JP3336586B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源系統に接
続された交直流変換を行う電力変換装置に係り、特に、
直流送電装置、無効電力調整装置、周波数変換装置及び
無停電電源装置を構成するに適した電力変換装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】半導体スイッチング素子を用いて交流を
直流に変換する順変換器、または、直流を交流に変換す
る逆変換器など自励式電力変換装置において、有効、無
効電力の演算では電流、電圧を検出してｄ−ｑ軸の回転
座標に変換したり、自励式電力変換器に与えるＰＷＭパ
ルスを生成するときには、交流の系統電圧の位相の検出
が必要である。この例としては、特開平３−４５１２６
号公報に示すように、交流系統電圧から直接位相を検出
する手段がある。また、特開平４−３６７０１１号公報
に示すように、系統の交流電圧と交流電流から実電力と
虚電力を求め、この実電力と虚電力を検出された交流電
圧から交流電圧の最大値で割算することにより、系統電
圧の位相を検出することなく、ｄ−ｑ軸の回転座標の電
流を求める手段がある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】自励式電力変換器にお
いて、３相交流から電圧、電流を検出して有効電力や無
効電力を制御したり、ベクトル制御方式を用いてｄ−ｑ
軸成分に回転座標変換して電流制御を行う。このとき、
３相交流電圧の位相θを用いて変換を行う。特開平３−
４５１２６号公報の例では、交流系統電圧から直接、位
相θを検出するためＰＬＬ回路（フェイズロック回路）
を用いている。ＰＬＬ回路を用いる時、電源電圧の零点
を基準に位相を制御するため、電源の地絡事故により不
平衡電圧になったり、波形歪による電源の零点通過時に
チャタリング等により零点を正確に検出ができなくなる
事が生じる。また、特開平４−３６７０１１号公報の例
では、系統電圧の位相を検出しなくとも電力制御、電流
制御を行える利点があるが、ＰＷＭパルスを生成する場
合にはやはりＰＬＬ回路等による位相を検出する必要が
ある。そのため、前記の従来例と同様、電源の地絡事故
等により不平衡電圧が発生した時に自励式電力変換器が
過電流になり、さらに、従来の位相検出方式では電源の
至近端の３相地絡事故では電圧が検出できず、位相検出
が不能となり、電力変換器を運転継続することができな
い。

【０００４】本発明の課題は、交流系統に異常が発生し
ても、正確かつ確実な系統電圧の位相を検出し、安定に
制御して電力変換器を運転継続することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、周波数基準信号を積分して求めた角速度積分回路の
位相（θFi）を３相交流各相ごとのフーリエ変換α成分
演算回路およびフーリエ変換β成分演算回路の三角関数
演算に用い、一方、正相絶対値位相差演算回路によって
求めた正相電圧位相（θdi）を系統電圧の位相（θs）
と角速度積分回路の位相（θFi）の位相差として、この
位相差（θdi）と零値の偏差を比例積分制御し、この比
例積分制御の出力と前記周波数基準信号を加算し、前記
フーリエ変換の三角関数の位相に負帰還することによっ
て、解決される。ここで、前記正相絶対値位相差演算回
路は、絶対値演算回路と絶対値判定回路と遮断スイッチ
とを備え、前記位相差（θdi）と零値の偏差を比例積分
制御する位相差比例積分回路を有し、前記絶対値判定回
路が３相交流電源の異常を判断した時、遮断スイッチを
遮断するとともに、前記位相差比例積分回路の積分項を
異常時以前の一定値に保ち、この積分項を前記周波数基
準信号に加算する。また、周波数基準信号を積分して求
めた角速度積分回路の位相（θFi）を３相電源電圧から
変換された２相ごとのフーリエ変換α軸正弦波演算回
路、フーリエ変換α軸余弦波演算回路およびフーリエ変
換β軸正弦波演算回路、フーリエ変換β軸余弦波演算回
路の演算に用い、一方、正相絶対値位相差演算回路によ
って求めた正相電圧位相（θdi）を系統電圧の位相（θ
s）と角速度積分回路の位相（θFi）の位相差として、
この位相差（θdi）と零値の偏差を比例積分制御し、こ
の比例積分制御の出力と前記周波数基準信号を加算し、
前記フーリエ変換α軸、β軸の各正弦波演算、余弦波演
算の演算に用いることによって、解決される。また、周
波数基準信号を積分して求めた角速度積分回路の位相
（θFi）を３相電源電圧から変換された２相ごとのフー
リエ変換α軸正弦波演算回路、フーリエ変換α軸余弦波
演算回路およびフーリエ変換β軸正弦波演算回路、フー
リエ変換β軸余弦波演算回路の演算に用い、角速度積分
回路の位相（θFi）に正相絶対値位相差演算回路によっ
て求めた正相電圧位相（θdi）を加算し、前記フーリエ
変換α軸、β軸の各正弦波演算、余弦波演算の演算に用
いることによって、解決される。ここで、正相電圧絶対
値が基準値以下に低下したとき、フーリエ変換α軸正弦
波演算回路、フーリエ変換α軸余弦波演算回路、フーリ
エ変換β軸正弦波演算回路およびフーリエ変換β軸余弦
波演算回路のメモリ値を一定に保持し、正相電圧絶対値
が基準値以上に回復したとき、フーリエ変換α軸正弦波
演算回路、フーリエ変換α軸余弦波演算回路、フーリエ
変換β軸正弦波演算回路およびフーリエ変換β軸余弦波
演算回路を再び動作させる。

