JP3385996B2 - ダイバーシティ受信機 - Google Patents
ダイバーシティ受信機Info
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- JP3385996B2 JP3385996B2 JP05386499A JP5386499A JP3385996B2 JP 3385996 B2 JP3385996 B2 JP 3385996B2 JP 05386499 A JP05386499 A JP 05386499A JP 5386499 A JP5386499 A JP 5386499A JP 3385996 B2 JP3385996 B2 JP 3385996B2
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- Japan
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- phase
- signal
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ダイバーシティ
（diversity)受信機に関し、特に、スペースダイバーシ
ティ合成後の波形歪みに基づいて合成制御を行う方式の
ダイバーシティ受信機に関する。
（diversity)受信機に関し、特に、スペースダイバーシ
ティ合成後の波形歪みに基づいて合成制御を行う方式の
ダイバーシティ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のダイバーシティ受信機の構
成を示す。図５においては、ダイバーシティ受信機の内
のダイバーシティ受信処理に関する部分のみを示し、他
の構成は省略している。従来のダイバーシティ受信機
は、入力信号Ｓ1 を入力とする周波数変換器１０１ａ、
入力信号Ｓ2 を入力とする周波数変換器１０１ｂ、周波
数変換器１０１ｂに接続された無限移相器１０２、周波
数変換器１０１ａ及び１０１ｂの出力端に接続された合
成器１０３、この合成器１０３に接続されたＢＰＦ（バ
ンドパスフィルタ）１０４、ＢＰＦ１０４の出力信号を
増幅する自動制御増幅器１０５、自動制御増幅器１０５
の出力端に接続された等化器４００、自動制御増幅器１
０５の出力端に並列接続されたＢＰＦ４０１ａ，４０１
ｂ，４０１ｃ、ＢＰＦ４０１ａ〜４０１ｃのそれぞれに
接続された検波器４０２ａ，４０２ｂ，４０２ｃ、検波
器４０２ａ〜４０２ｃの出力信号に基づいて無限移相器
１０２に位相回転を与えるためのタップ係数を出力する
位相制御器４０３を備えて構成されている。なお、この
構成と類似の構成は、特開昭５９−２３０３３３号公報
に記載がある。
成を示す。図５においては、ダイバーシティ受信機の内
のダイバーシティ受信処理に関する部分のみを示し、他
の構成は省略している。従来のダイバーシティ受信機
は、入力信号Ｓ1 を入力とする周波数変換器１０１ａ、
入力信号Ｓ2 を入力とする周波数変換器１０１ｂ、周波
数変換器１０１ｂに接続された無限移相器１０２、周波
数変換器１０１ａ及び１０１ｂの出力端に接続された合
成器１０３、この合成器１０３に接続されたＢＰＦ（バ
ンドパスフィルタ）１０４、ＢＰＦ１０４の出力信号を
増幅する自動制御増幅器１０５、自動制御増幅器１０５
の出力端に接続された等化器４００、自動制御増幅器１
０５の出力端に並列接続されたＢＰＦ４０１ａ，４０１
ｂ，４０１ｃ、ＢＰＦ４０１ａ〜４０１ｃのそれぞれに
接続された検波器４０２ａ，４０２ｂ，４０２ｃ、検波
器４０２ａ〜４０２ｃの出力信号に基づいて無限移相器
１０２に位相回転を与えるためのタップ係数を出力する
位相制御器４０３を備えて構成されている。なお、この
構成と類似の構成は、特開昭５９−２３０３３３号公報
に記載がある。
【０００３】周波数変換器１０１ａ，１０１ｂは、入力
された無線周波数帯信号（入力信号Ｓ1 ，Ｓ2 ）を中間
周波数帯の信号に変換する。無限移相器１０２は、周波
数変換器１０１ｂから供給された受信信号の位相を３６
０°の範囲で回転させ、周波数変換器１０１ａの受信信
号と同位相になるように制御する。合成器１０３は、周
波数変換器１０１ａ及び１０１ｂからの中間周波数帯に
変換された受信信号を合成する。ＢＰＦ１０４は、帯域
外の不要信号を除去する。自動制御増幅器１０５は、合
成器１０３で合成された受信信号のレベルを所要の値に
増幅する。
された無線周波数帯信号（入力信号Ｓ1 ，Ｓ2 ）を中間
周波数帯の信号に変換する。無限移相器１０２は、周波
数変換器１０１ｂから供給された受信信号の位相を３６
０°の範囲で回転させ、周波数変換器１０１ａの受信信
号と同位相になるように制御する。合成器１０３は、周
