和垂直消隐区/水平消隐区重新发生器108。

从图9所示的输出板中可以看出，亮度D/A转换器104、垂直消隐区D/A转换器106、色度D/A转换器98和输出驱动器110等方框是和图4中的一样的。此外，图9在其左上方还有第20行数据，如前面所讨论的，它是由图7A的控制板所提供的，在这里它被输送到第20行注入电路400，然后再提供给亮度消隐开关414。还有，由图7A右下方提供的视频倒相信号被送到图9的左上方，它被输送到亮度D/A转换器104，后者如图所示还接收来自RAM板输出总线的亮度数字信号。再有，来自RAM板的数字垂直消隐区信号(它在时间上是稳定的)被输送给垂直消隐区D/A转换器106，来自RAM板上RAM的色度数字信号(它是抖动的)被输送给色度D/A转换器98；色度D/A转换器和亮度D/A转换器一样，都由源视频倒相信号控制。

由垂直消隐区信号控制的垂直消隐区开关406按需要在信号的适当部分转换到垂直消隐区信号。然后垂直消隐区开关406的输出被一个常规的逆sinX/X型滤波器滤波，以补偿采样时引入的高频下降。然后滤波器410的输出被送给求和放大器412。求和放大器412的输出被送给亮度消隐开关414。“充填色同步”动作代替了RAM板输出处的带有连续色同步信号的全部水平消隐区信号。亮度消隐开关的作用是重新插入水平消隐和水平同步信号，得到所期望的连续色同步信号，由此重新产生了所需的水平消隐区格式。然后亮度消隐区开关414的输出被低通滤波器416滤波，以去掉大概高出5MHz的多余的采样边带频率成分。然后低通滤波器416的输出被输送给输出驱动放大器110。

类似地，色度D/A转换器98的输出连接到垂直消隐区开关420上，以便断开垂直消隐时的色度信号。然后垂直消隐区开关420的输出被低通滤波器422滤波，以除去大概高出2MHz的色度频率成份，然后还受到黑箝位器412的箝位，因此它经历了与上述亮度D/A转换器相同的过程。

关于从色度通道的输出中恢复垂直细节的问题，是由图9输出板的电路来实现的。如图所示，除了在能于垂直消隐期间切断色度信号的垂直消隐区开关420的控制之下所出现的垂直消隐期间之外，都能实现垂直细节恢复。位在行有效视频区中的色度信号经过低通滤波器422的滤波和求和放大器412的黑箝位以及与亮度信号重新结合后，就恢复了丢失的垂直细节。这是因为所丢失的垂直细节在色度通道中仍然存在，所以低通滤波去掉了色度内容，只留下垂直细节，当把它加回到亮度通道就可恢复丢失的垂直细节。同步整形器426和消隐整形器428把具有逻辑电平的CS(组合同步)信号和CB(组合消除)信号转换成具有所需电平的模拟信号，它具有标准的上升和下降时间，对于NTSC制式而言该时间是140毫秒。

图9下方是图4的外差电路100。如图所示，来自色度D/A转换器98的模拟色度数据被送到逆sinX/X滤波器424，以补偿模数转换中的采样和保持所造成的高频成份损失。不过，这样滤波后的色度信号(它在时间上是抖动的)并不具有副载频的名义值3.58MHz。所以该信号要送给平衡调制器438作进一步处理。

副载频压控晶体振荡器450是一个环路的一个组成部分，该环路还包括能驱动误差放大器448的副载频相位探测器446，以及能反过来驱动副载频压控振荡器450的误差放大器448。副载频压控振荡器450的输出被除法器452除以2，得到等于副载频一半的频率。除法器452的输出供给两个带通滤波器436和454，第一个滤波器436只让副载频半频的5次谐波，即5/2F_SC通过。第二个带通滤波器454只让三次谐波，即3/2F_SC通过。然后带通滤波器454向平衡调制器456输出稳定的载波3/2F_SC信号，平衡调制器456把该信号与另一个信号混合，这另一个信号是读出时钟信号(RDCK)除以4，它是抖动的，其频率等于四分之一副载频乘以4，即等于副载频。

