JP2000083235A - テレビジョンにおいてビデオ信号を秘匿する方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】無許可での使用を防止するための改善された信
号の暗号化／暗号解読の方法／装置およびそれによる高
度のセキュリティー／情報の秘匿の提供。 【構成】ビデオ信号暗号化システムは、各々ラインの水
平同期とカラーバーストに影響せずに映像信号に時間シ
フトを含み、それによりセキュリティーと秘匿を提供す
る。セキュリティーは、デジタル的に発生された充満パ
ターンを用いて隣接映像信号を反復し合成したビデオ信
号で、映像信号の名目上と実際の始点間の隙間を満たす
ことにより、より強められる。また、ランダムノイズの
重畳で隙間位置が隠される。秘匿は、１か２の周波数で
水平同期の位置を時間上揺動かし、垂直同期位置をラン
ダムに変化することより提供される。符号器は色差と輝
度の２チャンネル化および色差安定のためのヘテロダイ
ン回路により簡単化され、符号化は色差chの使用により
通常失われる細部を与えることでより強められる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ビデオ情報信号のよう
な時間域における電気信号の信号処理に関する。特に、
本発明は、無許可での使用を防止するような信号の暗号
化および暗号解読における改善、加えてセキュリティー
および秘匿（concealment ）それぞれについての改善に
関する。

【０００２】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】１９
９１年１０月１５日に発行され、ジョン・ライアン（Jo
hn O. Ryan）に譲渡された（この明細書の中に参照文献
として取り込まれた）米国特許No.5,058,157において、
カラービデオ（テレビジョン）信号のように各々がライ
ンタイミング・リファレンスを有するラインを用いて、
連続するアクティブ情報のラインとして規則通りに並べ
られた情報信号の暗号化および暗号解読のための方法お
よび装置について開示されている。各々のラインのアク
ティブビデオ信号の部分は、所定の緩やかに変化する時
間シフト関数を用いて、そのラインの水平同期信号の部
分に関して時間シフトされる。時間シフト情報は、各々
のフィールドの始点で垂直帰線期間（blanking）の部分
の中に、時間シフト波形の瞬時値を符号化することによ
り暗号解読部に伝達される。合理的な最大時間シフト範
囲を与えるために、先行するラインのアクティブビデオ
信号の後部（trailing）エッジの部分および現ラインの
アクティブビデオ信号の前部（reading ）エッジの部分
は捨てられる。暗号解読の間、初期のラインタイミング
およびカラーバースト信号は捨てられ、暗号化前の初期
量によってアクティブビデオ信号の部分から時間的に動
かされた新たな信号が生成される。これは、全てのビデ
オテープフォーマットおよび送信システムに適合可能な
安全な（secure）ビデオタイプの情報暗号化手法および
暗号解読手法を与える。そして、それは暗号化アルゴリ
ズムの相互作用により引き起こされる画面損傷を受けな
い、カラーヘテロダインレコーディングに使用される色
差信号連続ライン平均化システム（chrominance conse
cutive line averaging systems ）である。

【０００３】実行される時間シフトのタイプは、正弦波
信号または直線的に変化するランプ信号のような多くの
緩やかに変化する関数のうちのどの１つを含んでもよ
い。その信号における変化速度すなわちウォッブル（wo
bble）は、処理される入力信号のライン速度に比較する
と遅い。ビデオテープ信号においては、およそ２０Ｈｚ
は越えない周波数を有する正弦波が用いられる。実行さ
れる時間シフトの絶対量は、好ましくは次のような最大
値に制限される。すなわち、ＮＴＳＣビデオ信号の場
合、その最大値はトータルで４μｓｅｃ（各々の方向に
ついて±２μｓｅｃ）を越えない。

【０００４】各々のフィールドの初めにおける時間シフ
ト関数の瞬時値は、代表的には垂直帰線期間の間にフィ
ールド情報と共に伝達される。例えば、正弦波時間シフ
ト関数に関して、１つの与えられたフィールド中の前記
波形の開始点振幅は、垂直帰線期間の間に、１バイトの
情報として伝達され、その情報は、別途提供されたオー
ソライゼイション・キーと結合したときに、暗号解読回
路が暗号波形関数を合成することを可能にする。暗号解
読は、水平同期信号（およびカラーバースト）と対応す
るラインのアクティブビデオ信号の部分との間の初期の
タイミング関係を復元することにより実行される。これ
は、暗号化の前の新規のラインタイミング・リファレン
ス信号が伝達するようなアクティブビデオ信号の部分に
対するタイミング関係を伝達する新しいラインタイミン
グ・リファレンス信号（水平同期信号およびカラーバー
スト）を生成することによりなされる。その結果、解読
された信号は、依然タイムベースエラーを含むが、これ
らのエラーは、後続のテレビジョン・モニター／受信機
の再現あるいは訂正範囲内にある。

【０００５】図１および図２は、前述の米国特許No.5,0
58,157の図３Ａおよび図３Ｂに対応し、暗号化された信
号が受信部すなわち暗号解読器において暗号解読される
方法を説明する。図１を参照すると、３つの連続するＮ
ＴＳＣビデオ信号のラインが、連続的にシフト量の増加
する時間シフトを受けたことが分かる。（図１および図
２における各々のラインのアクティブビデオ信号の部分
は、一部分のみ示されている。）最上段のラインは、ア
クティブビデオ信号の部分の端部と水平帰線期間の端部
との間に時間シフトを有しないラインＮを表し、水平同
期信号の部分の始点とアクティブ部分の始点との間の時
間は、ｔ₁ として示される。次のラインＮ＋１は、遅延
方向に時間シフトを受け、水平同期信号の部分の始点と
アクティブ部分の始点との間の時間はｔ₂ であり、これ
はｔ₁ より大きい。ラインＮ＋２は、さらに遅延方向に
ｔ₂ より大きいｔ₃ と示される量の時間シフトを受け
る。これらの３つの連続するラインは、ラスターイメー
ジの上方部分からのラインを表す。ラインＮ、Ｎ＋１お
よびＮ＋２の各々のラインタイミング・リファレンス部
分は、全て図１に時間的に並べられている。各々のライ
ンの水平同期信号の部分の前部エッジは、正確に他のラ
インの水平同期信号の部分の前部エッジと共に並べられ
ている。カラーバースト部分（ハッチングされた領域）
の位置についても同様である。しかしながら、アクティ
ブビデオ信号の部分は、ラインＮに関しては、故意にラ
インＮ＋１およびＮ＋２とは位置を変えてある。

【０００６】図２は解読後の同じ３つのラインからの信
号を示す。この図から分かるように、３つのラインの水
平同期信号の部分の前部エッジは、もはや正確に並んで
はなく、むしろずれて配列されているが、水平同期信号
の部分の前部エッジとアクティブビデオ信号の部分との
間の間隔は３つのライン全てについて同じすなわち値ｔ
₁ である。同様に、３つのラインのカラーバースト部分
（ハッチングされた領域）は、もはや時間的には並んで
なく、むしろ水平同期信号の部分と同様にずれて配列さ
れている。３つのラインのアクティブビデオ信号の部分
の相対位置も同様である。

【０００７】解読された信号は依然として相対的にずれ
て配列されているが、水平同期信号の部分の先頭エッジ
とアクティブビデオ信号の部分との間の正確なタイミン
グ関係ｔ₁ は、後続のテレビジョン受信機あるいはモニ
ターにより処理される情報の各々のラインが正確に表示
されるのを保証し、与えられた１つのラインのタイミン
グエラーがテレビジョン受信機あるいはモニターの合成
回路の再現範囲を越えないことを与える。暗号化中に原
信号に適用される時間シフトは、ビデオライン速度に比
較して相対的に遅い変化（ＮＴＳＣのＴＶにおいては２
０Ｈｚ）である。

【０００８】図３および図４は、前述の米国特許No.5,0
58,157の図４Ａおよび図４Ｂと同じものである。これら
の図は、前述の暗号化を提供する暗号器システムを示す
ブロック図である。なお、図３は前記システムのブロッ
ク図の上側半分を示し、図４は前記システムの下側半分
を示す。図３および図４から分かるように、暗号化され
る入力ビデオ信号は、ビデオ信号入力プロセッサユニッ
ト１２の入力端子１１に連結される。プロセッサ１２は
入力ビデオ信号をゲイン、ＤＣオフセットおよびバンド
幅について正規化して、出力端子１３に現れるビデオ信
号のための安定した低インピーダンスバッファを提供す
る。加えて、入力する垂直および水平同期信号の部分は
前記プロセッサユニット１２により前記入力ビデオ信号
から分離され、同期／タイミング発生器およびフェイズ
ロックループ１５に入力として供給される。

【０００９】プロセッサユニット１２からの出力端子１
３上の信号は、従来のＮＴＳＣデコーダおよびアンチエ
イリアスフィルタ１６に連結され、そこで輝度成分Ｙお
よび色差直角位相（chrominance quadrature）成分Ｉ，
Ｑが、３チャンネルの並列デジタル処理のために分離さ
れる。ユニット１６の出力Ｙは、アナログ・デジタル変
換器１８に連結され、そこで輝度信号が、クロック入力
線１９に供給される入力サンプルクロック信号により、
所定のクロック周波数で、アナログからデジタルに変換
される。前記変換器１８の入力は、デュアルポートを有
する輝度信号メモリユニット２０の入力部分に連結され
る。これは、ＹチャンネルＤ／Ａ変換器２２に接続され
たＹチャンネルメモリである。メモリユニット２０は、
メモリサイクルごとに、Ａ／Ｄ変換器１８からワードが
書き込まれるメモリとして配置され、ワードは、メモリ
サイクルごとに、メモリユニット２０から、デジタル・
アナログ変換ユニット２２に読み出される。

【００１０】リード／ライト・コントロール信号および
マルチビットアドレス信号はメモリコントローラユニッ
ト２４から輝度信号メモリユニット２０へ与えられる。
輝度信号チャンネルメモリユニット２０の出力はデジタ
ル・アナログ変換器２２に連結され、そこでメモリ２０
からのマルチビットデジタルワード出力はユニット１５
からクロック入力線２３に供給されるクロック信号によ
るクロック周波数で、アナログサンプルに変換される。
前記変換器ユニット２２の出力はＮＴＳＣエンコーダお
よびローパスフィルタ２５の入力に連結され、そこで輝
度信号はＩおよびＱ色差信号成分と結合され、バンド幅
およびＤＣオフセットに関して再度正規化される。Ｉ，
Ｑ色差信号直角位相成分は前述の輝度成分Ｙについての
方法と本質的に同一の方法でそれぞれ前記ユニット１
８，２０，２２と同様の機能を有するユニット１８′，
２０′，２２′および１８″、２０″、２２″を用いて
それぞれ処理される。

【００１１】同期タイミング回路１５は、Ａ／Ｄ変換ユ
ニット１８のためのサンプルクロック、メモリユニット
２０からのリード／ライト・クロック信号およびＡ／Ｄ
変換ユニット２２のためのクロック信号を供給するため
に用いられる出力クロック信号を生成する。好ましく
は、ユニット１５は離散位相検出器、多くのサンプリン
グゲートならびにエラー増幅器および水晶クロック発振
器を含んでもよい。

【００１２】前述のユニットは，コントローラユニット
３４および複数のコントロールレジスタ３６を経由し
て、キーボードターミナルのようなユーザーインターフ
ェースデバイス３２に連結される。

【００１３】前述の装置および関連する暗号化方法はい
くつかの短所を有する。

【００１４】第１に、前記装置は比較的高価であり、
Ｙ，ＩおよびＱ成分それぞれに対応するための３組のＡ
／Ｄ変換器および関連する（associated）メモリを含む
点で複雑である。従って、デジタル処理のための３つの
独立したチャンネルを必要とし、各々のチャンネルはそ
れぞれ高価な構成要素を要求するので、その暗号化装置
のコストおよび複雑さが増加する。

【００１５】第２に、図１および図２に表される暗号化
方法は合理的な防衛手段（secure）である一方、図に示
されているようにビデオ信号のアクティブ部分を右に移
動する過程において水平同期信号の前部エッジおよび後
部エッジの両方ともに右に移動されるという潜在的な欠
陥を有する。この水平帰線期間内の通常良く知られた位
置の変位は、賢い侵害者（pirate）すなわち無許可のユ
ーザーにより、各々のラインのウォッブル量（時間変
位）を決定するために検知される可能性がある。前記侵
害者は、少なくとも理論的には、ウォッブル量を決定
し、処理の逆過程を実行するために、信号を暗号解読で
きるであろう。従って、彼等は、暗号解読した可視に供
する信号を得られるであろう。従って、図１および図２
に表される方法には、商業的な暗号化システムに要求さ
れる非常に高度なセキュリテーが欠如している。

【００１６】前述の暗号化システムの他の短所は、セキ
ュリティーを提供するすなわち一般に無許可の使用を防
止するとはいえ、通常のテレビジョンセットに映される
暗号化された信号は、完全には秘匿されていないことで
ある。それは、視聴者が、水平方向に前後にずれたテレ
ビジョン画面を見ようと思えば、なおその番組を見るこ
とができ、何が進行しているかは少なくとも部分的には
理解することができる。これは、例えば子供達が暗号化
された画面を見ることさえも防止することを要求される
成人向きの素材の送信においては好ましくない。これは
特に問題である。なぜならば、特にそのような成人向き
の素材すなわち性行動の描写は、たとえその画面が暗号
化されていても、視聴者が容易にその画面を理解できる
ことが、実験により把握されているからである。これ
は、言い換えると、前記暗号化は、比較的暗号解読から
防衛されているといっても、全ての番組の素材にとって
十分なレベルの秘匿（consealment ）を提供していない
ということである。

