JP3332911B2 - 無線装置およびそのキャリブレーション方法 - Google Patents

無線装置およびそのキャリブレーション方法

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JP3332911B2 JP2000564314A JP2000564314A JP3332911B2 JP 3332911 B2 JP3332911 B2 JP 3332911B2 JP 2000564314 A JP2000564314 A JP 2000564314A JP 2000564314 A JP2000564314 A JP 2000564314A JP 3332911 B2 JP3332911 B2 JP 3332911B2
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Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は、無線装置およびそのキャリブレーション
方法に関し、特に、アダプティブアレイ無線基地局にお
いて用いられる無線装置およびそのキャリブレーション
方法に関する。
背景技術 近年、携帯電話等の移動通信システムの無線基地局と
して、アレイアンテナを用いたアダプティブアレイ（ad
aptive array）無線基地局が実用化されている。このよ
うなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理について
は、たとえば下記の文献に説明されている。
B. Widrow, et al. : “Adaptive Antenna Systems,
" Proc. IEEE, vol.55,No.12, pp.2143-2159 (Dec. 1
967 ) . S. P. Applebaum : “Adaptive Arrays " , IEEE Tra
ns. Antennas & Propag.,vol.AP-24, No.5, pp.585-598
(Sept. 1976) . O. L. Frost, III : “Adaptive Least Squares Opti
mization Subject to Linear Equality Constraints, "
SEL-70-055, Technical Report No.6796-2,Informatio
n System Lab., Stanford Univ. (Aug. 1970 ) . B. Widrow and S. D. Stearns : “Adaptive Signal
Processing, "Prentice-Hall, Englewood Cliffs (198
5) . R. A. Monzingo and T. W. Miller : “Introduction
to Adaptive Arrays,"John Wiley & Sons, New York
(1980) . J. E. Hudson : “Adaptive Array Principles," Pet
er Peregrinus Ltd.,London (1981) . R. T. Compton, Jr.: “Adaptive Antennas − Conce
pts and Performance,"Prentice-Hall, Englewood Clif
fs (1988) . E. Nicolau and D. Zaharia: “Adaptive Arrays," E
lsevier, Amsterdam (1989) . 図６８は、このようなアダプティブアレイ無線基地局
の動作原理を概念的に示す模式図である。図６８におい
て、１つのアダプティブアレイ無線基地局１は、ｎ本の
アンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎからなるアレイア
ンテナ２を備えており、その電波が届く範囲を第１の斜
線領域３として表わす。一方、隣接する他の無線基地局
６の電波が届く範囲を第２の斜線領域７として表わす。
領域３内で、ユーザＡの端末である携帯電話機４とア
ダプティブアレイ無線基地局１との間で電波信号の送受
信が行なわれる（矢印５）。一方、領域７内で、他のユ
ーザＢの端末である携帯電話機８と無線基地局６との間
で電波信号の送受信が行なわれる（矢印９）。
ここで、たまたまユーザＡの携帯電話機４の電波信号
の周波数とユーザＢの携帯電話機８の電波信号の周波数
とが等しいとき、ユーザＢの位置によっては、ユーザＢ
の携帯電話機８からの電波信号が領域３内で不要な干渉
信号となり、ユーザＡの携帯電話機４とアダプティブア
レイ無線基地局１との間の電波信号に混入してしまうこ
とになる。
このように、ユーザＡおよびＢの双方からの混合した
電波信号を受信したアダプティブアレイ無線基地局１で
は、何らかの処理を施さなければ、ユーザＡおよびＢの
双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、
本来通話すべきユーザＡの通話が妨げられることにな
る。
アダプティブアレイ無線基地局１では、このユーザＢ
からの信号を出力信号から除去するために、次のような
処理を行なっている。図６９は、アダプティブアレイ無
線基地局１の構成を示す概略ブロック図である。
まず、ユーザＡからの信号をＡ（ｔ）、ユーザＢから
の信号をＢ（ｔ）とすると、図６８のアレイアンテナ２
を構成する第１のアンテナ＃１での受信信号ｘ１（ｔ）
は、次式のように表わされる： ｘ１（ｔ）＝ａ１×Ａ（ｔ）＋ｂ１×Ｂ（ｔ） ここで、ａ１，ｂ１は、後述するようにリアルタイム
で変化する係数である。
次に、第２のアンテナ＃２での受信信号ｘ２（ｔ）
は、次式のように表わされる： ｘ２（ｔ）＝ａ２×Ａ（ｔ）＋ｂ２×Ｂ（ｔ） ここで、ａ２，ｂ２も同様にリアルタイムで変化する
係数である。
次に、第３のアンテナ＃３での受信信号ｘ３（ｔ）
は、次式のように表わされる： ｘ３（ｔ）＝ａ３×Ａ（ｔ）＋ｂ３×Ｂ（ｔ） ここで、ａ３，ｂ３も同様にリアルタイムで変化する
