JP3385577B2 - 電圧制御発振器及びpll回路 - Google Patents
電圧制御発振器及びpll回路Info
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Description
囲の広帯域化を図った電圧制御発振器及びその電圧制御
発振器を利用してキャプチャーレンジの広帯域化を図っ
たPLL(位相同期ループ)回路に関するものである。
「VCO回路」と呼ぶ。)の構成を示す回路図である。
このVCO回路は、エッジ傾斜回路1とヒステリシスコ
ンパレータ回路2”とから構成され、出力端子O1,O
2から2相の発振信号CLK、CLKnが出力される。
エッジ傾斜回路1は、正帰還信号入力用のトランジスタ
Q1,Q2、発振周波数制御用の電流源トランジスタQ
3,Q4、エミッタ抵抗R1,R2、容量Cから構成さ
れ、制御端子S0に印加する制御信号(第1の制御信
号)によってトランジスタQ3,Q4のコレクタ電流
(容量Cの充電電流)が制御されるようになっている。
は、エッジ傾斜回路1のトランジスタQ3,Q4の出力
信号を入力して増幅する第1のECL(エミッタ結合論
理回路)差動対トランジスタQ7,Q8、その第1の差
動対(Q7,Q8)の出力を入力して増幅する第2のE
CL差動対トランジスタQ5,Q6、その第2の差動対
(Q5,Q6)の出力信号を入力して第1の差動対(Q
7,Q8)の出力側に正帰還すると共に、エッジ傾斜回
路1のトランジスタQ1,Q2に正帰還させる正帰還用
トランジスタQ9,Q10を有する。R3,R4は第1
の差動対(Q7,Q8)の負荷抵抗、R5,R6は第2
の差動対(Q5,Q6)の負荷抵抗である。Q11,Q
12は第2の差動対(Q5,Q6)の出力側に得られる
信号をレベルシフトして出力端子O1,O2に出力する
ためのレベルシフト用トランジスタ、I1〜I4は電流
源である。また、最上位側の電源電圧はグランド(GN
D)、VEEは負側の電源電圧である。
ータ回路2”からエッジ傾斜回路1のトランジスタQ
1、Q2に入力した信号の立ち上がり及び立ち下がりを
傾斜させ(長くし)、その出力信号をヒステリシスコン
パレータ回路2”のトランジスタQ7,Q8に入力して
そのエッジを急峻にして再生し、トランジスタQ5,Q
6のコレクタに得られる出力信号をエッジ傾斜回路1の
トランジスタQ1,Q2のベースに正帰還させ、以上の
ループにより発振させるものである。
対する充電電流Ic[A]を、制御端子S0に印加する
制御電圧Vd[V]で制御することで決定される。この
制御電圧Vdに比例する領域での発振周波数f[Hz]
は、近似的に次の式で表される。 f≒gm・Vd/(4Vc・C) =Kd・Vd ・・・(1) ここで、Kd=gm/(4Vc・C)である。またgm
は相互コンダクタンス[A/V]、Vcはトランジスタ
のオン電圧およびヒステリシスコンパレータ回路2”の
ヒステリシス量で決まる定数である。
は、制御電圧Vdの最大値で決まる。ここで、制御電圧
Vdの最大値をVdmaxとして、VCO回路の最大発振
周波数fmax[Hz]を求めると、 fmax=Kd・Vdmax ・・・(2) となる。一方、制御電圧Vdが十分小さくなると、充電
電流Icの電流パスがトランジスタQ7,Q8のみとな
るので、このときの発振周波数fは制御電圧Vdに依存
せず一定の値となり、その発振周波数はfminとなる。
を示した。この図6より、VCO回路の発振可能範囲f
rold[Hz]と中心周波数fcent[Hz]は、 frold=Kd・Vdmax−fmin ・・・(3) fcent=(Kd・Vdmax+fmin)/2 ・・・(4) となる。上記より、VCO回路の発振可能範囲は、式
(4)で決まる周波数を中心として、式(3)で決まる
範囲となる。
VCO回路では、制御電圧Vdの可変範囲で決定される
周波数範囲以外では発振することができず、その可変発
振範囲が制御電圧Vdの可変範囲で制限されてしまうと
いう問題があった。
PLL回路は、VCO回路の発振周波数範囲外では引き
込み動作は不可能である。ここで、従来のVCO回路を
PLL回路に適用する場合には、ローパスフィルタの直