波数変換器１０１ａ及び１０１ｂからの中間周波数帯に
変換された受信信号を合成する。ＢＰＦ１０４は、帯域
外の不要信号を除去する。自動制御増幅器１０５は、合
成器１０３で合成された受信信号のレベルを所要の値に
増幅する。
【０００４】ＢＰＦ４０１ａ〜４０１ｃは信号帯域に対
して狭帯域の特性を有し、相互に中心周波数が異なるよ
うに設定されており、各周波数帯域の信号成分を抽出す
る。検波器４０２ａ〜４０２ｃは、接続元のＢＰＦ４０
１ａ〜４０１ｃの出力信号を検波し、この検波出力を位
相制御器４０３へ出力する。位相制御器４０３は各検波
出力値から信号帯域内の偏差を計算し、その偏差が最小
となる方向に位相を回転するように移相器１０２に制御
信号を出力する。
して狭帯域の特性を有し、相互に中心周波数が異なるよ
うに設定されており、各周波数帯域の信号成分を抽出す
る。検波器４０２ａ〜４０２ｃは、接続元のＢＰＦ４０
１ａ〜４０１ｃの出力信号を検波し、この検波出力を位
相制御器４０３へ出力する。位相制御器４０３は各検波
出力値から信号帯域内の偏差を計算し、その偏差が最小
となる方向に位相を回転するように移相器１０２に制御
信号を出力する。
【０００５】次に、図５の構成の動作について説明す
る。入力信号Ｓ2 は周波数変換器１０１ｂにより中間周
波数帯の信号に変換された後、合成器１０３に入力され
る。また、入力信号Ｓ1 は周波数変換器１０１ａで中間
周波数帯の信号に変換された後、直接に合成器１０３に
入力され、無限移相器１０２の出力信号に合成されて出
力される。この合成出力は、ＢＰＦ１０４で帯域外の不
要成分が除去された後、自動利得制御増幅器１０５によ
り所要のレベルまで増幅される。自動制御増幅器１０５
の出力信号は、等化器４００に入力され、この等化器４
００によって自動制御増幅器１０５の出力信号に含まれ
る符号間干渉波が除去された後、出力信号として出力さ
れる。
る。入力信号Ｓ2 は周波数変換器１０１ｂにより中間周
波数帯の信号に変換された後、合成器１０３に入力され
る。また、入力信号Ｓ1 は周波数変換器１０１ａで中間
周波数帯の信号に変換された後、直接に合成器１０３に
入力され、無限移相器１０２の出力信号に合成されて出
力される。この合成出力は、ＢＰＦ１０４で帯域外の不
要成分が除去された後、自動利得制御増幅器１０５によ
り所要のレベルまで増幅される。自動制御増幅器１０５
の出力信号は、等化器４００に入力され、この等化器４
００によって自動制御増幅器１０５の出力信号に含まれ
る符号間干渉波が除去された後、出力信号として出力さ
れる。
【０００６】白動利得制御増幅器１０５の出力信号は、
さらにＢＰＦ４０１ａ〜４０１ｃに入力される。ＢＰＦ
１０４の信号帯域内の中心と、その両側の信号成分を取
り出すために、中心周波数の異なる３種類のＢＰＦを有
している。ＢＰＦ４０１ａ〜４０１ｃの出力信号は、各
々の接続元の検波器４０２ａ〜４０２ｃで検波される。
これにより、各信号成分のレベルが検出される。検出し
た信号レベル情報は位相制御器４０３に印加される。位
相制御器４０３は、入力された３つの周波数成分の信号
レベル情報からレベル差を計算する。このレベル差が大
きいほど、信号帯域内の波形歪みが大きいことを示す。
この波形歪みの状態は、周波数変換器１０１ｂの出力信
号の位相を無限移相器１０２によって回転させることに
より変化させることができる。このため、位相制御器４
０３から位相回転情報を出力し、この位相回転情報に従
って無限移相器１０２は入力信号Ｓ2 の位相を回転さ
せ、波形歪みの変化を位相制御器４０３でモニタする。
位相制御器４０３は、波形歪みが常に最小になるように
制御する。
さらにＢＰＦ４０１ａ〜４０１ｃに入力される。ＢＰＦ
１０４の信号帯域内の中心と、その両側の信号成分を取
り出すために、中心周波数の異なる３種類のＢＰＦを有
している。ＢＰＦ４０１ａ〜４０１ｃの出力信号は、各
々の接続元の検波器４０２ａ〜４０２ｃで検波される。
これにより、各信号成分のレベルが検出される。検出し
た信号レベル情報は位相制御器４０３に印加される。位
相制御器４０３は、入力された３つの周波数成分の信号
レベル情報からレベル差を計算する。このレベル差が大
きいほど、信号帯域内の波形歪みが大きいことを示す。
この波形歪みの状態は、周波数変換器１０１ｂの出力信
号の位相を無限移相器１０２によって回転させることに
より変化させることができる。このため、位相制御器４
０３から位相回転情報を出力し、この位相回転情報に従
って無限移相器１０２は入力信号Ｓ2 の位相を回転さ
せ、波形歪みの変化を位相制御器４０３でモニタする。
位相制御器４０３は、波形歪みが常に最小になるように