【０００６】本発明は、交流電源の３相分の電圧信号
（Ｖu，Ｖｖ，Ｖｗ）の各相の電圧をそれぞれフーリエ
変換する。すなわち、フーリエ変換されたそれぞれ各相
の電圧のα成分Ｖαu、Ｖαｖ、Ｖαｗを加えて正相電
圧の成分ＶαFとし、それぞれ各相の電圧のβ成分Ｖβ
u、Ｖβｖ、Ｖβｗを加えて正相電圧の成分ＶβFとす
る。このＶαF成分とＶβF成分から正相電圧の位相と絶
対値を演算する。今、フーリエ変換するときに使用する
位相角θFは、電源位相θsに同期しない任意の周波数に
合わせた周波数（角速度）基準信号ω１を積分して用い
る。フーリエ演算結果より、正相分の演算を行い、得ら
れた位相θdiは交流電源の位相θsと位相角θFの位相差
となる。そこで、演算された位相差θdiが零になるよう
に位相制御を行う。すなわち、零値と位相差θdiの偏差
を比例積分演算し、結果ωdiを前記周波数（角速度）基
準信号ω１に加えて角速度とし、角速度を積分すること
により、位相θFiを演算する。このθFiをフーリエ演算
にフィードバックすることによって、位相差θdiは限り
なく零に近づく。フーリエ変換の演算に使用する位相角
θFiは、交流電源位相角に前記比例積分演算の定数に従
った一次遅れをもって、限りなく追従する。これによっ
て、系統電圧の位相を精度よく検出することができると
ともに、電源位相が変動しても電力変換制御を円滑に実
施できる。また、系統に地絡等の重大な事故が発生し、
系統電圧の位相の演算に大きな誤差が生ずるような時
は、正相電圧の絶対値から異常状態を監視し、判断す
る。この絶対値の大きさがある値以下になった時は事故
と判断し、正相演算から得られた位相差θdiと零値の偏
差を演算する経路を一次遮断し、比例積分演算のうち、
積分項のみを事故直前の値に保持し、積分項と周波数
（角速度）基準信号ω１とを加えることにより、事故直
前の交流電源位相を保持した予測演算を行い、これによ
って、電力変換器は、事故時にも制御を続けられる。ま
た、事故が回復したとき、正相電圧の絶対値から判断し
て、事故時に一次演算を遮断していた位相差θdiと零値
の偏差の演算を再び復活せて正常な電源電圧の位相を演
算し、これによって、速やかに精度のよい安定した電力
変換器を制御することができる。また、３相交流電源の
電圧をそれぞれ直接フーリエ変換するのではなく、３相
交流電源の電圧を３相／２相変換し、この２相の電圧を
フーリエ変換することにより、前記と同様に機能させる
ことができるとともに、３相電源の各相毎にフーリエ演
算するよりも演算時間が短くなり、より高速制御が可能
になり、電力変換制御の円滑化が図られる。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態である無
効電力調整機能を備えた直流送電における電力変換装置
の構成図を示す。電力変換器１０３は、交流系統１０１
と直流系統１０２間に配置され、半導体スイッチング素
子を用いて交流を直流に、また、直流を交流に変換し、
電力変換する。ここで、電力変換器１０３の半導体スイ
ッチング素子にはＧＴＯ等の自己消弧素子を用いる。電
力変換器１０３の交流側端子は、電圧の昇降を行う変圧
器１０４とリアクトル１０７−Ａを介して交流系統１０
１が接続される。電力変換器１０３の直流側端子間に
は、コンデンサ１０８が接続されるとともに、図示しな
いもう一方の電力変換器の直流端子が直流送電線で接続
される。なお、図示の１０７−Ｂは直流送電線路に存在
するリアクタンスを表わす。

【０００８】電力変換器１０３を制御する制御装置は以
下の構成からなる。一点鎖線で囲んだブロック１０９は
電力変換器の有効電力および無効電力を制御する電力変
換制御部、１１０は系統電圧の位相を演算する位相角検
出器、１１１は電力制御器１０９および位相角検出器１
１０の演算を一定時間毎に行うためのサンプリングタイ
マである。１０５−Ａは交流系の電圧を測定する計器用
変圧器、１０５−Ｂは変換器側の交流の電圧を測定する
計器用変圧器、１０６は交流系の電流を測定する計器用
変流器である。

【０００９】まず、電力変換器の有効電力および無効電
力を制御する電力変換制御部１０９を説明する。１１２
は直流電圧指令Ｖdc*を出力する直流電圧指令部、１１
３は直流電圧指令Ｖdc*と変換器直流端子の電圧との偏
差を求める加算器、１１４は前記偏差がなくなるように
有効電流指令Ｉp*を出力する直流電圧制御器である。ま
た、１１５は計器用変流器１０６で検出した３相変換器
電流から２相の直交２軸であるα−β軸座標成分に変換
する３／２相電流変換器、１１６は計器用変圧器１０５
−Ｂで検出した３相変換器電圧から２相のα−β軸座標
に変換する３／２相電圧変換器、１１７はα−βに座標
変換された電圧と電流から無効電力Ｑfを検出する無効
電力演算器、１１８は計器用変圧器１０５−Ａで検出し
た系統電圧より無効電力指令Ｑ*を求める無効電力指令
部、１１９は無効電力指令Ｑ*と無効電力検出値Ｑfとの
偏差を求める加算器、１２０は前記無効電力の偏差がな
くなるように無効電流指令Ｉq*を出力する無効電力制御
器である。また、１２１は３／２相電流変換器１１５よ
りのα−β軸座標の電流成分Ｉα，Ｉβを、演算された
系統電圧位相θFiにより、有効−無効軸座標（ｐ−ｑ
軸）における電流成分Ｉp，Ｉqに変換するｐ−ｑ軸演算
回路、１２２は有効電流の指令Ｉp*とその検出値Ｉpと
の偏差を求める加算器、１２３は前記有効電流の偏差が
なくなるように有効電圧指令Ｖpを出力する有効電流制
御器、１２４は無効電流の指令Ｉq*とその検出値Ｉqと
の偏差を求める加算器、１２５は前記無効電流の偏差が
なくなるように無効電圧指令Ｖqを出力する無効電流制
御器である。

【００１０】次に、系統電圧の位相を演算する位相角検
出器１１０を説明する。位相角検出器１１０は本発明が
特徴とするものであり、詳細は後述する。１２６は計器
用変圧器１０５−Ａで降圧した３相の系統電圧をＡ−Ｄ
変換器等でアナログをディジタルに変換した系統電圧を
検出する系統電圧検出回路、１２７は検出された系統電
圧をフーリエ変換演算を行い、α成分とβ成分に分けて
演算するフーリエ変換演算回路、１２８はフーリエ演算
されたα及びβ成分から正相分の絶対値および系統電圧
と正相位相との位相差を演算する正相分絶対値位相差演
算回路、１２９は零値指令、１３０は零値指令１２９と
前記位相差を減算する位相減算器、１３１は位相減算器
１３０の偏差値から比例積分制御を行う位相差比例積分
制御回路、１３２は周波数基準信号ω１を発生させる周
波数基準信号器、１３３は位相差比例積分制御回路１３
１と周波数基準信号器１３２を加算する角速度加算器、
１３４は角速度加算器１３３の出力をサンプリング毎に
積算する角速度積分回路、１３５は角速度積分器１３４
の出力値θFiから正弦波および余弦波テーブルを引いて
系統電源位相を算出する位相演算回路である。また、角
速度積分回路１３４の出力値θFiは、フーリエ変換演算
回路１２７の演算を行う時にも使用する。

【００１１】また、１３６は有効、無効電圧指令Ｖp，
Ｖqを位相演算回路１３５の出力位相θFiによりα−β
軸座標の電圧成分Ｖoα，Ｖoβに変換する逆α−β変換
器、１３７は電圧成分Ｖoα，Ｖoβを３相電圧成分指令
Ｖoｕ，Ｖoｖ，Ｖoｗに変換する２／３相変換器、１３
８は３相電圧成分指令Ｖoｕ，Ｖoｖ，Ｖoｗと演算され
た位相θFiに基づいてＰＷＭ信号を発生させ、この信号
により電力変換器のスイッチング素子をオン，オフして
ＰＷＭ制御を行うＰＷＭパルス発生器である。

【００１２】以下、本実施形態の電力変換装置の動作原
理を説明する。電力変換器１０３の直流端子電圧Ｖdcを
制御するため、直流電圧指令部１１２の指令値Ｖdc*と
Ｖdcの偏差を加算器１１３で演算し、この偏差値を入力
として直流電圧制御器１１４で比例積分演算を行い、有
効電流指令Ｉp*を得る。３／２相電流変換器１１５で
は、計器用変流器１０６で検出した３相系統電流から
（数１）を用いて２相のα−β座標に変換する。

【数１】 ｐ−ｑ軸演算回路１２１では、位相角検出器１１０から
の出力位相角θFiを基準として、３／２相電流変換器１
１５で得られたＩα，Ｉβから（数２）を用いて有効電
流検出値Ｉpと無効電流検出値Ｉqを得る。