係数である。
同様に、第ｎのアンテナ＃ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）
は、次式のように表わされる： ｘｎ（ｔ）＝ａｎ×Ａ（ｔ）＋ｂｎ×Ｂ（ｔ） ここで、ａｎ，ｂｎも同様にリアルタイムで変化する
係数である。
上記の係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎは、ユーザＡ
からの電波信号に対し、アレイアンテナ２を構成するア
ンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎのそれぞれの相対位
置が異なるため（各アンテナ同士は互いに、電波信号の
波長の５倍、すなわち１メートル程度の間隔をあけて配
されている）、それぞれのアンテナでの受信強度に差が
生じることを表わしている。
また、上記の係数ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎも同様
に、ユーザＢからの電波信号に対し、アンテナ＃１，＃
２，＃３，…，＃ｎのそれぞれでの受信強度に差が生じ
ることを表わしている。各ユーザは移動しているため、
これらの係数はリアルタイムで変化する。
それぞれのアンテナで受信された信号ｘ１（ｔ），ｘ
２（ｔ），ｘ３（ｔ），…，ｘｎ（ｔ）は、対応するス
イッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを
介してアダプティブアレイ無線基地局１を構成する受信
部１Ｒに入り、ウエイトベクトル制御部１１に与えられ
るとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２
−３，…，１２−ｎの一方入力にそれぞれ与えられる。
これらの乗算器の他方入力には、ウエイトベクトル制
御部１１からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する
重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎが印加される。これら
の重みは、後述するように、ウエイトベクトル制御部１
１により、リアルタイムで算出される。
したがって、アンテナ＃１での受信信号ｘ１（ｔ）
は、乗算器１２−１を経て、ｗ１×（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ
１Ｂ（ｔ））となり、アンテナ＃２での受信信号ｘ２
（ｔ）は、乗算器１２−２を経て、ｗ２×（ａ２Ａ
（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））となり、アンテナ＃３での受信
信号ｘ３（ｔ）は、乗算器１２−３を経て、ｗ３×（ａ
３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））となり、さらにアンテナ＃
ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、乗算器１２−ｎを経て、
ｗｎ×（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））となる。
これらの乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，
１２−ｎの出力は、加算器１３で加算され、その出力は
下記のようになる： ｗ１（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））＋ｗ２（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ）） ＋ｗ３（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））＋…＋ｗｎ（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ ）） これを信号Ａ（ｔ）に関する項と信号Ｂ（ｔ）に関す
る項とに分けると次のようになる： （ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ）Ａ（ｔ）＋（ｗ１ｂ１＋ｗ ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ）Ｂ（ｔ） ここで、後述するように、アダプティブアレイ無線基
地局１は、ユーザＡ，Ｂを識別し、所望のユーザからの
信号のみを抽出できるように上記重みｗ１，ｗ２，ｗ
３，…，ｗｎを計算する。たとえば、図６９の例では、
ウエイトベクトル制御部１１は、本来通話すべきユーザ
Ａからの信号Ａ（ｔ）のみを抽出するために、係数ａ
１，ａ２，ａ３，…，ａｎ，ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂ
ｎを定数とみなし、信号Ａ（ｔ）の係数が全体として
１、信号Ｂ（ｔ）の係数が全体として０となるように、
重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。
すなわち、ウエイトベクトル制御部１１は、下記の連
立一次方程式を解くことにより、信号Ａ（ｔ）の係数が
１、信号Ｂ（ｔ）の係数が０となる重みｗ１，ｗ２，ｗ
３，…，ｗｎをリアルタイムで算出する： ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ＝１ ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ＝０ この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に
列挙した文献に記載されてるとおり周知であり、現にア
ダプティブアレイ無線基地局において既に実用化されて
いるものである。
このように重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを設定す
