JPH02114790A

JPH02114790A - ビデオ色信号送受信方式及び送受信装置

Info

Publication number: JPH02114790A
Application number: JP63269145A
Authority: JP
Inventors: Yoshiyuki Okuda; 義行奥田
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1988-10-25
Filing date: 1988-10-25
Publication date: 1990-04-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】技術分野本発明は、ビデオ色信号の送受信方式及びその送受信装
置に関する。

背景技術従来のＮＴＳＣ方式の画像伝送方式では、画像の輝度信
号Ｙの伝送帯域は４．２　［Ｍｔ＋ｚ］　、色副搬送波
は３　、　５８　ＣＭ）Ｉｚ］である。この副搬送波を
色情報を担うｌ信号とＱ信号とによって平衡変調して色
信号を得る。伝送帯域の制約からＱ信号の帯域は上側帯
域０．、　５　［ＭＨｚ］　、下側帯域０．　５［ＭＨ
ｚ］である。また、Ｉ軸信号の上側側波帯の帯域は０．
　５［ＭＨｚ］　、下側帯域は１　、　５　［ＭＨｚ］
である。Ｉ、Ｑ信号が共通に平衡変調される範囲は０　
、　５　［ＭＨｚ］である。

また、コンポジットビデオ信号の伝送帯域を６［ＭＩｌ
ｚ］に拡大したビデオディスクを用いるいわゆる広帯域
レーザービジョン（以下、ＳＬＶと称する）においては
、既述Ｉ、Ｑ信号は共に３．５８［ＭＩｌｚ］の色副搬
送波のナイキスト周波数であるｌ　、　　７９　［ＭＨ
ｚ］まで伝送されるようになった。

しかしながら、近時開発されている大画面テレビ等に、
より高い画質を実現するためには基本となるコンポジッ
トビデオ信号の色信号成分の狭帯域化をなるべく回避し
てより広い帯域の色信号を伝送することが望まれる。

発明の概要よって、本発明の目的とするところはビデオ色信号の伝
送帯域幅を拡大することを可能とするビデオ色信号伝送
方式及びその装置を提供することである。

上記目的を達成するために本発明のビデオ色信号送信方
式は、ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サブキ
ャリアをフィールド毎に位相反転させた反転サブキャリ
アを発生し、Ｉ、Ｑ成分各々を低域と高域の２つの周波
数成分に分離し、上記原サブキャリアによって上記Ｉ、
Ｑ成分の低域周波数成分を平衡変調して低域色信号を得
て、上記反転サブキャリアによって上記Ｉ、Ｑ成分の高
域周波数成分を平衡変調して高域色信号を得て、上記高
域及び低域色信号各々を加算して色信号を得ることを特
徴とする。

また、本発明のビデオ色信号受信方式は、原サブキャリ
アに同期した復調サブキャリア信号と上記復調サブキャ
リア信号をフィールド毎に位相反転した反転サブキャリ
ア信号とを発生し、上記ビデオ信号から色信号と輝度信
号とを分離し、上記色信号から低域及び高域色信号を分
離し、上記低域色信号を上記復調サブキャリア信号によ
って同期検波してＩ及びＱ低域信号を得て、上記高域色
信号を上記反転サブキャリア信号によって同期検波して
Ｉ及びＱ高域信号を得て、上記Ｉ高域信号と上記Ｉ低域
信号とを加算してｌ信号を得て、上記Ｑ高域信号と上記
Ｑ低域信号とを加算してＱ信号を得ることを特徴とする
。

また、本発明のビデオ色信号送信装置は、ライン毎及び
フレーム毎に位相反転する原サブキャリアをフィールド
毎に位相反転させた反転サブキャリアを発生するフィー
ルド反転サブキャリア発生手段と、ＩＳＱ成分各々を低
域と高域の２つの周波数成分に分離する信号帯域分離手
段と、上記原サブキャリアによって上記Ｉ、Ｑ成分の低
域周波数成分をを平衡変調（好ましくは直角２相搬送波
抑圧変調）して低域色信号を得る第１平衡変調手段と、
上記Ｉ、Ｑ成分の高域周波数成分を平衡変調して高域色
信号を得る第２平衡変調手段と、上記高域及び低域色信
号各々を加算して色信号を得る加算手段とを備えること
を特徴とする。

また、本発明のビデオ色信号受信装置は、原サブキャリ
アに同期した復調サブキャリア信号と」二記復調ザブキ
ャリア信号をフィールド毎に位相反転した反転サブキャ
リア信号とを発生ずる信号発生手段と、上記ビデオ信号
から色信号と輝度信号とを分離する信号分離手段と、」
１記色信号から低域及び高域色信号を分離するフィール
ド間フィルタと、上記低域色信号を上記復調サブキャリ
ア信号によって同期検波して■及びＱ低域信号を復調す
る第１同期検波回路と、上記高域色信号を上記反転サブ
キャリア信号によって同期検波してＩ及びＱ高域信号を
復調する第２同期検波回路と、上記■高域信号と上記■
低域信号とを加算してＩ信号を得るＩ信号加算手段と、
上記Ｑ高域信号と上記Ｑ低域信号とを加算してＱ信号を
得るＱ信号加算手段とを備えることを特徴とする。