流出力信号をこのVCO回路に制御電圧Vdとして入力
させることとなるが、PLL回路の引き込み中心周波数
およびキャプチャーレンジは、式(3)、(4)から決
定される周波数範囲外では不可能となる。すなわち、こ
のVCO回路をPLL回路に適用したとき、図6の発振
可能範囲(frold)外の周波数を有する入力信号には同
期できないという問題があった。
もので、その目的は、発振可能周波数範囲の広帯域化を
図った電圧制御発振器及びその電圧制御発振器を利用し
てキャプチャーレンジの広帯域化を図ったPLL回路を
提供することである。
第1及び第2のトランジスタと、ベースに第1の制御信
号が印加しコレクタが前記第1及び第2のトランジスタ
のエミッタにそれぞれ接続された第3及び第4のトラン
ジスタと、該第3及び第4のトランジスタのコレクタ間
に接続された容量とを有し、前記第1及び第2のトラン
ジスタのベースへの入力信号の立ち上がり及び立ち下が
りを遅らせて前記第3及び第4のトランジスタのコレク
タから出力し且つ前記第1の制御信号により前記容量の
充電電流を制御して前記遅らせる程度を制御するエッジ
傾斜回路、並びに、前記エッジ傾斜回路の前記第3及び
第4のトランジスタの出力信号を入力する第1の差動回
路と、該第1の差動回路の出力信号を入力し、発生した
出力信号を発振出力信号とする第2の差動回路と、該第
2の差動回路の出力信号を前記第1の差動回路の出力側
及び前記エッジ傾斜回路の前記第1及び第2のトランジ
スタに帰還させる第9及び第10のトランジスタと、第
2の制御信号により前記第1の差動回路の出力振幅を制
御する第3の差動回路とを有し、前記エッジ傾斜回路の
出力信号を入力しその立ち上がり立ち下がりを急峻にし
て前記エッジ傾斜回路に正帰還させるヒステリシスコン
パレータ回路を具備し、前記第1及び前記第2の制御信
号の何れでも発振周波数を制御できるようにしたことを
特徴とする電圧制御発振器とした。請求項2に係る発明
は、第1及び第2のトランジスタと、ベースに第1の制
御信号が印加しコレクタが前記第1及び第2のトランジ
スタのエミッタにそれぞれ接続された第3及び第4のト
ランジスタと、該第3及び第4のトランジスタのコレク
タ間に接続された容量とを有し、前記第1及び第2のト
ランジスタのベースへの入力信号の立ち上がり及び立ち
下がりを遅らせて前記第3及び第4のトランジスタのコ
レクタから出力し且つ前記第1の制御信号により前記容
量の充電電流を制御して前記遅らせる程度を制御するエ
ッジ傾斜回路、並びに、前記エッジ傾斜回路の前記第3
及び第4のトランジスタの出力信号を入力する第1の差
動回路と、該第1の差動回路の出力信号を入力して前記
第1の差動回路の出力側に正帰還する第2の差動回路
と、前記第1の差動回路の出力信号を入力し、発生した
出 力信号を発振出力信号とすると共に前記エッジ傾斜回
路の前記第1及び第2のトランジスタに帰還させる第4
の差動回路と、第2の制御信号により前記第1の差動回
路の出力振幅を制御する第3の差動回路とを有し、前記
エッジ傾斜回路の出力信号を入力しその立ち上がり立ち
下がりを急峻にして前記エッジ傾斜回路に正帰還させる
ヒステリシスコンパレータ回路を具備し、前記第1及び
前記第2の制御信号の何れでも発振周波数を制御できる
ようにしたことを特徴とする電圧制御発振器とした。請
求項3に係る発明は、入力信号と出力信号の位相を比較
しその位相差に応じた信号を出力する位相比較器と、該
位相比較器の出力信号から高周波成分を除去するローパ
スフィルタと、該ローパスフィルタの出力電圧を入力し
て発振動作を行い出力を前記位相比較器に入力させる電
圧制御発振器とを具備するPLL回路において、前記電
圧制御発振器として前記第1又は第2の発明の電圧制御
発振器を使用し、かつ前記ローパスフィルタの出力電圧
を前記第2の制御信号として前記電圧制御発振器に入力
し、前記第1の制御信号を外部入力信号とすることを特
徴とするPLL回路とした。請求項4に係る発明は、入
力信号と出力信号の位相を比較しその位相差に応じた信
号を出力する位相比較器と、該位相比較器の出力信号か
ら高周波成分を除去するローパスフィルタと、該ローパ
スフィルタの出力電圧を入力して発振動作を行い出力を