ることにより、加算器１３の出力信号は下記のとおりと
なる： 出力信号＝１×Ａ（ｔ）＋０×Ｂ（ｔ）＝Ａ（ｔ） なお、前記のユーザＡ，Ｂの識別は次のように行なわ
れる。図７０は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成
を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は大きく
は、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリア
ンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなる
データ（音声など）とから構成される。
プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局
にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるた
めの情報の信号系列を含んでいる。アダプティブアレイ
無線基地局１のウエイトベクトル制御部１１（図６９）
は、メモリ１４から取出したユーザＡに対応したトレー
ニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザＡ
に対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出
するようにウエイトベクトル制御（重みの決定）を行な
う。このようにして抽出されたユーザＡの信号は、出力
信号ＳRX（ｔ）としてアダプティブアレイ無線基地局１
から外部出力される。
一方、図６９において、外部からの入力信号Ｓ
TX（ｔ）は、アダプティブアレイ無線基地局１を構成す
る送信部１Ｔに入り、乗算器１５−１，１５−２，１５
−３，…，１５−ｎの一方入力に与えられる。これらの
乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウエイトベクトル制御
部１１により先に受信信号に基づいて算出された重みｗ
１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎがコピーされて印加される。
これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、
対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，
１０−ｎを介して、対応するアンテナ＃１，＃２，＃
３，…，＃ｎに送られ、図６６の領域３内に送信され
る。
ここで、受信時と同じアレイアンテナ２を用いて送信
される信号には、受信信号と同様にユーザＡをターゲッ
トとする重み付けがされているため、送信された電波信
号はあたかもユーザＡに対する指向性を有するかのよう
にユーザＡの携帯電話機４により受信される。図７１
は、このようなユーザＡとアダプティブアレイ無線基地
局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図であ
る。現実に電波が届く範囲を示す図６８の領域３に対比
して、図７１の仮想上の領域３ａに示すようにアダプテ
ィブアレイ無線基地局１からはユーザＡの携帯電話機４
をターゲットとして指向性を伴って電波信号が飛ばされ
ている状態がイメージされる。
ところで、所望のユーザとアダプティブアレイ無線基
地局１との間でこのような指向性を伴った電波信号の送
受信を実現するためには、アダプティブアレイ無線基地
局１において重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎが厳密に
算出され、受信部１Ｒと送信部１Ｔとで、受信信号およ
び送信信号に対し同等に重み付けされる必要がある。し
かしながら、たとえ重み付けの制御が完全になされたと
しても、受信信号に対し、送信信号の伝送特性が変化
し、目標に向かって送信信号を飛ばすことができない場
合がある。
たとえば、図６９に示したアダプティブアレイ無線基
地局１において、スイッチ１０−１，１０−２，１０−
３，…，１０−ｎおよび受信部１Ｒの対応する乗算器１
２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの間の距離
と、スイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０
−ｎおよび送信部１Ｔの対応する乗算器１５−１，１５
−２，１５−３，…，１５−ｎの間の距離とは、通常は
完全に同一であることはない。これらの距離に差があれ
ば、各アンテナで送受信される受信信号と送信信号との
間に位相回転量の差、振幅変動量の差などが生じてしま
い、ターゲットとなるユーザとアダプティブアレイ無線
基地局との間で良好な指向性をもって電波信号の送受信
を行なうことができなくなる。
特に、図６９には示していないが、通常は、スイッチ
１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎと受信部
１Ｒの対応する乗算器との間の経路はそれぞれ、必要な
受信回路を含み、これらのスイッチと送信部１Ｔの対応
する乗算器との間の経路はそれぞれ、必要な送信回路を
含んでいる。したがって、これらの回路を構成するアン
プ、フィルタ等の特性によっても、各アンテナで送受信
される受信信号と送信信号との間に位相回転量の差、振
幅変動量の差などが生じてしまうことになる。
したがって、アダプティブアレイ無線基地局１におい
ては、アレイアンテナ２を構成する各アンテナごとに、
受信回路の位相回転量、振幅変動量などの伝送特性と、
送信回路の位相回転量、振幅変動量などの伝送特性とを
測定し、その差を補償する必要がある。従来はこれらの
伝送特性を測定するための測定回路がアダプティブアレ
イ無線基地局に別途設けられていたため、アダプティブ
アレイ無線基地局の回路構成が大型化および複雑化し、
コストも高くなるという問題点があった。
この発明は、特別な測定回路を設けることなく簡単か