【数２】 同様に、３／２相電圧変換器１１６では、計器用変圧器
１０５−Ｂで検出した３相変換器電圧から（数３）を用
いて２相のα−β座標に変換する。

【数３】 無効電力演算器１１７では、α−β座標に変換されたＶ
α，Ｖβ，Ｉα，Ｉβから（数４）を用いて交流系統の
無効電力Ｑfを算出する。

【数４】 ここで、無効電力Ｑを制御するため、無効電力指令部１
１８の指令値Ｑ*とＱfの偏差を加算器１１９で演算し、
この偏差値を入力として無効電力制御器１２０で比例積
分演算を行い、無効電流指令Ｉq*を得る。有効電流制御
器１２３では、直流電圧制御器１１４の出力Ｉp*とｐ−
ｑ軸演算回路１２１の出力Ｉpとの偏差を入力として比
例積分演算を行い、有効電圧指令Ｖpを得る。また、無
効電流制御器１２５では、無効電力制御器１２０の出力
Ｉq*とｐ−ｑ軸演算回路１２１の出力Ｉqとの偏差を入
力として比例積分演算を行い、無効電圧指令Ｖqを得
る。

【００１３】逆α−β軸電圧変換器１３６は、位相角検
出器１１０からの出力位相角θFiを基準として、有効電
流制御器１２３の出力Ｖpと無効電流制御器１２５の出
力Ｖqから（数５）を用いてα軸β軸出力電圧指令Ｖoα
とＶoβを得る。

【数５】 ２／３相変換器１３７は、逆α−β軸電圧変換器１３６
の出力ＶoαとＶoβから（数６）を用いて３相ＰＷＭ電
圧指令Ｖoｕ，Ｖoｖ，Ｖoｗを得る。

【数６】 ＰＷＭ発生器１３８は、３相ＰＷＭ電圧指令Ｖoｕ，Ｖo
ｖ，Ｖoｗの値と内蔵のタイマに位相角検出器１１０か
らの位相信号θFiを入力して得られた値と比較し、ＰＷ
Ｍ電圧指令値とタイマの一致点でパルスを発生させる
か、３相ＰＷＭ電圧指令Ｖoｕ，Ｖoｖ，Ｖoｗをアナロ
グに変換し、三角波と比較してアナログ値と三角波の一
致点でパルスを発生させ、該パルスを電力変換器１０３
のゲート信号として駆動させる。

【００１４】直流送電の制御は、２台ある電力変換器の
お互いの直流端子の直流電圧Ｖdcの大きさを制御するこ
とにより行う。なお、直流送電装置を使用して、それぞ
れの交流系統の周波数の異なる交流系統に接合すれば、
周波数変換装置になり、また、その他交流系統の周波数
が等しければ、ＢＴＢ(ｂａｃｋ−ｔｏ−ｂａｃｋ)とな
る。また、電力変換器１０３が１台でその交流側を交流
系統１０１に接続するだけの構成とし、交流系統１０１
の交流電圧と変換器１０３の交流電圧の大きさを比較
し、制御すれば、無効電力制御装置になる。

【００１５】次に、位相角検出器１１０の動作を説明す
る。図２に、位相角検出器１１０の詳細を示す。位相角
検出器１１０は、フーリエ変換に基づいて３相交流電圧
における正相分の振幅及び位相を演算する。系統電圧検
出回路１２６から３相交流系統電源の電圧をＡ／Ｄ変換
してディジタル値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを得る。Ｕ相フーリエ
変換α成分演算回路１２７−１は、（数７）により演算
してＵ相の電圧をα成分に変換する。Ｕ相フーリエ変換
β成分演算回路１２７−２は、（数８）により演算して
Ｕ相の電圧をβ成分に変換する。

【数７】

【数８】 同様に、Ｖ相フーリエ変換α成分演算回路１２７−３
は、（数９）により演算してＶ相の電圧をα成分に変換
する。Ｖ相フーリエ変換β成分演算回路１２７−４は、
（数１０）により演算してＶ相の電圧をβ成分に変換す
る。

【数９】

【数１０】 同様に、Ｗ相フーリエ変換α成分演算回路１２７−５
は、（数１１）により演算してＷ相の電圧をα成分に変
換する。Ｗ相フーリエ変換演β成分算回路１２７−６
は、（数１２）により演算してＷ相の電圧をβ成分に変
換する。

【数１１】

【数１２】 α軸演算回路１２７−７は、各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のα成
分を（数１３）により演算して正相分のα軸成分ＶFα
を求め、β軸演算回路１２７−８は、各相（Ｕ，Ｖ，
Ｗ）のβ成分を（数１３）により演算して正相分のβ軸
成分ＶFβを求める。

【数１３】

【数１４】

【００１６】正相分絶対値位相差演算回路１２８は、フ
ーリエ変換演算回路１２７により正相分のα軸成分ＶF
αと正相分のβ軸成分ＶFβから正相分の演算を行う。
正相電圧演算回路１２８−１は、絶対値演算回路１２８
−２と位相差演算回路１２８−３を有し、絶対値演算回
路１２８−２は（数１５）により正相分絶対電圧Ｖ_ABS
を演算し、位相差演算回路１２８−３は（数１６）によ
り位相差θdiを演算する。また、絶対値判定回路１２８
−４は正相電圧の絶対値から地絡事故を判定する。この
判定は図７（詳細は後述する。）に基づいて行う。

【数１５】

【数１６】 通常、スイッチ１２８−５はオン状態である。位相差演
算回路１２８−３により求めた位相差θdiは、角速度積
分回路１３４により得た位相θFiと系統電圧位相θsと
の偏差位相に相当する。減算器１３０は零値指令１２９
と位相差θdiの偏差を演算し、この偏差を零にするよう
に位相差比例積分演算回路１３１により位相差比例積分
演算を行う。この位相差比例積分演算回路１３１の出力
ωdiと周波数基準信号ω１を加算器１３３により加えた
ωを角速度積分演算回路１３４で積分すると、位相θFi
が（数１７）により求まる。

【数１７】 この位相角θFiを各相フーリエ変換演算回路１２７−１
〜１２７−６に使用し、位相フィードバックをかける。
また、位相差比例積分定数の値により、位相角θFiは一
次遅れをもって電源電圧の位相θsに限りなく近づく。
また、制御装置の初期時に生じた位相差θdiは、定常状
態時には位相差積分演算回路１３１の積分項が担うこと
になる。また、位相角θFiは位相演算回路１３５にも出
力され、電力制御の位相角として使用する。