【００１７】前述の装置に関する他の問題は、コンポジ
ットビデオ信号が１ライン分の遅延を被る櫛形ＮＴＳＣ
デコーダに共通するものである。遅延された信号と遅延
前の同じ信号とを単に加えることにより、２つの信号の
色差（chrominance ）信号部分がキャンセルされ、輝度
信号のみが残される。同様にまた同時に、遅延されない
信号から遅延された信号を差し引くことにより（すなわ
ち逆に(vice versa)）、輝度信号部分がキャンセルさ
れ、色差信号部分のみ残る。この問題は、暗号化装置の
みに特有のものではなく、ＮＴＳＣ復号を実行するビデ
オプロセッサにおいて典型的に遭遇するものであり、垂
直の細部を削減し、結果として画面の垂直端を不鮮明に
する。これは、Ｙ，ＩおよびＱ成分の２ラインの総和を
取る過程のためであり、それにおいて、コンポジットビ
デオ信号がデジタルに変換され、デジタル域で輝度信号
／色差信号分離が実行されるとき微細粒子画面の細部は
拡張され失われる。この問題は、アナログ域の入力コン
ポジットビデオ信号から、バンドパスフィルタあるいは
ハイパスフィルタを用いて、前記分離過程の前に色差信
号成分を分離する複雑で高価な回路により克服されるこ
とが知られたいる。前記バンドパスフィルタを通過した
信号は遅延され、減算過程を施される。そのバンドパス
フィルタリングは垂直輝度信号エッジを除去する。なぜ
ならば、それらは現実に低い周波数だからである。従っ
て、色差信号分離は高周波においてのみ実行され、これ
が成されており、結果として分離された色差信号は輝度
信号成分を有しない。結局、輝度信号は、入力コンポジ
ットビデオ信号から前記処理された高周波色差信号を差
し引くことにより分離され、垂直の細部にはロスはな
い。この過程は、デジタル処理された場合に２つのＡ／
Ｄ変換を要求すること以外は、効果的である。前記Ａ／
Ｄ変換の１つは帯域通過（あるいは高域通過）された色
差信号のためのものであり、１つは広帯域コンポジット
ビデオ信号のためのものである。必要な構成要素を減少
し、信号処理の量を減少するために、この過程を削除し
または簡単にすることは好ましい。

【００１８】従って、上述した特許により開示された方
法および装置は、目的に適うとはいえ、セキュリティ
ー、秘匿および複雑さの点において、重要な改善を受け
る。

【００１９】上述した特許は本発明に帰されること、お
よび、上記説明は上述の特許において開示およびクレー
ムされた対象事項が本発明の開示およびクレームに関し
て必要な従来技術であることを承認しないことが理解で
きるであろう。

【００２０】

【課題を解決するための手段、作用および効果】本発明
に従って、前述の特許において開示された方法および装
置の短所の欠点を克服し、改善されたセキュリティーお
よび秘匿ならびにさらなるフレキシビリティーすなわち
さらなる応用を与えるための暗号器および暗号解読器が
提供される。

【００２１】本発明の見地に従って、同期（sync）ウィ
ッグル（wiggle）が、主要の時間シフトする暗号化シス
テムに対して重畳される秘匿として提供される。これ
は、さらなる変形により、認可されていない者が画面を
見ようと試みた場合、暗号解読する前に見える画面を覆
い隠すビデオ信号が、画面を暗号解読なしに認識できな
いようにできることを意味する。この重畳による秘匿
は、各々のラインにおける水平同期信号の位置を擬似ラ
ンダムに時間シフトする１つの実施例をもたらす。他の
実施例においては、同期信号の位置は、２つの固定して
いないすなわち純粋なランダムパターンによりもっと複
雑に揺り動かされ、それゆえ同期信号の位置はもっと複
雑に移動される。

【００２２】また、他の形態においては、前記同期ウィ
ッグルは垂直同期ウィッグルをも含み、すなわち垂直帰
線期間における垂直同期信号の位置は、前記水平ウィッ
グルに加えて、擬似ランダムに揺り動かされ、従って、
テレビジョンスクリーンに映し出された場合の暗号化さ
れた画面の出現に対する垂直ローリング効果が加えられ
る。その結果得られるパターンは、画面を垂直に揺ら
し、画面を２つの方向に覆い隠すことに貢献する。ある
実施例では、第１のフィールドにおいて、垂直同期信号
が再び挿入され、前進される、すなわち時間軸の前方に
移動される４つのフィールドシーケンスにおいて、垂直
ウィッグルが遂行される。第２のフィールドにおいて、
垂直同期信号は再び移動される。第３のフィールドにお
いて、垂直同期信号は再び挿入され、後方にすなわちで
きるかぎり時間軸の右方向遠方に移動される。前記シー
ケンスの第４のフィールドにおいて、垂直同期信号は再
び移動される。このプロセスは、移動する垂直同期信号
の追跡を企図するラインカウンタを有する両者のより新
しいタイプのテレビジョンセットを混乱し、それゆえ混
乱された跳躍の開発をなし、また、同期パルスの欠如
が、制御できないローリングさらにまた完全な画面の覆
い隠しを引き起こす旧タイプのテレビジョンセットを混
乱させるであろう。

【００２３】本発明の他の観点に従って、前述のＮＴＳ
Ｃデコーダにおける垂直の細部の喪失の問題は、事前に
存在する色差信号チャンネルから失った垂直の細部を回
復することにより克服される。これは、前述の２つの分
離された信号すなわち色差信号（色信号）および輝度信
号を提供することにより遂行される。色信号は、失った
輝度信号の垂直の細部をも含む。デジタル域における色
信号チャンネルデータは、ともかく、アナログ信号に変
換されるであろう。そして、垂直帰線期間の外側のビデ
オ画面のすべての部分において、色信号情報からはロー
パスフィルタにより色信号そのものが除去され、失われ
た垂直の細部の情報が残され、それは輝度アナログ信号
に単に加え戻される。これは、特別な手段すなわち高価
なデジタル処理あるいは異質のＡ／Ｄ変換ステップなし
に失われた垂直の細部を回復する。

【００２４】本発明の他の観点に従って、予め決められ
た緩やかに変化する時間シフト関数（前記ウォッブル）
は、ランダムな周波数変調をうけた低周波の正弦波をデ
ジタル的に発生することにより提供される。これは、ラ
ンダムに変化するクロック源からのデジタルカウンタを
操作し、正弦波関数を保持するプログラマブルＲＯＭ
（PROM）に対するアドレスとしてのカウンタの出力を適
用することによりなされる。従って、各々のステップに
おいて、前記ＰＲＯＭは前記正弦曲線における１つの点
を表現するデジタルワードを出力する。そして、このデ
ータはアナログ出力信号を提供するＤ／Ａ変換器に適用
される。本発明に従って、前述の正弦は、多くの場合、
処理できない過度の情報量を提供する。それゆえ、本発
明に従って、その代わりに、前記正弦波はフィールドレ
イト（rate）すなわち６０Ｈｚにサンプル化され、その
サンプルのみ伝達される。そして、復号器は前記サンプ
ルデータより同一の正弦波に復元される。

【００２５】前述のような予め決められた緩やかに変化
する時間シフト関数は、およそ２０Ｈｚあるいはサンプ
ルレート６０Ｈｚの半分より小さい周波数で変化し、そ
れによって、良く知られたサンプリング定理の要求に従
って原正弦波の完全な復元が許される。それゆえ、本発
明に従って、前記ＰＲＯＭからデジタル的に発生された
正弦波は、ビデオフィールドごとに一度すなわち６０Ｈ
ｚで、ビデオフィールド全体の時間幅に渡り妥当な正確
性を持ったデジタルワードを保持するラッチ（latch ）
にラッチされる。そして、各々のビデオフィールドにつ
き一度、前記データは前記ラッチから読み出され、Ｄ／
Ａに適用され、それによってサンプル化された正弦波の
アナログ域の信号が発生される。この波形は従来のフィ
ルタにより滑らかにされ、出力ビデオ信号における画面
の位置を制御する回路に適用される。

【００２６】同時に、ラッチされたデータはデコーダに
伝達され、そして前記デコーダは同じオーダー（order
）でデジタルワードの抽出、このワードのラッチ、そ
れの１つのビデオフィールドの間の保持およびそのデー
タのデジタルからアナログへの変換における類似の機能
を遂行する。そして、近似ステップは、ＲＣフィルタを
通過して、エンコーダにおけるそれに対して滑らかにさ
れ、それによって、エンコーダにおけるそれに整合する
アナログの正弦波を回復する。そして、そのデコーダ
は、前記回復された／復元された正弦波に従って、単
に、水平同期信号、水平帰線消去信号（blanking）およ
びカラーバースト信号を生成し、それらを、受信された
暗号化されたビデオ波形に挿入し、暗号解読プロセスを
完了する。

【００２７】本発明の他の観点に従って、供された（ネ
ットワークに接続できない）ビデオシステムを用いるた
めに、ラインのアクティブビデオ信号の部分の時間シフ
トの揺らぎ（wobbling）が許され、その結果狭い水平帰
線期間（blanking interval）をもたらす。これは、ア
クティブビデオ信号の全幅の保存を許し、従って、画面
のエッジの改善された画面を許す。そのようなシステム
は、例えば放送あるいはケーブルテレビジョンには適合
しないであろうが、それは、伝達が要求されず画面全体
の幅を保つことが要求されるビデオシネマのようなアプ
リケーションに供されるシステムの使用には適合するで
あろう。従って、それにより、ビデオ信号のアクティブ
の部分のための空間、すなわち信号のいかなる部分も失
うことなく、揺らぐ画面を与える水平帰線期間の幅を削
減することができる。それゆえ、もし水平帰線期間の幅
が削減されても、依然として、信号の適当な長さのカラ
ーバーストの部分を送信する必要がある。本発明に従っ
て、これは、水平帰線期間のフロントポーチ（front po
rch ）上にカラーバーストを位置させ、カラーバースト
の残りの部分は、従来通り水平帰線期間のリアポーチ
（rear porch）上に位置させることにより遂行される。
ある変形例においては、カラーバーストはフロントポー
チ上において開始でき、同期パルスを通して継続するこ
とが許される。

【００２８】また、本発明にしたがって、ビデオ信号の
反転画面の秘匿方法は、ランダムに反転されたすなわち
明るい部分は暗く、暗い部分は明るくされた画面のライ
ンごと（line-by-line）に基づいた（basis ）特定のラ
インにおける点で提供される。ラインが反転されたり反
転されなかったりするパターンが、予め決められたレー
トでランダムに変化し、要求された程度の秘匿を提供す
る。侵害者がどのラインについても反転されたか否かを
リアルタイムで決定することは難しく、また、それゆえ
この秘匿技術を打開するのは難しいという意味におい
て、そのようなビデオ信号反転は、比較的安全（secur
e）である。

【００２９】また、本発明に従って、予め記述された水
平ウォッブルと同様に、連続するビデオフィールド中の
緩やかに変化する垂直帰線期間の位置の時間移動の意味
において、アクティブビデオ信号における垂直ウォッブ
ルが提供される。

【００３０】

【実施例】以下、図面を参照しながら実施例を説明す
る。

【００３１】１）暗号器の動作 以下の説明において、記述されるパラメータ（８ビッ
ト，１０ビット，０−９０９カウンタなど）は、本発明
における好ましい実施例、特に副搬送波周波数の４倍の
周波数でサプリングされるＮＴＳＣ標準のユニットの場
合に適用する。この中に記述された原理は、概してＰＡ
Ｌのような他の標準に適用可能であり、また、当該技術
に精通したものに良く知られている原理に従って細部に
修正を加えることによる他のサンプリングレートに適用
可能である。

【００３２】図５は本発明に係る暗号化装置における暗
号化の手順を示すフローチャートである。まず、ステッ
プ４２より手順が開始され、入力アナログビデオ信号が
デジタル化され、従来のＲＡＭに書き込まれる。同時
に、ステップ４４で従来のランダム値発生器によりラン
ダムに変化する数値が生成される。そして、ステップ４
６で、ランダムに生成された数値はアナログ信号に変換
され、その波形を用いてステップ４６のビデオ信号の暗
号化のために揺らぐ（wobbling）タイムベースが作られ
る。