制御する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のダイバ
ーシティ受信機によると、信号帯域内の波形歪みの情報
のみから位相制御を行っているため、最適位相に追随す
るように位相制御する際、合成レベルが低下する位相に
制御されるため、Ｓ／Ｎの低下による回線品質の劣化が
生じる。
ーシティ受信機によると、信号帯域内の波形歪みの情報
のみから位相制御を行っているため、最適位相に追随す
るように位相制御する際、合成レベルが低下する位相に
制御されるため、Ｓ／Ｎの低下による回線品質の劣化が
生じる。
【０００８】波形歪みは伝搬路でのマルチパスフェージ
ングによって発生する。２波モデルで考えると、合成後
の波形歪みを最小にするためには、２入力の受信信号の
主波同士またはエコー波同士が打ち消し合うように合成
時の位相を制御する必要がある。しかし、２入力の主波
とエコー波との相対位相や相対レベルの関係が近い場合
には、主波とエコー波の両方が打ち消し合い、合成後の
レベルが低下してしまう。この問題は、ダイバーシティ
合成制御と等化器との制御が独立しているために、必要
以上にダイバーシティ合成部で波形歪みを等化するよう
に動作することにも原因がある。
ングによって発生する。２波モデルで考えると、合成後
の波形歪みを最小にするためには、２入力の受信信号の
主波同士またはエコー波同士が打ち消し合うように合成
時の位相を制御する必要がある。しかし、２入力の主波
とエコー波との相対位相や相対レベルの関係が近い場合
には、主波とエコー波の両方が打ち消し合い、合成後の
レベルが低下してしまう。この問題は、ダイバーシティ
合成制御と等化器との制御が独立しているために、必要
以上にダイバーシティ合成部で波形歪みを等化するよう
に動作することにも原因がある。
【０００９】さらに、従来のダイバーシティ受信機によ
ると、帯域内の波形歪みを検出するために、ＢＰＦを３
種類設ける必要がある。このため、回路構成が複雑にな
ると共に高価になるという問題がある。また、これら
は、通常、中間周波数帯の受動回路で構成されるため、
ＢＰＦ特性及び対応する各検波器の特性のばらつきを考
慮する必要があり、仕様が厳しくなる。
ると、帯域内の波形歪みを検出するために、ＢＰＦを３
種類設ける必要がある。このため、回路構成が複雑にな
ると共に高価になるという問題がある。また、これら
は、通常、中間周波数帯の受動回路で構成されるため、
ＢＰＦ特性及び対応する各検波器の特性のばらつきを考
慮する必要があり、仕様が厳しくなる。
【００１０】したがって、本発明の目的は、簡単な構成
によりダイバーシティ合成の際の回線品質を劣化させる
ことのないダイバーシティ受信機を提供することにあ
る。
によりダイバーシティ合成の際の回線品質を劣化させる
ことのないダイバーシティ受信機を提供することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するため、所定の距離をもって配設された２つのア
ンテナによるそれぞれの受信信号をダイバーシティパス
毎に所定の周波数に変換する第１，第２の周波数変換手
段と、前記第２の周波数変換手段の出力信号の位相を制
御する移相手段と、この移相手段の出力と第１の入力信
号とを合成して出力する合成手段と、前記合成手段から
の信号に含まれる符号間干渉波を除去する判定帰還型の
等化手段と、前記第１の周波数変換手段の出力信号と前
記第２の周波数変換手段の出力信号の相対位相差を検出
する位相差検出手段と、前記位相差検出手段で検出され
た相対位相差及び前記等化手段からのタップ係数に基づ
いて前記移相手段の移相状態を制御する位相制御手段を
備えることを特徴とするダイバーシティ受信機を提供す
る。
達成するため、所定の距離をもって配設された２つのア
ンテナによるそれぞれの受信信号をダイバーシティパス
毎に所定の周波数に変換する第１，第２の周波数変換手
段と、前記第２の周波数変換手段の出力信号の位相を制
御する移相手段と、この移相手段の出力と第１の入力信
号とを合成して出力する合成手段と、前記合成手段から
の信号に含まれる符号間干渉波を除去する判定帰還型の
等化手段と、前記第１の周波数変換手段の出力信号と前
記第２の周波数変換手段の出力信号の相対位相差を検出
する位相差検出手段と、前記位相差検出手段で検出され
た相対位相差及び前記等化手段からのタップ係数に基づ
いて前記移相手段の移相状態を制御する位相制御手段を
備えることを特徴とするダイバーシティ受信機を提供す
る。
【００１２】この構成によれば、判定帰還型の等化手段
からの情報と位相差検出手段からの位相差情報に基づい
て、合成手段による合成後の波形歪みの状態を判定する
ことができ、通常は同相合成制御を実行し、等化手段に