実施例以下、本発明の実施例について第１図を参照しつつ説明
する。

第１図は、例えば、既述ＳＬＶ用の伝送帯域が６　［Ｍ
ＨｚｌのコンボジッＩ・ビデオ信号を得るニンニクの構
成を示しており、画像の輝度を表わすＹ信号は、６　［
ＭＩＩｚ］以下の信号成分を通過させるロパスフィルタ
（以下、ＬＰＦと称する）１及びＹ信号経路と色信号経
路との信号遅延時間差を相殺する遅延調整回路２を経て
加算器３の入力端に供給される。

既述■及びＱ信号は夫々３　、　５　［ＭＩｌｚ］以下
の信号成分を通過させるＬＰＦ４及び５を経て、信号分
離回路６及び７に供給される。信号分離回路６及び７に
は、図示しないサブキャリア発振器から１ライン毎及び
１フレーム毎に位相反転する周波数に選択された、例え
ば３　、　５８　［ＭＨｚｌのサブキャリア信号ｆｓｃ
か供給される。

第２図は信号分離回路７の構成例を示しており、Ｑ信号
は位相反転回路（アナログインバータ）７ａ、信号選択
スイッチ７ｂの一方入力端及び’Ｊ−、７５ｔＭＩｌｚ
］以下の信号成分を通過させるＬＰＦ７ｄに供給される
。スイッチ７ｂはサブキャリア信号に応じて上記Ｑ信号
及び位相反転回路７ａの出力である反転Ｑ信号のいずれ
かを択一的に１　、　７５　［ＭＨｚｌのＬＰＦ７ｃに
中継する。ＬＰＦ７ｃの出力はＱ＋−＋信号として第２
平衡変調手段としての平衡変調器８に、ＬＰＦ７ｄのＱ
Ｌ倍信号第１平衡変調手段としての平衡変調器９に供給
される。信号分離回路６も同様に構成され、ＬＰＦ４を
経たＩ信号からＩＨ倍信号びＩＬ倍信号得る。

サブキャリア信号は、平衡変調器８及び９のキャリアと
して供給される。平衡変調器８及び９は、キャリア信号
によって供給される２つの信号を平衡変調するが、好ま
しくはサブキャリアの位相を９０度遅延する遅延回路、
互いに９０度位相の異なる２つのサブキャリアが別個に
供給されて入力信号を夫々平衡変調する２つの平衡変調
回路及び各平衡変調回路の出力を加算して直角２相搬送
波抑圧変調信号を得る加算器によって構成される。

平衡変調器８に供給されるザブキャリア信号は、供給フ
ィールドの奇数または偶数を表わす奇数フィールド／偶
数フィールド信号に応じて動作するフィールド反転回路
１０によってフィールド毎にサブキャリア信号の位相が
反転される。

フィールド毎に位相反転するサブキャリア信号によって
、ＩＨ倍信号びＱＨ倍信号直角２相平衡変調して得られ
たＣＨ倍信号加算器３に供給される。また、サブキャリ
ア信号によって１．信号及びＱＬ倍信号直角２相平衡変
調して得られたＣＬ倍信号加算器３に供給される。加算
器３はＹ信号に色信号成分であるＣＨ倍信号びｃＬ倍信
号重畳してカラービデオ信号を形成する。このビデオ信
号にコンポジット信号生成回路１１によって水平及び垂
直同期信号等の同期信号や制御情報信号が付与されてコ
ンポジットビデオ信号が得られる。

］　０かかるコンポジットビデオ信号は、例えば電波として自
由空間を伝搬し、あるいはビデオディスク等の記録媒体
を介してエンコーダ側に伝送される。

次に、既述回路の動作を第３図を参照しつつ説明する。

３　、　５　［ＭＨｚ］以下の周波数成分を通過させる
ＬＰＦ５によって帯域制限されたＱ信号は第３図（Ａ）
の如き周波数スペクトルとなる。

かかる帯域制限されたＱ信号からＬＰＦ７ｄによって第
３図（Ｄ）の如く高域成分Ｈ（（ｆｓｃ／２）　〜ｆｓ
ｃ　［ＭＨｚｌ　）を除去して低域成分Ｌ（ＤＣ−ｆｓ
ｃ　／２［ＭＨｚｌ　）を分離し、ＱＬ倍信号得る。ス
イッチ７ｂに供給されたＬＰＦ５の出力の正及び逆相信
号は周波数ｆＳＣのサブキャリア信号により断続されて
、第３図（Ｂ）の如き周波数ｆＳＣを中心とした両側波
帯の信号となる。

この両側波帯の信号は既述高域成分Ｈと低域成分りとを
周波数ｆＳＣを中心として対称的に含んでいる。これよ
り、遮断周波数ｆ　ｓ　ｃ　／　２のＬＰＦ７Ｃによっ
て第３図（Ｃ）の如く低域に変換された高域成分Ｈを抽
出してＱＨ倍信号得る。これは結果的にＬＰＦ５の出力
周波数成分子　ｓ　ｃ　／　２〜ｆＳＣをｆｓｃ／２〜
ＤＣに折り返したものになる。