【００３３】ステップ４６では、揺らぐタイムベースを
作るために用いられる、ランダムな周波数により変調さ
れた正弦波に関してアナログ波形が生成される。他の実
施例では、デジタル暗号解読器（後述する図１９）のた
めに記述されたプロセスと同じく、揺らぐタイムベース
はデジタル的に生成されてもよい。そこで参照される図
１９の１：１８８０のカウンタ５８８は、正確に要求さ
れたアドレスバスを提供する。ステップ４８において、
予めメモリに書き込まれたデジタル化されたビデオ信号
のために、輝度信号Ｙは加算および減算のプロセスによ
り色差信号Ｃから分離され、信号Ｙ，Ｃ共に同じランダ
ムに揺らぐタイミングに従ってメモリから読み出され
る。揺らぐ輝度信号および色差信号の両方を与える。本
質的に、このステップ４８の分離プロセスには１ライン
分の遅延が存在するので、暗号化されるのではなく輝度
信号および色差信号とタイミングを合わせる必要がある
垂直帰線期間ビデオ信号は、ステップ５０で１ライン分
遅延され、そのタイミングは前記信号の輝度信号および
色差信号に合ったタイミングが保たれる。

【００３４】これは、輝度信号、色差信号および垂直帰
線期間信号（interval）の３つの信号を与える。輝度信
号は揺らいでおり、色差信号は揺らいでおり、垂直帰線
期間信号は時間に関しては安定している。そして、ステ
ップ５２のヘテロダインプロセスにおいてなされるよう
に、色信号の位相の安定化が回復される。そして、ステ
ップ６０で、色信号を輝度信号の上に戻し、再び帰線期
間が付与され、同期信号が生成されることにより、コン
ポジットビデオ信号は再び構築される。従って、揺らぐ
輝度信号および安定した位相を有するヘテロダイン処理
された揺らぐ色信号は結合され、垂直帰線期間において
その出力信号はステップ５４からの安定した垂直帰線期
間出力信号と入れ替えられる。水平帰線期間において
は、秘匿のために、揺れ動く同期パルスを合成する必要
がある。これは、ステップ５８においてなされ、ここで
は重畳による秘匿のために位置変調された水平同期信号
が合成される。そして、ステップ６０において、この合
成された同期信号はコンポジットビデオ信号の中に加え
られる。

【００３５】また、デコーダ装置（図示せず）のための
暗号解読に必要な情報を送信する必要がある。従って、
ステップ４４で得られるランダムに変化する数値は、ス
テップ５６で垂直帰線期間の１つのラインの中にラッチ
される。このデータは、侵害者（認可を受けていない
者）がそのランダムに変化する数値を抽出できないよう
に、本質的には従来の手段により暗号化される。

【００３６】図６は、図５のプロセスのための暗号器の
ブロック図である。図６の上部左手の部分から開始し、
従来の入力ビデオ信号はフレーム入力バッファ６６に入
力される。従来のクランププロセスおよびＡＧＣ（自動
利得制御）プロセスは、ブロック７２により実行され
る。ブロック６８において、入力ビデオ信号の従来の同
期結合（ゲンロック）が、入力カラーバースト信号に対
してフェイズロックされた副搬送波周波数の４倍の周波
数の水晶発振器を動作させることにより実行される。そ
して、同期結合回路６８の出力は、ライト（write ）ク
ロック信号となる。入力ビデオ信号はビデオ信号Ａ／Ｄ
変換器７４に与えられ、前記Ａ／Ｄ変換器７４はデジタ
ルビデオ信号を出力する。

【００３７】そして、前記デジタルビデオ信号はビデオ
信号のライン１本分の遅延を与える１つの水平ラインバ
ッファ７６を含むデジタルシステムに与えられる。前記
バッファ７６の入力および出力は両方とも加算器ブロッ
ク７８に与えられ、その中でデジタル的に和が取られ
る。前記加算器ブロック７８の出力は輝度信号Ｙとな
る。同様に、前記バッファ７６の入力および出力には減
算器ブロック８０において減算が施され、その出力は色
差信号Ｃとなる。このようにして、入力ビデオ信号は２
チャンネルの信号すなわち色差信号および輝度信号に分
離される。加算器７８および減算器８０の出力は、時間
に関しては依然として安定している。加算器７８の出力
は、同じくビデオ信号のライン１本分の長さのバッファ
８２に与えられる。減算器８０の出力（すなわち色差信
号）は、同じくビデオ信号のライン１本分の長さのバッ
ファ８４に与えられる。

【００３８】前記バッファ７６，８２，８４の各々は、
いわゆるピンポンＲＡＭ（ping pong RAM's ）すなわち
ダブルバッファを与えるデュアルバンクのＲＡＭであ
る。従って、これらバッファは、各々２つのＲＡＭバン
クを有する。まず、ビデオ信号のラインが前記バンクの
１つに書き込まれ、それが読み出される間に、次のビデ
オ信号のラインがもう１つのバンクの１つに書き込まれ
る。また、前記ＲＡＭの代わりに、適当なリアルタイム
ＦＩＦＯタイプのメモリあるいはシフトレジスタが使用
されてもよい。

【００３９】ライト（write ）アドレスブロック７０
は、前記同期結合回路６８からのライトクロック信号を
受ける。それゆえ、前記ライトアドレスブロック７０
は、入力ライトクロック信号に対して時間的にロックさ
れ、それにより入力ビデオ信号に対して時間的にロック
される。そのライトクロック信号は副搬送波周波数の４
倍の周波数を有し、また、輝度信号および色差信号が安
定した同期により前記バッファ８２，８４へそれぞれ書
き込まれるように安定している。

【００４０】前記バッファ８２，８４へ書き込むため
に、３つのステップが取られる。第１に、書き込みに必
要な信号データを与えることが必要である。第２に、デ
ータが書き込まれるバッファの位置のアドレスを与える
ことが必要である。第３に、書き込みが発生するときに
バッファにそれを伝える必要がある。従って、前記ライ
トアドレスブロック７０は、書き込みのタイミングをも
提供する。前記ライトアドレスブロック７０からの１０
ビット幅のアドレスバスがあり、ブロック７０からバッ
ファ８２，８４それぞれに対して接続されているクロッ
ク線がある。前記ライトアドレスシステムすなわちアド
レスバスおよび前記クロックは、両方とも入力ビデオ信
号に関しては安定している。リード（read）アドレス回
路９４により提供されるリードアドレスおよびそれに対
応するクロック信号は後述するように時間に関して揺ら
いでいる。

【００４１】従って、前記輝度信号バッファ８２および
前記色差信号バッファ８４の内容は、リードアドレス回
路９４からの揺らぐアドレス信号により出力され、その
結果、揺らぐビデオ信号が得られる。この点において、
前記バッファ８２，８４それぞれからの輝度信号および
色差信号は、デジタル域で時間的に揺らいでいる。これ
ら２つの信号はそれぞれ、前記整合するクロック信号お
よび前記アドレスバスと共に、輝度信号Ｄ／Ａ変換器１
０４および色信号Ｄ／Ａ変換器９８に与えられる。従っ
て、前記色信号Ｄ／Ａ変換器９８および前記輝度信号Ｄ
／Ａ変換器１０４の出力は、アナログ信号である。

【００４２】前記色信号Ｄ／Ａ変換器９８による色信号
出力は、位相の安定化を達成するためヘテロダインにか
けられる。この機能は、後で詳述するようなヘテロダイ
ンブロック１００において実行される。

【００４３】ここで、図６の中央左手の部分を参照する
と、ランダム数値発生器８８により、ランダムに変化す
る数値が生成され、前記ランダム数値発生器８８はデジ
タル域で周波数変調された正弦波を出力する。それはビ
デオフィールドごとにラッチされ、データＤ／Ａ変換器
９０に与えられ、前記データＤ／Ａ変換器９０は正弦波
の階段状の（stepped ）近似波形を与える。この正弦波
の階段状の近似波形は平滑化され、そして、それがフェ
イズロックループ（以下ＰＬＬ）９２を駆動して、その
出力から与えられる周波数が前記正弦波を追跡するよう
にすなわち前記ＰＬＬの位相を追跡できるようにし、そ
れにより、時間に関する揺らぎを有するリードクロック
信号を発生する。そして、このリードクロック信号は、
リードアドレスブロック９４のカウンタに与えられる。
このリードアドレスブロック９４は、前述のバッファ８
２，８４に与えられるランニング（running ）アドレス
バスを出力する。リードアドレスブロック９４は、本質
的にカウンタである。従って、前記ブロック９４からの
リードアドレス信号は、時間において揺らいでおり、そ
れと異なり、前記ブロック７０からのライトアドレス信
号は、時間に関しては安定している。前記ライトアドレ
スブロック７０およびリードアドレスブロック９４の両
方の出力は、１０ビット幅のバス上にあり、これら２つ
のカウンタ７０，９４の出力信号は、ランプすなわちカ
ウントアップされる。

【００４４】従って、データは、バッファ８２およびバ
ッファ８４の両方に同時に書き込まれ、バッファ８２お
よびバッファ８４の両方から同時に読み出される。前記
ライトアドレスブロック７０により与えられるライトア
ドレスバス信号は、１０ビット幅のバス上にあり、前記
データすなわち前記アドレスは、４Ｆ_scのサンプリング
レートを有するＮＴＳＣシステムにおいて従来通り１つ
のラインに割り当てられたデジタル長である０から９０
９までカウントアップされている。同様に、前記リード
アドレスカウンタ９４からのリードアドレスは、０から
９０９までカウントされているが、前記タイミングにつ
いては、＋２μｓｅｃかｒ−２μｓｅｃまで標準的に変
化する揺らぎの量により、前記ライトアドレスに関して
変化する。従って、前記揺らぎを記述する他の方法は、
値“０Ｆ_h “を有する前記ライトアドレスが検出された
ときに、同時に前記リードアドレスが異なる値を有し、
２μｓｅｃ遅くあるいはおよそ２μｓｅｃ早く、値“０
Ｆ_h “に到達しないことである。

【００４５】従って、前記ブロック９８からのアナログ
色信号および前記ブロック１０４からのアナログ輝度信
号は、それぞれバッファ８４およびバッファ８２からデ
ジタル的に読み出されるときに、時間的に揺らいでい
る。前述のように、前記ブロック９８からのアナログ色
信号は、その相対的位相を保つためにヘテロダインが施
される必要がある。色信号のカラーバーストに関して相
対的位相の安定性を保つことが要求されるが、振幅およ
び位相変調の包絡線が揺らぐことは許される。これは、
前述のようにまたさらに後で詳述するように、色信号の
ウォッブルと同一のウォッブルを有する前記ＰＬＬ９２
からのリードクロック信号を用いてなされ、前記リード
クロック信号はヘテロダイン回路１００の二重平衡（do
uble valanced ）変調回路に与えられる。そして、前記
２つの信号に違いが発生すると、前記リードクロック信
号におけるウォッブルが、前記色信号におけるウォッブ
ルより減じられ、その結果、包絡線に影響を受けずに色
信号の位相が安定化される。

【００４６】また、バッファ７６からのデジタルビデオ
信号出力も１ライン分の遅延を受け、水平帰線期間信号
Ｄ／Ａ変換器１０６に与えられる。その水平帰線期間信
号のデータは、揺らいではなく安定している。従って、
垂直および水平帰線期間は、垂直帰線期間および水平帰
線期間再生器により再生される。

【００４７】そして、ブロック１００，１０４，１０８
からの３つのすべての信号は、ビデオ信号加算器１０２
において結合され、正規の時間の間に挿入された垂直帰
線期間を有するコンポジットビデオ信号が再形成され
る。また、暗号データブロック９６からの暗号データが
挿入される。そのデータは、標準的には、前記垂直帰線
期間のライン２０の領域に挿入される。そして、前記ビ
デオ信号加算器１０２の出力は、図６のようにアナログ
ビデオ信号出力を提供する従来の増幅器である出力ドラ
イバ１１０に与えられる。

【００４８】本発明に係る図６に示される暗号化装置の
各種のブロックは、従来のＩＣを含む各種のプリント回
路基板または個別部品を配置された回路素子により、具
体化される。好ましい実施例においては、前記暗号化装
置は４つのそのようなプリント回路基板を含む。第１の
基板は、入力バッファ６６、同期結合回路６８、クラン
プ／ＡＧＣ回路７２、およびビデオ信号Ａ／Ｄ変換器７
４を含む入力ボードであり、第２の基板は、バッファ７
６、加算器７８、減算器８０、バッファ８２、およびバ
ッファ８４を含むＲＡＭボードであり、第３の基板は、
ライトアドレス回路７０、ランダムに変化する数値の発
生器８８、データＤ／Ａ変換器９０、ＰＬＬ９２、リー
ドアドレス回路９４および暗号化回路９６を含む制御ボ
ードであり、第４の基板は、色信号Ｄ／Ａ変換器９８、
ヘテロダイン回路１００、ビデオ信号加算器１０２、輝
度信号Ｄ／Ａ変換器１０４、ＶＢＩＤ／Ａ変換器１０
６、ＶＢＩ／ＨＢＩ再生器１０８および出力ドライバ１
１０を含む出力ボードである。これらの各々のボード
は、以下でより詳細に検討される。

【００４９】図７は、エッジフィルに加えられた秘匿を
提供する前述のランダムノイズ重畳（overlay ）発生回
路を示す。完全なセキュリティーのためにタンダム化さ
れるエッジフィル領域において、次の４つの異なるパラ
メータが存在する。すなわち、（１）輝度信号Ｙ（２）
平行位相（inphase ）を有する色差信号成分Ｉ（３）直
角位相（quadrature）を有する色差成分Ｑおよび（４）
挿入されたノイズアンサンブル（ensemble）の包絡線あ
るいはタイミングである。これらのいずれかあるいはす
べてが、簡単化のために省かれてもよいが、セキュリテ
ィーは低下することが指摘される。その代わりに、図７
に示す４つの独立したノイズ発生器より少ない数の発生
器（すなわち分割ノイズ発生器）により全体のシステム
が遂行されてもよいが、やはり効果は削減される。