【００１７】このように、本実施形態は、任意の周波数
基準信号による角速度ω１を積分して任意の位相角θFi
を作り、このθFiを基準に系統電圧の各相をフーリエ変
換を行い、正相電圧の絶対値Ｖ_ABSと位相θdiを演算す
ると、位相θdiは系統電圧の位相θsと位相角θFiとの
位相差を演算することになる。一方、系統電圧の各相毎
の電圧に対してフーリエ変換を行い、それぞれα軸及び
β軸に分解し、フーリエ変換された各相電圧のα軸に関
して加え合わせて、正相電圧のα軸成分ＶFαとし、各
相電圧のβ軸に関して加え合わせて、正相電圧のβ軸成
分ＶFβとする。α軸成分ＶFαとβ軸成分ＶFβを合成
し、位相差θdiを正相電圧位相から演算する。この位相
差θdiが零になるように比例積分制御してωdiを作り、
ωdiを角速度ω１に加算してフーリエ演算の位相角θFi
にフィードバックする。これにより、θFiは系統電圧位
相θsに限りなく近づく。以上、本実施形態では、位相
差θdiを比例積分制御することによって、系統電圧の位
相を精度よく検出することができ、また、位相制御系が
一次遅れ要素となり、制御が安定するので、位相角θFi
を有効電力および無効電力を制御する電力変換制御に用
いると、比例積分制御の定数を最適に選択するによっ
て、電源位相が変動しても電力変換制御を円滑に実施す
ることができる。

【００１８】図３、図４は、（数７）と（数８）のＵ相
に関してフーリエ変換演算方法の原理を示すタイムチャ
ートである。図３に、Ｕ相フーリエ変換α成分演算回路
１２７−１の例を示す。実線はＵ相の電源波形Ｖuiであ
る。今、例題として、始動時に周波数基準信号ω１によ
り作られた位相角θFiは、電源電圧の位相θsより位相
差θdi＝２２．５度ずれているところから零値で始まっ
たと仮定する。図３中、位相角θFiは２２．５度を零と
し、θmaを最高値とした鋸歯状波形となる。その結果、
細点線で示したｃｏｓ(θFi)は２２．５度のところが最
大値となる。また、太い点線はＵ相の電源波形Ｖuiとｃ
ｏｓ(θFi)を乗じた値である。この値を１８０度区間積
分してπで除算すれば、（数７）を実行することができ
る。すなわち、鋸歯状波は位相角θFiの状態を示す。図
３中、○印はマイクロコンピュータ等で演算する時の詳
細説明図であり、サンプリング時間毎に鋸歯状波（位相
角θFiに等しい）は角速度ω＝（ω１＋ωdi）を加える
様子を拡大したものである。また、サンプリング毎にＵ
相の電源波形Ｖui×ｃｏｓ(θFi)を計算し、記憶素子に
記憶させる。記憶するデータの数は１８０度区間でよ
い。マイクロコンピュータの演算はこの１８０度の区間
記憶されたデータを全て加え合わせ、１８０度間のサン
プリング回数で除算すれば、部分積分を行ったことにな
り、（数７）を実施したことと等しい。同様に、図４
に、Ｕ相フーリエ変換β成分演算器１２７−２の例を示
す。実線はＵ相の電源波形Ｖuiである。図３と同様に考
えると、細点線で示したｓｉｎ(θFi)は２２．５度のと
ころが零となる。また、太い点線はＵ相の電源波形Ｖui
とｓｉｎ(θFi)を乗じた値である。この値を１８０度区
間加えて合わせてπで除算すれば、（数８）を実施した
ことと等しい。以下、Ｖ相とＷ相の値（Ｖvi,Ｖwi）に
関しては、乗ずる正弦波信号と余弦波信号を｛Ｖ相に関
しては(θFi−２／３π)、Ｗ相に関しては(θFi−４／
３π)｝とすることにより、（数７）、（数８）で示し
たＵ相のα軸成分Ｖαuとβ軸成分Ｖβuと同軸上に乗る
ことになる。すなわち、Ｖαu,Ｖαv,Ｖαwはα軸上
に、Ｖβu,Ｖβv,Ｖβwはβ軸上になるので、スカラ量
として（数１３）、（数１４）を演算することができ
る。

【００１９】図５は、（数１６）の位相差θdiの演算を
実施するためのテーブルを示す。図５（ａ）はｔａｎテ
ーブルである。このテーブルには、ｋ*ｔａｎθ1からｋ
*ｔａｎθnのデータをｎ個のテーブルに入れ、これらテ
ーブルの値と（数１８）で演算して求めた値（ＶFβ／
ＶFα）を比較し、値が一致または一番近い値のデータ
のテーブルθｎを見つけ、そのテーブルのアドレスを位
相θdiとすることができる。テーブルの数はｎ個であ
る。

【数１８】 図５(ｂ）は、（数７）から（数１２）までの積分の演
算の正弦波値、余弦波値を求めるときに使用するｓｉｎ
テーブル、ｃｏｓテーブルである。テーブルの数はｍａ
個とする。例えば、あるサンプル時点のときの図２にお
ける角速度積分回路１３４の出力θFiの値を図５（ｂ）
ｓｉｎ、ｃｏｓテーブルから引けばよい。本実施形態
は、図５（ａ）(ｂ）のテーブルを用いることにより、
（数１６）の位相差θdiの演算を高速に行うことができ
る。

【００２０】図６は、（数７）から（数１２）までの積
分の演算をマイクロコンピュータ等を用いて実現させる
ため、記憶テーブルを用いる方法について説明したもの
である。図６には、系統電圧の１／２周期の間にｍ回サ
ンプリングする例を示し、（ａ）はタイムチャート、
（ｂ）は記憶テーブルである。テーブル数はｍ個であ
る。今、Ｕ相に関して説明する。記憶テーブルはサンプ
リング毎にｔ1からｔmまでのＵ相の電源波形Ｖui×ｃｏ
ｓ(θFi)と電源波形Ｖui×ｓｉｎ(θFi)の値をその都度
Ｕ相の三角関数演算メモリに記憶させ、ｔ１からｔｍま
でのｍ個をそれぞれについて加算し、Ｖαuu、Ｖβuuと
する。この加算結果Ｖαuu、Ｖβuuをｍで除算すれば、
（数７）、（数８）のフーリエ演算をマイクロコンピュ
ータにより演算することができる。（数７−１）と（数
８−１）は（数７）、（数８）をテーブルで加算する式
である。この例は電気角で１８０度に相当する半周期の
時間を表わしたものである。このときサンプリング時間
は電気角で１８０度内に１／ｍである必要が生じる。