ｌ信号についても回路４及び６により同様の信号処理が
なされて、ＩＨ倍信号び１．信号が得られる。

ＩＨ倍信号びＱＨ倍信号フィールド毎に位相反転するサ
ブキャリア信号の供給される平衡変調器８に変調信号と
して供給され、第３図（Ｅ）の如きサブキャリア信号成
分の抑圧されたＣＨ倍信号得られる。

また、ＩＬ倍信号びＱＬ倍信号サブキャリア信号の供給
される平衡変調器８に変調信号として供給され、第３図
（Ｆ）の如きサブキャリア信号成分の抑圧されたＣＬ倍
信号得られる。

ところで、平衡変調器９に供給されるサブキャリア信号
はライン毎及びフレーム毎に位相反転され、更に、平衡
変調器８に供給されるサブキャリ子信号はフィールド毎
に位相反転するように変調される。

こうしたことで、第４図に示される如き従来のＮＴＳＣ
方式のコンポジットカラービデオ信号の色成分Ｃが垂直
周波数対時間周波数スペクトル特性において第２象限及
び第４象限にのみ存するのに対し、実施例では第５図の
如く第２象限及び第４象限に色成分ＣＬが存在し、従来
窓いていた第１象限及び第３象限に色成分ＣＨが存在す
る。

従って、色成分ＣＬとＣＨとは同じ信号周波数帯域であ
っても時空間におけるスペクトル分布が重複せず、これ
を時空間的に分離復調することが可能である。また、時
空間のスペクトル分布が従来に比して２倍となり、有効
に活用されてより高精細な色情報の伝送が可能となって
いる。なお、第４図及び第５図において、縦軸は垂直周
波数νを、横軸は時空間周波数ｆを表わしている。

こうして得られたＣＨ倍信号びＣＬ倍信号加算器３によ
って重畳されて色信号Ｃとなり、Ｙ信号に重畳されてビ
デオ信号となる。更に同期信号等が付与されてコンポジ
ットビデオ信号となる。既述の如くこのコンポジット信
号は図示しない自由空間等の伝送媒体あるいはビデオデ
ィスク等の記録媒体を介してデコーダに向けて送信され
る。

第６図は、既述エンコーダをデジタル回路によって構成
した例を示しており、Ｙ信号ば６　［ＭＨｚｌのＬＰＦ
２１によって帯域制限されてＡ／Ｄ変換器２２に供給さ
れる。Ａ／Ｄ変換器２２は、サブキャリア信号に同期し
かつその４倍の周波数である４ｆｓｃのタイミング信号
に応じてＹ信号をサンプリングする。該４ｆｓｃ信号は
信号発生器５０から供給される。Ａ／Ｄ変換器２２によ
るサンプルデータは例えばシフトレジスタ等によって構
成される遅延調整回路２３を経てＹ信号処理系と色信号
処理系との処理時間差分の時間軸調整がなされた後、デ
ジタル加算器２４の一入力端に供給される。

ｌ信号は、３　、　５　［ＭＨｚｌのＬＰＦ２５によっ
て帯域制限された後、サブキャリア信号に同期しかつそ
の２倍の周波数である２ｆｓｃのＣ信号に応じて動作す
るＡ／Ｄ変換器２６によりデジタル化される。このデジ
タルデータはデジタルフィルタ２７に供給される。デジ
タルフィルタ２７はＣ信号に同期して動作する遅延素子
、加減算器及び乗算器等から構成される。デジタルフィ
ルタ２７は第７図に実線で示されるバンドパス出力及び
−点鎖線で示されるローパス出力を有する。上記ロパス
出力によって１倍号の低域成分を分離してＩＬ′信号を
得、上記バンドパス出力によってＩ信号の高域成分を分
離してＩＨ′信号を得る。

■Ｈ′信号及びＩ　Ｌ　’　信号は夫々乗算器２８及び
２９の一方入力端に供給される。

Ｑ信号は、３　、　５　［ＭＨｚコのＬＰＦ３０によっ
て帯域制限された後、サブキャリア信号に同期しかつそ
の２倍の周波数である２ｆｓｃのＣ信号に応じて動作す
るＡ／Ｄ変換器３１によりデジタル化される。　Ａ／Ｄ
変換器３１が出力したデジタルデータはデジタルフィル
タ３２に供給される。デジタルフィルタ３２は上記Ｃ信
号に同期して動作する遅延素子、加減算器及び乗算器等
から構成される。デジタルフィルタ３２もデジタルフィ
ルタ２７と同じく第７図の如き２つの周波数特性を有し
、Ｑ信号の低域成分を分離してＱＬ’信号を得、Ｑ信号
の高域成分を分離してＱＨ′信号を得る。