【００５０】図７に示すように、第１のランダムノイズ
発生器１２２および２ＭＨｚのＬＰＦ１２４はランダム
な輝度信号を生成する。第２のランダムノイズ発生器１
３８およびそれに連結された平衡変調器１４０はランダ
ムな色信号成分Ｉを発生し、第３のランダムノイズ発生
器１２８、９０度移相器１３６および関連する平衡変調
器１３０はランダムな色信号成分Ｑを発生し、それら２
つの信号成分は第１の総和ステージで結合され、バンド
パスフィルタ１３４によりフィルタリングが施され、全
体のランダム色信号が形成される。ランダム輝度信号お
よびランダム色信号は第２の総和ステージ１２６におい
て結合され、ノイズゲート１１８の開閉動作が施され、
概してフレームのエッジフィル領域を満たす。フレーム
の右側および左側において、エッジフィルノイズから基
準ビデオへ推移しまた戻るとうい変化は、検出を可能に
するために、時間的に十分にランダムであり、振幅的に
緩やかである必要がある。そして、最後に、第４のラン
ダムノイズ発生器１１２はタイミング発生器１１４を用
いて、ランダムタイミング関数を生成し、それは２００
ｎｓｅｃシェイピングフィルタ１１６によりフィルタリ
ングが施され、前記ノイズゲート１１８に与えられる。
ゲート波形のエッジは前記２００ｎｓｅｃシェイピング
フィルタ１１６により和らげられ、ゲート関数自身の検
出能を無効にし、その結果、開閉制御された（gated ）
コンポジットノイズ波形は、揺れ動かされた（ウォッブ
ルされた）ビデオ信号に対して適当に低いレベルで、単
に線形的にノイズインジェクタ１２０に加えられる。図
７の回路の出力は、前記ビデオ信号出力ボード（後で説
明する図１２参照）のある適当な点、例えば輝度信号帰
線消去スイッチステージ４１４中に与えられる。

【００５１】前述のフィルタ特性は、他の遮断周波数、
バンド幅および立上がり時間が、そのアプリケーション
において要求されるように用いられることができるとい
うことのみ指示していることに注意すべきである。

【００５２】２）暗号器の入力ボード 図８は、入力バッファ６６、同期結合回路６８、クラン
プ／ＡＧＣ回路７２、およびビデオ信号Ａ／Ｄ変換器７
４を含む（図６を用いて説明された）入力ボードでの詳
細を示す。図８の入力ボード回路素子における各々のブ
ロックはビデオ領域において良く知られた従来のもので
ある。図６のクランプ／ＡＧＣ回路７２は、図８では従
来のＡＧＣ回路１４０、増幅器１４４、第１のバックポ
ーチクランプ１４６、前記ＡＧＣ回路１４０のための第
２のバックポーチクランプ１４２、同期チップ（tip ）
ＡＧＣ回路１４８、白色ピークＡＧＣ回路１５０および
５ＭＨｚ・ＬＰＦ１５４を含む形で示されている。処理
されたビデオ信号は、後述のＲＡＭボードへデジタルビ
デオ信号を出力する副搬送波の４倍の周波数のＡ／Ｄ変
換器７４に与えられる。また、同期結合回路は、副搬送
波の４倍の周波数の電圧制御水晶発振器１５８を含む。
そして、この副搬送波の４倍の周波数は分周器１６０に
より４分周され、ドライバ１６０からの出力周波数を増
幅器１４４からの入力信号のカラーバーストに対して比
較する副搬送波位相検出器１５２に与えられる。従っ
て、これは、前記電圧制御発振器１５８が入力カラーバ
ーストにより正確に同期を操作することを保証する。

【００５３】従って、電圧制御発振器１５８の出力は基
準周波数となり、それは副搬送波の４倍の周波数であ
る。また、前記出力ドライバ１６０の出力は基準周波数
副搬送波信号である。また、前記入力ボードの一部を構
成する水平タイミングワンショット（one shots ）１６
４は、従来のものであり、各種の内部タイミングを取る
ためのものである。

【００５４】図８の下方部分は、各種の内部タイミング
すなわちハウスキーピング（housekeeping）のための垂
直タイミングに加えて、後述のＲＡＭボードに与えられ
る水平リセット信号のためのタイミングパルスを生成す
るためのデジタル回路を示す。３）暗号器の制御ボード 図９は、ライトアドレス回路７０、ランダムに変化する
数値の発生器８８、データＤ／Ａ変換器９０、ＰＬＬ９
２、リードアドレス回路９４および暗号化回路９６を含
む制御ボード（図６参照）である。図９の上方左側の部
分から開始し、前記副搬送波の４倍の周波数の基準周波
数および水平リセット信号は図８の入力ボードから受信
される。そして、これら入力信号は図のように１０ビッ
トの安定した（揺らぎのない）ライトアドレスを発生す
るライトカウンタ２００に与えられる。前記ライトカウ
ンタ２００の出力は、ビデオラインの正規の点において
ＥＰＲＯＭ２０２に書き込まれ、前記ＥＰＲＯＭ２０２
はビデオラインの正規の点において、カウンタ２００か
らのカウントに応答して、同期ゲート、バーストゲー
ト、ライン２０ゲートを発生するためのおよびカウンタ
自身をリセットするためのそれぞれの信号を出力する。

【００５５】また、前記ＥＰＲＯＭ２０２の出力は初期
の同期合わせのためのリードカウンタ２０４に与えられ
る。前記リードカウンタ２０４は前記リードＰＲＯＭ２
０６にカウントを出力し、それに応答して前記リードＰ
ＲＯＭ２０６はＰＬＬゲーティングパルスを発生する。
ブロック２３０を通過し、ブロック２５８を含むブロッ
ク２０８は、暗号化のために、後述のＲＡＭボードによ
り用いられる揺り動かされたリードアドレス（ＲＡＤ
Ｒ）を発生する。

【００５６】図９の回路ブロックの下方の列は、重畳に
よる秘匿の同期関数すなわち固定された擬似ランダムパ
ターンとしての揺り動かされた同期信号を与える。出力
ＣＳはコンポジット同期を表わす。図９の最下部の左側
部分から開始して、その入力信号は垂直帰線期間パルス
である。この信号は、ＷＢＯＬ比較器２１０から来るラ
イン書き込み開始（ＷＢＯＬ）命令により増加されるラ
インカウンタ２６２をリセットするために用いられる。

【００５７】この実施例においては前記同期ウィッグル
は、各々のビデオフィールドの各種ライン上に固定され
た擬似ランダムパターンにより与えられるので、前記ラ
インカウンタ２６２が使用される。従って、それは、同
期パターンＥＰＲＯＭ２６４に対して提供されるライン
レートアドレスカウントを実行し、ラインごとに前記同
期パターンＥＰＲＯＭ２６４は、オフセットすなわち各
々のライン中の水平同期パルスに要求されるウィッグル
量を表わす。前記ＥＰＲＯＭ２６４からのオフセット値
は同期／バースト論理および実際の同期パルスを発生す
るためのワンショット２６６に適用される。また、回路
２６６は、２つのスイッチにより制御される。１つのス
イッチは、同期重畳（sysc overlay）が機能するか否か
を決定する同期重畳スイッチであり、もう１つは、挿入
された同期信号の幅が名目値より小さいか否かを決定す
る同期幅スイッチである。前記ブロック２６６のワンシ
ョットの出力は、前述の出力ボードに与えられるＣＳ
（コンポジット信号）であり、前記カラーバーストをア
ンバンク（unblank ）するために帰線消去（blkg）／反
転ロジックの帰線期間（blanking）の部分に対して与え
られるバーストゲート信号である。回路２６６に接続さ
れている前記同期幅スイッチは、同期ウィッグルを調節
するために、水平同期信号の幅の削減を許す。それゆ
え、これは、ネットワークに適合しないビデオすなわち
標準テレビジョンセットを含むほとんどのビデオ機器に
より実際に好適に用いられるＮＴＳＣ標準でないビデオ
であるが、各種の送信機器により覆されあるいは影響を
受けてもよい。

【００５８】前記帰線消去および反転論理２７０は、付
された反転スイッチの制御下において、さらなる秘匿の
ためのビデオの反転を実行するために、前記同期／バー
スト論理ワンショット２６６からの出力信号を受信す
る。従って、ブロック２７０の１つの出力である反転ラ
インは、与えられたビデオラインが反転されているか否
かを指示する。ＣＢは、ブランクを与える場合および与
えない場合を決定するための前記出力ボードに対する制
御線として提供されるコンポジット帰線期間を指示す
る。ブロック２７０に示されるビデオ反転のための論理
は、カラーバーストはそのまま反転されないことが要求
される反転プロセスにおいて、侵害者に対するビデオ反
転の存在の手掛かりを回避するためである。従って、反
転されたラインは、水平帰線期間の間、その反転されな
い位置に存在しなければならない。従って、ブロック２
７０は、垂直帰線期間および水平帰線期間パルスの両方
によりゲートされる。

【００５９】重畳を用いた秘匿に関して、前記同期／バ
ースト論理およびワンショット２６６は、図の同期重畳
スイッチにより制御される。（図７を参照して前述し
た）ランダム値発生器により、このスイッチの駆動が可
能となり、従って、ランダムな同期秘匿が提供される。
この同期ウィッグルは、３３０Ｈｚにおいて好適に動作
することが分かる。もちろん、いかなる場合において
も、これは、各々の帰線期間のための新しい同期を変わ
らずに発生する暗号解読器による、同じ移動における問
題を与えることはない。また、本発明に従ったさらなる
変形は、図７のさらなる秘匿を提供するための２つの異
なる周波数を用いて、水平同期信号をダブルウィッグル
（double-wiggle ）することである。さらに、同時に、
垂直同期信号の位置を変化させること、すなわちさらな
る秘匿を付加する垂直同期信号ウィッグルが可能であ
る。

【００６０】図９の回路ブロックの最後から２番目の列
は、（ライトアドレス信号に応答して）周波数変調カウ
ンタ２４２に対しランダム値を提供するランダムクロッ
ク発生器２４０から始まり、そして、前記カウンタ２４
２は、垂直ラッチ２４６に対する８ビットデータワード
を出力するサイン（sine）ＥＰＲＯＭ２４４を引き起こ
す。前記ＥＰＲＯＭ２４４を可能（enable）あるいは無
能（disable ）にし、それにより前記ベーシック（basi
c ）ウォッブルをオンさせたりオフさせたりするスイッ
チＰＫにより、前記正弦ＥＰＲＯＭ２４４は制御され
る。また、前記正弦ＥＰＲＯＭ２４４からの８ビットデ
ータワードは、暗号器２７１により暗号化され、並列／
直列変換器２７２に対してパラレルに与えられる。従っ
て、前記正弦ＥＰＲＯＭ２４４による８ビットワード出
力は、直列に変換され、暗号解読のために、暗号解読器
へ伝達するための各々のビデオフィールドの垂直帰線期
間のデータライン２０あるいはその辺りのアプリケーシ
ョンが示すところに挿入される。そして、（前述のよう
な）前記暗号解読器は、８ビットデータを除去し、それ
らを暗号解読し、暗号解読のために同じ回路セットに対
してそれらを適応させる。

【００６１】サインＥＰＲＯＭ２４４に適用される周波
数変調カウンタ２４２は、標準的には３−１５Ｈｚの領
域において、ランダムなＦＭ変調された正弦波出力を生
成する。ＶＢＩのライン１９で可能（enable）にされた
とき、前記垂直ラッチ２４６の出力は、１０μｓｅｃの
オーダーの時定数を有する従来のＲＣローパスフィルタ
２５０により平滑にされたアナログ信号を出力するため
のＤ／Ａ変換器２４８に与えられ、比較器２５２に与え
られ、それの第２の入力は、ライトアドレス７ラインに
応答して、水平周波数の４倍のレートのランプ（ramp）
あるいは滑らかな波形を与えるランプ発生器に連結され
る。

【００６２】従って、比較器２５２は、前記揺らぎのあ
る画面のために要求されるような正確な時間において、
移動するムービングエッジのセットを発生する。４Ｈ位
相検出器２５４は、前記ＥＰＲＯＭ２０６からのこれら
のムービングエッジをＰＬＬゲート信号に対して比較
し、それにより、エラー増幅器２５６によるこれらのエ
ッジに対するリードアドレスおよびライトアドレスをロ
ックする。前記エラー増幅器２５６の出力は、リード
（read）発振器として表された電圧制御水晶発振器２５
８に対して与えられる位相検出器２５４の増幅された出
力であり、副搬送波周波数の４倍の周波数（ｆ_sc）にお
いて動作している。前記電圧制御水晶発振器２５８の出
力は、前記リードクロック（ＲＤＣＫ）である。それゆ
え、このリードクロック信号は、揺り動かされすなわち
正確に副搬送波周波数の４倍の周波数で動作している
が、最後にランダム値発生器２４０の動作により制御さ
れ、±２μｓｅｃまでのその名目値からの変位を受け
る。