【数７−１】

【数８−１】

【００２１】系統電源の周波数が一定のときは、図６の
記憶テーブルにはサンプリング時間ｔｎに従って（数
７）から（数１２）までの積分演算結果を格納して演算
すればよいが、系統電源の周波数が大幅に変化するとき
は、記憶テーブルのｍ個が電気角で１８０度に一致しな
いことになる。そのため、テーブル数を可変にする必要
がある。そこで、系統電源の周波数が大幅に変化しても
テーブルを一定にするために、図６の記憶テーブルを引
く方法として、サンプリング時間ではなく、サンプリン
グ毎に演算する角速度積分回路１３４の出力θFiで行え
ば、いかなる系統電源の周波数に対しても実現できる。
すなわち、系統電源の周波数が大幅に変化するとき、図
６の記憶テーブルに格納する順番をサンプリング時間ご
とにt1からtmに入れていたものを、角速度積分回路１３
４の出力位相θFiに依存させてテーブルに記憶させるよ
うにすれば、テーブルの数を一定にできる。これによ
り、電源周波数が大幅に変化してもフーリエ演算を円滑
にかつ精度よく実施かることが可能になる。なお、位相
角値θFiとテーブル数による分解能により、前回のサン
プリングで用いたテーブルを今回も使用することがある
が、演算結果には支障無い。また、サンクリングの毎に
前記乗算結果を積算するのは時間がかかる。簡易演算と
して、ｔｎ番目で演算するときは、（数７−１）は余弦
波振幅全積算結果Ｖαuuであり、このＶαuuを記憶して
おき、ｎ番目の演算をするとき、記憶素子に残っている
前回演算結果のデータ｛Ｖun×ｃｏｓ(θdn）｝を全積
算結果Ｖαuuから引き、今回演算したデータ｛Ｖun×ｃ
ｏｓ(θdn）｝を前記全積算結果Ｖαuuに加算し、ｍで
除算することにより、（数７−１）を実施することがで
きる。同様に、正弦波振幅全積算結果Ｖβuuを記憶して
おき、ｎ番目の演算をするとき、記憶素子に残っている
前回演算結果のデータ｛Ｖun×Sin(θdn）｝を全積算結
果Ｖβuuから引き、今回演算したデータ｛Ｖun×sin(θ
dn）｝を前記全積算結果Ｖβuuに加算し、ｍで除算する
ことにより、（数８−１）を実施することができる。Ｖ
相、Ｗ相に関しても、同様に、記憶テーブルが必要とな
る。全積算結果Ｖαvv,全積算結果Ｖβvv,全積算結果Ｖ
αww,全積算結果Ｖβwwは、それぞれ（数９−１）、
（１０−１）、（１１−１）、（１２−１）により表わ
される。

【数９−１】

【数１０−１】

【数１１−１】

【数１２−１】

【００２３】また、図５（ｂ）ｓｉｎ、ｃｏｓテーブル
を用いてｓｉｎ(θFi)およびｃｏｓ(θFi)を求める。テ
ーブル数をｍａ個とすると、テーブルを３６０度分持つ
とき、テーブルの分解能は３６０／ｍａ度となる。ま
た、角速度積分回路１３４の（数１７）により求めた出
力θFiは、大きさがθmaに達したら、零にクリアするこ
とでテーブルを効率よく使用することができる。

【００２４】図７は、系統電圧に異常が生じたときの正
相分の大きさの変化を示す。すなわち、実線で○印は地
絡事故が発生した時の正相電圧の絶対値（数１５）を表
した曲線である。また、グラフの右軸に地絡事故の状況
に見合った条件を記す。またマイクロコンピュータで平
方根（数１５）の演算をするのは時間が長くかかるの
で、（数１９−１）に示すように、二乗加算でも地絡状
況を判断することができる。（数１９−２）のように正
相分のα軸とβ軸の絶対値加算でも判定できる。

【数１９−１】

【数１９−２】 具体的に説明すると、図２の絶対値判定回路１２８−４
では図７の特性を判定条件に使用する。例えば、２相１
００パーセント地絡が発生したとき、正相分の絶対値の
大きさは、（数１５）により演算すると、定常時の正相
電圧の大きさに比べ、３３パーセントに落ちる。それを
基準にすると定義すれば、この基準値によりスイッチ１
２８−５を解放するとともに、位相差比例積分回路１３
１の積分項を今の値もしくは１回前の値を保持し、この
積分項の値を事故期間保持し、サンプリング時間毎に周
波数基準信号ω１と積分項を加算すれば、事故前の角速
度が保たれ、この角速度により、位相演算回路１３５を
用いて電力変換装置を制御すれば、位相予測により制御
装置を停止することなく、運転を継続する。そして、事
故の解除は、正相分の絶対値の大きさを監視し、定常時
の３３パーセント以上（基準値）の大きさに回復すれ
ば、事故が解除されたと判断し、スイッチ１２８−５を
投入する。復帰後に位相差比例積分制御回路１３１を動
作させれば、角速度積分回路１３４の出力θFiは位相演
算電源位相θsに限りなく近づき、正常な電力制御を行
う。なお、事故復帰の基準値を３３パーセントより大き
い値を選択し、復帰電圧にヒステリシスを設ければ、さ
らに安定な動作を行う。

【００２５】このように、本実施形態は、系統電圧に地
絡等の事故が発生したとき、正相電圧は常に歪みのない
正弦波を有する。そして、事故時に系統電圧が歪むと、
逆相電圧が発生した分、正相電圧の大きさが小さくな
る。この正相電圧を用いて異常状態を予測し、判断し、
重大な異常の時は、系統の電圧からフーリエ変換を用い
て演算する位相差フィードバックを一次中断し、位相差
比例積分演算回路１３１の積分項のみを一定に保持し、
周波数基準信号ω１とこの積分項を加えた値を角加速度
としサンプリング時間ごとに角加速度を積分して位相を
予測する。これにより、本実施形態では、事故時にも滑
らかな位相検出を行うことができ、そのため、有効電力
および無効電力を制御する電力変換制御を停止させるこ
となく、円滑に制御することができる。

【００２６】ここで、図６（ｂ）記憶テーブルにおい
て、位相角θFiで記憶メモリが動作している時、正相分
絶対値の大きさが基準値以下になり、異常状態と判断し
たとき、この基準値によりスイッチ１２８−５を解放す
るとともに、位相差比例積分回路１３１の積分項を今の
値もしくは１回前の値を保持し、この積分項の値を事故
期間保持し、サンプリング時間毎に周波数基準信号ω１
と積分項を加算すれば事故前の角速度を保つとともに、
（ｂ）の記憶メモリも書き換えを停止し、現状の値を保
持しておき、この角速度により、位相演算回路１３５を
用いて電力変換装置を制御し、定常時の３３パーセント
以上（基準値）の大きさに回復すれば、事故が解除され
たと判断し、スイッチ１２８−５を投入するとともに、
位相差比例積分制御回路１３１を動作させれば、記憶テ
ーブルの書き換えを行う。このときの書き換えは位相角
θFiをもとに行うため、デーブルデータは系統電圧の位
相にかなり近い値であることと、すでに記憶メモリは初
期状態と違い、データが記憶されているので、復帰後の
位相変動がわずかですむ。そのため位相θFiは即、系統
電圧位相θsに一次遅れ要素をもって限りなく円滑に追
従する。

【００２７】図８は、本発明の他の実施形態を示す位相
角検出器１１０の詳細図である。同図の要素の番号と図
２の要素の同一番号は同一物である。本実施形態は、系
統電圧検出回路１２６で３相交流系統電源の電圧をＡ／
Ｄ変換して得たディジタル値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを３相／２
相変換回路１２７−９により（数３）を用いて系統電圧
の３相を２相に変換する。１２７−１０から１２７−１
３はフーリエ変換回路である。１２７−１０はα軸正弦
波振幅回路、１２７−１１α軸余弦波振幅回路、１２７
−１２はβ軸正弦波振幅回路、１２７−１３はβ軸余弦
波振幅回路である。それぞれの演算式は（数２０）、
（数２１）、（数２２）、（数２３）を用いて行う。

【数２０】

【数２１】

【数２２】

【数２３】 また、図９は、（数３）と（数２０）から（数２３）の
演算の要素をベクトル図で表す。また、（数２０）から
（数２３）の値をα軸成分とβ軸成分に分解しているの
で、両軸に統合すると、（数２４）、（数２５）とな
る。１２７−１４はβ軸加算器、１２７−１５はα軸減
算器である。