よる等化が不可能なとき（等化手段の入力で非最小位相
推移型による波形歪みが生じているとき）には波形歪み
を緩和する方向に合成手段の位相を制御する。これによ
り、判定帰還型の等化手段の等化能力が最大限活用さ
れ、ダイバーシティ合成部の位相制御は、等化手段の等
化能力を補間するように機能する。したがって、回線品
質を劣化させない安定したダイバーシティ合成制御が可
能になる。
からの情報と位相差検出手段からの位相差情報に基づい
て、合成手段による合成後の波形歪みの状態を判定する
ことができ、通常は同相合成制御を実行し、等化手段に
よる等化が不可能なとき（等化手段の入力で非最小位相
推移型による波形歪みが生じているとき）には波形歪み
を緩和する方向に合成手段の位相を制御する。これによ
り、判定帰還型の等化手段の等化能力が最大限活用さ
れ、ダイバーシティ合成部の位相制御は、等化手段の等
化能力を補間するように機能する。したがって、回線品
質を劣化させない安定したダイバーシティ合成制御が可
能になる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を基に説明する。図１は本発明のダイバーシティ
受信機の構成を示す。ここでは、ダイバーシティ受信機
の内のダイバーシティ受信処理に関する部分についての
み示し、他の構成は省略している。本発明によるダイバ
ーシティ受信機は、入力信号Ｓ1 を入力とする周波数変
換器１０１ａ（周波数変換手段）、入力信号Ｓ2 を入力
とする周波数変換器１０１ｂ（周波数変換手段）、周波
数変換器１０１ｂに接続された無限移相器１０２（移相
手段）、周波数変換器１０１ａ及び１０１ｂの出力端に
接続された合成器１０３（合成手段）、この合成器１０
３に接続されたＢＰＦ１０４、ＢＰＦ１０４の出力信号
を増幅する自動制御増幅器１０５、自動制御増幅器１０
５の出力端に接続された判定帰還型等化器１０６（判定
帰還型の等化手段）、周波数変換器１０１ａ及び無限移
相器１０２の出力を入力とする位相差検出器１１３（位
相差検出手段）、この位相差検出器１１３及び判定帰還
型等化器１０６の出力信号に基づいて無限移相器１０２
に位相回転を与えるためのタップ係数を出力する位相制
御器１１２（位相制御手段）とを備えて構成されてい
る。
て図面を基に説明する。図１は本発明のダイバーシティ
受信機の構成を示す。ここでは、ダイバーシティ受信機
の内のダイバーシティ受信処理に関する部分についての
み示し、他の構成は省略している。本発明によるダイバ
ーシティ受信機は、入力信号Ｓ1 を入力とする周波数変
換器１０１ａ（周波数変換手段）、入力信号Ｓ2 を入力
とする周波数変換器１０１ｂ（周波数変換手段）、周波
数変換器１０１ｂに接続された無限移相器１０２（移相
手段）、周波数変換器１０１ａ及び１０１ｂの出力端に
接続された合成器１０３（合成手段）、この合成器１０
３に接続されたＢＰＦ１０４、ＢＰＦ１０４の出力信号
を増幅する自動制御増幅器１０５、自動制御増幅器１０
５の出力端に接続された判定帰還型等化器１０６（判定
帰還型の等化手段）、周波数変換器１０１ａ及び無限移
相器１０２の出力を入力とする位相差検出器１１３（位
相差検出手段）、この位相差検出器１１３及び判定帰還
型等化器１０６の出力信号に基づいて無限移相器１０２
に位相回転を与えるためのタップ係数を出力する位相制
御器１１２（位相制御手段）とを備えて構成されてい
る。
【００１４】判定帰還型等化器１０６は、自動制御増幅
器１０５に接続された前方等化器１０７、この前方等化
器１０７に接続された合成器１０８、この合成器１０８
に接続された判定器１０９、この判定器１０９に接続さ
れた後方等化器１１０、判定器１０９に並列接続された
減算器１１１から構成され、自動制御増幅器１０５の出
力信号に含まれる符号間干渉波を除去する。この判定帰
還型等化器１０６は、前方等化器１０７によって非最小
位相推移フェージングによる波形歪みを等化し、後方等
化器１１０で最小位相推移フェージングによる波形歪み
を等化する。前方等化器１０７は線形等化器であるため
に等化能力は弱いが、後方等化器１１０は非線形等化器
であるために等化能力は強力である。
器１０５に接続された前方等化器１０７、この前方等化
器１０７に接続された合成器１０８、この合成器１０８
に接続された判定器１０９、この判定器１０９に接続さ
れた後方等化器１１０、判定器１０９に並列接続された
減算器１１１から構成され、自動制御増幅器１０５の出
力信号に含まれる符号間干渉波を除去する。この判定帰
還型等化器１０６は、前方等化器１０７によって非最小
位相推移フェージングによる波形歪みを等化し、後方等
化器１１０で最小位相推移フェージングによる波形歪み