【００６３】従って、前記リード発振器２５８は、揺り
動かされたリードクロック信号ＲＤＣＫを提供し、前記
クロック信号は、副搬送波周波数の４倍の周波数の基準
信号の安定した基準信号を提供するアナログ発振器１５
８と対照をなす。従って、これら２つの発振器１５８，
２５８すなわち安定している一方（１５８）および揺ら
いでいる他方（２５８）は、図９の前記ライトカウンタ
２００および前記リードカウンタ２０４のそれぞれに適
用されるタイミング信号を提供する。（ＮＴＳＣビデオ
ラインあたり副搬送波周波数の４倍の周波数の９１０サ
イクルが存在するので）カウンタ２００，２０４は、両
方とも９１０カウンタにより分周される。従って、カウ
ンタ２００，２０４は、両方ともビデオラインレートで
動作する。これは、前記リードカウンタ２０４が揺らい
でいること以外は、従来通りである。前記カウンタ２０
０，２０４の出力は、安定している前記ライトアドレス
バスＷＡＤＲおよび揺り動かされた前記リードアドレス
バスＲＡＤＲに対してそれぞれ与えられる。これらの各
々のバスは、図のように１０ビット幅のバスである。

【００６４】図９に示される回路素子の残りの部分に関
しては、前述のように、各々のラインにおけるビデオの
アクティブ部分が右方に移動される場合、満たされるべ
き左のエッジにおいて、ギャップが発生する。従って、
各々のビデオラインの左のエッジの時間において、重要
な２つの時点が存在する。第１の重要な時点は、（ギャ
ップの開始点において）ビデオを有する必要がある時点
であり、第２の時点は、（ギャップの終点において）ビ
デオが使用できるであろう時点である。それらの２つの
定義された時点の間において、前記アクティブビデオ信
号を擬するエッジフィル信号を与える必要がある。これ
ら２つの時点は、各々がライトサイクルのためのアクテ
ィブラインの開始点およびリードサイクルのためのアク
ティブラインの開始点に対応することが分かる。また、
前記画面が左方に移動される場合、前記画面の右側にお
いても同じ状況が発生することが分かる。この場合、２
つの重要な時点は、（ａ）リードビデオが排出された場
合、および（ｂ）前記ビデオ信号がもはや要求されない
場合である。これら２つの時点は、それぞれリードサイ
クルのためのアクティブラインの終点およびライトサイ
クルのためのアクティブラインの終点に対応することが
分かる。

【００６５】問題は、リードシステムおよびライトシス
テムは非同期であることであり、それは、それらが正確
な時間関係を留めることはできないことを意味する。従
って、１つのインターフェースが提供され、その中にお
いて、１つのあるいは複数のアドレスは、前記ラインの
要求された開始点および終点すなわちライトシステムお
よびリードシステムが定義されるためのＢＯＬおよびＥ
ＯＬである。そして、ラインのライトエンド（ＷＲＥＯ
Ｌ）比較器２０８、ラインのリードエンド（ＲＤＥＯ
Ｌ）比較器２０９、ラインのライトビギニング（ＷＲＢ
ＯＬ）比較器２１０、ラインのリードビギニング（ＲＤ
ＢＯＬ）比較器２１２は、前記リードカウンタ２０４お
よび前記ライトカウンタ２００から出力する実際のアド
レスを、要求されたＲＤＢＯＬ，ＷＲＢＯＬ，ＲＤＥＯ
ＬおよびＷＲＥＯＬに対応する前もってセットされた数
値に対して比較する。これらのアドレスが、前もってセ
ットされた数値と整合する場合は、各々のカウンタが、
前記アクティブビデオにおけるフィリング（filling ）
を開始することが要求される時点に到達されたことを、
そうでない場合は、各々のカウンタが、前記ビデオにお
いてフィリングをもはや継続する必要のない時点に到達
されたことを意味する。それは、実際のビデオ信号は
（左のエッジにおいて）提供されており、水平帰線期間
の開始点は（右のエッジにおいて）到達されたからであ
る。

【００６６】ブロック２１８はフィル・エンドオブライ
ン（fill end-of-line）ワンショット回路であり、その
下方にあるのが、フィル・ビギニングオブライン（fill
beginnig-of-line）ワンショット回路２２２である。左
のエッジにおいて、ＷＲＢＯＬ比較器２１０は、フィリ
ングプロセスの開始が要求されるとき、アクティブビデ
オの左端を定義する。ＲＤＢＯＬ比較器２１２は、前記
フィリングすなわちエッジフィリングプロセスの終了が
要求されるときを決定する。従って、両方の比較器２１
０，２１２の出力は、前記フィル・ビギニングオブライ
ン・ワンショット２２２に対して提供され、ワンショッ
ト２２２の出力は、ラインの左端を満たすことが必要な
ときにのみ高いパルスである。従って、そのパルスの端
部は、揺らぎを持って移動している。平均的には、半分
の時間はそのパルスが与えられていない。なぜならば、
前記画面が右の代わりに左に移動したためにそのライン
の左端においてフィリングが必要ないからである。

【００６７】前記画面の右端において、ラインワンショ
ット２１８のフィルエンドは、同様に、前記ＷＲＥＯＬ
比較器２０８およびＲＤＥＯＬ比較器２０９に制御され
ており、各々のビデオの端部あるいはアクティブの部分
を探すためのアナログ出力信号を提供する。従って、フ
ィル・エンドオブライン・ワンショット２１８は、ライ
ンの端部を満たすことが必要なときにのみ高い信号パル
スを発生する。前記ワンショット回路２１８および前記
ワンショット回路２２２の出力は、水平帰線期間の幅に
よって、お互いから変位を受ける。すなわち、形式上
（formal）の帰線期間の端部に対応する内部エッジおよ
びビデオの移動するアクティブ部分の端部に対応する外
部エッジである。

【００６８】前記２つのパルスの間の部分は、本質的に
揺らいでいるリードサイクルの結果生じるムービング
（moving）カラーバーストに対し振幅および位相が整合
する安定したカラーバーストが発生されなければならな
い領域である。フィルバースト・フリップフロップ２２
０は、前記ＥＯＬパルスの後端部によりセットされ、前
記ＢＯＬパルスの前端部によりリセットさる。アドレス
を見るＥＯＬトライステイト（tri-state ）２２８は、
リードＥＯＬ（end-of-the-line ）（すなわち、右側の
ギャップピリオドを満たすのに用いられるアドレス）と
して定義し、また同様に、ＢＯＬトライステイト２２４
は、左側のギャップのために、アナログ信号を与える。
フィルバースト領域において、用いられる前記アドレス
は、カラーバーストの中心のそれである。従って、前記
ワンショット２１８，２２２からの命令信号の制御下
で、ラインの終点、カラーバーストの中央のアドレスあ
るいはラインの開始点のアドレスのいずれにおいても与
えられ、それらは８ビットＭＳＢリードアドレス選択回
路２３０に接続されているバス上に与えられたものであ
る。

【００６９】注意すべき点は、１０ビットアドレスシス
テムの２ビットのＬＳＢは（前述のように）動作するこ
とが許されるので、図９の中央部のすべてのバスはただ
８ビットの幅を有することである。従って、前記選択回
路２３０は、ラインの終点、カラーバーストおよびライ
ンの開始点に対応する３つの固定されたアドレスの間を
選択する。示されるようにバースト（カラーバースト）
トライステート２２６は、前記フィルバースト・フリッ
プフロップ２２０およびバーストアドレスにより制御さ
れている。カラーバーストの中央部に対応するアドレス
に対するアドレスバスの８ビットのＭＳＢをセットする
効果は、揺らぎのある状態にもかかわらず入力カラーバ
ーストに正確にマッチする継続する正弦波を有する完全
なリードサイクルＨＢＩを満たすことである。そして、
要求された出力カラーバーストは単にゲートアウトされ
得る。従って、リードアドレスバスＲＡＤＲ上に提供さ
れる選択アドレスは、前記リードカウンタ２０４からの
実際の動作するアドレスおよび選択回路２３０の出力で
ある定常状態の間を切り替え、それは通常アクティブビ
デオの間動作するが、ラインの終点あるいはラインの開
始点およびバーストの中央部において凍結される。従っ
て、１０ビットリードアドレスは揺り動かされており、
要求された期間において前記フィルプロセスを実行する
ために停止する。

【００７０】図９の副搬送波の４倍の周波数の電圧制御
水晶発振器２５８は、この明細書の中に参照文献として
取り込まれた“広帯域周波数偏移電圧制御水晶発振器
（Wide Frequency Deviation Voltage Controlled Crys
tal Oscillator, inventor Ronald Quan,attony
docket no. M-1854 ）“という表題の、継続中であり共
有されたシリアル番号０７／８６０，６４３の米国特許
において他の実施例を用いて記述されている。本開示の
図１０は、広帯域周波数偏移（deviation ）電圧制御水
晶発振器の１つの実施例である。図１０において、出力
信号（ＯＵＴ）は図９の揺り動かされたリードクロック
（ＲＤＣＫ）に対応し、電圧制御入力（Ｖ_CONTROL ）は
図９のエラー増幅器２５６の出力に対応する。

【００７１】図１０を参照すると、第１の水晶３１３
は、抵抗３１２に直列に接続されている。水晶３１３お
よび抵抗３１２の直列結合は、第１の駆動トランジスタ
３２５により駆動される。電流供給源３２７，３２８
は、トランジスタ３２５，３２６のエミッタを負電源電
圧Ｖ_EEに結合させ、トランジスタ３２５のコレクタは、
正電源電圧Ｖ_CCに結合される。位相制御回路は、キャパ
シタ３２１，３２２に連なったバラクタ（電圧制御可変
容量）ダイオード３２０およびインダクタ３２４を含
む。前記位相制御回路により強いられた位相は、バラク
タダイオード３２０の容量に変化を与えるＶ_CONTROL を
調整することにより変化される。ダイオード３２９，３
２９´は、前記回路において発振の振幅に制限を与え
る。

【００７２】第２のトランジスタ３２５´、第２の水晶
３１３´、および抵抗３１２´はコモンベース増幅トラ
ンジスタ３２６、エミッタトランジスタ３２５、第１の
水晶３１３および第１の抵抗３１２に結合されている。
トランジスタ３２５´のエミッタは、電流源３２７´を
通して負電源電圧Ｖ_EEに接続されており、トランジスタ
３２５´のコレクタは、正電源電圧Ｖ_CCに接続されてい
る。水晶３１３、３１３´は、お互いに同位相で駆動さ
れている。バラクタダイオード３２０は、最小容量に対
して相対的に低い比率（すなわち２：１）の最大値を有
する。

【００７３】水晶３１３、３１３´の共振周波数は、そ
れぞれ予め決定された間隔（例えば３ＫＨｚ）離れたも
のが選択される。抵抗３１２，３１２´の値は、標準的
には、およそ１５０〜３００Ωである。ユニティー・ゲ
イン（unity-gain）バッファ３３０は、出力信号を与え
る。

【００７４】４）暗号器のＲＡＭボード 図１１は、バッファ７６、加算器７８、減算器８０、バ
ッファ８２、およびＣバッファ８４を含む図６のあるブ
ロックを含むＲＡＭボードの詳細を表す。図１１に示す
ように、入力ボードからビデオ信号を受信し、それをピ
ンポンＲＡＭバッファ３４２，３４４に与える入力ラッ
チ３４０（図４には示されていない）が存在する。図１
１に示すように、加算器７８および減算器８０は、図６
と同じものである。図１１に置ける図４の輝度Ｙチャン
ネルのためのバッファ８２は、各々１つの水平ライン
（１Ｈ）長のデュアルＲＡＭバンク３５０，３５２を含
むピンポンＲＡＭとして示される。同様に、図６の色チ
ャンネルのためのバッファ８４は、ピンポンＲＡＭ３６
０，３６２として示される。

【００７５】ライトアドレスおよびライトクロックすな
わちＷＡＤＲおよびＷＲＣＫは入力としては安定してい
るが、リードアドレスＲＡＤＲおよびリードクロックＲ
ＤＣＫは共に安定しているので、揺り動かされることが
要求される輝度チャンネルおよび色チャンネルの両方と
も、ライトアドレスシステムからリードアドレスシステ
ムへ切り替える必要がある。前記選択回路３５４，３６
４は、クロックおよびアドレスバスをそれぞれ輝度チャ
ンネルおよび色チャンネルのために操縦し、与えられた
ビデオラインにおいて、バッファ３５０，３５２および
３６０，３６２の各々の組における１つのバッファは書
き込みを実行しており、他のバッファは読み出しを実行
している。水平帰線期間リセット信号は、選択回路３５
４の制御のために１Ｈフリップフロップに与えられ、バ
ッファの組みは、読み出および書き込みを適当に交互に
実行する。

【００７６】５）暗号器の出力ボード 図６のブロック図の出力ボードの部分は、色信号Ｄ／Ａ
変換器９８、輝度信号Ｄ／Ａ変換器１０４、ＶＢＩＤ／
Ａ変換器１０６、ヘテロダイン回路１００、ビデオ信号
加算器１０２、出力ドライバ１１０およびＶＢＩ／ＨＢ
Ｉ再生器１０８を含む。

