JPS6369394A - デジタルテレビジヨン受像機の色信号復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、デジタルテレビジョン受像機の色信号復調
回路に関する。

（従来の技術） 近年、半導体デバイス、集積回路技術の著しい進歩に伴
い、デジタル信号処理技術が、従来のアナログ信号処理
技術にとりて変り始めている。

テレビジ冒ン受儂機では、従来困難とされていた信号処
理がデジタル化によシ実現され、よシ高品質の画像再生
が行なえるようになシつつある。仁のようなデジタルテ
レビジョン受像機では、デジタルメモリを用いた輝度・
色度（以下Ｙ／Ｃと記す）分離や、デジタルフィルタを
用いた信号処理が行なわれる。

第３図はデジタルテレビジョン受像機の構成例である。

端子１から、ベースバンドのテレビジ、ン（Ｆｌが入力
される。このテレビジ、ン信号は、例えばＮＴＳＣ方式
の複合映倫信号である。端子１からの信号は、アナログ
・デジタル（以下いと記す）変換器２によシ、デジタル
信号に変換される。）ｙ／Ｄ／換器２は、同期回路３か
らのクロックによシ動作する。〜勺変換器２から出力さ
れた複合信号は、垂直方向の垂直ロー／４スフイルタ（
Ｖ−ＬＰＦ　）　４　Ｋよシ、垂直方向に対してＹ／Ｃ
分離される。垂直ローパスフィルタ４から出力された輝
度信号ＹＬ　は、加算器５において、原信号から減算さ
れる。加算器５の出力は、水平方向の水平ローパスフィ
ルタ（Ｈ−ＬＰＦ　）　６を介して輝度信号Ｙｌとして
出力される。

輝度信号ＹＬとｙｎは、加算器１によシ加算され、加算
器７からは輝度信号Ｙを得る。

一方、色信号Ｃは、水平ローパスフィルタ６の入力信号
から水平ローパスフィルタロの出力信号を加算器８にお
いて減じることで得られる。加算器８の出力は、破線で
囲んだ色信号復調回路１００に入力される。

色信号復調回路１００の動作を第４図を併用して説明す
る０色信号復調回路１００に入力される色信号Ｃは、１
信号とｑ信号が直交変調されており、次式で表わされる
。

Ｃ＝ｌ（ｔ）■（２πｆ１１ｅｔ十〇）・ｑ（ｔ）ｍ　
（２πｊ”Ｓｅｔ十〇）　　・・・（１）ただし、ｆ、
ｅは色副搬送波の周波数 また、１（ｔ）、　ｑ（ｔ）信号の周波数スペクトルを
ＩＶ）。

Ｑ（ｆ）とする、！ω、ＱＶ）の変調スペクトルを第４
図（ａ）に示す。

第４図（ａ）に示すように、１（ｔ）信号は、残留側波
帯信号となっている。従って、色信号Ｃは、第４図（ｂ
）に示すような、ｆｏを中心に遮断特性が相補的対称な
特性をもつバンドパスフィルタによシスイクトルの整形
が必要である（ナイキスト・スペクトル整形と呼ばれる
）、このパントノぐスフィルタは、第３図のノ々ンドパ
スフィルタ１０１に相当する。このパントノ母スフィル
タ１０１に入力された色信号Ｃは、スペクトル整形され
て出力され、同期検波回路１０２，１０３に入力される
。

同期検波回路１０２は、１（ｔ）信号と同位相のキャリ
ア５１が同期回路３から入力され、１（ｔ）信号の復調
を行なう、ｔた同期検波回路１０３は、キャリア５１よ
り了位相シフトしたキャリア５２が入力され、ｑ（ｔ）
信号の復調を行なう、ただし、ｑ（ｔ）信号の復調時に
は、１（ｔ）信号の直交成分が高域０．５〜１．５ＭＨ
ｚに混入するが、これは、後段のローパスフィルタ１４
によって除去される。

復調後の周波数スペクトルは、第４図（ａ）　Ｋ示すよ
うになる。ここで、バンドパスフィルタの周波数特性が
第４図（ｂ）　Ｋ示す特性を満足していれば１（ｔ）　
、　ｑ（ｔ）信号とも歪みなく復調することができる。

次に、輝度信号及び復調されたＩ、Ｑ信号は、それぞれ
Ｄ／Ａ変換器９．１１．１３に入力され、アナログ信号
に変換された後、ローパスフィルタ１０．１２．１４に
入力される。そして、ローパスフィルタ１０．１２．１
４の各出力信号は、マトリックス回路１５によシ、ＲＧ
Ｂ信号に変換され、モニタ１６に入力され、画像再生に
供する。