を等化する。前方等化器１０７は線形等化器であるため
に等化能力は弱いが、後方等化器１１０は非線形等化器
であるために等化能力は強力である。
【００１５】周波数変換器１０１ａ，１０１ｂは、入力
信号Ｓ1 および入力信号Ｓ2 が入力されると、各パス毎
に無線周波数から中間周波数に変換する。無限移相器１
０２は、周波数変換器１０１ｂの出力信号の位相を制御
する。合成器１０３は、無限移相器１０２の出力信号と
周波数変換器１０１ａからの出力信号とを合成する。位
相差検出器１１３は、合成器１０３の入力における相対
位相差を検出する。ＢＰＦ１０４は、帯域外の不要波を
減衰させる。自動制御増幅器１０５は、合成後の受信信
号を増幅する。
信号Ｓ1 および入力信号Ｓ2 が入力されると、各パス毎
に無線周波数から中間周波数に変換する。無限移相器１
０２は、周波数変換器１０１ｂの出力信号の位相を制御
する。合成器１０３は、無限移相器１０２の出力信号と
周波数変換器１０１ａからの出力信号とを合成する。位
相差検出器１１３は、合成器１０３の入力における相対
位相差を検出する。ＢＰＦ１０４は、帯域外の不要波を
減衰させる。自動制御増幅器１０５は、合成後の受信信
号を増幅する。
【００１６】位相制御器１１２は、無限移相器１０２の
移相量を制御する。この移相量は、通常においては前記
位相差検出器１１３の出力が“０”、すなわち、同相の
合成となるように制御される。また、判定帰還型等化器
１０６の前方等化器１０７のタップ係数が増大してきた
ときには、前記タップ係数が最小になるように無限移相
器１０２を制御する。
移相量を制御する。この移相量は、通常においては前記
位相差検出器１１３の出力が“０”、すなわち、同相の
合成となるように制御される。また、判定帰還型等化器
１０６の前方等化器１０７のタップ係数が増大してきた
ときには、前記タップ係数が最小になるように無限移相
器１０２を制御する。
【００１７】図２は、前方等化器１０７の詳細構成を示
す。前方等化器１０７は、自動制御増幅器１０５からの
信号を遅延させるｎ個の遅延器２０１-1〜２０１-n、こ
の遅延器２０１-1〜２０１-nのそれぞれの出力部に接続
された複素乗算器２０２-1〜２０２-n、この複素乗算器
２０２-1〜２０２-nのそれぞれの出力部に接続された合
成器２０３を備えたトランスバーサル構成の等化回路部
と、タップ係数発生器２０４よりなる。タップ係数発生
器２０４は、複素乗算器２０２-1〜２０２-nに与えるタ
ップ係数Ｗ1 〜Ｗn を生成する。タップ係数発生器２０
４は、自動制御増幅器１０５の出力信号および減算器１
１１からの誤差信号（合成器１０８の出力信号と識別時
点で必要とする信号との誤差分を示す信号）に基づいて
タップ係数Ｗ1 〜Ｗn を生成する。タップ係数Ｗ1 〜Ｗ
n は並列／直列変換器２０５により並列データから直列
データに変換された後、位相制御器１１２へ出力され
る。
す。前方等化器１０７は、自動制御増幅器１０５からの
信号を遅延させるｎ個の遅延器２０１-1〜２０１-n、こ
の遅延器２０１-1〜２０１-nのそれぞれの出力部に接続
された複素乗算器２０２-1〜２０２-n、この複素乗算器
２０２-1〜２０２-nのそれぞれの出力部に接続された合
成器２０３を備えたトランスバーサル構成の等化回路部
と、タップ係数発生器２０４よりなる。タップ係数発生
器２０４は、複素乗算器２０２-1〜２０２-nに与えるタ
ップ係数Ｗ1 〜Ｗn を生成する。タップ係数発生器２０
４は、自動制御増幅器１０５の出力信号および減算器１
１１からの誤差信号（合成器１０８の出力信号と識別時
点で必要とする信号との誤差分を示す信号）に基づいて
タップ係数Ｗ1 〜Ｗn を生成する。タップ係数Ｗ1 〜Ｗ
n は並列／直列変換器２０５により並列データから直列
データに変換された後、位相制御器１１２へ出力され
る。
【００１８】図３は、位相制御器１１２の詳細構成を示
す。位相制御器１１２は、位相差検出器１１３の出力信
号（ＰＨ ＤＥＴ）とタップ係数Ｗ1 〜Ｗn を入力とす
る切り替え器３０１、この切り替え器３０１で選択され
た位相制御情報に基づいて移相量を計算する演算処理部
３０２（演算処理手段）、この演算処理部３０２から出
力される移相情報に基づいて無限移相器１０２に位相回
転を与えるタップ係数を出力する正弦波発生器３０３
（正弦波発生手段）を備えて構成されている。
す。位相制御器１１２は、位相差検出器１１３の出力信
号（ＰＨ ＤＥＴ）とタップ係数Ｗ1 〜Ｗn を入力とす
る切り替え器３０１、この切り替え器３０１で選択され
た位相制御情報に基づいて移相量を計算する演算処理部
３０２（演算処理手段）、この演算処理部３０２から出
力される移相情報に基づいて無限移相器１０２に位相回