前記位相比較器に入力させる電圧制御発振器とを具備す
るPLL回路において、前記電圧制御発振器として前記
第1又は第2の発明の電圧制御発振器を使用し、かつ前
記ローパスフィルタの出力電圧を前記第1の制御信号と
して前記電圧制御発振器に入力し、前記第2の制御信号
を外部入力信号とすることを特徴とするPLL回路とし
た。
示す図である。図5に示したものと同じものには同じ符
号を付した。ここでは、第3のELC差動対を構成する
トランジスタQ13,Q14を設け、その一方のトラン
ジスタQ13のコレクタ側に第5のECL差動対を構成
するトランジスタQ15,Q16を接続し、他方のトラ
ンジスタQ14のコレクタ側に第6のECL差動対を構
成するトランジスタQ17,Q18を接続している。ま
た、帰還用のトランジスタQ9,Q10のエミッタと第
1のECL差動対を構成するトランジスタQ7,Q8の
コレクタとの間の抵抗R3,R4に対して抵抗R7,R
8を直列接続し、抵抗R3,R7の共通接続点、抵抗R
4,R8の共通接続点を各々トランジスタQ16,Q1
5のコレクタに接続している。また、これらトランジス
タQ15,Q17のベースはトランジスタQ7のコレク
タに、トランジスタQ16,Q18はトランジスタQ8
のコレクタに接続している。S1,S2は制御端子であ
る。
するトランジスタQ13,Q14のベース電位、つまり
制御端子S1,S2の制御電圧(第2の制御信号)Vlp
f、Vlpfn(Vlpfnは電圧Vlpfの反転電圧)を制御する
ことで、ヒステリシスコンパレータ回路2内の抵抗R
3,Q7、抵抗R4,R8に発生する電圧の振幅が制御
され、ヒステリシスコンパレータ回路2の信号の立ち上
がり、立ち下がりの時間が変化して、遅延が制御され
る。
ヒステリシスコンパレータ回路2の回路遅延を変化させ
ることが可能となり、エッジ傾斜回路1からの入力信号
が再びエッジ傾斜回路1に入力されるまでの時間(フィ
ードバックがかかるまでの時間)が制御できる。したが
って、発振周波数制御が、制御電圧Vd(第1の制御信
号)のみならず、制御電圧Vlpf、Vlpfn(第2の制御
信号)でも制御可能となる。ここでは、制御電圧Vlpf
を大きくする(Vlpfnを小さくする)と、トランジスタ
Q7,Q8の出力電圧振幅が大きくなり、遅延が大きく
なって発振周波数が低くなる。制御電圧Vlpfを小さく
すれば逆に発振周波数が高くなる。
の特性を示す。上記の制御電圧Vlpf、Vlpfnで制御で
きる周波数範囲をfrenew[Hz]とすると、中心周波
数は図5に示したVCO回路の発振周波数範囲frold内
の周波数で、かつfrenewの範囲まで発振可能なVCO
回路を実現できる。すなわち、実質的に周波数範囲がf
renewの周波数範囲の分だけ拡大される。
の実施の形態のVCO回路の構成を示す図である。図1
に示したVCO回路と比較すると、このヒステリシスコ
ンパレータ回路2’は、正帰還用のトランジスタQ9,
Q10を削除し、より低電圧での動作が可能となってい
る。トランジスタQ19,Q20は、第1の差動対(Q
7,Q8)で発生した信号を、第4のECL差動対のト
ランジスタQ21,Q22に送るエミッタホロである。
抵抗R9,Q10は図1の抵抗R7,R8に対応する抵
抗、R11,R12は第4の差動対(Q21,Q22)
の負荷抵抗である。第4の差動対の出力信号がレベルシ
フト回路(Q11,Q12)に出力され、またエッジ傾
斜回路1に正帰還電圧としてフィードバックされる。
動対(Q5,Q6)の出力信号を第1の差動対(Q7,
Q8)に正帰還させるルート(ヒステリシスコンパレー
タ回路の本体部分)と、第1の差動対(Q7,Q8)の
出力信号を発振信号として出力させると共にエッジ傾斜
回路1に正帰還させるルートとを別ルートとし、これに
より図1で必要となっていた正帰還用のトランジスタQ
9,Q10を不要にしたものである。なお、発振周波数
範囲を拡大できることは、図1のVCO回路と同じであ
る。
として3Vbe(Vbeはトランジスタのベース・エッミタ
間電圧)が必要であったものが、2Vbeでも使用可能と
なり、Vbe分の低電源電圧化が可能となる。この削減電
圧は具体的には0.9V程度である。