RDCK信号是在除法器458中被除以4的，所输出的是抖动的副载频，它在平衡调制器中被3/2副载频调制。然后平衡调制器456的输出被带通滤波器460滤波，选出含有抖动副载频的5/2副载频(高边带)。在图中，该信号被标以“抖动载波”(wobbled carrier)，它被送往平衡调制器442。

如图所示，外差电路的上支接收来自带通滤波器436的二分之一稳定副载频的五次谐波，它在平衡调制器438中受到来自滤波器424的抖动色度信号的调制。然后平衡调制器438的输出被带通滤波器440(其通频带约为3MHz宽)滤波，选出副载频的7/2谐波。于是带通滤波器440的输出是含有抖动色度信号的7/2倍副载频(高边带)，当它在平衡调制器442中与抖动载波混合后，便通过平衡调制器442的低边带输出提供一个稳定的频率为3.58Hz的色度信号，输送给色度消隐开关430。

该外差电路的目的是通过主时钟即读出时钟(RDCK)的时标信号，视频行的抖动量(跳动量)就完全得知。也就是说，实际上该主时钟信号在频率上的变化是正比于加密色度频率的变化的，即是抖动的。所以该读出时钟信号可以用作为一种抵消信号，以除去色度信号中的频率抖动。如图所示，协助控制副载频相位探测器446的色同步信号是来自输出视频信号的色同步信号。所以视频输出色同步信号与输入视频源的色同步信号相匹配。

该外差电路的工作过程可以进一步参考图10A至10E所示的频谱图来说明。从图10A开始，输入节目的色度信号(加密之前的)是以3.58MHz即副载频为中心的频谱分布。图10B是加密的情形，来自色度D/A转换器98的抖动色度信号的频率有△F的“跳动”(抖动)，频谱中心频率为3.58MHz±Δ△F。同时，主时钟精确地以四倍于副载频的量“跳动”(抖动)，也即中心在14.32MHz，跳动量是4△F，如图10C所示。这是因为色同步信号的抖动准确地等于主时钟的四分之一。

如图10D所示，利用带通滤波，外差电路选出7/2倍的副载频，它证实了抖动色度信号和5/2倍的副载频两者都含有同样的抖动量±△F。

于是，通过从7/2倍副载频减去(调制和选出低边带)5/2副载频的色度信号(这两个信号都含有△F的抖动)，就可以在低通滤波器的输出中得到稳定的3.58MHz信号(图10E)，这正是所需的稳定色度信号。

图11示出根据本发明用来加到上述加密系统中去的外差电路的另一个不同方案。如图所示，为了在视频信号中造成所需的抖动从而对视频信号加密，在加密过程中主时钟的频率有±4△F的变化。在方框470中“节目输入”视频信号被A/D转换器数字化，并被分离成Y(亮度)和C(色度)通道，每个通道都被主时钟处理得变成抖动的，抖动量为±4△F。当主时钟使Y和C两个分量变化，也即使他们以随时间变化的方式抖动后，C色度分量的颜色频率变得不希望地不稳定(“跳动”)了。所以外差电路的目的是稳定加密后的色度分量频率，使电视观众可以用简单而价廉的解密装置看到颜色。

已经知道主时钟的频率是四倍副载频±4△F。如图所示，在数字处理之后，Y和C信号都在方框470内被D/A转换器变回成模拟信号，这样方框470输出的是标为“Y′”的跳动(抖动)信号和标为“C′”的跳动(抖动)信号，后者有不希望的不稳定载频。图左下方的外差电路使主时钟信号(它也被标作RDCK即读出时钟信号)在除法器474中除以4，然后在平衡调制器476中被乘以稳定的3/2倍副载频。已经指出，副载频是3.58MHz。平衡调制器476的输出的高边带被带通滤波器478所选出，得到3/2倍的副载频加上副载频±△F。同时，C′分量(抖动色度信号)的频率是副载频±△F，它首先被带通滤波器482作图9的逆sinX/X滤波器424那样的滤波。然后带通滤波器482的输出在调制器484中被乘以稳定的5/2倍副载频信号，然后调制器484的输出在带通滤波器486中被滤波，选出高频带，得到7/2倍的副载频±△F。