転を与えるタップ係数を出力する正弦波発生器３０３
（正弦波発生手段）を備えて構成されている。
【００１９】次に、図１に示したダイバーシティ受信機
の動作について説明する。無線を使用した通信回線で
は、Ｓ／Ｎの改善あるいは伝搬路のフェージングによる
波形歪みを緩和するためにダイバーシティ構成の受信機
が用いられる。波形歪みが少ない場合、周波数変換器１
０１ａからの受信信号と無限移相器１０２からの受信信
号を合成するため、位相差検出器１１３によって合成器
１０３の相対位相差をモニタする。周波数変換器１０１
ａの出力信号と無限移相器１０２の出力信号との位相差
が無くなるように、すなわち同相となるように無限移相
器１０２を制御する。これにより、信号成分は同相で加
算され（合成され）、Ｓ／Ｎが改善される。このとき、
無限移相器１０２、合成器１０３、位相差検出器１１３
および位相制御器１１２の経路によってフィードバック
ループが形成される。
の動作について説明する。無線を使用した通信回線で
は、Ｓ／Ｎの改善あるいは伝搬路のフェージングによる
波形歪みを緩和するためにダイバーシティ構成の受信機
が用いられる。波形歪みが少ない場合、周波数変換器１
０１ａからの受信信号と無限移相器１０２からの受信信
号を合成するため、位相差検出器１１３によって合成器
１０３の相対位相差をモニタする。周波数変換器１０１
ａの出力信号と無限移相器１０２の出力信号との位相差
が無くなるように、すなわち同相となるように無限移相
器１０２を制御する。これにより、信号成分は同相で加
算され（合成され）、Ｓ／Ｎが改善される。このとき、
無限移相器１０２、合成器１０３、位相差検出器１１３
および位相制御器１１２の経路によってフィードバック
ループが形成される。
【００２０】次に、波形歪みが無視できなくなる場合、
必ずしも同相合成が最適とはいえなくなる。つまり、同
相の条件を崩しても、主波またはエコー波をキャンセル
するように合成した方が波形歪みを抑圧できる場合があ
る。そこで、波形歪みの状態を検出するため、前方等化
器１０７のタップ係数Ｗ1 〜Ｗn を位相制御器１１２で
モニタする。
必ずしも同相合成が最適とはいえなくなる。つまり、同
相の条件を崩しても、主波またはエコー波をキャンセル
するように合成した方が波形歪みを抑圧できる場合があ
る。そこで、波形歪みの状態を検出するため、前方等化
器１０７のタップ係数Ｗ1 〜Ｗn を位相制御器１１２で
モニタする。
【００２１】図４は、タップ係数Ｗ1 〜Ｗn とタップ係
数振幅値の関係を示し、（ａ）は波形歪みが無い状態を
示し、（ｂ）は波形歪みが大きい場合を示す。判定帰還
型等化器１０６は、後方等化器１１０が動作するレベル
の波形歪みに対しては等化能力は強いが、前方等化器１
０７が動作するレベルの波形歪みに対しては等化能力が
弱い。したがって、前方等化器１０７のタップ係数がし
きい値以下の場合は通常の同相合成制御にし、判定帰還
型等化器１０６で波形歪みを等化する。一方、タップ係
数Ｗ1 〜Ｗn の値がしきい値を越えた場合には、前記タ
ップ係数Ｗ1 〜Ｗn が最小となるように周波数変換器１
０１ｂの位相を無限移相器１０２によって制御する。こ
の場合、無限移相器１０２、合成器１０３、前方等化器
１０７および位相制御器１１２の経路によって、フィー
ドバックループが構成される。
数振幅値の関係を示し、（ａ）は波形歪みが無い状態を
示し、（ｂ）は波形歪みが大きい場合を示す。判定帰還
型等化器１０６は、後方等化器１１０が動作するレベル
の波形歪みに対しては等化能力は強いが、前方等化器１
０７が動作するレベルの波形歪みに対しては等化能力が
弱い。したがって、前方等化器１０７のタップ係数がし
きい値以下の場合は通常の同相合成制御にし、判定帰還
型等化器１０６で波形歪みを等化する。一方、タップ係
数Ｗ1 〜Ｗn の値がしきい値を越えた場合には、前記タ
ップ係数Ｗ1 〜Ｗn が最小となるように周波数変換器１
０１ｂの位相を無限移相器１０２によって制御する。こ
の場合、無限移相器１０２、合成器１０３、前方等化器
１０７および位相制御器１１２の経路によって、フィー
ドバックループが構成される。
【００２２】以上のように、本発明のダイバーシティ受
信機では、判定帰還型等化器１０６の入力において非最
小位相推移型による波形歪みが生じているときにのみ、
この波形歪みを緩和する方向に無限移相器１０２を制御
する。つまり、等判定帰還型等化器１０６で等化可能な
波形歪みはそのまま残され、判定帰還型等化器１０６で
等化が不可能なときには、判定帰還型等化器１０６で等
化可能な波形歪みのレベルになるように位相制御器１１
２により無限移相器１０２の位相を調整する。この結
果、ダイバーシティ合成部では波形歪みを完全に等化す