【数２４】

【数２５】 ここで、ＶFααは（数１３）のＶFαと等しくなり、Ｖ
Fββは（数１４）のＶFβと等しくなる。そのため、
（数２０）から（数２３）は、図２で説明した各相毎に
フーリエ変換した結果と同じことになる。また、α成分
のＶαcとＶαsをベクトル合成するとＶAFになり、β成
分のＶβcとＶβsをベクトル合成するとＶBFになる。ま
た、正相分のα成分ＶFααとβ成分ＶFββをベクトル
合成するとＶFとなる。

【００２８】このように、本実施形態は、３相の系統電
圧を２相の２軸電圧ＶαとＶβに変換し、２相の電圧に
対してフーリエ変換を行い、それぞれ正弦波振幅と余弦
波振幅を求め、フーリエ変換された２相の電圧に関し、
α軸に関してＶFααを演算して正相電圧のα軸成分と
し、β軸に関してＶFββを演算して正相電圧のβ軸成
分とする。ここで、ＶFααは（数１３）により演算し
たＶFαと等しくなり、ＶFββは（数１４）により演算
したＶFβと等しくなる。そのため、正相分の絶対値と
位相差の演算は、（数１５）から（数１９−２）まで同
様に実施できる。すなわち、α軸成分ＶFαとβ軸成分
ＶFβを合成し、系統電圧の位相θsと角速度積分回路１
３４の位相θFiとの位相差θdiを正相電圧位相から演算
し、この位相差θdiが零になるように、比例積分制御す
ることになる。これにより、本実施形態では、系統電圧
の位相を精度よく検出することができるとともに、３相
交流電源の各相毎にフーリエ演算するよりも、演算時間
が短くなり、より高速制御が可能になり、有効電力およ
び無効電力を制御する電力変換制御を円滑に実施でき
る。

【００２９】図１０は、本発明の他の実施形態を示す位
相角検出器１１０の詳細図である。同図の要素の番号と
図８の要素の同一番号は同一物である。本実施形態で
は、系統電圧検出回路１２６で３相交流系統電源の電圧
をＡ／Ｄ変換して得たディジタル値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを３
相／２相変換回路１２７−９により（数３）を用いて系
統電圧の３相を２相に変換する。１２７−１０から１２
７−１３はフーリエ変換回路である。１２７−１０はα
軸正弦波振幅回路、１２７−１１α軸余弦波振幅回路、
１２７−１２はβ軸正弦波振幅回路、１２７−１３β軸
余弦波振幅回路である。それぞれの演算式は（数２
０）、（数２１）、（数２２）、（数２３）を用いて行
う。また、（数２０）から（数２３）の値をα軸成分と
β軸成分に分解しているので、両軸に統合すると、（数
２４）、（数２５）となる。１２７−１４はβ軸加算
器、１２７−１５はα軸減算器である。ここで、ＶFα
αは（数１３）のＶFαと等しくなり、ＶFββは（数１
４）のＶFβと等しくなる。そのため、（数２０）から
（数２３）は、図２で説明した各相毎にフーリエ変換し
た結果と同じことになる。ここで、α成分のＶαcとＶ
αsをベクトル合成すると、ＶAFになり、β成分のＶβc
とＶβsをベクトル合成すると、ＶBFになる。また、正
相分のα成分ＶFααとβ成分ＶFββをベクトル合成す
ると、ＶFとなる。位相差の演算は、（数１６）のＶFα
にＶFααを代入し、ＶFβにＶFββを代入すれば、達
成する。ここで、位相差θdiと角速度積分回路１３４の
出力を加算器１２８−１０で加え、１２７−１０から１
２７−１３のフーリエ変換の演算にフィードバックする
と、位相角θFiは補正され、一定時間後には位相角θFi
と系統電圧位相θsは一致する。また、３相／２相変換
回路１２７−９で求めたＶαとＶβを（数１５）、（数
１９−１）、（数１９−２）のそれぞれＶFα、ＶFβに
代入することにより、絶対値演算回路１２８−６は、図
８の絶対値演算回路１２８−２と同様な機能を達成し、
そして、絶対値判定回路１２８−７は、図８の絶対値判
定回路１２８−４と同様な機能を実施する。尚、三角関
数メモリは図示しないが、図６（ｂ）に示したＵ，Ｖ，
Ｗ相の三角関数演算メモリをＶαに関してＶαcとＶαs
メモリになり、Ｖβに関してはＶβcとＶβsメモリにな
る。

【００３０】交流系統の異常により電圧低下あるいは不
平衡になったとき、絶対値演算回路１２８−６の絶対値
の大きさを絶対値判定回路１２８−７により判断し、基
準値以下の値に低下したとき、スイッチ１２８−８、１
２８−９を解放し、フーリエ変換演算回路１２７−１０
から１２７−１３の三角関数メモリの値ＶαcとＶαsと
ＶβcとＶβsを一定に保ち、周波数基準信号１３２、角
速度積分回路１３４、加算器１２８−１０を動作させて
位相角θFiを演算すると、サンプリング時間毎に一定値
を加算増加した位相角θFiを得、予測演算が実施され
る。絶対値判定回路１２８−７は、事故解除を判定した
とき、スイッチ１２８−８、１２８−９を復帰し、１２
７−１０から１２７−１３のフーリエ変換の演算を再び
動作させれば、位相角θFiはすでに三角関数演算メモリ
が存在する時点から復帰するので、迅速かつ円滑な位相
制御ができ、有効電力および無効電力を制御する電力変
換制御を円滑に実施できる。

【００３１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
系統電圧の各相をフーリエ変換を行い、正相電圧の位相
θdiを演算し、この位相θdiは系統電圧の位相θsと位
相角θFiとの位相差を演算することになることから、位
相差θdiを比例積分制御することによって、系統電圧の
位相を精度よく検出することができ、また、位相制御系
が一次遅れ要素となり、制御が安定するので、位相角θ
Fiを有効電力および無効電力を制御する電力変換制御に
用いると、比例積分制御の定数を最適に選択するによっ
て、電源位相が変動しても電力変換制御を円滑に実施で
きる。また、交流系統の異常により電圧低下あるいは不
平衡になったとき、正相分の絶対値の大きさから判断
し、系統電圧異常と判定したときは、位相差比例積分制
御を事故の期間中、中断し、このとき、位相差比例積分
制御の積分項のみを事故直前の値に保持し、周波数基準
信号に加算して位相角θFiを形成し、フーリエ演算を行
うので、事故期間中ほぼ正常時に近い系統電圧位相を予
測でき、電力変換器装置を停止せず、制御可能となる。
また、位相差θdiの演算は、正相電圧の演算から行うた
め、地絡事故等のとき、系統電圧に高調波が含まれても
正確に演算でき、特に、系統に３相の地落事故等で電圧
が零になったときでも、予測位相制御を行って位相を演
算するので、電力変換器を停止させることなく、安定に
運転を続行し、無停止運転が可能となる。このことは、
電力系統に電力変換器が接続される直流送電装置、無効
電力制御装置、周波数変換装置では特に有効である。ま
た、系統電源の周波数が大幅に変化するときは、記憶テ
ーブルに格納する順番をサンプリング時間ごとに入れて
いたものを、角速度積分回路の出力位相θFiによるテー
ブルに置き換えるので、電源周波数が大幅に変化して
も、フーリエ演算を精度よく実施することができる。ま
た、３相の系統電圧を２相の２軸電圧ＶαとＶβに変換
し、２相の電圧に対してフーリエ変換を行い、正相電圧
の位相θdiを演算し、この位相θdiは系統電圧の位相θ
sと位相角θFiとの位相差を演算することになることか
ら、位相差θdiを比例積分制御することによって、系統
電圧の位相を精度よく検出することができ、また、３相
電源の各相毎にフーリエ演算するよりも演算時間が短く
なり、より高速制御が可能になり、有効電力および無効
電力を制御する電力変換制御を円滑に実施することがで
きる。また、交流系統の異常により電圧低下あるいは不
平衡になったとき、フーリエ変換演算回路の三角関数メ
モリの値を一定に保ち、サンプリング時間毎に一定値を
加算増加した位相角θFiを得、予測演算が実施され、ま
た、事故が解除したとき、位相角θFiはすでに三角関数
演算メモリが存在する時点から復帰するので、迅速かつ
円滑な位相制御ができ、有効電力および無効電力を制御
する電力変換制御を円滑に実施ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す電力変換装置の構成図