【００７７】出力ボードを示す図１２により分かるよう
に、輝度ＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換器）１０４、ＶＢＩ ＤＡ
Ｃ１０６および出力ドライバ１１０は図６と同じブロッ
クである。また、図１２は、前述のように図９の制御ボ
ードから輝度帰線消去スイッチ４１４のために与えられ
るライン２０インジェクト回路４００へ与えられる図の
上部左手の部分におけるライン２０のデータを示す。さ
らに、図９の下部右手の部分に示された前記ビデオ挿入
信号は、図１２の上部左手の部分に示される前記ＲＡＭ
出力バスから輝度デジタル信号を受ける輝度ＤＡＣ１０
４に対して与えられる。さらに、（時間的に安定してい
る）前記ＲＡＭボードからのデジタル化された垂直帰線
期間信号は、前記ＶＢＩ／ＤＡＣ１０６に与えられ、前
記ＲＡＭボードからの色デジタル信号は、色ＤＡＣ９８
に与えられる。前記色ＤＡＣは輝度ＤＡＣのように原ビ
デオ挿入信号により制御される。

【００７８】ＶＢＩ信号により制御されるＶＢＩスイッ
チ４０６は、信号の適当な部分で要求される垂直帰線期
間において切り替え動作を実行する。そして、ＶＢＩス
イッチ４０６の出力は、サンプリングにより削減された
高周波のうねりを保証するための従来の逆サイン Ｘ／
Ｘのタイプのフィルタにより、フィルタリングが施され
る。そして、前記フィルタ４１０の出力は、加算（summ
ing ）増幅器４１２に与えられる。前記加算（summing
）増幅器４１２の出力は、輝度帰線消去スイッチ４１
４に与えられる。フィルバースト動作は、ＲＡＭボード
出力における継続するバーストを用いて完全なＨＢＩ信
号を置き換える。輝度帰線消去スイッチの動作は、Ｈ帰
線消去およびＨ同期を再び挿入し、予期されたカラーバ
ーストから継続するバーストを得るためであり、それに
より、要求されたＨＢＩフォーマットを発生する。そし
て、前記輝度帰線消去スイッチの出力４１４は、およそ
５ＭＨｚ以上の外部からのサンプリング・サイドバンド
周波数を除去するためのローパスフィルタ４１６により
フィルタリングが施される。そして、前記ローパスフィ
ルタ４１６の出力は、出力ドライバ増幅器１１０に与え
られる。

【００７９】同様に、色ＤＡＣ９８の出力は、垂直帰線
期間の間に色信号を切り替えて出力するための垂直帰線
期間スイッチ４２０に与えられる。そして、前記垂直帰
線期間スイッチ４２０の出力は、およそ２ＭＨｚ以上の
色周波数を除去するためのローパスフィルタ４２２の原
因であり、ブラッククリッパ４１２の原因であり、それ
ゆえ、輝度ＤＡＣのための前述と同様の経路をフォロー
する。

【００８０】色チャンネル出力からの垂直の細部の抑制
に関しては、これは図１２の出力回路により実行され
る。示されるように、これは、垂直帰線期間の間に色信
号をスイッチアウトする垂直帰線期間スイッチ４２０の
制御下において、垂直帰線期間を除いて生じる。ライン
のアクティブビデオ部分の間に、この色信号はローパス
フィルタ４２２によりフィルタリングサれ、加算フィル
タ４１２においてブラッククリップされ、輝度信号と結
合され、それゆえ、失った垂直の細部が復元される。こ
れは、色チャンネルに前記失った垂直の細部が存在し、
ローパスフィルタが色成分を除去し、垂直の細部のみが
残され、それを前記輝度チャンネルに足し戻すことで前
記失った垂直の細部が復元されるからである。同期シェ
イパ４２６および帰線消去シェイパ４２８は、論理レベ
ルＣＳ（composite sync）およびＣＢ（composite blan
king）信号を要求されたレベルであり標準の立上がり時
間および立ち下がり時間すなわちＮＴＳＣでは１４０μ
ｓｅｃを有するアナログ信号に変換する。

【００８１】図１２の下方部分は、図６のへテロダイン
回路１００である。示されるように、色ＤＡＣ９８から
のアナログ色データは、Ａ／Ｄにおけるサンプリングお
よびホールディングによる高周波におけるロスを復元す
るための逆サイン Ｘ／Ｘフィルタ４２４に与えられ
る。しかしながら、（時間的に揺らいでいる）このフィ
ルタリングされた色信号は、名目上の副搬送波周波数
３．５８ＭＨｚではない。従って、この信号は、さらな
るプロセスのために、平衡変調器４３８に与えられる。

【００８２】副搬送波周波数電圧制御水晶発振器４５０
は、副搬送波位相検知器４４６を含むループの一部分で
あり、前記ループは、エラー増幅器４４８を駆動し、エ
ラー増幅器４４８は、前記周波数電圧制御振器４５０を
駆動する。前記周波数電圧制御発振器４５０の出力は、
分周器４５２により２つに分周され、副搬送波周波数の
半分の周波数が与えられる。前記ドライバ４５２の出力
は、２つのバンドパスフィルタ４３６，４５４に与えら
れる。ここで、第１のフィルタ４３６は、前記副搬送波
周波数の半分の周波数の第５高調波すなわち５／２Ｆ_SC
のみ通過させる。第２のフィルタ４５４は、前記副搬送
波周波数の半分の周波数の第３高調波すなわち３／２Ｆ
_SCのみ通過させる。そして、バンドパスフィルタ４５４
は、これを、揺らいでおり副搬送波の４倍の周波数の４
分の一に等しい４分周された（devided-by-4）リードク
ロック信号（ＲＤＣＫ）と混合させる平衡変調器４５６
に適応される安定したキャリア３／２Ｆ_SC信号を出力す
る。

【００８３】このＲＤＣＫ信号は、ドライバ４５８で４
分周され、揺り動かされた副搬送波周波数を出力し、そ
の周波数において、平衡変調器４５６は副搬送波周波数
の３／２周波数を用いて変調される。そして、前記平衡
変調器４５６の出力は、バンドパスフィルタ４６０にお
いてフィルタリングされ、揺り動かされた副搬送波周波
数を含む副搬送波周波数の５／２の周波数（上部側波
帯）が選択される。図において、これはウォッブルされ
たキャリアと記述されており、平衡変調器４４２に与え
られる。

【００８４】示されるヘテロダイン回路の上部の部分
は、バンドパスフィルタ４３６により２分周された安定
した副搬送波周波数の第５高調波を受け、それを平衡変
調器４３８においてフィルタ４２４からの揺り動かされ
た色信号を用いて変調する。そして、前記平衡変調器４
３８の出力は副搬送波周波数の７／２の周波数を選択す
るためのおよそ３ＭＨｚの通過帯域幅を有するバンドパ
スフィルタ４４０によりフィルタリングされる。そし
て、前記バンドパスフィルタ４４０の出力は、揺り動か
された色信号を含む副搬送波周波数の７／２の周波数
（上部側波帯）であり、そのとき平衡変調器４４２にお
いて揺り動かされたキャリアを用いて混合された前記色
信号は、平衡変調器４４２の下部側波帯出力を経由し
て、色帰線消去スイッチ４３０に対して安定した色信号
を与える。

【００８５】このヘテロダイン回路の目的は、ビデオラ
インのウォッブル（ジッタ）量を、マスタークロックお
よびリードクロック（ＲＤＣＫ）により、既知にするこ
とである。すなわち、このマスタークロック信号は、実
際に、暗号化された色周波数すなわちウォッブリング
（wobbling）における変化に比例した周波数変化に固定
される。従って、このリードクロック信号周波数は、周
波数に関して、色信号からウォッブリングを除去するた
めに、キャンセルの形状として用いられる。示されるよ
うに、副搬送波周波数位相検出器４４６の制御を助ける
バースト信号は、出力ビデオ信号からのカラーバースト
信号である。それゆえ、ビデオ出力カラーバーストは、
入力部ビデオ原カラーバーストに整合する。

【００８６】このヘテロダイン回路の動作は図１３
（ａ）から図１３（ｅ）の周波数スペクトラムをさらに
参照することにより示される。まず、図１３（ａ）にお
いて、（暗号化の前の）入力プログラム色信号は、中心
周波数３．５８ＭＨｚ（すなわち副搬送波周波数）の周
波数分布を有するスペクトラムとして示される。図１３
（ｂ）の暗号化において、色ＤＡＣ９８から与えられる
揺れ動く色信号は、図のようにΔＦで揺れ動いており、
３．５８ＭＨｚ±ΔＦの中心周波数を有する。同時に、
マスタークロックも、正確に副搬送波周波数の４倍の周
波数で同じ量だけすなわち１４．３２ＭＨｚを中心にΔ
Ｆの４倍のジッタで揺らいでいる。これは、色信号にお
けるウォッブルは、正確にマスタークロックの１／４で
あることによる。

【００８７】図１３（ｄ）のように、バンドパスフィル
タによるフィルタリングにより、ヘテロダイン回路は揺
れ動く色信号を形成する副搬送波周波数の７／２の周波
数および５／２の周波数を選択し、両方の周波数は同じ
ウォッブル量すなわち±ΔＦを有する。

【００８８】従って、副搬送波周波数の５／２の周波数
の色信号（変調され選択された下部側波帯）から副搬送
波周波数の７／２の周波数（両者ともΔＦのウォッブリ
ングを有する）を減ずることにより、安定した３．５８
ＭＨｚのローパスフィルタの出力において１つが到達
し、それは要求された安定した色信号である。

【００８９】図１４は、前述の暗号化システムに適用さ
れる本発明に係るヘテロダイン回路の異なる実施例であ
る。示されるように、マスタークロックは、ビデオ信号
において要求されたウォッブリングを引き起こしそれに
よりビデオを暗号化するために、暗号化プロセスにより
周波数においてΔＦの±４倍の量だけ変化する。プログ
ラミングビデオはブロック４７０のＡ／Ｄ変換器により
デジタル化され、輝度信号Ｙチャンネルおよび色差信号
Ｃチャンネルに分離され、各々のチャンネルは、マスタ
ークロックにより±４ΔＦの量だけ揺り動かされるプロ
セスが施される。マスタークロックがＹ成分およびＣ成
分を両方とも変化させる後すなわち時間的な変化により
それらを揺り動かす後、前記色差成分Ｃは要求されない
安定しない色差周波数を有する。従って、ヘテロダイン
回路の目的は、暗号化された色差成分の周波数を安定化
し、テレビジョン受信機が簡単で安価な暗号解読装置を
用いてカラー信号を見えるようにすることである。

【００９０】マスタークロックが副搬送波周波数の４倍
の周波数±４ΔＦであることは分かっている。示される
ように、デジタル処理の後、Ｙ信号およびＣ信号は、両
方ともブロック４７０におけるＤ／Ａ変換器によりアナ
ログに戻され、従って、望まれない不安定なキャリア周
波数を有するいわゆるジッタ（jittered）をうけたＹ信
号およびジッタをうけたＣ信号を出力する。図の下方左
手部分にあるヘテロダイン回路は、分周器４７４におい
て４分周された（ＲＤＣＫ信号により表される）マスタ
ークロックを用い、それは平衡変調器４７６により安定
した副搬送波の４倍の周波数を乗じられる。ここで、副
搬送波周波数は、３．５８ＭＨｚである。平衡変調器４
７６の出力の上部側波帯は、副搬送波周波数の３／２の
周波数および副搬送波周波数±ΔＦの和を得るために、
バンドパスフィルタ４７８により選択される。同時に、
副搬送波周波数±ΔＦの周波数を有するＣ´（揺り動か
された色信号）成分が、まず図１２の逆サイン Ｘ／Ｘ
フィルタ４２４によりバンドパスフィルタ４８２におい
てフィルタリングされる。そして、前記バンドパスフィ
ルタ４８２の出力は、変調器４８４において安定した副
搬送波周波数の５／２の周波数を有する信号が乗じら
れ、前記変調器４８４の出力は、副搬送波周波数の７／
２の周波数±ΔＦの周波数を与えるために上部側波帯を
通過させるためにバンドパスフィルタ４８６においてフ
ィルタリングされる。

【００９１】以上に注意すると（図１２参照）、安定し
た副搬送波の３／２の周波数および安定した副搬送波の
５／２の周波数は、入力カラービデオ周波数すなわち基
準副搬送波周波数に固定されたフェイズロック（phase-
locked）された電圧制御発振器から与えられる。バンド
パスフィルタ４７８，４８６の出力は、平衡変調器４８
０により乗じられ、バンドパスフィルタ４８８によりフ
ィルタリングされ、下部側波帯出力は、±ΔＦのウォッ
ブルから解放された周波数副搬送波における色信号であ
る。図１２に示されるように（ただし図１４には示され
ていない）、出力ローパスフィルタ４３２からのバース
ト信号は、入力ビデオカラー周波数に対する副搬送波周
波数電圧制御発振器４５０をフェイズロックするため
に、位相検出器４４６に送り戻される。そして、図１４
において示されるように、バンドパスフィルタ４８８か
らの出力色信号は、ビデオ加算器により揺り動かされた
輝度信号Ｙ´に加算され、その出力は、揺り動かされた
輝度信号および安定した副搬送波周波数を有する揺り動
かされた色信号を有する出力ビデオ信号を与えるため
に、ローパスフィルタ４９０によりフィルタリングされ
る。