ＱＨ’信号及びＱＬ’信号は夫々乗算器３３及び３４の
一方入力端に供給される。ここで、デジタルフィルタ２
７及び３２は夫々既述信号分離回路６及び７に対応する
。

信号発生器５０は第８図の如きサブキャリア信号に同期
した既述タイミング信号ａ　−ｄを発生する。

第８図において、ｔＳＣはサブキャリア信号の一周期を
示しており、Ｃ信号及びｂ信号はザブキャリア信号の］
／４周期毎に＋トゼロ・−トゼロのレベル変化を繰り返
す。ａ及びｂ信号相互間は９０度の位相差を有し、平衡
変調のキャリアとして用いられる。Ｃ信号及びＣ信号は
上記サブキャリア信号の１／２周期で＋１及びゼロのレ
ベルを繰り返すタイミング信号であり、両信号は互いに
９０度の位相差となっている。

］６排他的オアゲート５１の一方の入力端には図示しない奇
数ライン／偶数ライン判別回路からビデオ信号の１ライ
ン毎に反転して奇数あるいは偶数ラインを表わすライン
判別信号が供給される。また、排他的オアゲート５１の
他方の入力端には、図示しないフィールド判別回路から
ビデオ信号の１フイールド毎に反転して奇数あるいは偶
数フィルドを表わすフィールド判別信号が供給される。

その結果、排他的オアゲート５１はライン毎に反転しか
つフィールド毎に反転する論理出力を発生し、これを乗
算器５２及び５３に供給する。

乗算器５２は上記論理出力が１のときＣ信号を出力し、
０のときＣ信号を反転して出力する。この乗算出力を乗
算器２８の他方入力端に供給する。

乗算器５３は上記論理出力が１のときＣ信号を出力し、
ＯのときＣ信号を反転して出力する。この乗算出力を乗
算器３Ｂの他方入力端に供給する。

従って、Ｃ信号及びＣ信号は、夫々乗算器５２及び５３
によってライン毎、フィールド毎に位相反転された後、
乗算器２８及び３３に供給される。

乗算器２８は、既述ＩＨ′信号と乗算器５２の出力信号
との乗算をなし、この乗算結果を加算器２４に供給する
。乗算器２９は、既述■Ｌ′信号とＣ信号との乗算をな
し、この乗算結果を加算器２４に供給する。乗算器３３
は、既述ＱＨ’信号と乗算器５３の出力信号との乗算を
なし、この乗算結果を加算器２４に供給する。乗算器２
９は、既述ＱＬ’信号とｂ信号との乗算をなし、この乗
算結果を加算器２４に供給する。加算器２４は、遅延調
整回路２３、乗算器２８．２９．３３及び３４の各出力
を加算してＹ信号、ＣＨ倍信号びＣＬ信号成分からなる
データを得て、これをＤ／Ａ変換器３５に供給する。こ
こで、乗算器２８．３３及び加算器２４は既述平衡変調
器８に対応する。

乗算器２９．３４及び加算器２４は既述平衡変調器９に
対応する。

Ａ／Ｄ変換器３５は、信号発生器５０からの４ｆＳＣ信
号に応じて加算器２４の加算出力をカラビデオ信号に変
換してコンポジット信号生成回路］１に供給する。コン
ポジット信号生成回路１１は、上記カラービデオ信号に
水平同期信号Ｈ及び垂直同期信号Ｖ等の同期信号及び制
御情報信号等を付加してコンポジットビデオ信号を得る
。

次に、上記装置の動作について第９図を参照しつつ説明
する。

第９図（Ａ）は、３　、５　［Ｍｌ（ｚ］のＬＰＦ２５
及び３０によって帯域制限された■信号及びＱ信号の周
波数スペクトルを示している。このスペクトルの高域成
分を同図中にＨと、低域成分をＬと示している。上記１
倍号及びＱ信号が夫々２ｆｓｃでサンプリング動作する
Ａ／Ｄ変換器２６及び３１に供給されると、それ等の出
カスベクトル特性はサブキャリア周波数ｆＳＣを中心と
するいわゆる折り返しが生じて第９図（Ｂ）の如きとな
る。

上記Ａ／Ｄ変換器の出力の高域及び低域成分はデジタル
フィルタの第７図の如きｌＨ、ＱＨ’特性のバンドパス
特性部分により除去されて第９図（Ｃ）の如きｆｓｃ／
２〜３　ｆ　ｓ　ｃ　／　２周波数成分からなるＩＨ′
信号及びＱＨ’信号を得る。また、デジタルフィルタの
第７図の如きＩＬＱＬ’のローパス特性によってＡ／Ｄ
変換器出力周波数成分の中高域が除去されて第９図（Ｄ
）の如き０〜ｆｓｃ／２成分のｌＬ′信号及びＱＬ倍信
号得る。点線で示される３　ｆ　ｓ　ｃ　／　２〜２ｆ
ＳＣ成分はＩＬ’、ＱＬ’出力側に追加される図示しな
いＬＰＦ等によって除去されている。

ｌＬ′信号及びＱＬ’信号を夫々サブキャリア周波数の
Ｃ信号及びｂ信号にて平衡変調することによって第９図
（Ｅ）に示される周波数スペクトルのＣＬ倍信号加算器
２４の出力に得られる。また、既述ＩＨ′信号及びＱＨ
’信号を、ライン毎、フィールド毎に位相反転しかつ互
いに９０度位相の異なる２ｆｓｃのＣ信号及びＣ信号に
よって平衡変調して第９図（Ｆ）の如き下側側波帯周波
数スペクトルのＣＨ倍信号加算器２４の出力に得られる
。第９図に示されるＣＬ倍信号びＣ＋−＋信号の周波数
スペクトルは第３図に示されるＣＬ倍信号びＣＨ倍信号
周波数スペクトルと対応している。加算器２４には色信
号との信号遅延時間の調整されたＹ信号が供給されてお
り、加算器２４の出力はカラービデオ信号に対応する。