の実施の形態のPLL回路の構成を示す図である。11
は入力信号(0,1の繰り返しパターン(クロック信号
等))と出力信号の位相比較を行ってその位相差に対応
した信号を出力する位相比較器、12は位相比較器11
から出力する信号から高周波成分を除去するローパスフ
ィルタ、13はそのローパスフィルタ12の出力信号の
利得(ループゲイン)を外部から制御する利得制御回
路、14はVCO回路である。
して、前記した図1,図2に示したVCO回路を使用す
る。外部から制御端子S0に第1の制御信号としての制
御電圧Vdを与えることにより、PLL回路の自走発振
周波数を入力信号の周波数付近に設定し、ローパスフィ
ルタ12の2相の出力信号Vlpf、Vlpfnを利得制御回
路13を介して第2の制御信号として制御端子S1,S
2に入力することにより、キャプチャーレンジの広帯域
化が可能である。すなわち、自走発振周波数が図6のV
CO回路の発振可能範囲分可変であり、かつ図1,図2
で新たに付加した回路による発振周波数可変幅分の引き
込み動作が可能となる。このとき、第2の実施の形態の
VCO回路を使用する場合は、さらに低電源電圧でのP
LL回路を実現できる。
ているが、これはジッタ制御(特にジッタトランスフ
ァ)用として挿入したものである。PLL回路のジッタ
特性を外部から制御したい場合にこのような利得制御回
路が必要となる。13aが制御端子である。
であり、21は入力信号(データ)取り込み用のDFF
回路、22はリタイミング用のDラッチ回路、23は入
力信号とDFF回路21の出力信号の位相比較を行う位
相比較器、24はサンプルアンドホールド回路、25は
ローパスフィルタ、26はループゲイン調整用の利得制
御回路、27はVCO回路、28は90度遅延回路、2
9はEXOR回路である。
ータ(PNパターン等)が入力し、その中からクロック
信号を抽出したり、またこのクロック信号を使用して入
力信号のリタイミングを行う(参考:N.Ishihara,et a
l:"A Monolithic 156Mb/t Clock and Data Recovery PL
L Circuit Using the Sample and-Hold Technique",IEE
E J.SC vol.29,No.12,Dec.1994,pp.1566-1571)。
明と反対に、VCO回路14,27の制御端子S0に利
得制御回路13,26の出力を第1の制御信号として入
力させ、制御端子S1,S2に外部からの制御電圧を第
2の制御信号として入力させるようにすることもでき
る。
ば、エッジ傾斜回路を第1の制御信号によって制御して
発振周波数を制御する以外に、ヒステリシスコンパレー
タ回路の信号振幅を第2の制御信号によって制御して発
振周波数を制御することができるので、周波数可変範囲
を広帯域化することが可能となる。また、請求項2に係
る発明によれば、電源電圧の低電圧化を実現することが
できる。更に、請求項3及び4に係る発明によれば、P
LL回路のキャプチャーレンジを広帯域化することが可
能となる。
図である。
図である。
る。
路図である。
る。
の発振特性図である。
パレータ回路。
Claims (4)
- 【請求項1】第1及び第2のトランジスタと、ベースに
第1の制御信号が印加しコレクタが前記第1及び第2の
トランジスタのエミッタにそれぞれ接続された第3及び
第4のトランジスタと、該第3及び第4のトランジスタ
のコレクタ間に接続された容量とを有し、前記第1及び
第2のトランジスタのベースへの入力信号の立ち上がり
及び立ち下がりを遅らせて前記第3及び第4のトランジ
スタのコレクタから出力し且つ前記第1の制御信号によ
り前記容量の充電電流を制御して前記遅らせる程度を制
御するエッジ傾斜回路、並びに、 前記エッジ傾斜回路の前記第3及び第4のトランジスタ
の出力信号を入力する第1の差動回路と、該第1の差動
回路の出力信号を入力し、発生した出力信号を発振出力
信号とする第2の差動回路と、該第2の差動回路の出力
信号を前記第1の差動回路の出力側及び前記エッジ傾斜
回路の前記第1及び第2のトランジスタに帰還させる第
9及び第10のトランジスタと、第2の制御信号により