【００９２】従来のヘテロダインカラー安定化装置にお
いて、マスタークロック／４は、実際に入力ビデオ信号
からのカラーバーストである。これは、逆サイン Ｘ／
Ｘフィルタ４２４からの揺り動かされたカラーバースト
を得ることによる方法と同様の方法でなされてもよい
が、カラークロマ（color chroma）安定化装置は、同様
には効果的でなく、従って、色信号はより不安定であろ
う。最良の色信号の安定化のために、（このシステム独
特の）ＲＤＣＫは、前述のように用いられる。

【００９３】前述のヘテロダイン回路に関しては、その
適応性は、暗号化における使用に加えられる。例えば、
タイムベースエラーを有するようなビデオ信号処理での
使用に適している。

【００９４】６）暗号解読器 図６の符号器あるいは暗号化回路からの揺り動かされた
ビデオ出力信号は、従来のように同軸ケーブル、衛星、
放送、テレビジョン、ケーブルテレビジョンあるいは他
の方法で暗号解読器（デコーダ）に伝えられる。前記暗
号解読器は、標準的には家庭に設置され、それの暗号解
読された信号は従来のホームテレビジョンセットあるい
はモニターに連結される。本発明の目的の１つは、高度
なセキュリティーを有し、適当な秘匿を提供し、依然低
コストで信頼性のあるデコーダに適合可能なシステムを
提供することである。これは、１，０００あるいは１
０，０００のデコーダが作られ使用され、従って、それ
らは家庭に設置されるので相対的に低コストで、サービ
スがほとんど要求されないことは本質的なことだからで
ある。ここで、これは、標準的にはヘッドエンド（head
-end）に設置され、どのテレビジョンシステムにおいて
も相対的にほとんど存在しない（ＴＶチャンネルあたり
１つ）暗号解読器を用いる場合ではないことに注目すべ
きである。

【００９５】図１５は、暗号解読信号処理のフローチャ
ートである。ステップ５００において、暗号化されたビ
デオ信号が受信され、（暗号解読の種である）暗号化さ
れたランダム値が抽出される。この抽出された値から、
ステップ５０２において、前記ランダム値は暗号解読さ
れ、アナログ波形に変換される。そして、ステップ５０
４において、このアナログ波形は、入力ビデオを追跡す
るために、すなわちビデオ信号がどのように揺らぐかを
正確に指示するために必要な情報を含む揺らぐタイムベ
ースを発生する。そのデータから、ステップ５０６にお
いて、要求される揺らぐ水平同期信号、帰線期間および
カラーバーストを合成することが可能である。ステップ
５０８において、入力信号の完全な水平帰線期間は、ビ
デオ信号を追跡する合成された同期信号、帰線期間およ
びカラーバーストより作られた完全な合成された揺らぐ
水平帰線期間を用いて置き換えられ、従って、信号が従
来のテレビジョン受信機上で見られることが許される。

【００９６】図１６は、図１５の処理を実行するための
デコーダの一実施例を示すブロック図である。上方左手
の部分において、暗号化された入力ビデオ信号は入力バ
ッファ５２０に与えられる。暗号解読のデータ経路にお
いて、前記データはデータ抽出器５２２により抽出さ
れ、そして、従来のように暗号解読器５２４により復号
される。ブロック５２６において、前記データはデジタ
ルからアナログに変換され、ローパスフィルタ５２８に
より平滑化され、コンパレータアレイ５３０に与えられ
る。

【００９７】その間、アナログランプ発生器５３６を駆
動するために、ＰＬＬ５３４は入力水平同期信号の水平
ラインレートに固定される。そして、前記コンパレータ
アレイ５３０は、水平ランプ信号を前記ローパスフィル
タ５２８から入力する変化するＤＣ（直流）信号と比較
し、それらが交わる点における移動するエッジを与え
る、すなわち比較がなされる場所のエッジから水平帰線
期間のすべての要素を時間的に目盛ることが可能であ
る。

【００９８】そして、この比較器のデータは、カラーバ
ースト発生器５４２およびビデオスイッチ５４８に適用
される水平帰線期間発生器５４４を用いて、バースト信
号、水平同期信号および帰線期間パルスを発生する。前
記ビデオスイッチ５４８は、暗号解読器により処理され
ないアクティブビデオと図１６の下方部分の回路により
処理される水平帰線期間の間を切り替える。前記ビデオ
スイッチ５４８は、再発生された水平帰線期間信号によ
り駆動される。

【００９９】前記バッファ５２０からの入力ビデオ信号
は、原ビデオ信号を復元するために、予め暗号器により
前記ビデオ信号が反転されたいずれの場所においてもそ
れが再び反転されるという範囲においてのみ、暗号解読
器により処理される。

【０１００】この完全な反転されていないビデオ信号
は、ビデオスイッチ５４８に与えられ、それの出力信号
は、ＴＶ受信機あるいはモニタへのビデオ出力のための
出力ドライバ５５０に与えられる。前記アナログランプ
発生器５３６は、ＰＬＬ５３４からの水平同期信号を用
いて計時される図１７（ａ）に示されるようなランプ波
形の列を発生する。図１７（ａ）に示されるように、各
々のランプはウォッブルを有する完全な再生されたＨＢ
Ｉをカバーするのに十分な継続時間を有する。それは、
およそ２０μｓｅｃである。従って、前記比較器は、前
記ランプを図１７（ａ）で水平線として示された基準電
圧と比較する。前記比較器は、出力として、入力ビデオ
中に存在するウォッブルにより時間的に同期して各々が
揺らいでいる図１７（ｂ）に示される矩形パルスを与え
る。つまり、図１７（ｂ）において、各々の水平パルス
の前部エッジにおける水平の矢印により示されるごとく
である。

【０１０１】図１７（ｂ）において示されるように、各
々のビデオラインにおいて１つのそのような比較器の矩
形パルス出力が存在する。従って、このエッジは、前記
ウォッブルにより時間的に同期して移動する。そして、
図１７（ｂ）に示されるように、各々のラインのための
１つの揺らぐエッジを用いて、図１７（ｃ）において垂
直の矢印により示すように水平帰線期間を完全に復元す
ることが可能である。この６つのエッジは、図の左か
ら、（１）水平帰線期間の前部のエッジ（２）水平同期
パルスの前部のエッジ（３）水平同期パルスの後部のエ
ッジ（４）カラーバーストの前部のエッジ（５）カラー
バーストの後部のエッジ（６）水平帰線期間の終端であ
る。

【０１０２】本発明の一実施例により、これは、各々の
比較器が先行する比較器に対してオフセットを有する６
つの異なる比較器のアレイを提供することによりなされ
る。代わりに、１つの比較器が第１のエッジを生成し、
そして、計時されたワンショットの列が水平帰線期間の
他の５つのエッジを与えてもよい。

【０１０３】暗号解読器の主な仕事は、ビデオ信号のア
クティブ部分の反転の除去に加えて、ウォッブルの除去
された時間に正確に同期して動作する水平同期パルスお
よびカラーバーストを生成することである。同期パルス
の復元は比較的簡単であるが、図２の参照により示され
るように、カラーバーストの復元はより難しい。ライン
Ｎにおけるカラーバーストは、ラインＮ＋１におけるカ
ラーバーストの位置に関して時間軸上前進され、ライン
Ｎ＋２におけるカラーバーストは、ラインＮ＋１におけ
るカラーバーストの位置に関して遅延する。従って、暗
号解読器は、ある特定のラインにおいてまだ発生してい
ないカラーバーストと振幅および位相が整合する正弦波
を提供する必要がある。

【０１０４】従って、前記回路は、特定のラインのカラ
ーバーストの位置を予期する必要がある。これは、一実
施例における暗号解読器において、図１６のバースト再
生器５４２の水晶フィルタをリング（ring）するための
カラーバーストを用いることによりなされ、それで、前
記フィルタは完全なラインのための同じ振幅および位相
においてリングし、従って、カラーバーストと同じ振幅
および位相を有する継続波を発生する。これは、十分良
くリングする（十分高いＱを有する）フィルタを提供す
るために、典型的に２つの直列に接続された発振する水
晶を要求し、前記出力は、前記ビデオラインの端部に先
立って、零に落ちることはない。

【０１０５】本発明に係るこれら２つの直列に接続され
た水晶の使用での１つの改善は、前記暗号器において前
記カラーバーストを２つあるいはそれ以上の部分に分割
し、標準でないカラーバーストのフォームを提供するこ
とである。図１８（ａ）は、バックポーチにおいてカラ
ーバースト（図ではバースト）を有する従来のＲＳ−１
７０Ａの水平帰線期間を示す。図１８（ｂ）は、本発明
により代わりに、前記バーストの最初の部分に、各々の
ビデオラインの水平帰線期間のフロントポーチにおいて
与えられたプリバースト部分が存在し、カラーバースト
の残存部分が、従来のようにＨＢＩのバックポーチに位
置することを示す。従って、５μｓｅｃ以上すなわち水
平帰線期間の全継続時間さえも水晶フィルタをリングさ
せる必要はない。これは、簡単で高価ではない暗号解読
器の使用を許す利点を有するが、プリバーストの設備の
ための必要により標準フォーマットではない。それゆ
え、これは、ネットワークに非透過（non-network tran
sparent ）すなわち例えばビデオシネマに用いられるた
め適したＮＴＳＣに非適合のシステムである。

【０１０６】代わりのアプローチは（図１８（ｃ）参
照）、完全なＨＢＩの上に継続するカラーバーストを重
畳することである。すなわち、帰線期間の開始点におい
てバーストを開始させ、同期パルスを線形に加算し、全
期間動作させることである。

【０１０７】７）ＨＢＩのデジタル合成を用いた暗号解
読器 前述の暗号解読プロセスは、ビデオウォッブルを追跡す
る水平同期信号、帰線期間信号およびカラーバーストの
合成（再発生）、ならびに安定した暗号解読された画面
を出現させるためにＴＶ受信器が追跡できる一様にされ
たタイムベースの変化（前記ウォッブル）を有するビデ
オ信号を形成するための入力基準同期信号、帰線期間信
号、およびバーストの前記合成された信号への置き換え
を含む。

【０１０８】他の実施例においては、それらの同期信
号、帰線期間信号およびバースト信号は、暗号解読器に
おいて、デジタル的に発生される。その後のアナログ信
号への挿入およびすべてのビデオ信号処理（クランピン
グ、ＡＧＣ、反転等）は、前述の図１６におけるアナロ
グの実施例のように、アナログ域において残存する。

【０１０９】次の回路は、ＮＴＳＣのためのものである
が、ＰＡＬにおいても、当業者にとって明白な異なる数
値を用いて、同様に働く。各々のラインの水平帰線期間
（ＨＢＩ）に要求される水平オフセットは、垂直帰線期
間に送られたフィールドレートのデータバイトからある
適当な補間アルゴリズムに基づいて数学的に計算され
る。そのオフセットは、副搬送波の８倍の周波数におい
て動作する１８２０分周（divide-by-1820）のカウンタ
に対するプリセットあるいはプリロードとして与えら
れ、名目上構成され、前記カウンタは全ラインをカウン
トする。すなわち、１８２０のカウントに６３．５５５
μｓｅｃかかる。例えば、カウンタが数値１０にプリセ
ットされているとき、そのようにプリセットされていな
いときに比較して３４９ｎｓｅｃ早く１８２０までのカ
ウントを終了することがわかる。カウンタが実際に１８
８０までカウントするように設計された場合、プリロー
ドのために作られた設備は、０から１２０まで動作し、
正味の効果は、カウンタによりセットされたラインタイ
ムは、３５ｎｓｅｃの増加において、±２μｓｅｃだけ
変化し得ることである。

【０１１０】実際には、本暗号化プロセスを用いて、ラ
イン長のラインごとの（line-to-line）変化は、１０ｎ
ｓｅｃに過ぎない。従って、前記カウンタは、０から２
まで動作するプリセットを用いて、１８２０±１あるい
は１８２１のカウントを遂行することのみ必要である。
（１０ｎｓｅｃ／ラインにおいて、１つのフレームにお
ける２４０ラインのタイムオフセットの累積は、２．４
μｓｅｃであることが分かる。） 図１９のブロック図を参照すると、ブロックの最上部の
列は、図１６の同様の数値が付された要素に対応するア
ナログビデオプロセッシングである。第２の列におい
て、８＊Ｆ_SCで動作する発振器５７８は、副搬送波ＰＬ
Ｌ５７６により、入力カラーバーストにフェイズロック
されている。その出力は、新しいカラーバーストを形成
するためにバーストゲーティング５８２によりゲートさ
れる３．５８ＭＨｚの信号を作るために、分周器５８０
により８分周され、加えて１：１８８０カウンタ５８８
のためにクロックを提供する。