如前面所指出(图9)，稳定的3/2倍副载频和5/2副载频是由锁定在输入的稳定视频颜色频率即基准副载频上的锁相压控振荡器所提供的。带通滤波器478和486的输出在平衡调制器480中相乘，然后在带通滤波器488中滤波，使得其低边带输出即是没有±△F抖动的副载频上的色度信号。如图9所示(但未在图11中示出)，来自低通滤波器432输出的色同步信号被送回到相位探测器446上，把副载频压控振荡器450锁相在输入的视频颜色频率上。如图11所示，来自带通滤波器488的输出色度信号然后在一个视频加法器中被加到抖动的亮度信号Y′上，加法器的输出经过低通滤波器490滤波后就给出了含有抖动亮度信号和具有稳定副载频的抖动色度信号的输出视频信号。

在常规的外差颜色稳定器中，四分之一主时钟实际上是来自输入视频信号的色同步信号。这里本来也可以用类似的方法来这样做，即从逆sinX/X滤波器424取出抖动的色同步信号；但是这样的颜色色度的稳定性不怎么好，所以色度信号将更加不稳定。为了得到最好的色度稳定性，所以采用了上述的读出时钟RDCK(这个信号是本系统所特有的)。

关于上述的外差电路，它除了加密以外还可以有其他应用。例如，它适用于任何种类涉及时基误差的视频信号处理。解密器

图4的编码器或称加密电路所给出的抖动视频输出信号用同轴电缆、卫星、广播电视、有线电视或其他手段以常规的方式传送给解密器(解码器)，后者一般位在家庭里，解密后的输出连接到一个常规的家庭电视机或监视器上。本发明的目的之一是提供一个高度安全、有适当隐蔽性，但仍然和价廉而可靠的解码器相兼容的系统。这是因为，已经生产了和使用着几千几万个解码器，因此重要的是这些解码器应该是相对价廉并且很少需要维修的，因为它们是位在家庭中的。注意，对于加密器而言并不是这样的，它一般位在发射端，而且在任何电视制式中它的数量相对来说是很少的(每个电视频道一个)。

图12是解密器信号处理的流程图。在步骤500中，加密的视频信号被接收，随后加密的随机数(它是解码的种子)被提取出来。在步骤502中，从该提取出来的数中解密出来随机数，并把它转换成一个模拟波形。然后在步骤504中，该模拟波形产生一个跟踪输入视频信号的抖动时基，其中包含了能正确反映视频信号如何抖动的必要信息。利用这些数据，便有可能在步骤506中合成出所需的抖动水平同步信号、消隐信号和色同步信号。在步骤508中，输入信号的整个水平消隐区被一个完整的合成抖动水平消隐区所代替，后者是由同步信号、消隐信号和跟踪视频信号的色同步信号所合成。这样该信号就可以在常规的电视接收机上观看。

图13以方框图的形式示出实现图12处理的解码器的一个实施例。在左上方，加密的视频输入信号被输送到输入缓冲器520。在解密数据路径中，数据被数据提取器522提取出来，然后由解密器524作常规解码。解码后的数据在方框526中被从数字转换成模拟形式，然后被低通滤波器528平滑化，再提供给比较器阵列530。

同时，锁相环534被锁定在输入水平同步信号的水平行频上，以驱动一个模拟斜坡发生器536。然后比较器阵列530对水平斜坡信号和来自低通滤波器528的变化的DC(直流)信号作比较，从而在两信号相交的点上给出一个运动的边缘，根据该边缘便有可能对水平消隐区内的所有成份作时间定标。