る必要がなくなり、主波とエコー波の両方がキャンセル
することによって、合成信号のレベルが低下してしまう
という事態を回避することができる。
信機では、判定帰還型等化器１０６の入力において非最
小位相推移型による波形歪みが生じているときにのみ、
この波形歪みを緩和する方向に無限移相器１０２を制御
する。つまり、等判定帰還型等化器１０６で等化可能な
波形歪みはそのまま残され、判定帰還型等化器１０６で
等化が不可能なときには、判定帰還型等化器１０６で等
化可能な波形歪みのレベルになるように位相制御器１１
２により無限移相器１０２の位相を調整する。この結
果、ダイバーシティ合成部では波形歪みを完全に等化す
る必要がなくなり、主波とエコー波の両方がキャンセル
することによって、合成信号のレベルが低下してしまう
という事態を回避することができる。
【００２３】なお、前方等化器１０７の並列／直列変換
器２０５のタップ係数の出力は、図２の並列／直列変換
器２０５による直列出力のほか、位相制御器１１２に対
応させさえすれば、並列で出力することも可能である。
また、無限移相器１０２は中間周波数の位相を制御して
いるが、周波数変換器１０１ｂに与えるローカル信号の
位相を制御することによっても可能である。
器２０５のタップ係数の出力は、図２の並列／直列変換
器２０５による直列出力のほか、位相制御器１１２に対
応させさえすれば、並列で出力することも可能である。
また、無限移相器１０２は中間周波数の位相を制御して
いるが、周波数変換器１０１ｂに与えるローカル信号の
位相を制御することによっても可能である。
【００２４】
【発明の効果】以上説明した通り、本発明のダイバーシ
ティ受信機によれば、２つの受信信号の位相差を検出
し、この結果と判定帰還型等化手段からの情報に基づい
て移相制御手段で移相手段の移相量を制御するようにし
たので、合成信号のレベルが低下する位相に制御できる
ようになり、Ｓ／Ｎの低下による回線品質の劣化を防止
することができる。さらに、従来必要であった複数の狭
帯域ＢＰＦ及びこれと同数の検波器が不要になるため、
受信機の小型化及び低価格化が可能になる。
ティ受信機によれば、２つの受信信号の位相差を検出
し、この結果と判定帰還型等化手段からの情報に基づい
て移相制御手段で移相手段の移相量を制御するようにし
たので、合成信号のレベルが低下する位相に制御できる
ようになり、Ｓ／Ｎの低下による回線品質の劣化を防止
することができる。さらに、従来必要であった複数の狭
帯域ＢＰＦ及びこれと同数の検波器が不要になるため、
受信機の小型化及び低価格化が可能になる。
【図１】本発明のダイバーシティ受信機の一実施の形態
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】図１の前方等化器の詳細構成を示すブロック図
である。
である。
【図３】図１の位相制御器の詳細構成を示すブロック図
である。
である。
【図４】タップ係数Ｗ1 〜Ｗn とタップ係数振幅値の関
係を示し、（ａ）は波形歪みが無い状態を示し、（ｂ）
は波形歪みが大きい場合を示す説明図である。
係を示し、（ａ）は波形歪みが無い状態を示し、（ｂ）
は波形歪みが大きい場合を示す説明図である。
【図５】従来のダイバーシティ受信機の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
１０１ａ，１０１ｂ 周波数変換器
１０２ 無限移相器
１０３ 合成器
１０４ ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
１０５ 自動利得制御増幅器
１０６ 判定帰還型等化器
１０７ 前方等化器
１０８ 合成器
１０９ 判定器
１１０ 後方等化器
１１１ 減算器
１１２ 位相制御器
１１３ 位相差検出器
２０１-1〜２０１-n 遅延器
２０２-1〜２０２-n 複素乗算器
２０３ 合成器
２０４ タップ係数発生器
２０５ 並列／直列変換器
３０１ 切り替え器
３０２ 演算処理部
３０３ 正弦波発生器
４０１ａ，４０１ｂ，４０１ｃ ＢＰＦ
４０２ａ，４０２ｂ，４０２ｃ 検波器
Claims (4)
- 【請求項１】所定の距離をもって配設された２つのアン
テナによるそれぞれの受信信号をダイバーシティパス毎
に所定の周波数に変換する第１，第２の周波数変換手段
と、 前記第２の周波数変換手段の出力信号の位相を制御する
移相手段と、 この移相手段の出力と第１の入力信号とを合成して出力
する合成手段と、 前記合成手段からの信号に含まれる符号間干渉波を除去
する判定帰還型の等化手段と、 前記第１の周波数変換手段の出力信号と前記第２の周波
数変換手段の出力信号の相対位相差を検出する位相差検