つ安価な構成で受信回路および送信回路の伝送特性の差
を推定し、補償することができる無線装置およびそのキ
ャリブレーション方法を提供することを目的とする。
発明の開示 この発明は、伝送特性のキャリブレーションが可能な
無線装置に関し、ｎ（ｎはｎ≧３の整数）個の信号伝送
系と、制御装置と、信号処理回路と、メモリと、演算回
路とを備えている。
ｎ個の信号伝送系の各々は、アンテナと、アンテナを
共用する送信回路および受信回路とを含んでいる。
制御装置は、キャリブレーション時に、ｎ個の信号伝
送系の各々の送信回路から既知の信号を送信し、かつ送
信された信号をｎ個の信号伝送系の複数のものの受信回
路で受信するように制御を行なう。
信号処理回路は、信号伝送系ごとに設けられ、当該信
号伝送系の受信回路で受信された信号に対し既知の信号
を用いて所定の信号処理を行なう。
メモリは、信号伝送系の複数のものにおける信号処理
回路によって得られた信号を記憶する。
演算回路は、メモリに記憶された信号に基づいて、ｎ
個の信号伝送系の各々の送信回路および受信回路のそれ
ぞれを信号が通過することによって当該信号に生じる位
相回転量および振幅変動量の少なくとも一方に関する情
報を算出する。
さらに、この発明は、アンテナと、アンテナを共用す
る送信回路および受信回路とを各々が含む、ｎ（ｎはｎ
≧３の整数）個の信号伝送系を備えた無線装置のための
キャリブレーション方法に関し、制御ステップと、信号
処理ステップと、記憶ステップと、演算ステップと、キ
ャリブレーションステップとを含んでいる。制御ステッ
プは、キャリブレーション時に、ｎ個の信号伝送系の各
々の送信回路から既知の信号を送信し、かつ送信された
信号をｎ個の信号伝送系の複数のものの受信回路で受信
するように制御を行なう。信号処理ステップは、信号伝
送系ごとに受信回路で受信された信号に対し既知の信号
を用いて所定の信号処理を行なう。記憶ステップは、信
号伝送系の複数のものにおける信号処理の結果得られた
信号を記憶する。演算ステップは、記憶された信号に基
づいて、ｎ個の信号伝送系の各々の送信回路および受信
回路のそれぞれを信号が通過することによって当該信号
に生じる位相回転量および振幅変動量の少なくとも一方
に関する情報を算出する。キャリブレーションステップ
は、算出された情報に基づいて、ｎ個の信号伝送系の各
々の送信回路および受信回路の間の位相回転量の差およ
び振幅変動量の差の少なくとも一方のキャリブレーショ
ンを行なう。
図面の簡単な説明 図１は、この発明によるアダプティブアレイ無線基地
局の第１の基本構成の要部を示す概略ブロック図であ
る。
図２は、この発明によるアダプティブアレイ無線基地
局の第１の基本構成の変形例を示す概略ブロック図であ
る。
図３は、この発明によるアダプティブアレイ無線基地
局の第２の基本構成の要部を示す概略ブロック図であ
る。
図４は、この発明によるアダプティブアレイ無線基地
局の第２の基本構成の変形例を示す概略ブロック図であ
る。
図５は、第１および第２の基本構成の各部における信
号の位相回転量および振幅変動量を示した図である。
図６は、この発明の第１の基本構成によるアダプティ
ブアレイ無線基地局におけるキャリブレーション時の信
号の送受信の態様を示す模式図である。
図７は、第１の基本構成の動作の前半を示すフロー図
である。
図８は、第１の基本構成の動作の後半を示すフロー図
である。
図９は、第１の基本構成の変形例の動作の前半を示す
フロー図である。
図１０は、第１の基本構成の変形例の動作の後半を示
すフロー図である。
図１１は、この発明の第１の基本構成の変形例を示す
概略ブロック図である。
図１２は、図１１に示した変形例の動作を示すフロー
図である。
図１３は、この発明の第１の基本構成のさらなる変形
例を示す概略ブロック図である。
図１４は、図１３に示した変形例の動作を示すフロー
図である。
図１５は、この発明の第１の基本構成の実施の形態１
を示すブロック図である。
図１６は、図１５に示した実施の形態１の動作を示す
フロー図である。
図１７は、この発明の第１の基本構成の実施の形態２
を示すブロック図である。
図１８は、図１７に示した実施の形態２の動作を示す
ブロー図である。
図１９は、この発明の第２の基本構成によるアダプテ
ィブアレイ無線基地局におけるキャリブレーション時の
信号の送受信の態様を示す模式図である。
図２０は、第２の基本構成の動作の前半を示すフロー
図である。
図２１は、第２の基本構成の動作の後半を示すフロー
図である。
図２２は、第２の基本構成の変形例の動作の前半を示
すフロー図である。
図２３は、第２の基本構成の変形例の動作の後半を示
すフロー図である。
図２４は、この発明の第２の基本構成の変形例を示す
概略ブロック図である。
図２５は、図２４に示した変形例の動作の前半を示す
フロー図である。
図２６は、図２４に示した変形例の動作の後半を示す
フロー図である。
図２７は、この発明の第２の基本構成のさらなる変形
例を示す概略ブロック図である。
図２８は、図２７に示した変形例の動作の前半を示す
フロー図である。
図２９は、図２７に示した変形例の動作の後半を示す
フロー図である。
図３０は、この発明の第２の基本構成の実施の形態３
を示すブロック図である。
図３１は、図３０に示した実施の形態３の動作を示す
フロー図である。
図３２は、この発明の第２の基本構成の実施の形態４
を示すブロック図である。
図３３は、図３２に示した実施の形態４の動作を説明
するフロー図である。
図３４は、この発明の実施の形態５の具体的な回路構
成を示すブロック図である。
図３５は、図３４に示した実施の形態５の動作を示す
フロー図である。
図３６は、図３５の動作の計算ルーチンを示すフロー
図である。
図３７は、この発明の実施の形態６の具体的な回路構
成を示すブロック図である。
図３８は、この発明の実施の形態７の具体的な回路構
成を示すブロック図である。
図３９は、この発明の実施の形態６および７の動作を
包括的に示すフロー図である。
図４０は、図３９の動作の計算ルーチンを示すフロー
図である。
図４１は、図３９の動作の計算ルーチンを示すフロー