然后，借助于色同步重新发生器542和水平消隐区重新发生器544，利用上述比较器数据来产生色同步信号、水平同步信号和消隐脉冲，这些信号被送给视频开关548。视频开关548在有效视频信号和水平消隐区信号之间转换，前者是不准备被解密器处理的(有一个例外)，后者是由图13电路的下方处理的。视频开关548由重新产生的水平消隐信号驱动。

从缓冲器520出来的输入视频信号仅仅部分地被解密器处理，即只有在加密时曾经被倒相过的视频信号才被重新倒相一次，这样便能恢复原始的视频信号。这个现在已经完全没有倒相的视频信号被输送给视频开关548，然后后者的输出连接到输出驱动器550上，以获得给电视机或监视器的视频输出。

模拟斜坡发生器536产生一系列如图14A所示的斜坡波形，它以来自锁相环534的水平同步信号作为时钟。如图14A所示，每一个斜坡的持续时间都足以复盖包括抖动在内的重新产生的消隐区的全部范围，即约为20微秒。比较器把该斜坡波形与图14A中以水平线表示的基准电压相比较。比较器的输出给出了图14B所示的方脉冲，各个方脉冲都与输入视频信号的抖动在时间上相同步地抖动，如图14B中在各个水平脉冲前缘处的水平箭头所示。

如图14B所示，对于每一个视频行，比较器有一个这样的方脉冲输出。于是这个边缘与抖动在时间上同步地运动。于是对于每一行利用如图14B所示的单个抖动边缘，便有可能重建出全部的水平消隐区，如图14C中用垂直箭头所表示的，它们代表着6个边缘，即(1)水平消隐区前缘；(2)水平同步脉冲前缘；(3)水平同步脉冲后缘；(4)色同步信号前缘；(5)色同步信号后缘；以及(6)水平消隐区终端。根据本发明的一个实施例，上述结果是通过设置一个有6个不同比较器的比较器阵列来实现的，每个比较器相对于前一个比较器都有一个偏置。或者，可以用单个比较器产生第一个边缘，然后由一组定时适当的单稳电路产生水平消隐区的另外五个边缘。

除了去掉视频信号有效区的倒相以外，解密器的主要任务是产生一个水平同步脉冲和一个色同步脉冲，它们都以与随时间变化的抖动严格同步地运动。同步脉冲的恢复是比较直接的，但如图1B所示，色同步信号的恢复是较为困难的。第N行中的颜色同步信号在时间上比第N＋1行颜色同步信号的位置超前，而第N＋2行中的颜色同步信号比第N＋1行中的颜色同步信号的位置落后。所以解密器必须提供这样一个正弦波，它在振幅上和相位上与对某些特定行来说尚未出来的色同步信号相匹配。

所以对一些特定行，电路必须预测色同步信号的位置。在一个实施例中，解密器是这样来实现这一预测的：利用色同步信号来激励图13的色同步重新发生器542中的晶体滤波器，使得该滤波器在整行时间内以相同的振幅和相位振动，从而产生一个具有与色同步信号相同振幅和相位的连续波。典型地说，这种滤波器中需要有两个串级的振荡晶体才能足够好地振动((即有足够高的Q值)，不至于在没有到达视频行终端之前其输出已经衰减为零。

根据本发明，对于使用这样两个串级晶体的一个改进是，通过在加密器中把色同步信号分成两个(或更多)部分，以提供非标准形式的色同步信号。图15A示出了色同步信号位在后面区域的常规RS-170A水平消隐区。图15B示出了根据本发明的水平消隐区情形，其中色同步信号的第一部分作为预先色同步区位在各视频行水平消隐区的前面区域，而色同步信号的其余部分则按常规位在水平消隐区的后面区域。这样就不再需要使晶体滤波器的振动持续大于约5微秒的时间，也即甚至不需要持续整个水平消隐区时间。这样做的优点是可以使用一个较为简单、较为价廉的解密器，不过由于需要给出预先色同步信号，这是一种非标准的格式。因此，这对视频网络是不“透明”的，也即是不兼容于NTSC制式的，它适用于视频电影院之类的应用。