加算器２４の出力はＤ／Ａ変換器３５によってアナログ
信号に変換された後同期信号やフレームデータ等が付加
されてコンポジットビデオ信号となる。なお、加算器２
４の出力に同期信号データ分等を加算した後にＤ／Ａ変
換することとしても良い。

ところで、乗算器２９及び３４に夫々供給されるＣ信号
及びｂ伝号は、ライン毎に波形反転しかつフレーム毎に
も位相反転するサブキャリア周波数に選定されているの
で、第１０図の如き時間垂直周波数領域では、ＣＬ倍信
号垂直周波数ν軸、時間周波数ｆ軸上で（５２５／４．
−１５）［Ｈ２］及び（−５２５／４．１５）［Ｈｚ］
を中心とした成分を持つ。これは第４図に示された従来
の色信号の垂直−時間周波数スペクトルに対応する。

一方、Ｃ信号及びＣ信号は、ライン毎に反転しかつフィ
ールド毎に位相反転する信号であり、この信号によって
ＱＨ′信号及びＩＨ′信号を平衡変調して得られたＱ）
−１倍号の垂直−時間周波数ス２］ベクトルは、第１０図のＣＨの如き（５２５／４゜１５
）及び（−５２５／４．−１５）を中心とした位置とな
る。従って、色信号成分の垂直−時間周波数スペクトル
は第５図に示される第１の実施例の垂直−時間周波数ス
ペクトルと同様に第１乃至第４象限に分布し、従来のＮ
ＴＳＣ色信号に比して時間−垂直周波数領域が２倍とな
り、より効率的に使用されている。

第１１図は、第１及び第２実施例として示された既述エ
ンコーダによって生成されたコンポジットビデオ信号か
ら、既述Ｙ信号、■信号及びＱ信号を復調するデコーダ
の例を示している。

第１１図において、図示しない伝送系や信号記録媒体か
ら復調されたコンポジットビデオ信号はＡ／Ｄ変換器７
０、信号発生器７１及びライン・フィールド判別回路７
２に供給される。信号発生器７１は、上記ビデオ信号か
らカラーバースト信号を分離し、例えばＰＬＬ回路によ
って該バースト信号に同期した４ｆｓｃ信号、Ｃ信号、
ｂ信号、Ｃ信号及びＣ信号を発生する。４ｆｓｃ信号は
、カラーサブキャリアの４倍の周波数のタイミング信号
であり、Ａ／Ｄ変換器７０、Ｙ／Ｃ分離回路８０、Ｄ／
Ａ変換器９９〜１０１に供給される。

Ｃ信号及びｂ信号は相互の位相差が９０度であり、夫々
第８図（Ａ）及び（Ｂ）の如きサブキャリア周波数ｆＳ
Ｃのタイミング信号である。また、Ｃ信号及びｄ信号は
相互の位相差が９０度であり、夫々第８図（Ｃ）及び（
Ｄ）の如きサブキャリア信号に同期した周波数２ｆＳＣ
のタイミング信号である。

ライン・フィールド判別回路７２は供給されるビデオ信
号の奇数もしくは偶数フィールドを表わすフィールド判
別信号り及び供給されるビデオ信号の奇数もしくは偶数
ラインを表わすライン判別信号１を発生する。上記フィ
ールド判別信号は排他的オアゲート７３の一入力端及び
Ｙ／Ｃ分離回路８０に供給される。上記ライン判別信号
は排他的オアゲート７３の他入力端に供給される。排他
的オアゲート７３はライン及びフィールド毎に反転する
論理出力を乗算器９５及び９６各々の一人力端に供給す
る。乗算器９５及び９６は、上記論理出力が１のときは
、各々の他入力端に夫々供給される既述Ｃ信号及びｄ信
号をそのまま出力し、論理出力が０のときは既述Ｃ信号
及びｄ信号を反転して出力する。このように変調された
Ｃ信号及びｄ信号は夫々乗算器９３及び９４の一入力端
に供給される。

Ａ／Ｄ変換器７０は、コンポジットビデオ信号をサブキ
ャリアに同期した４ｆｓｃ信号に応じてサンプリングし
、該サンプルデータをＹ／Ｃ分離回路８０に供給する。

Ｙ／Ｃ分離回路８０は、例えば３次元デジタルフィルタ
によって構成される。

第１２図は、Ｙ／Ｃ分離回路８０の構成例を示しており
、ライン方向フィルタ８１、垂直方向フィルタ８２及び
フレーム間フィルタ８３によってビデオ信号から色信号
Ｃを分離する。

ライン方向フィルタ８１は、サブキャリアの半周期ｔ　
ｓ　ｃ　／　２の遅延回路８１ａ及び８１ｂ１（−１／
４）掛算器８１−Ｃ及び８１ｅ、（１／２）掛算器８１
ｄ１加算器８１ｆによって構成される。