図である。
図４２は、この発明の実施の形態８の具体的な回路構
成を示すブロック図である。
図４３は、この発明の実施の形態９の具体的な回路構
成を示すブロック図である。
図４４は、図３９の動作の計算ルーチンを示すフロー
図である。
図４５は、図３９の動作の計算ルーチンを示すフロー
図である。
図４６は、この発明の実施の形態１０の具体的な回路
構成を示すブロック図である。
図４７は、図４６に示した実施の形態１０の動作を示
すフロー図である。
図４８は、この発明の実施の形態１１の具体的な回路
構成を示すブロック図である。
図４９は、この発明の実施の形態１２の具体的な回路
構成を示すブロック図である。
図５０は、この発明の実施の形態１１および１２の動
作を包括的に示すフロー図である。
図５１は、この発明の実施の形態１３の具体的な回路
構成を示すブロック図である。
図５２は、この発明の実施の形態１４の具体的な回路
構成を示すブロック図である。
図５３は、この発明の実施の形態１５の具体的な回路
構成を示すブロック図である。
図５４は、図５３に示した実施の形態１５の計算ルー
チンを示すフロー図である。
図５５は、この発明の実施の形態１６の具体的な回路
構成を示すブロック図である。
図５６は、この発明の実施の形態１７の動作の前半を
説明するフロー図である。
図５７は、図５６の動作の計算ルーチンを示すフロー
図である。
図５８は、この発明の実施の形態１８の動作の前半を
示すフロー図である。
図５９は、この発明の実施の形態１８の動作の後半を
示すフロー図である。
図６０は、この発明の実施の形態１８の変形例の動作
の前半を示すフロー図である。
図６１は、この発明の実施の形態１８の変形例の動作
の後半を示すフロー図である。
図６２は、この発明の実施の形態１９の動作の後半を
示すフロー図である。
図６３は、この発明の実施の形態２０の動作の前半を
示すフロー図である。
図６４は、この発明の実施の形態２０の動作の後半を
示すフロー図である。
図６５は、この発明の実施の形態２１の具体的な回路
構成を示すブロック図である。
図６６は、この発明の第３の基本構成の実施の形態２
３を示すブロック図である。
図６７は、この発明の第３の基本構成の実施の形態２
４を示すブロック図である。
図６８は、アダプティブアレイ無線基地局の基本動作
を概念的に示す模式図である。
図６９は、アダプティブアレイ無線基地局の構成を示
す概略ブロック図である。
図７０は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示
す概略図である。
図７１は、アダプティブアレイ無線基地局とユーザと
の間の電波信号の授受をイメージ化した模式図である。
発明を実施するための最良の形態 ［第１の基本構成の概要］ 図１は、この発明によるアダプティブアレイ無線基地
局の第１の基本構成の要部を示す概略ブロック図であ
る。図１の基本構成は、アダプティブアレイ無線基地局
のうち、この発明に関連する位相回転量および振幅変動
量の推定ならびにそれらのキャリブレーションに関する
部分のみを示しており、前述の図６９に示した受信信号
および送信信号の重み付けのための受信部ＩＲおよび送
信部１Ｔに対応する部分は図示省略している。以後説明
する各実施の形態においても同様である。
図１に示すアダプティブアレイ無線基地局は、信号処
理回路２０と、アレイアンテナを構成するｎ個のアンテ
ナ素子ＡＮＴ1，…，ＡＮＴj，…，ＡＮＴk，…，ＡＮ
Ｔnと、それぞれのアンテナ素子に対応して設けられた
アンテナ共用器ＳＷ1，…，ＳＷj，ＳＷk，…，ＳＷ
nと、それぞれのアンテナ素子に対応して、アンテナ共
用器と信号処理回路２０との間に設けられた送信回路Ｔ
Ｘ1，…，ＴＸj，…，ＴＸk，…，ＴＸnおよび受信回路
ＲＸ1，…，ＲＸj，…，ＲＸk，…，ＲＸnとを備えてい
る。
信号処理回路２０は、キャリブレーション時にそれぞ
れのアンテナ素子から送信すべき既知の信号Ｓ
1（ｔ），…，Ｓj（ｔ），…，Ｓk（ｔ），…，Ｓ
n（ｔ）が予め記憶されるとともに後述する算出された
各信号を記憶するためのメモリ２１と、このメモリ２１
との間で制御信号およびデータの送受信を行なう制御装
置２２と、それぞれのアンテナ素子に対応してメモリ２
１と送信回路ＴＸとの間に設けられた、フェイズシフタ
ＰＳ1，…，ＰＳj，…ＰＳk，…，ＰＳn、アッテネータ
ＡＴＴ1，…，ＡＴＴj，…，ＡＴＴk，…，ＡＴＴnおよ
び送信信号出力装置ＳＧ1，…，ＳＧj，…，ＳＧk，
…，ＳＧnと、それぞれのアンテナ素子に対応して受信
回路ＲＸとメモリ２１との間に設けられた受信信号測定
装置ＳＭ1，…，ＳＭj，…，ＳＭk，…，ＳＭn、位相抽
出回路ＰＥ1，…，ＰＥj，…，ＰＥk，…，ＰＥnおよび
振幅抽出回路ＡＥ1，…，ＡＥj，…，ＡＥk，…，ＡＥn
とを備えている。
なお、送信回路ＴＸ1，…，ＴＸj，…，ＴＸk，…，
ＴＸnの各々は、たとえば周波数変換器、アンプ、フィ
ルタ、拡散器などからなり、対応する送信信号出力装置
ＳＧから対応するアンテナ共用器ＳＷまでの経路に存在
する回路を総称するものとする。なお、図２以降の各図
においては、図示の都合上、各送信回路ＴＸの図示を省
略しており、各送信信号出力装置ＳＧと対応のアンテナ
共用器ＳＷとの間のラインＴＸがそのような送信回路の
存在を示しているものとする。
同様に、受信回路ＲＸ1，…，ＲＸj，…，ＲＸk，
…，ＲＸnの各々も、たとえば周波数変換器、アンプ、
フィルタ、逆拡散器などからなり、対応するアンテナ共
用器ＳＷから対応する受信信号測定装置ＳＭまでの経路
に存在する回路を総称するものとする。なお、図２以降
の各図においては、図示の都合上、各受信回路ＲＸの図
示を省略しており、各アンテナ共用器ＳＷと対応の受信
信号測定装置ＳＭとの間のラインＲＸがそのような受信
回路の存在を示しているものとする。
キャリブレーション時に、メモリ２１から出力された
それぞれのアンテナ素子に対応する既知の信号Ｓ
1（ｔ），…，Ｓj（ｔ），…，Ｓk（ｔ），…，Ｓ
n（ｔ）は、対応するフェイズシフタＰＳ1，…，Ｐ
Ｓj，…，ＰＳk，…，ＰＳnによりθ1，…，θj，…，