前記第1の差動回路の出力振幅を制御する第3の差動回
路とを有し、前記エッジ傾斜回路の出力信号を入力しそ
の立ち上がり立ち下がりを急峻にして前記エッジ傾斜回
路に正帰還させるヒステリシスコンパレータ回路を具備
し、 前記第1及び前記第2の制御信号の何れでも発振周波数
を制御できるようにした ことを特徴とする電圧制御発振
器。 - 【請求項2】第1及び第2のトランジスタと、ベースに
第1の制御信号が印加しコレクタが前記第1及び第2の
トランジスタのエミッタにそれぞれ接続された第3及び
第4のトランジスタと、該第3及び第4のトランジスタ
のコレクタ間に接続された容量とを有し、前記第1及び
第2のトランジスタのベースへの入力信号の立ち上がり
及び立ち下がりを遅らせて前記第3及び第4のトランジ
スタのコレクタから出力し且つ前記第1の制御信号によ
り前記容量の充電電流を制御して前記遅らせる程度を制
御するエッジ傾斜回路、並びに、 前記エッジ傾斜回路の前記第3及び第4のトランジスタ
の出力信号を入力する第1の差動回路と、該第1の差動
回路の出力信号を入力して前記第1の差動回路の出力側
に正帰還する第2の差動回路と、前記第1の差動回路の
出力信号を入力し、発生した出力信号を発振出力信号と
すると共に前記エッジ傾斜回路の前記第1及び第2のト
ランジスタに帰還させる第4の差動回路と、第2の制御
信号により前記第1の差動回路の出力振幅を制御する第
3の差動回路とを有し、前記エッジ傾斜回路の出力信号
を入力しその立ち上がり立ち下がりを急峻にして前記エ
ッジ傾斜回路に正帰還させるヒステリシスコンパレータ
回路を具備し、 前記第1及び前記第2の制御信号の何れでも発振周波数
を制御できるようにした ことを特徴とする電圧制御発振
器。 - 【請求項3】入力信号と出力信号の位相を比較しその位
相差に応じた信号を出力する位相比較器と、該位相比較
器の出力信号から高周波成分を除去するローパスフィル
タと、該ローパスフィルタの出力電圧を入力して発振動
作を行い出力を前記位相比較器に入力させる電圧制御発
振器とを具備するPLL回路において、 前記電圧制御発振器として前記請求項1又は2に記載の
電圧制御発振器を使用し、かつ前記ローパスフィルタの
出力電圧を前記第2の制御信号として前記電圧制御発振
器に入力し、前記第1の制御信号を外部入力信号とする
ことを特徴とするPLL回路。 - 【請求項4】入力信号と出力信号の位相を比較しその位
相差に応じた信号を出力する位相比較器と、該位相比較
器の出力信号から高周波成分を除去するローパスフィル
タと、該ローパスフィルタの出力電圧を入力して発振動
作を行い出力を前記位相比較器に入力させる電圧制御発
振器とを具備するPLL回路において、 前記電圧制御発振器として前記請求項1又は2に記載の
電圧制御発振器を使用し、かつ前記ローパスフィルタの
出力電圧を前記第1の制御信号として前記電圧制御発振
器に入力し、前記第2の制御信号を外部入力信号とする
ことを特徴とするPLL回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22446997A JP3385577B2 (ja) | 1997-08-07 | 1997-08-07 | 電圧制御発振器及びpll回路 |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22446997A JP3385577B2 (ja) | 1997-08-07 | 1997-08-07 | 電圧制御発振器及びpll回路 |
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JPH1155082A JPH1155082A (ja) | 1999-02-26 |
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- 1997-08-07 JP JP22446997A patent/JP3385577B2/ja not_active Expired - Lifetime
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