遅延回路８１．　ａは既述４ｆｓｃ信号によって動作し
、供給される第１３図（Ａ）の如きＹａＣ信号サブキャ
リアの半周期であるｔ　ｓ　ｃ　／　２時間たけ遅延せ
しめた第１３図（Ｂ）の如きＹｂ信号を出力する。この
Ｙｂ信号は、遅延回路８１ａと同様に構成された遅延回
路８１ｂによって更にｔＳＣ／２時間遅延せしめられて
第１３図（Ｃ）の如きＹｃＣ信号なる。なお、第１３図
において４ｆｓＣ信号によるデータサンプル点か黒点に
より示されている。

かかる構成において、ライン方向に互いにｔ　Ｓ　ｃ　
／　２離れた２点間の色信号キャリア、例えばＹａＣ信
号Ｙｂ信号あるいはＹｂ信号とＹｃＣ信号色信号キャリ
アは互いに逆相となっている。

そこで、ＹａＣ信号＝輝度成分Ｙ十色成分Ｃ）の振幅を
（−１／４）倍したＹｄ倍信号Ｙｂ信号（＝ｙ−ｃ）の
振幅を（１／２）倍したＹｅＣ信号びＹｃＣ信号＝ｙ十
ｃ）の振幅を（−１／４）倍したＹｒ信号各々のレベル
を加算するとＣとなり、ライン方向において分離された
色信号Ｃｘが加算器８１ｆの出力に得られる。この色信
号Ｃｘは垂直方向フィルタ８２に供給される。

垂直方向フィルタ８２は、色信号キャリアが１ライン毎
に位相反転していることを利用しており、フィルタ８１
の遅延回路８１ａ及び８１ｂをＩＨ（］水平走査相当時
間）遅延せしめるＩＨ遅延回路８２ａ及び８２ｂに置換
して構成される。この垂直方向フィルタ８２によって高
域輝度信号成分によるクロスカラー成分か抑制された色
信号は色信号Ｃｘｙとなり、フレーム間フィルタ８３に
供給される。

フレーム間フィルタ８３は、色信号キャリアが１フレー
ム毎に位相反転していることを利用しており、フィルタ
８１の遅延回路８１ａ及び８１ｂを１フレーム相当時間
遅延せしめる１フレーム遅延回路８３ａ及び８３ｂに置
換して構成される。

このフレーム間フィルタ８３によって、更に画像の斜め
成分によるクロスカラーか軽減されて色信号Ｃが得られ
る。フィルタ８１〜８３は、いわゆる３次元フィルタを
形成する。

こうして色信号Ｃが分離される。

色信号Ｃは、ＣＨ信号分離フィルタ８４及びＣＬ信号分
離フィルタ８５の２つのフィールド間イルタに供給され
てＣＨ倍信号びＣＬ倍信号分離される。

ＣＨ信号分離フィルタ８４はフィルタ８１の遅延回路８
１ａ及び８１ｂを夫々２６３Ｈの遅延回路８４ａ及び８
４ｂに置換して構成される。分離されたＣＨ倍信号乗算
器９１及び９２各々の一入力端に供給される。

同様に、ＣＬ信号分離フィルタ８５はフィルタ８１の遅
延回路８１ａ及び８１ｂを夫々２６２Ｈの遅延回路８４
ａ及び８４ｂに置換して構成される。ＣＬ信号分離フィ
ルタ８５によって分離されたＣＬ倍信号、分離フィルタ
８５によるＣＬ倍信号の時間差ＩＨ分を調整するＩＨ遅
延回路９０を経て乗算器９３及び９４各々の他入力端に
供給される。

ＣＨ信号分離フィルタ８４及びＣＬ信号分離フィルタ８
５の動作について第１４図（Ａ）及び（Ｂ）を参照しつ
つ説明する。

第１４図（Ａ）は、縦軸方向に各ラインの画面垂直方向
の画素Ｐｎを、横軸方向にフィールドの進行を表わして
いる。ＮＴＳＣ方式ではインタレースを行なっており、
例えば第１フイールドの画素Ｐ３におけるサブキャリア
の位相に対して、画素Ｐ３に隣接する第２フイールド（
２６２ライン後）の画素Ｐ２６４のサブキャリアの位相
は逆相、画素Ｐ２６４に隣接する第３フイールド（更に
２６２ライン後）の画素Ｐ２６２のサブキャリアの位相
は同相となっている。また、画素Ｐ３におけるサブキャ
リアの位相に対して、第２フイールドの画素Ｐ２６５　
　（２６３ライン後）及び第３フイールドの画素Ｐ４　
（更に２６３ライン後）のサブキャリアの位相は同相と
なっている。なお、第１４図（Ａ）及び（Ｂ）において
、画素Ｐ３のサブキャリアの位相に対して同相となるサ
ブキャリアの画素を白点で、逆相となる画素を黒点で示
している。