（発明が解決しようとする問題点） 以上説明したように、従来のデシタルテレビジョン受儂
機の色信号復調回路においては、第４図（ｂ）　Ｋ示す
周波数特性を持つバンドパスフィルタが必要である。こ
のバンド／ヤスフィルタの特性が不十分であると、色信
号を同期検波して復調する際に波形歪金生じることにな
る。

また、このパントノ！スフィルタは、直線位相でカけれ
ばならないため、トランスバーサル形のデジタルフィル
タによシ構成する。

そこで、本発明の提案者が、直線位相トランスパーサル
形のデジタルフィルタを設計した例を第５図に示す。

第５図は、ナイキストスペクトル整形フィルタとして設
計した例である。即ち、色副搬送周波数を中心に、　ｆ
、６−０．５　ＭＨｚ　、　ｆ＠ｃ＋　０．５　ＭＨｚ
を通シ、遮断特性が相補的対称となる条件を満し、かつ
、希望する周波数特性との２乗誤差が最小となるように
設計した例である。

このフィルタ拡、１１タツプとした例であるが、通過帯
域のリップルが大きく十分な特性が得られていない、リ
ップルを検知限（３６，３ｄＢ）以下に制限をするため
には、窓関数（カイザーウィンドウ）を用いた設計手法
であると６５タツプが必要となる。少ないタッグ数のフ
ィルタを用いて第４図（ｂ）の特性とするには、更にハ
イノ母スフィルタを縦属接続し【不要低域成分を除去す
る必要が生じる。

このようＫ、第４図（ｂ）の理想的々特性のパントノ母
スフィルタを得るためには、ハードウェアの増大が伴っ
てしまう、しかし従来の色信号復調回路においては、価
格上の制限から、ハードウェア規模を小さくして、不充
分な特性のパントノやスフィルタを使用しておシ、色信
号の特性が劣化されている。これは、色信号の歪みを生
じるか、Ｓ　（ｔ）信号の高域成分の復調を損うことに
なる。

そこでこの発明は、現実的なハードウェア規模で６って
ｌ信号は１．５　ＭＨｚ　、　Ｃ信号は０．５　Ｂ４）
ｈ　ｔで歪みなく復調することのできるデジタルテレビ
−）ｗン受像機の色信号復調回路を提供することを目的
とする。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明は、複合テレビジ、ン信号から輝度・色ＩＥ　（
Ｙ／Ｃ）分離を行ない、分離されたＣ信号を、ｌ信号と
一致した位相のキャリアにより同期検波して第１の信号
を得、Ｃ信号と一致し九位相のキャリアにより同期検波
して第２の信号を得る０次に第２の信号をローパスフィ
ルタによりＣ信号に復調し、前記第２の信号から前記ロ
ー・ぐスフィルタの出力信号を減じて得た信号をヒルベ
ルト変換器により位相推位させて第３の信号を得、前記
第３の信号と第１の信号とを加算してｌ信号に復調する
手段を有するものである。

（作用〕 上記のように、本発明では、色信号は同期検波によりベ
ースバンドのｑ、１信号に変換される。

次にＱ軸復調されたＣ信号は、ローパスフィルタと減算
手段により０〜０．５　ＭＨＳの復調Ｃ信号と、０．５
〜１．５　ＭＨｚのｌ信号の直交成分とに分離される。

そして、ｌ信号の直交成分がヒルベルト変換器により、
ｌ信号と同相成分に変換され、！軸復調された該１信号
に加算され復調ｌ信号とされる。

これにより、特性のきびしいバンド／ヤスフィルタを使
用しないで、ハードウェアを増大することなく、高品質
の色信号を再生することができる。ローパスフィルタ、
ヒルベルト変換器は、特性のきヒシいバンド・々スフィ
ルタに比べてハードウェアの規模は小さい。

（実施例） 以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。第１
図はこの発明の一実施例である。第３図に示し念従来の
テレビジ、ン受像機と異なるのは、色信号復調回路２０
００部分であり、他の部分は同じ回路である。よって、
同一部分には同じ符号を付して、異なる部分である色信
号復調回路２００を中心に説明する。

色信号復調回路２００には、加算１ｒｉ８からの色信号
Ｃが入力される。ここで、色信号Ｃは、〜勺変換器ＪＫ
＞けるクロックの位相が１（ｔ）信号の位相に一致して
いるとすると、 Ｃ＝１（ｔ）ｗ２πｆｓｃｔ＋ｑ（ｔ）ｄｎ２πｆ　ａ
　ｅ　ｔ　　　　　　”　（２）であられされる。

色信号Ｃは、同期回路３から供給されるキャリア２５１
．２５２により、各同期検波器２０１゜２０３で同期検
波される。ここで、各キャリア２５１０２５２はそれぞ
れｗ２πムｅｔと、内２πｆ０ｔと同位相である。