另外一种方法(见图15C)是在整个水平消隐区内叠加上一个连续的“色同步信号”，也就是在消隐区的始端就让“色同步”开始，然后让它一直延续到消隐区的终端，其中与水平同步脉冲的关系是线性相加的关系。带有水平消隐区数字合成的解密器

上述的解密处理包括：合成(重新产生)水平同步信号、消隐信号和跟踪视频“抖动”的色同步信号；并且用他们来代替输入的标准同步信号、消隐信号和色同步信号，以形成具有统一时基变化(“抖动”)的视频信号，电视接收机能够跟踪这样的信号，显示出稳定的“解密”图像。

在另一个实施例中，这些水平同步、消隐和色同步信号在解密器中是以数字形式产生的。其后的向模拟信号的插入，以及所有的视频信号处理(箝位、自动增益控制、倒相等等)都与上述图13的“模拟”实施例一样，仍在模拟域内进行。

下面的电路是对NTSC制式而言的，对于PAL制式，其工作情况是相似的，只是一些具有数字数据有些不同，这对于熟悉本技术领域的人来说是很显然的。各行水平消隐区(HBI)所需要的水平偏置，是根据在垂直消隐区中传送来的一些场频数据字节经过适当的插值运算后所得的数据，通过数学计算而得到的。这个偏置作为预置值被加到一个以8倍副载频工作的“1820分频”计数器上，该计数器的计数容量名义上恰好对应于一个完整的行，也即，从零计数到1820需要63.555微秒。可以看出，如果计数器预置了一个数，例如10，则计数到1820所需的时间将比不预置时少349纳秒。实际上，该计数器的计数容量设计为1880，其中留给预置的部分为零至120，这样的效果是预置给计数器的行时间可以有±2微秒的变化范围，每个预置数的当量是35纳秒。

在实践中，对于本发明的加密处理而言，相邻行的行长度变化不超过10纳秒；所以计数器的计数容量只需要1820±1，或1821，而预置量范围为零到2。(将会看到，在一帧中，在每行10纳秒的条件下240行的累计时间偏置为2.4微秒。

下面讨论图16A中的方框图，最上面的一排方框对应于图13中标有相同代号的方框，进行模拟视频处理。在第二排方框中，工作于8Fsc的振荡器578被副载频锁相环576锁相在输入的色同步信号上。振荡器的输出在除法器580中被除以8，得到3.58MHz的信号，该信号经过色同步门控电路582的门控后形成了新的色同步信号，振荡器578的输出还向1880分频计数器588提供了时钟信号。

在第三排方框中，垂直区内的数据字节在方框584中被从输入的视频信号中分离出来并解密，提供给行偏置计算器586(一个微处理器)。计算器586实时地逐行计算出所需的偏置量，以与垂直频率的数字字节相匹配，同时把偏置量(仍然是实时地)供给1880分频计数器588。因为计算器586最多只需要在每一63.555微秒的时间内以8位的精度计算出一个数，所以它可以是简单的；何况，它一般至少有4行的时间(或245微秒)来计算。在图16B所示的另一个实施例中(除了下述的以外，它与图16A的实施例相似)，为了降低所需的时钟频率而不降低时间分辨的精细程度，该系统不以8Fsc的频率工作，而以4Fsc工作，并且计数器只由偏置字的7个最高位来预置。这把最小增量变化(即一个数的时间当量)限制为70纳秒；而确定35纳秒变化的那个最低位被用来在XOR门(异或门)587中使时钟倒相。倒相使得后缘代替了前缘，变为有效作用边缘，它输入到锁存器589后使锁存输出移动所需的35纳秒。