ここで、画素Ｐ３、Ｐ２６４及び第３フイールドのＰ２
の色信号レベルを夫々十Ｃ，−Ｃ，＋Ｃとすると、（１／４）　ＸＰｉ　＋（１／　２）　×Ｐ２６４（１
／４）ＸＰ３　＝−（１／４）Ｃ−（１／２）Ｃ−（１
／４）　Ｃ−−Ｃ・・・（１）式同様に、画素Ｐ　３　
、Ｐ　２６５及び第３フイールドのＰ４の色信号レベル
を夫々＋Ｃ，十Ｃ，＋Ｃとすると、（１／４）　Ｘｐ３　＋（１／２）　ＸＰ２６５　＋（
１／４）ＸＰａ　−−（１／４）Ｃ＋　（１／２）Ｃ−
（１／４）　Ｃ−０・・・（２）式従って、第１４図（
Ａ）の如き通常のサブキャリアを用いた色信号ＣＬは上
記（１）式に対応するＣＬ信号分離フィルタ８５を通過
し、上記（２）式に対応するＣＨ信号分離フィルタ８４
を通過しない。

一方、第１４図（Ｂ）の如くフィールド毎にサブキャリ
アが位相反転された場合には、既述各画素のサブキャリ
アの位相は逆になり、この位相反転されたサブキャリア
を用いた色信号ＣＨは同様の理由により、ＣＬ信号分離
フィルタ８５を通過せず、ＣＨ信号分離フィルタ８４を
通過する。

従って、ＮＴＳＣ方式と同様に変調された既述ＣＬ倍信
号ＣＬ信号分離フィルタ８５の出力に得られ、フィール
ド毎にサブキャリアの位相が反転されたＣＨ倍信号ＣＨ
信号分離フィルタ８４の出力に得られる。

乗算器９１及び９２の他入力端には、夫々サブキャリア
に同期したＣ信号及びｂ信号が供給されており、乗算器
９１及び９２は第１同期検波回路として動作する結果、
乗算器９１の出力にはＩＬ倍信号、乗算器９２の出力に
はＱＬ倍信号得られる。

乗算器９３及び９４には、夫々サブキャリアに同期しか
つライン毎及びフィールド毎に波形反転するＣ信号及び
Ｃ信号が供給されており、乗算器９３及び９４は第２同
期検波回路として動作する結果、乗算器９３の出力には
ＩＨ倍信号、乗算器９４の出力にはＱＨ倍信号得られる
。

上記ＩＬ倍信号びＩＨ倍信号加算器９７によって加算さ
れ、■信号が復調される。また、上記ＱＬ倍信号びＱＨ
倍信号加算器９８によって加算され、Ｑ信号が復調され
る。

一方、３次元フィルタにおける信号遅延時間を補償する
遅延回路８６を経たコンポジットビデオ信号から、レベ
ル反転器８８及び加算器によって色信号Ｃを減じてＹ信
号が分離される。このＹ信号は、ＣＨ倍信号びＣＬ信号
分離に要する処理時間を補償する遅延回路８９を経てＤ
／Ａ変換器９９に供給される。

Ｄ／Ａ変換器は、既述４ｆｓｃ信号に同期してＹ信号を
アナログ信号に変換し、通過周波数帯域２ｆｓｃのＬＰ
Ｆ１０２によって該アナログ信号の高域成分を抑制して
復調Ｙ信号を得る。

既述Ｉ信号は、４　ｆｓｃ信号に同期して動作するＤ／
Ａ変換器１００によってアナログ信号に変換され、周波
数帯域ｆＳＣのＬＰＦ１０３によって高域成分が抑制さ
れて復調Ｉ信号となる。

既述Ｑ信号は、４　ｆｓｃ信号に同期して動作するＤ／
Ａ変換器１００によってアナログ信号に変換され、周波
数帯域ｆＳＣのＬＰＦｌｏＢによつて高域成分が抑制さ
れて復調Ｑ信号となる。

こうして、例えば帯域幅６　［ＭＨｚ］のＹ信号、帯域
幅３．　５　［ＭＨｚ］の■信号及びＱ信号が復調され
る。

なお、第１及び第２実施例では、第１及び第２平衡変調
手段は共に直角２相搬送波抑圧変調をなすが、少なくと
も第１平衡変調手段を標準ＮＴＳＣ方式と同様の直角２
相搬送波抑圧変調器とし、標準ＮＴＳＣ方式の受信機に
既述ＣＬ信号分離フィルタを設けることにより、本送受
信方式と標準ＮＴＳＣ方式との交信性を維持することが
可能である。

また、第１及び第３象限に挿入された信号分は走査線毎
及びフレーム毎に相殺されるので従来の標準ＮＴＳＣ方
式の受信機で本方式による信号をそのまま受信した場合
でも、画質妨害は小さく、標準ＮＴＳＣ方式と交信性の
確保された高画質テレビ伝送方式を構成することが可能
である。