θk，…，θnだけ位相が回転させられ、信号Ｓ1（ｔ）
ｅｘｐ（ｉθ1），…，Ｓj（ｔ）ｅｘｐ（ｉθj），
…，Ｓk（ｔ）ｅｘｐ（ｉθk），…，Ｓn（ｔ）ｅｘｐ
（ｉθn）となる。なお、それぞれのフェイズシフタの
位相回転量は制御装置２２からの制御信号により制御さ
れる。
これらの位相回転された信号はそれぞれ、対応するア
ッテネータＡＴＴ1，…，ＡＴＴj，…，ＡＴＴk，…，
ＡＴＴnにより、Ａ1，…，Ａj，…，Ａk，…，Ａnだけ
振幅変動させられ、信号Ａ1Ｓ1（ｔ）ｅｘｐ（ｉ
θ1），…，ＡjＳj（ｔ）ｅｘｐ（ｉθj），…，ＡkＳk
（ｔ）ｅｘｐ（ｉθk），…，ＡnＳn（ｔ）ｅｘｐ（ｉ
θn）となる。なお、それぞれのアッテネータの振幅変
動量は制御装置２２からの制御信号により制御される。
これらの信号は、それぞれ、対応する送信信号出力装
置ＳＧ1，…，ＳＧj，…，ＳＧk，…，ＳＧnから送信さ
れ、対応する送信回路ＴＸ1，…，ＴＸj，…，ＴＸk，
…，ＴＸnを介して対応するアンテナ共用器ＳＷ1，…，
ＳＷj，…，ＳＷk，…，ＳＷnに与えられる。
これらのアンテナ共用器ＳＷの各々は、制御装置２２
からの制御信号に応じて、対応する送信回路ＴＸからの
信号を、対応するアンテナ素子ＡＮＴまたは受信回路Ｒ
Ｘのいずれかに選択的に与えるよう切換わる。
アンテナ共用器ＳＷのそれぞれから対応するアンテナ
素子ＡＮＴに与えられる信号は、電波信号として放出さ
れる。なお、アンテナ共用器ＳＷがアンテナ素子側に接
続されていない場合、当該アンテナ共用器に入った送信
信号はそのまま対応する受信回路ＲＸによって受信され
る。
一方、キャリブレーション時に、それぞれのアンテナ
素子ＡＮＴ1，…，ＡＮＴj，…，ＡＮＴk，…，ＡＮＴn
で受信された信号は、対応するアンテナ共用器ＳＷ1，
…，ＳＷj，…，ＳＷk，…，ＳＷnを介して、対応する
受信信号測定装置ＳＭ1，…，ＳＭj，…，ＳＭk，…，
ＳＭnに与えられる。なお、前述のように、アンテナ共
用器ＳＷがアンテナ素子側に接続されていない場合に
は、アンテナ素子ではなく対応する送信回路ＴＸからの
信号が対応する受信信号測定装置ＳＭに与えられること
になる。
これらの受信信号測定装置で受取られた信号はそれぞ
れ、対応する位相抽出回路ＰＥ1，…，ＰＥj，…，ＰＥ
k，…，ＰＥnおよび振幅抽出回路ＡＥ1，…，ＡＥj，
…，ＡＥk，…，ＡＥnに並列に与えられる。後述するよ
うに、これらの位相抽出回路ＰＥおよび振幅抽出回路Ａ
Ｅで抽出された情報はメモリ２１に与えられ、そこに蓄
えられる。
なお、送信信号出力装置ＳＧ1，…，ＳＧj，…，ＳＧ
k，…，ＳＧnおよび受信信号測定装置ＳＭ1，…，Ｓ
Ｍj，…，ＳＭk，…，ＳＭnの動作は、制御装置２２か
らの制御信号によって制御される。
以後、各々のアンテナ素子を介する信号の送受信に関
係する一群の回路構成を（信号）伝送系と称することと
する。
なお、キャリブレーション時以外の通常の信号送受信
時には、メモリ２１からの既知の信号ではなく、図示し
ない送信部（図６９の１Ｔ参照）によって各伝送系ごと
に重みづけされた送信信号が、図示しない信号経路を介
して当該伝送系のフェイズシフタＰＳに与えられ、以後
アッテネータＡＴＴ、送信信号出力装置ＳＧ、送信回路
ＴＸ、およびアンテナ共用器ＳＷを介してアンテナ素子
ＡＮＴにより送出される。また、各アンテナ素子ＡＮＴ
によって受信された信号は、当該伝送系のアンテナ共用
器ＳＷ、受信回路ＲＸを介して受信信号測定装置ＳＭに
よって受信された後、位相抽出回路ＰＥおよび振幅抽出
回路ＡＥではなく、図示しない信号経路を介して、図示
しない受信部（図６９の１Ｒ参照）に与えられて重みづ
け処理がなされ、出力信号として外部へ供給される。
図２は、図１のアダプティブアレイ無線基地局の第１
の基本構成の変形例を示す概略ブロック図である。図２
の構成は、以下の点を除いて、図１に示した第１の基本
構成と同じである。
すなわち、図１では、それぞれの伝送系のフェイズシ
フタＰＳおよびアッテネータＡＴＴが信号処理回路２０
内に設けられているが、図２に示した変形例では、これ
らのフェイズシフタＰＳおよびアッテネータＡＴＴが、
信号処理回路２０の外部に、すなわち当該伝送系の送信
信号出力装置ＳＧと送信回路ＴＸとの間に設けられてい
る。
このように、フェイズシフタＰＳおよびアッテネータ
ＡＴＴの配置場所については、メモリ２１と各アンテナ
共用器ＳＷとの間であれば制約はなく、特に図示しない
が、フェイズシフタＰＳおよびアッテネータＡＴＴの一
方を信号処理回路２０内に、他方を信号処理回路２０外
に、別々に配するように構成してもよい。またフェイズ
シフタＰＳおよびアッテネータＡＴＴは、信号処理回路
２０の内部および外部の双方に設けてもよい。
［第２の基本構成の概要］ 図３は、この発明によるアダプティブアレイ無線基地
局の第２の基本構成の要部を示す概略ブロック図であ
る。図３に示した第２の基本構成は、以下の点を除い
て、図１に示した第１の基本構成と同じである。
すなわち、各伝送系のアンテナ共用器ＳＷには、制御
装置２２から制御信号は与えられておらず、図１の第１
の基本構成のように、送信回路ＴＸからの信号が直接受
信回路ＲＸに与えられるように各アンテナ共用器ＳＷが
切換わることはない。したがって、各伝送系の送信回路
ＴＸからの信号は必ず対応するアンテナ共用器ＳＷを介
してアンテナ素子ＡＮＴから送信され、アンテナ素子Ａ
ＮＴで受信された信号は対応するアンテナ共用器ＳＷを
介して受信回路ＲＸに与えられる。その他の構成は、図
１の第１の基本構成と同じであり、ここでは説明を繰返
さない。
図４は、図３のアダプティブアレイ無線基地局の第２
の基本構成の変形例を示す概略ブロック図である。図４
の構成は、以下の点を除いて、図３に示した第２の基本
構成と同じである。
すなわち、図３では、それぞれの伝送系のフェイズシ
フタＰＳおよびアッテネータＡＴＴが信号処理回路２０
内に設けられているが、図４に示した変形例では、これ
らのフェイズシフタＰＳおよびアッテネータＡＴＴが、
信号処理回路２０の外部に設けられている。