出手段と、 前記位相差検出手段で検出された相対位相差及び前記等
化手段からのタップ係数に基づいて前記移相手段の移相
状態を制御する位相制御手段を備えることを特徴とする
ダイバーシティ受信機。 - 【請求項２】 前記位相制御手段は、前記等化手段から
の前記タップ係数又は前記位相差検出手段からの信号の
いずれかを選択して入力する切り替え手段と、前記切り
替え手段による入力の選択内容に応じて前記移相手段を
制御するための移相量を算出する演算処理手段と、前記
演算処理手段による移相量を正弦波信号に変換して前記
移相手段へ出力する正弦波発生手段を備えることを特徴
とする請求項１記載のダイバーシティ受信機。 - 【請求項３】 前記位相制御手段は、前記等化手段から
の前記タップ係数がしきい値以下のときには通常の同相
合成が行われるように前記移相手段を制御し、前記タッ
プ係数の値がしきい値を越えたときには前記タップ係数
が最小になるように前記移相手段を制御することを特徴
とする請求項１記載のダイバーシティ受信機。 - 【請求項４】 前記判定帰還型の等化手段は、前記合成
手段からの信号の非最小位相推移フェージングによる波
形歪みを等化する前方等化器と、 前記前方等化器と後方等化器 の出力信号を合成して出力
する合成器と、 前記合成器の出力信号と必要とされる信号とを識別する
判定器と、 前 記合成器の出力信号と前記必要とされる信号との誤差
分を誤差信号として出力 する減算器と、 前記判定器を介して前記合成器の出力信号の最小位相推
移フェージングによる波形歪みを等化する前記後方等化
器とを備え、 前記前方等化器は、前記減算器からの前記誤差信号 に基
づいて前記タップ係数を生成して前記非最小位相推移フ
ェージングによる波形歪みの等化を行うと共に前記タッ
プ係数を前記位相制御手段へ送出するタップ係数発生器
を備えたことを特徴とする請求項１記載のダイバーシテ
ィ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05386499A JP3385996B2 (ja) | 1999-03-02 | 1999-03-02 | ダイバーシティ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05386499A JP3385996B2 (ja) | 1999-03-02 | 1999-03-02 | ダイバーシティ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000252898A JP2000252898A (ja) | 2000-09-14 |
| JP3385996B2 true JP3385996B2 (ja) | 2003-03-10 |
Family
ID=12954645
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05386499A Expired - Fee Related JP3385996B2 (ja) | 1999-03-02 | 1999-03-02 | ダイバーシティ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3385996B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN100379138C (zh) * | 2003-12-19 | 2008-04-02 | 艾默生网络能源有限公司 | 一种串联谐振变换器的控制方法及装置 |
| EP2382748B1 (en) * | 2008-12-31 | 2014-12-24 | ST-Ericsson SA | Process and receiver for interference cancellation of interfering base stations in a synchronized ofdm system |
| JP6004968B2 (ja) | 2013-02-27 | 2016-10-12 | パナソニック株式会社 | 受信機 |
| JP6262066B2 (ja) * | 2014-04-24 | 2018-01-17 | 株式会社東芝 | 受信回路及び通信システム |
-
1999
- 1999-03-02 JP JP05386499A patent/JP3385996B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000252898A (ja) | 2000-09-14 |
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