発明の詳細な説明したように、本発明のビデオ色信号送受信方式に
おいては、ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サ
ブキャリアをフィールド毎に位相反転させた反転サブキ
ャリアを発生し、Ｉ、Ｑ成分各々を低域と高域の２つの
周波数成分に分離し、上記原サブキャリアによって上記
Ｉ、Ｑ成分の低域周波数成分を平衡変調して低域色信号
を得て、上記反転サブキャリアによって前記ＩＳＱ成分
の高域周波数成分を平衡変調して高域色信号を得て、上
記高域及び低域色信号各々を加算して色信号を得るよう
にしたので、色信号帯域に時空間的周波数スペクトル配
置の異なる２つの色信号を重畳して伝送することが可能
となり、標準ＮＴＳＣ方式に比較して■信号の伝送帯域
幅は２倍、また、Ｑ信号の伝送帯域幅は２倍以上になっ
て、高画質が得られる。

また、広帯域ビデオディスクの如き６　［ＭＨｚ］程度
の伝送路を使用すれば、デジタルテレビのスタジオ規格
（ＣＣＩＲ）であるいわゆる〔４．　２゜２〕コンポー
ネントソースによる画像と同等の画質を得ることが可能
となる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の送信機の一実施例を示すブロック図
、第２図は、信号分離回路７の構成例を示すブロック図
、第３図は、第１図に示された送信機の動作を説明する
ための説明図、第４図は、従来の色信号の垂直−時間周
波数スペクトルを示す図、第５図は、第１図に示された
送信機の色信号の垂直−時間周波数スペクトルを示す図
、第６図は、本発明の他の実施例を示すブロック図、第
７図乃至第１０図は、第６図に示された送信機の動作を
説明するための説明図、第１１図は、本発明の受信機の
一例を示すブロック図、第１２図は、Ｙ／Ｃ分離回路の
構成例を示すブロック図、第１３図は、色信号分離フィ
ルタ８１の動作を説明するための説明図、第１４図（Ａ
）及び（Ｂ）は、Ｃ）−１倍号及びＣＬ信号分離フィル
タの動作を説明するための説明図である。主要部分の符号の説明３．２４．９７．９７・・・加算器６．７・・・信号分離回路８．９・・・平衡変調器１０・・・フィールド反転回路２７．３２・・・デジタルフィルタ２８．２９．３３．３４・・・乗算器９１〜９４・・・乗算器

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サブキ
ャリアをフィールド毎に位相反転させた反転サブキャリ
アを発生し、Ｉ、Ｑ成分各々を低域と高域の２つの周波
数成分に分離し、前記原サブキャリアによって前記Ｉ、
Ｑ成分の低域周波数成分を平衡変調して低域色信号を得
て、前記反転サブキャリアによって前記Ｉ、Ｑ成分の高
域周波数成分を平衡変調して高域色信号を得て、前記高
域及び低域色信号各々を加算して色信号を得ることを特
徴とするビデオ色信号送信方式。
（２）原サブキャリアに同期した復調サブキャリア信号
と前記復調サブキャリア信号をフィールド毎に位相反転
した反転サブキャリア信号とを発生し、前記ビデオ信号
から色信号と輝度信号とを分離し、前記色信号から低域
及び高域色信号を分離し、前記低域色信号を前記復調サ
ブキャリア信号によって同期検波してＩ及びＱ低域信号
を得て、前記高域色信号を前記反転サブキャリア信号に
よって同期検波してＩ及びＱ高域信号を得て、前記Ｉ高
域信号と前記Ｉ低域信号とを加算してＩ信号を得て、前
記Ｑ高域信号と前記Ｑ低域信号とを加算してＱ信号を得
ることを特徴とするビデオ色信号受信方式。
（３）ライン毎及びフレーム毎に位相反転する原サブキ
ャリアをフィールド毎に位相反転させたフィールド反転
サブキャリアを発生するフィールド反転サブキャリア発
生手段と、Ｉ、Ｑ成分各々を低域と高域の２つの周波数
成分に分離する信号帯域分離手段と、前記原サブキャリ
アによって前記Ｉ、Ｑ成分の低域周波数成分を平衡変調
して低域色信号を得る第１平衡変調手段と、前記反転サ
ブキャリアによって前記Ｉ、Ｑ成分の高域周波数成分を
平衡変調して高域色信号を得る第２平衡変調手段と、前
記高域及び低域色信号各々を加算して色信号を得る加算
手段とを備えることを特徴とするビデオ色信号送信装置
。
（４）前記第１平衡変調手段は、直角２相搬送波抑圧変
調をなすことを特徴とする請求項３記載のビデオ色信号
送信装置。
（５）原サブキャリアに同期した復調サブキャリア信号
と前記復調サブキャリア信号をフィールド毎に位相反転
した反転サブキャリア信号とを発生する信号発生手段と
、前記ビデオ信号から色信号と輝度信号とを分離する信
号分離手段と、前記色信号から低域及び高域色信号を分
離するフィールド間フィルタと、前記低域色信号から前
記復調サブキャリア信号によってＩ及びＱ低域信号を同
期検波する第１同期検波回路と、前記高域色信号から前
記反転サブキャリア信号によってＩ及びＱ高域信号を同
期検波する第２同期検波回路と、前記Ｉ高域信号と前記
Ｉ低域信号とを加算してＩ信号を得るＩ信号加算手段と
、前記Ｑ高域信号と前記Ｑ低域信号とを加算してＱ信号
を得るＱ信号加算手段とを備えることを特徴とするビデ
オ色信号受信装置。