図２の変形例に関して説明したように、フェイズシフ
タＰＳおよびアッテネータＡＴＴの配置場所について
は、メモリ２１と各アンテナ共用器ＳＷとの間であれば
制約はなく、特に図示しないが、フェイズシフタＰＳお
よびアッテネータＡＴＴの一方を信号処理回路２０内
に、他方をその外部に、別々に配するように構成しても
よい。また、フェイズシフタＰＳおよびアッテネータＡ
ＴＴを、信号処理回路２０の内部および外部の双方に設
けてもよい。
以下に、これらの第１および第２の基本構成の動作原
理および具体的な実施の形態について個別に説明するこ
ととするが、その前に、以後の説明に用いる各種の変数
について、以下にように定義することとする： Ｓj（ｔ）：ｊ番目の送信信号出力装置ＳＧjから出力
される既知の信号 ＲＸjk（ｔ）：ｊ番目の送信信号出力装置ＳＧjから
出力された信号Ｓj（ｔ）が、ｋ番目の受信信号測定装
置ＳＭkによって測定された信号 θj：ｊ番目のフェイズシフタＰＳjを信号が通過する
ことによって生じる信号の位相回転量 ΔφＲＸj：ｊ番目の受信回路ＲＸjを信号が通過する
ことによって生じる信号の位相回転量 ΔφＴＸj：ｊ番目の送信回路ＴＸjを信号が通過する
ことによって生じる信号の位相回転量 φjk：ｊ番目のアンテナ共用器ＳＷjからｊ番目のア
ンテナ素子ＡＮＴjまでを信号が通過することによって
生じる信号の位相回転量と、ｊ番目のアンテナ素子ＡＮ
Ｔjからｋ番目のアンテナ素子ＡＮＴkまで電波信号が伝
播することによって生じる信号の位相回転量と、ｋ番目
のアンテナ素子ＡＮＴkからｋ番目のアンテナ共用器Ｓ
Ｗkまでを信号が通過することによって生じる信号の位
相回転量との合計値 Ａj：ｊ番目のアッテネータＡＴＴjを信号が通過する
ことによって生じる信号の振幅変動量 ＡＲＸj：ｊ番目の受信回路ＲＸjを信号が通過するこ
とによって生じる信号の振幅変動量 ＡＴＸj：ｊ番目の送信回路ＴＸjを信号が通過するこ
とによって生じる信号の振幅変動量 Ａjk：ｊ番目のアンテナ共用器ＳＷjからｊ番目のア
ンテナ素子ＡＮＴjまで信号が通過することによって生
じる信号の振幅変動量と、ｊ番目のアンテナ素子ＡＮＴ
jからｋ番目のアンテナ素子ＡＮＴkまで電波信号が伝播
することによって生じる信号の振幅変動量と、ｋ番目の
アンテナ素子ＡＮＴkからｋ番目のアンテナ共用器ＳＷk
までを信号が通過することによって生じる信号の振幅変
動量との合計値 ｎ：アンテナ素子数（伝送系の数） なお、図５は、上述の各種の変数のうち、信号の位相
回転量および振幅変動量を、先に説明した第１および第
２の基本構成の該当部位に表示した図である。
［第１の基本構成の動作原理］ 図６は、図１に示したこの発明の第１の基本構成によ
るアダプティブアレイ無線基地局におけるキャリブレー
ション時の信号の送受信の態様を模式的に示す図であ
る。以下に、図６を参照して、この発明の第１の基本構
成によるアダプティブアレイ無線基地局の動作原理につ
いて説明する。
まず、キャリブレーション時には、制御装置２２から
の制御信号に応じて、たとえばｊ番目の伝送系のフェイ
ズシフタＰＳjの位相回転量が０に、アッテネータＡＴ
Ｔjの振幅変動量Ａjが１（＝０ｄＢ）にセットされる。
そしてメモリ２１からは制御装置２２の制御により、こ
のｊ番目の伝送系に対応する既知の信号Ｓj（ｔ）が出
力され、当該伝送系のフェイズシフタＰＳj、アッテネ
ータＡＴＴj、送信信号出力装置ＳＧj、送信回路Ｔ
Ｘj、アンテナ共用器ＳＷj、およびアンテナ素子ＡＮＴ
jを介して電波信号として送出される。
送信された電波信号は、ｊ番目の伝送系を除く他のす
べての伝送系の各々、たとえばｋ番目の伝送系のアンテ
ナ素子ＡＮＴkおよび受信回路ＲＸkで受信され、受信信
号送信装置ＳＭkで受信信号ＲＸjk（ｔ）として測定さ
れる。
なお、制御装置２２からの制御信号によりｊ番目の伝
送系のアンテナ共用器ＳＷjのスッチが送信回路ＴＸjを
同じ伝送系の受信回路ＲＸjに接続するように切換える
ことにより、送信回路ＴＸjからの送信信号が当該伝送
系自身の受信回路ＲＸjで受信され、受信信号測定装置
ＳＭjで受信信号ＲＸjj（ｔ）として測定される。
ｊ番目の伝送系から送出され、ｋ番目の伝送系で受信
された測定され信号ＲＸjk（ｔ）は、下記の式（１−
１）で表わされるが、さらに信号を送信するｊ番目の伝
送系を１番目からｎ番目まで順次切換えて、その都度１
番目からｎ番目までのすべての伝送系で受信された測定
された信号ＲＸjk（ｔ）は、下記の式（１−２）で表わ
される。
RXjk(t)=Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}Sj(t)+njk(t), (k=1, 2, …，n) …(1-1) RXjk(t)=Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}Sj(t)+njk(t), (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、Ajk=1, φjk=0, (j=kのとき) …(1-2) なお、これらの式において、ｎjk（ｔ）は雑音を表わ
し、ｉは虚数単位（ｉ2＝−１）を表わしている。
次に、上記の式（１−２）の両辺を、送信時における
既知の信号Ｓj（ｔ）で割ると、下記の式（１−３）で
表わされるようになり、さらにその式の両辺の自然対数
を計算すると下記の式（１−４）で表わされるようにな
る。
Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}+njk(t)/Sj(t) =RXjk(t)/Sj(t) …(1-3) loge[Ajk ATXj ARXkexp(i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}+njk(t)/Sj(t)] =loge[RXjk(t)/Sj(t)] …(1-4) なお、これらの式において、ｌｏｇe［・］は［・］
の自然対数を意味する。ここで、式（１−４）の左辺を