以下、第２図に示した各種特性と併用して説明する。

色信号の周波数スペクトルは、第２図（＆）に示す１（
ｔ）信号のスペクトルＩ（ｆ−ｆｌｅ）と、第２図（ｂ
）に示す４ｔ）信号のスペクトルｑ（ｆ−ｆｓｃ）とが
多重されたものとなりている。虎だし、説明の便宜上置
の周波数領域は省略するが、正の領域と原点を中心にし
て全く線対称に負の領域がある。

第２図（ａ）に示すように、Ｉ（ｆ−ｆｉｃ）のスペク
トルは、 ｆｌｅ−０，５ＭＨ１＜ｆ　＜ｆａｃ＋０．５ＭＨｚに
おいては、両側波帯信号であるが、 ｆ＠　６−１．５ＭＨｚ　＜ｆ　＜７　ａ　ｃ−０，５
ＭＨｚにおいては、単側波帯信号となっている。したが
りて、この周波数領域では、 ただし、ｆｍｅ　１．５ＭＨｚ（ｆ＜ｆｓｃ　０．５Ｍ
Ｈｚま念、 ｓ’（ｔ）＝　１（ｔ）ｃｏｓ２Ｊｊｆｌｌｅｔ　　　
　　　　　　　　　１１１１４　（４）ただし、ｆ　＠
６−０．５ＭＨｚ　＜ｆ　＜ｆ　６６＋０．５ＭＨｚ第
２図（ｂ）　Ｋ示すように、Ｑ（ｆ−ｆｓｃ）のスペク
トルは、ｆ　ｍ　ｅ−０−５ＭＨｚ　＜ｆ　＜ｆ　＠６
＋０．５ＭＨｚの領域内に存在して両側波帯信号となっ
ている。したがりて、ｑ’　（ｔ）＝　ｑ（ｔ）＊　２
πｆ　ｓ　ｃ　ｔ　　　　　　　　　・・・（５）上記
（３）　、　（４）　、　（５）式において、”（ｔ）
　＃　ｑ’（ｔ）は、変調波、１（ｔ）は１（ｔ）の直
交成分である。

同期検波器２０１により復調された信号は、第２図（ｃ
）に示すスペクトルとなる。このような形のス（クトル
となるのは、上記したように、１（ｔ）信号の高域成分
、つまり、０．５　ＭＨ１以上の成分（以下１１Ｈと記
す）が、単側波帯信号であるため、ベースバンドに変換
されたときに、５（ｔ）信号の低域成分（０〜０．５　
ＭＨｚ　）　（以下ＩＬと記す）の半分にしかならない
えめである。

次に同期検波器２０３により復調された信号は、第２図
（ｄ）に示すス（クトルとなる。これは、キャリア２５
２がｔｈ２πｆｓｃｔと同位相であるため、ｆｓｃ−０
，５ＭＨｚ　＜ｆ　＜ｆｌ（Ｈ＋０．５ＭＨｚの成分が
ｑ（ｔ）信号トシてベースバンド（０〜０．５　ＭＨｚ
　）　Ｋ変換されるとともに、上述のように、１（ｔ）
の直交成分であ＊ る１（ｔ）信号が、 ム（１−１，５ＭＨｚ　（Ｚ　＜　Ｚ　ａ　ｅ−０，５
ＭＨｚＯ領域に存在することによる。即ち、ｑ（ｔ）成
分だけでなく１．１（ｔ）成分がベースバンド（０，５
〜１、５　ＭＨｚ　）　ＩＩＣ変換される。つまり、同
期検波器２０３の出力信号スペクトルは、５（ｔ）信号
がベースバンドに変換されたものをＩＩ！ω　とすれば
、ｆ　＜　０．５　ＭＨｚ　Ｏ領域で、ＱＶ）信号とな
り、０、５　ＭＨｚ　＜　ｆ　＜　１．５　ＭＨｚ　　
の領域においてはＩ　ａ（ｊＱ／２となる。

次に、同期検波器２０３の出力信号は、カットオフ周波
数が０．５　ＭＨｚのローパスフィルタ（ＬＰＦ　）２
０６に入力される。ロー／４スフイルタ２０６の出力は
、第２図（ｇ）に示すように、Ｑ（、ｆ）成分だけとな
り％　ｑ（ｔ）信号の復調が完了する。

次ニ、ロー／４スフイルタ２０６の入力信号からこのロ
ーパスフィルタ２０６の出力信号を加算器２０４におい
て差し引く、このようにすると、加算器２０４の出力信
号は、第２図（＠）に示すようＫ。

＊ Ｉ　ｍＶ）信号だけとなる。

次に加算器２０４の出力信号は、ヒルベルト変換器２０
５に入力される。

ヒルベルト変換器２０５は、 なる伝達関数を持つ、したがって、ヒルベルト変換器２
０６の出力は、 とな’）、Ｉｎωの各周波数成分の位相がＩＨＶ′）と
逆位相となる。この信号スペクトルは、第２図（＠′）
に示される。