【図２】本発明の特徴部を示す系統電圧位相角検出器の
詳細図

【図３】本発明の位相を演算するためのＵ相フーリエ変
換α成分演算の原理説明図

【図４】本発明の位相を演算するためのＵ相フーリエ変
換β成分演算の原理説明図

【図５】本発明の位相およびフーリエ変換のためのｔａ
ｎ，ｓｉｎ，ｃｏｓテーブル

【図６】本発明の記憶素子の説明図

【図７】系統電圧に異常が生じたときの正相分の大きさ
の変化を示す図

【図８】本発明の特徴部を示す他の系統電圧位相角検出
器の詳細図

【図９】本発明の図８の説明のためのベクトル図

【図１０】本発明の特徴部を示す他の系統電圧位相角検
出器の詳細図

【符号の説明】

１０１ 交流系統 １０２ 直流系統 １０３ 電力変換器 １０５ 計器用変圧器 １１０ 位相角検出器 １１１ サンプリングタイマ １２６ 系統電圧検出回路 １２７ フーリエ変換演算回路 １２７−１ Ｕ相フーリエ変換α成分演算回路 １２７−２ Ｕ相フーリエ変換β成分演算回路 １２７−３ Ｖ相フーリエ変換α成分演算回路 １２７−４ Ｖ相フーリエ変換β成分演算回路 １２７−５ Ｗ相フーリエ変換α成分演算回路 １２７−６ Ｗ相フーリエ変換演β成分算回路 １２７−７ α軸演算回路 １２７−８ β軸演算回路 １２７−９ ３相／２相変換回路 １２７−１０ α軸正弦波振幅回路 １２７−１１ α軸余弦波振幅回路 １２７−１２ β軸正弦波振幅回路 １２７−１３ β軸余弦波振幅回路 １２７−１４ β軸加算器 １２７−１５ α軸減算器 １２８ 正相絶対値位相差演算回路 １２８−１ 正相電圧演算回路 １２８−２ 絶対値演算回路 １２８−３ 位相差演算回路 １２８−４ 絶対値判定回路 １２８−５ スイッチ １２８−６ 絶対値演算回路 １２８−７ 絶対値判定回路 １２８−８ スイッチ １２８−９ スイッチ １２８−１０ 加算器 １２９ …零値指令 １３０ 位相減算器 １３１ 位相差比例積分制御回路 １３２ 周波数基準信号器 １３３ 速度加角算器 １３４ 角速度積分回路 １３５ 位相演算回路 １３６ 逆α−β変換器 １３７ 逆２／３相変換器 １３８ ＰＷＭパルス発生器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上田 茂太 茨城県日立市大みか町七丁目２番１号 株式会社日立製作所 電力・電機開発本 部内 (56)参考文献 特開 昭60−156275（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−255131（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−281536（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/155 H02J 3/36