【０１１１】３番目の列において、入力信号から垂直帰
線期間におけるデータバイトが分離され、ブロック５８
４で暗号解読され、ラインオフセット計算器（マイクロ
プロセッサ）５８６に与えられる。前記計算器５８６
は、垂直レートデータビットを適応させるのに要求され
るラインごとの（line-by-lyne）オフセットをリアルタ
イムで計算し、その数値を（リアルタイムで）前記１８
８０分周カウンタ５８８に与える。前記計算器５８６
は、せいぜい、正確に６３．５５５μｓｅｃごとに、１
つの数値を８ビットに計算するのみであるので、前記計
算器５８６は、簡単でよい。さらに、それは概して、動
作するための少なくとも４つのライン（あるいは２４５
μｓｅｃ）を具備するであろう。図２０の他の実施例で
は（そうでなければ図１９のそれのように）、時間分解
能の精細さを低下することなく要求されたクロック速度
を減少するために、システムは８＊Ｆ_SCの代わりに４＊
Ｆ_SCで動作し、カウンタはオフセットワードのただ７ビ
ットのＭＳＢを用いてプリロードされる。これは、シフ
トに、最小７０ｎｓｅｃの増加の限界を与える。３５ｎ
ｓｅｃを定義する最後のビット（ＬＳＢ）は、ＸＯＲゲ
ート５８７においてクロックを反転するために用いられ
る。前記反転は、前部エッジの代わりに、後部エッジを
アクティブエッジにし、それはラッチ５８９に入力さ
れ、それにより、要求された３５ｎｓｅｃをもってラッ
チ出力をシフトする。 図１９および図２０を参照する
と、カウンタ５８８の１１ビットの出力は、従来のよう
に、要求された同期信号の前部エッジおよび後部エッ
ジ、帰線期間ならびにバーストゲートパルスに対応する
６つのタイミングエッジを与えるために、エッジカウン
タ５９０において復号される。これらのエッジは、カウ
ンタのためのプリセットを変化させるラインレートによ
り表されたウォッブルをもって、同時に移動することが
分かる。タイミングエッジは、従来通り、実際のパルス
を発生させるために３つのＲ−Ｓフリップフロップに与
えられる。実際に、加えられたハウスキーピング（hous
e-keeping ）パルスは、同様に復号され、要求されるよ
うに形成される。

【０１１２】４番目の列では、同期ストリッパにおい
て、前記ビデオ信号から前記同期信号を分離し、さらに
分離ブロック５９６において、水平および垂直同期パル
スを分離する。前記水平同期信号は、前記１８８０カウ
ンタをリセットするために用いられる。前記垂直同期信
号は水平同期信号により計時され、各種ハウスキーピン
グ（house-keeping ）の目的のために、特に、垂直帰線
期間の２２ラインの間、ブロック５４４におけるＨＢＩ
再生プロセスを抑制するために、ラインナンバー復号ブ
ロック６００において、フレーム中のラインをカウント
するために用いられる。

【０１１３】８）垂直同期信号時間シフト暗号化 この実施例の目的は、水平に加えて垂直における画面の
ウォッブルを引き起こすことである。その遂行は、ラン
ダムに２１ラインのうちのいずれかの出力を選択するた
めの設備を用いて、前記ＲＡＭボードの加算器７８およ
び減算器８０を駆動する現存の１ラインメモリ（ＲＡ
Ｍ）が、２１ラインのようなものに拡張されることのみ
要求する。そして、実際は、２１のメモリステージのう
ちの１１番目のビデオ出力と比較し、第１番目からのビ
デオは１０ライン分進められ、最後からのビデオは、１
０ライン分遅延される。フィールドごとの２４０のライ
ンからの２１ラインのピークトゥーピーク（peak-to-pe
ak）は、直接、５２μｓｅｃのアクティブ画面幅からの
４μｓｅｃの水平動作に対し比較される。第２のランダ
ムに周波数変調されたデジタルの正弦波のような信号
（水平ウォッブルのためのリードアドレスを変化させる
それに類似している）は、Ｙ／Ｃ分離のために加算器お
よび減算器に適用される１Ｈバッファの異なる組の出力
を選択するために用いられる。１Ｈメモリバッファの数
は異なるアプリケーションにより変化してもよいし、適
合する変化のレートが用いられてもよい。特に、前記変
化のレートは、図６のシステムの水平暗号化を用いてラ
ンダムに制御されてもよいし、その場合、データの第２
のバイトが、水平変化を表わすために用いられる第１の
バイトと類似に、垂直変化を表わすために垂直帰線期間
に加えられてもよい。もちろん、前記第２のバイトは、
第１のバイトのように暗号化されてもよい。

【０１１４】図２１は、そのような５ラインの変化を用
いたシステムを示し、図６の１Ｈバッファと記されたブ
ロック７６をそっくり置き換える。図２１は、ビデオＡ
／Ｄ７４、加算器７および減算器８０を含む図１２の回
路に対応する部分を示す。５つの１Ｈバッファ６０２，
６０４，６０６，６０８，６１０は、図６の１つの１Ｈ
バッファを置き換える。前記バッファ６０２，６０４，
６０６，６０８，６１０は、ランダム値発生器６１２に
より発生されるランダムに変化する数値にしたがって選
択され、前記ランダム値発生器６１２は、各々のビデオ
フィールドのために前記バッファのうちの１つを選択す
るための周波数変調されたデジタルの正弦波的な信号を
前述のように発生する。従って、垂直の時間シフト量
は、ランダムに変化する。ともかく、選択されたバッフ
ァにおいて、前記加算器７８および減算器８０は、図６
の回路と同様に、前記選択されたバッファの入力および
出力を用いて駆動される。従って、常に、正確に１つの
ライン（１Ｈ）と異なる２つのビデオ信号を用いて与え
られ、従って、Ｙ−Ｃ分離は、抑圧されずに生じる。

【０１１５】暗号解読は、単に、垂直信号が前述の水平
ウォッブルと同様に画面と整合して揺り動かされる（wo
bbled ）ことを要求する。ラインカウンティング（line
- counting）垂直偏向を使用するＴＶセット、モニタあ
るいはプロジェクタは、時間変化するラインカウントを
受けるために修正されてもよいし、一方、より古いマル
チバイブレータベースのＴＶユニットは、修正を要求し
ないであろう。

【０１１６】前述されたようなエッジフィル設備は、画
面が下方にシフトされた時のフレームの最上部および画
面が上方にシフトされた時のフレームの最下部を満たす
ための用いられる。前述のエッジフィル回路の小変形
が、これを実行する。

【０１１７】また、本発明は上述した各実施例に限定さ
れるものではない。さらに、当業者であれば、この開示
および請求の範囲における権利を逸脱しない範囲で、種
々変形して実施することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】米国特許Ｎｏ．５，０５８，１５７において開
示された暗号化された信号を示す図である。

【図２】米国特許Ｎｏ．５，０５８，１５７において開
示された暗号解読された信号を示す図である。

【図３】米国特許Ｎｏ．５，０５８，１５７において開
示された暗号化ユニットを図４と連結して示すブロック
図である。

【図４】米国特許Ｎｏ．５，０５８，１５７において開
示された暗号化ユニットを図３と連結して示すブロック
図である。

【図５】本発明に係る暗号化プロセスのフローチャート
である。

【図６】本発明に係る暗号化装置を示すブロック図であ
る。

【図７】本発明に係るランダムノイズ重畳回路を示すブ
ロック図である。

【図８】図６の回路の入力ボード部を示すブロック図で
ある。

【図９】図６の回路の制御ボード部を示すブロック図で
ある。

【図１０】図９の回路の高帯域発振部を示すブロック図
である。

【図１１】図６の回路のＲＡＭボード部を示すブロック
図である。

【図１２】図６の回路の出力ボード部を示すブロック図
である。

【図１３】（ａ）は図１２の回路によりなされるヘテロ
ダイン関数を表わすスペクトラムの図であり、（ｂ）は
図１２の回路によりなされるヘテロダイン関数を表わす
スペクトラムの図であり、（ｃ）は図１２の回路により
なされるヘテロダイン関数を表わすスペクトラムの図で
あり、（ｄ）は図１２の回路によりなされるヘテロダイ
ン関数を表わすスペクトラムの図であり、（ｅ）は図１
２の回路によりなされるヘテロダイン関数を表わすスペ
クトラムの図である。

【図１４】図１２のヘテロダイン回路の他の型を示すブ
ロック図である。

【図１５】本発明に係る暗号解読プロセスのフローチャ
ートである。

【図１６】本発明に係る暗号解読装置を示すブロック図
である。

【図１７】（ａ）は図１６の暗号解読装置に関連する波
形を示す図であり、（ｂ）は図１６の暗号解読装置に関
連する波形を示す図であり、（ｃ）は図１６の暗号解読
装置に関連する波形を示す図である。

【図１８】（ａ）は図６の暗号化装置におけるプリバー
ストの使用を示す図であり、（ｂ）は図６の暗号化装置
におけるプリバーストの使用を示す図であり、（ｃ）は
図６の暗号化装置におけるプリバーストの使用を示す図
である。

【図１９】本発明に係るデジタルＨＢＩシンセシスおよ
び補間を用いた暗号解読装置を示すブロック図である。

【図２０】本発明に係るデジタルＨＢＩシンセシスおよ
び補間を用いた暗号解読装置を示すブロック図である。

【図２１】本発明に係る垂直ウォッブルすなわち暗号化
機能を示す図である。

【符号の説明】

６６…入力バッファ、６８…同期結合、７０…アドレス
書き込み、７２…クランプおよびＡＧＣ、７４…ビデオ
Ａ／Ｄ、７６…１Ｈバッファ、７８…加算器、８０…減
算器、８２，８４…１Ｈバッファ、８８…ランダムに変
化する数値、９０…データＤ／Ａ、９２…ＰＬＬ、９４
…アドレス読み出し、９６…暗号器、９８…色差Ｄ／
Ａ、１００…ヘテロダイン、１０２…ビデオ加算器、１
０４…色差Ｄ／Ａ、１０６…色差Ｄ／Ａ、１０８…ＶＢ
Ｉ／ＨＢＩ再生器、１１０…出力ドライバ、５２０…入
力バッファ、５２２…データ抽出器、５２４…データ暗
号解読器、５２６…データＤ／Ａ、５２８…ローパスフ
ィルタ、５３０…コンパレータ・アレイ、５３４…水平
ＰＬＬ、５３６…アナログランプ発生器、５４０…ビデ
オインバータ、５４２…バースト再生器、５４４…ＨＢ
Ｉ再生器、５４８…ビデオスイッチ、５５０…出力ドラ
イバ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョン・オー・ライアン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 95014、キュパーテイノ、クリークサイ ド・コート 22015 (72)発明者 ロナルド・クアン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 95014、キュパーテイノ、ワンダーリッ チ・ドライブ 10910 (72)発明者 ジェームス・アール・ホルツグラフェ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 95037、モーガン・ヒル、トーマス・グレ ード・ロード 2710 (72)発明者 ピーター・ジェー・ウオンフォー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 94018、エル・グラナダ、マラガ 962

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】テレビジョンにおいて視覚に供される際
   に、コンポジットビデオ信号に関する同期ウィッグル秘
   匿を提供する方法において、 コンポジットビデオ信号の複数のラインの各々におい
   て、水平帰線消去期間の開始に関連する水平同期信号の
   位置を、固定の擬似ランダムパターンで変化する各々の
   連続するラインごとの時間シフト量で時間シフトするス
   テップを有することを特徴とする方法。
2. 【請求項２】第２の固定の擬似ランダムパターンによ
   り、連続する各々のラインにおける時間シフト量がさら
   に変化するステップを有することを特徴とする請求項１
   に記載の方法。
3. 【請求項３】ビデオフィールドにおける垂直帰線消去期
   間の開始に関連する少くともいくつかの前記ビデオフィ
   ールドにおける垂直同期信号の位置を、予め決定された
   パターンで変化する各々の連続するフィールドごとの時
   間シフト量で時間シフトするステップをさらに有するこ
   とを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 【請求項４】前記パターンは４つの連続するビデオフィ
   ールドであり、第１のフィールドにおいて垂直同期は前
   方に時間シフトされ、第２のフィールドにおいて前記垂
   直同期は除去され、第３のフィールドにおいて垂直同期
   は後方に時間シフトされ、第４のフィールドにおいて前
   記垂直同期は除去されることを特徴とする請求項３に記
   載の方法。
5. 【請求項５】テレビジョンにおいて視覚に供される際の
   コンポジットビデオ信号を同期ウィッグルにより秘匿す
   るための装置において、 前記コンポジットビデオ信号のフィールドのビデオライ
   ンを前記フィールドの垂直帰線消去期間からカウントす
   るためのラインカウンタと、 前記フィールドの各々のラインにおける前記ラインの水
   平帰線消去期間の開始に関連して時間シフトされた水平
   同期信号の予め決定された時間シフト量の組を保持し、
   前記ラインカウンタによりカウントされた各々のライン
   に応答して前記量の組のうちの１つの量を読出すための
   メモリと、 前記ラインに初めから存在する前記水平同期信号の代り
   に、各々のビデオラインの中への挿入するために、各々
   の読み出し量に応じて新しい水平同期パルスを発生する
   ための論理回路とを有することを特徴とする装置。
6. 【請求項６】前記新しい水平同期パルスの継続時間とし
   て名目値以外の値を設定するための同期幅制御手段をさ
   らに有することを特徴とする請求項５に記載の装置。