ヒルベルト変換器２０５の出力信号は、加算器２０２に
入力され、ここで、同期検波器２０１Ｏ出力信号から減
じられる。これにより加算器２０２からは、１（ｔ）信
号の復調出力が得られる。

これは、第２図（ｃ）と第２図（・′）に示したスペク
トルが加算され、第２図（ｆ）に示す、１．５八ｍｚま
でのスペクトルを復元したことになる。

ヒルベルト変換器としては、例えばＩ　ＥＥＥＴｒａｎ
ｓａｃｔｉｏｎ　ｏｎ　Ｃｏｎａｕｍ＠ｒ　Ｅｌ＠ｃｔ
ｒｏｎｉｃｓ　ｅ　Ｖｏｌ　ｅＣＥ−３１、Ａ　３　ｅ
　Ａｕｇｕｓｔ　　１９８５のｓ　　−Ｄｉｇｉｔａｌ
　ＳｌｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　１ｎ　Ｖ１ｄ＊
ｏ　Ｔａｐｓ　　Ｒｓｅｏｄ＠ｒｓ”３７７ページ、Ｆ
ｌｇ、２に記載された構成が用いられる。また、ロー／
４スフイルタとしては、１１タッグ程度のトランスパー
サル形フィルタが用いられる。

［発明の効果コ 以上説明し喪ように、この発明によると、まず、色信号
を同期検波し、ベースバンドの信号にｉ換しＩｋ、−一
）！スフィルタ、ヒルベルト変換器を用いて復調信号を
得、バンドパスフィルタを使用していない、従来、高品
質の色信号を復調するには、大規模なハードウェアのバ
ンド／ヤスフィルタが必要であっ念、シかし、本発明に
使用されるローＩやスフィルタ、ヒルベルト変換ｉａ、
十数タップ程度で復調を得ることができ、しかもそのス
（クトル特性も良好なものが得られる。よって、ハード
ウェアの規模を増大する必要もなく、高品質の色信号を
復調できる。

また、色信号に含まれるランダム雑音をｎ（１）とする
と、 ｎ（ｉ）＝　ｎ　ｃ（ｔ）ｃｏｓ　２πｆｍｃｔ＋ｎ、
（ｔ）出２πｆ１ｅｔで表わされる。喪だし、ｎ、（ｔ
）　ｓ　ｎ６（ｔ）は互いに直交したノイズ成分である
０本発明では、１（ｔ）成分と、＊ Ｓ　（ｔ）成分をヒルベルト変換により５（ｔ）と同位
相にして加算するために、１（ｔ）信号成分は２倍にな
るが、雑音は、ｎｅ（ｔ）とｎ、（ｔ）が加算されても
ランダムであるため、電力で２倍にしかならない、した
がって１ となり、通常の残流側波帯（ｖｓｎ　）復調方式に比べ
て１（ｔ）の高域成分のＳ／Ｎが３　ｄＢ改善される。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は第１図の回路の各部付号の周波数スイクトラムを示す
説明図、第３図は従来のデジタルテレビジョン受像機の
ブロック図、第４図は第３図の回路の各部局波数スイク
トラムを示す説明図、第５図はデジタルフィルタの特性
例を示す図である。 ２・・・アナログ争デジタル変換器、３・・・同期回路
、４・・・垂直ローＩ々スフィルタ、５＊７ｍ８ｗ２０
４・・・加算器、６・・・水平ローパスフィルタ、！９
．ＪＪ。 Ｊ３・・・デジタル・アナログ変換器、Ｊ　□　＊　Ｊ
　２　ｅ１４・・・ロー／ヤスフィルタ、１６・・・マ
トリックス回路、１６・・・モニタ、２０１，２０３・
・・同期検波器、２０５・・・ヒルベルト変換’５．２
０６・・・ロー／４’スフイルタ、２０２，２０４・・
・加算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 デジタル色信号をＩ軸と一致した位相のキャリアによっ
   て同期検波して第１の信号を得る手段と、前記デジタル
   色信号をＱ軸と一致した位相のキャリアによって同期検
   波して第２の信号を得る手段と、 前記第２の信号をデジタルローパスフィルタに通してＱ
   軸復調信号を得る手段と、 前記デジタルローパスフィルタの出力信号を前記第２の
   信号から減じることで得た信号をヒルベルト変換器に通
   して位相推位を行ない第３の信号を得る手段と、 前記第３の信号と前記第１の信号を加算してＩ軸復調信
   号を得る手段とを具備したことを特徴とするデジタルテ
   レビジョン受像機の色信号復調回路。