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相交流電源の電圧位相に基づいて交流
   電源の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置にお
   いて、 半導体スイッチング素子を有する電力変換器と、該電力
   変換器を制御する制御装置とを備え、 該制御装置は、電力変換制御部と、該電力変換制御部が
   出力する有効電圧指令（Ｖｐ）と、無効電圧指令（Ｖ
   ｑ）とを用いてα軸β軸出力電圧指令を出力する逆α−
   β変換器と、該逆α−β変換器が出力するα軸β軸出力
   電圧指令を用いてＰＷＭ電圧指令を出力する２／３相変
   換器と、該２／３相変換器が出力するＰＷＭ電圧指令を
   用いて前記半導体スイッチング素子の駆動信号を出力す
   るＰＷＭ発生器と、位相角検出器とを備え、 該位相角検出器は、周波数基準信号の発生器と、該周波
   数基準信号から位相（θFi）を演算する角速度積分回路
   と、前記３相交流各相ごとの電圧をフーリエ変換するフ
   ーリエ変換α成分演算回路およびフーリエ変換β成分演
   算回路と、該フーリエ変換された各相のα成分からα軸
   成分を演算するα軸演算回路および前記フーリエ変換さ
   れた各相のβ成分からβ軸成分を演算するβ軸演算回路
   と、前記α軸成分とβ軸成分とを用いて正相電圧絶対値
   および正相電圧位相（θdi）を演算する正相絶対値位相
   差演算回路を有し、 前記角速度積分回路で演算した位相（θFi）を前記フー
   リエ変換の三角関数演算に用い、 前記正相電圧位相（θdi）を系統電圧の位相（θs）と
   前記角速度積分回路が演算した位相（θFi）との位相差
   として、この位相差（θdi）と零値の偏差を比例積分制
   御し、この比例積分制御の出力と前記周波数基準信号と
   を加算し、 前記フーリエ変換の三角関数の位相に負帰還することを
   特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、 前記位相角検出器の正相絶対値位相差演算回路が正相電
   圧演算回路と絶対値判定回路と遮断スイッチとを備え、 正相電圧演算回路が絶対値演算回路と位相差演算回路と
   を備え、 該位相差演算回路の演算結果である位相差（θdi）を前
   記遮断スイッチを介して出力し、 さらに、前記位相角検出器が前記位相差（θdi）と零値
   の偏差を比例積分制御する位相差比例積分回路を有し、 前記絶対値判定回路が３相交流電源の異常を判断した
   時、前記遮断スイッチを遮断するとともに、前記位相差
   比例積分回路の出力である積分項を異常時以前の一定値
   に保ち、この積分項を前記周波数基準信号に加算するこ
   とを特徴とした電力変換装置。
3. 【請求項３】 請求項２において、 前記絶対値判定回路による３相交流電源の異常の判断に
   は、 フーリエ変換された正相分のα軸成分とβ軸成分とから
   α軸正相分基本波振幅値とβ軸正相分基本波振幅値とを
   求め、 α軸正相分基本波振幅値の二乗とβ軸正相分基本波振幅
   値の二乗とを加えて平方根演算した絶対値、あるいは、 α軸正相分基本波振幅値の二乗とβ軸正相分基本波振幅
   値の二乗とを加えた二乗加算値か、 または、α軸正相分基本波振幅値とβ軸正相分基本波振
   幅値とを加えた絶対値加算値を用いることを特徴とした
   電力変換装置。
4. 【請求項４】 請求項２において、 前記絶対値判定回路は、３相交流電源の電圧異常の状態
   を正相分の絶対値が第１の基準値より小さい場合に異常
   と判断し、 前記異常と判断した後に、前記正相分の絶対値が前記第
   １の基準値より大きな第２の基準値以上になった場合に
   正常と判断し、前記位相差比例積分演算回路を正常状態
   に復帰させることを特徴とする電力変換装置。
5. 【請求項５】 請求項１または請求項２のいずれかにお
   いて、 フーリエ変換を行うとき、各相電圧と前記角速度積分回
   路の位相に基づいた正弦波値と余弦波値を乗算した三角
   関数演算結果を格納する記憶手段を有し、サンプリング
   毎に三角関数演算結果を順次格納場所を変えて格納し、
   フーリエ演算を行うことを特徴とする電力変換装置。
6. 【請求項６】 請求項５において、 前記三角関数演算結果をサンプリング毎に演算した前記
   角速度積分回路の位相と対応させてテーブルに格納する
   ことを特徴とした電力変換装置。
7. 【請求項７】 請求項６において、 余弦波振幅全積算結果と正弦波振幅全演算結果を記憶
   し、 それぞれサンプリングの都度、前記記憶した余弦波振幅
   全積算結果と正弦波振幅全演算結果から余弦波振幅メモ
   リと正弦波振幅メモリの前回の演算結果を減算し、 今回演算した余弦波振幅値と正弦波振幅振幅値を加算し
   てテーブル数で除算して正相分の絶対値および位相差演
   算を行うことを特徴とする電力変換装置。
8. 【請求項８】 請求項６において、 サンプリング毎に演算した位相角（θFi）に依存して三
   角関数演算結果を三角関数演算メモリテーブルに順次格
   納する場合に、 ３相交流電源の異常を判断したとき、各相の三角関数演
   算メモリの値を書き換えず、保持し、 系統の事故解除が確認されたとき、サンプリング毎に演
   算した前記位相角（θFi）に依存して三角関数演算結果
   を三角関数演算メモリテーブルに順次格納してフーリエ
   演算を再び行うことを特徴とした電力変換装置。
9. 【請求項９】 ３相交流電源の電圧位相に基づいて交流
   電源の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置にお
   いて、 半導体スイッチング素子を有する電力変換器と、該電力
   変換器を制御する制御装置とを備え、 該制御装置は、電力変換制御部と、該電力変換制御部が
   出力する有効電圧指令（Ｖｐ）と、無効電圧指令（Ｖ
   ｑ）とを用いてα軸β軸出力電圧指令を出力する逆α−
   β変換器と、該逆α−β変換器が出力するα軸β軸出力
   電圧指令を用いてＰＷＭ電圧指令を出力する２／３相変
   換器と、該２／３相変換器が出力するＰＷＭ電圧指令を
   用いて前記半導体スイッチング素子の駆動信号を出力す
   るＰＷＭ発生器と、位相角検出器とを備え、 該位相角検出器は、周波数基準信号の発生器と、該周波
   数基準信号から位相（θFi）を演算する角速度積分回路
   と、前記３相交流電源電圧を２軸に変換する３／２相変
   換器と、変換された２相ごとにフーリエ変換するフーリ
   エ変換α軸正弦波演算回路、フーリエ変換α軸余弦波演
   算回路およびフーリエ変換β軸正弦波演算回路、フーリ
   エ変換β軸余弦波演算回路と、該フーリエ変換α軸正弦
   波演算回路、フーリエ変換α軸余弦波演算回路およびフ
   ーリエ変換β軸正弦波演算回路、フーリエ変換β軸余弦
   波演算回路の演算結果から正相電圧を合成する加算器、
   減算器と、正相電圧絶対値および正相電圧位相（θdi）
   を演算する正相絶対値位相差演算回路を有し、 前記角速度積分回路の位相（θFi）を前記フーリエ変換
   α軸、β軸の各正弦波演算、余弦波演算の演算に用い、 一方、前記正相電圧位相（θdi）を系統電圧の位相（θ
   s）と前記角速度積分回路の位相（θFi）の位相差とし
   て、この位相差（θdi）と零値の偏差を比例積分制御
   し、 この比例積分制御の出力と前記周波数基準信号を加算
   し、 前記フーリエ変換α軸、β軸の各正弦波演算、余弦波演
   算の演算に用いることを特徴とする電力変換装置。
10. 【請求項１０】 ３相交流電源の電圧位相に基づいて交
    流電源の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に
    おいて、 半導体スイッチング素子を有する電力変換器と、該電力
    変換器を制御する制御装置とを備え、 該制御装置は、電力変換制御部と、該電力変換制御部が
    出力する有効電圧指令（Ｖｐ）と、無効電圧指令（Ｖ
    ｑ）とを用いてα軸β軸出力電圧指令を出力する逆α−
    β変換器と、該逆α−β変換器が出力するα軸β軸出力
    電圧指令を用いてＰＷＭ電圧指令を出力する２／３相変
    換器と、該２／３相変換器が出力するＰＷＭ電圧指令を
    用いて前記半導体スイッチング素子の駆動信号を出力す
    るＰＷＭ発生器と、位相角検出器とを備え、 該位相角検出器は、周波数基準信号の発生器と、該周波
    数基準信号から位相（θFi）を演算する角速度積分回路
    と、前記３相交流電源電圧を２軸に変換する３／２相変
    換器と、変換された２相ごとにフーリエ変換するフーリ
    エ変換α軸正弦波演算回路、フーリエ変換α軸余弦波演
    算回路およびフーリエ変換β軸正弦波演算回路、フーリ
    エ変換β軸余弦波演算回路と、該フーリエ変換α軸正弦
    波演算回路、フーリエ変換α軸余弦波演算回路およびフ
    ーリエ変換β軸正弦波演算回路、フーリエ変換β軸余弦
    波演算回路の演算結果から正相電圧を合成する加算器、
    減算器と、正相電圧位相（θFi）を演算する正相位相差
    演算回路と、前記３／２相変換器から正相電圧絶対値を
    演算し、この絶対値の大きさを判断する絶対値判定回路
    を有し、 前記角速度積分回路の位相（θFi）に前記正相電圧位相
    （θdi）を加算し、前記フーリエ変換α軸、β軸の各正
    弦波演算、余弦波演算の演算に用いることを特徴とする
    電力変換装置。
11. 【請求項１１】 請求項１０において、 前記絶対値判定回路は、正相電圧絶対値が基準値以下に
    低下したとき、前記３／２相変換器の出力をスイッチに
    より解放し、フーリエ変換α軸正弦波演算回路、フーリ
    エ変換α軸余弦波演算回路、フーリエ変換β軸正弦波演
    算回路およびフーリエ変換β軸余弦波演算回路のメモリ
    値を一定に保持し、 前記正相電圧絶対値が基準値以上に回復したとき、前記
    スイッチを投入し、前記フーリエ変換α軸正弦波演算回
    路、フーリエ変換α軸余弦波演算回路、フーリエ変換β
    軸正弦波演算回路およびフーリエ変換β軸余弦波演算回
    路を再び動作させることを特徴とする電力変換装置。