参见图16A和图16B，计数器588的11位输出在边缘解码器590中被常规地解码，产生对应于所需的同步、消隐和色同步门控脉冲等信号的前、后缘共6个时标边缘；可以看出，这些边缘作为一个整体是运动着的，它根据预置给计数器的行频变化进行“抖动”。这些时标边缘被常规地加到三个R-S双稳触发器592中，产生实际的脉冲。在实践中，附加的“例行”脉冲可以按需要进行类似的解码和形成。

在第四排方框中，同步信号在同步剥离器594中从视频信号内分离出来，再在分离方框596中被分成水平同步脉冲和垂直同步脉冲。水平同步脉冲用来使1880分频计数器588清零；垂直同步脉冲用来使525分频计数器598清零，该计数器598由水平同步信号作时钟，用来计数帧内的行数，在行数解码方框600中得到用于各种例行目的(特别是在垂直区的第22行时禁止方框544进行水平消隐区重新产生处理)的行数信号。垂直同步信号的时钟加密

该实施例的目的是使图像在垂直方向象在水平方向一样地抖动。实现这一目的只需要把现有的单行存贮器(RAM)(它驱动RAM板上的加法器78和减法器80)扩展为21行左右的存贮器，并具有随机地从这21行中任选一行输出的能力。然后，在实践中，与21个存贮器级的第11个的视频信号相比较，第一个视频信号被提前10行，最后一个视频信号被延时10行；这样，在每一场的240个有效行中有峰峰值为20行的变化，这和在52微秒的有效图像宽，度中有4微秒的水平运动是可以直接比拟的。第二个随机调制的数字式正弦状信号(类似于水平抖动中改变读出地址的那个正弦波)用来选出准备加到Y/C分离器的加法器和减法器上的不同的1H(单行)缓存延时器的输出对。

1H缓存器的数目可以随不同的应用场合而不同，而且任何适当的变化频率都可以使用；特别是，变化频率可以象图4系统中的水平加密处理那样，作随机的控制，这时就要把数据的第二个字节加到垂直区中去，以说明垂直方向的变化，这和用第一个字节来说明水平方向的变化是相似的。当然，这第二字节也要象第一字节一样被加密。

图17示出了一个有5行变化的这种系统，它全然代替了图4中标有“1H(单行)缓存器”的方框76。图17画出了对应于图4电路的一些部分，包括视频A/D转换器74，加法器78和减法器80。五个1H缓存器602、604、606、608和610代替了图4中的单个1H缓存器76。由随机数发生器612产生的随机变化的数在缓存器602、…、610中作出选择，随机数发生器612象前述那样为每个视频场产生一个调频数字式正弦波状信号，以从缓存器602、…、610中选出一个，这样就随机地改变了垂直时移量。在任何情形下，加法器78和减法器80都由所选出的缓存器的输入和输出来驱动，这与图4电路也是相似的。于是，在所有时刻提供给加法器78和减法器80的两个视频信号总是准确地相差一行(1H)，所以Y/C分离进程不被禁止。

解密处理只是简单地需要垂直同步信号的抖动与图像相匹配，这与上述水平抖动的解密类似；使用行计数垂直偏离系统的电视机、监视器或投影机需要改装，以便能够接收随时间变化的行计数，然而老式的基于多谐振荡器的电视机不需要改装。

类似于前面描述的边缘充填处理需要用来充填帧图像的顶部(当图像下移时)和帧图像的底部(当图像上移时)；前述的边缘充填电路略经修改后即可完成这一处理。

本发明的上述说明是解释性的，不是受此限制的；根据本说明书和所附的权利要求，一个在本技术领域内有普通水平的人显然可以做出进一步的改动。

Claims

1、一种在垂直方向加密视频信号的方法，它包括以下步骤：

使视频信号每一视频场的水平行相对于垂直同步信号作时移，其中在各个相继场中水平行的时移量是不同的；

对时移量指示进行加密；以及

把该指示插入到视频信号中。