ｌｏｇe［ｖ＋ｗ］と表わす。ただし、 ＡjkＡＴＸjＡＲＸk ｅｘｐ｛ｉ（φjk＋ΔφＴＸj＋ΔφＲＸk）｝＝ｖ ｎjk（ｔ）／Ｓj（ｔ）＝ｗ ここで、信号電力対雑音電力比（Ｓ／Ｎ比）が十分よ
いと仮定すればｖ＞ｗとなる。
上述のような置換えを行なった式（１−４）の左辺を
テイラー展開すると、下記の式（１−５）のとおりにな
り、上述のようにＳ／Ｎ比が十分よい（｜ｗ／ｖ｜＜＜
１）と仮定したので、式（１−５）の右辺のｗ／ｖ以後
の項は無視することができる。ここで、先の式（１−
４）の右辺と、式（１−５）の右辺とから、下記の等式
（１−６）が導かれる。
loge[v+w]=loge[v]+w/v-(w/v2/2+(w/v)3/3-… …(1-5) loge[Ajk ATXjARXk]+i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)=loge[RXjk(t)/Sj(t)] …(1-6) 上記の式（１−６）の虚数部に注目すると下記の式
（１−７）が導かれ、実数部に着目すると下記の式（１
−８）が導かれる。なお、これらの式において、Ｉｍ
［・］は［・］の虚数部を意味し、Ｒｅ［・］は［・］
の実数部を意味するものとする。
φjk+ΔφTXj+ΔφRXk=Im[loge{RXjk(t)/Sj(t)}] =Im[loge{RXjk(t)}]-Im[loge{Sj(t)}], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、φjk=0, (j=kのとき) …(1-7) loge[Ajk ATXj ARXk]=Re[loge{RXjk(t)/Sj(t)}] =Re[loge{RXjk(t)}]-Re[loge{Sj(t)}], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, (j=kのとき) …(1-8) 以上の処理により、位相に関する方程式である式（１
−７）と、振幅に関する方程式である式（１−８）とを
別々に分離している。
ここで、これらの式中のＲＸjk（ｔ）は実際に測定さ
れた受信信号であり、Ｓj（ｔ）は既知の信号である。
したがって、式（１−７）および式（１−８）のそれぞ
れの右辺の値は計算によって容易に求めることができ
る。
そこで、式（１−７）および式（１−８）のそれぞれ
の右辺の計算によって求められた値をＹjk，Ｘjkとする
と、それぞれの式は、下記の式（１−９）および式（１
−１０）のように表わされる。
Yjk=φjk+ΔφTXj+ΔφRXk, (j=1, 2, …，n), (k=1,2,…，n)、 ただし、φjk=0, (j=kのとき) …(1-9) Xjk=loge[Ajk]+loge[ATXj]+loge[ARXk], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, (j=kのとき) …(1-10) 上記の位相に関する式（１−９）はｎ2個の一次方程
式からなる連立一次方程式であり、下記の式（１−１
１）のように表現される。
Y11=ΔφTX1+ΔφRX1 Y12=φ12+ΔφTX1+ΔφRX2 … Ynn=ΔφTXn+ΔφRXn …(1-11) ここで、φjkとφkjとは、それぞれ伝播する方向は逆
であるが、全く同一の回路および伝播路を通過した信号
の位相回転量であり、それらの値は互いに一致する（た
だしｊ≠ｋ）。したがって、連立一次方程式（１−１
１）中の未知の変数であるφjkの個数はｎ（ｎ−１）／
２個であり、未知の変数であるΔφＴＸj、ΔφＲＸkの
個数は２ｎ個である。（（ｊ＝１，２，…，ｎ），（ｋ
＝１，２，…，ｎ））。したがって、上記の連立一次方
程式（１−１１）の未知の変数の総計は（ｎ2＋３ｎ）
／２個となる。
一方、上述の振幅に関する式（１−１０）もｎ2個の
一次方程式からなる連立一次方程式であり、下記の式
（１−１２）のように表現される。
X11=loge[ATX1]+loge[ARX1] X12=loge[A12]+loge[ATX1]+loge[ARX2] … Xnn= loge[ATXn]+loge[ARXn]
…(1-12) ここで、ＡjkとＡkjとは、それぞれ伝播する方向は逆
であるが、全く同一の回路または伝播路を通過した信号
の振動変動量であり、それらの値は互いに一致する（た
だしｊ≠ｋ）。したがって、連立一次方程式（１−１
２）中の未知の変数であるｌｏｇe［Ａjk］の個数はｎ
（ｎ−１）／２個であり、未知の変数であるｌｏｇ
e［ＡＴＸj］、ｌｏｇe［ＡＲＸk］の個数は２ｎ個であ
る（（ｊ＝１，２，…，ｎ），（ｋ＝１，２，…，
ｎ））。したがって、上記の連立一次方程式（１−１
２）の未知の変数の総数も（ｎ2＋３ｎ）／２個とな
る。
これらの連立一次方程式を解くためには、各連立一次
方程式を構成する式の総数ｎ2が少なくとも未知の変数
の個数（ｎ2＋３ｎ）／２と同じでなければならない。
すなわち、ｎが３以上のとき、ｎ2≧（ｎ2＋３ｎ）／２
が成立するため、信号伝送系の数ｎが３以上であれば、
連立一次方程式（１−１１）および（１−１２）の各々
において、方程式の個数が未知の変数の個数を上回り、
双方の連立一次方程式においてすべての未知の変数の値
を求めることが可能となる。
すなわち、これら連立一次方程式（１−１１）および
（１−１２）を解くことにより、すべての伝送系におい
て、送信回路ＴＸj（ｊ＝１，２，…，ｎ）を通過する
ことによって生じる信号の位相回転量ΔφＴＸjおよび
振幅変動量ＡＴＸjと、受信回路ＲＸjを通過することに
よって生じる信号の位相回転量ΔφＲＸjおよび振幅変
動量ＡＲＸjとを算出することができる。
そして、このような計算により推定された、各伝送系
ごとの受信回路と送信回路との間の位相回転量の差の情
報を当該伝送系のフェイズシフタに与え、各伝送系ごと
の受信回路と送信回路との間の振幅変動量の差に関する
情報を当該伝送系のアッテネータに与えることにり、各
伝送系ごとに、受信信号と送信信号との間の位相回転量
および振幅変動量の差を補償し、伝送特性のキャリブレ
ーションを行なうことができる。
なお、上述の動作原理の説明では、測定された信号Ｒ
Ｘjk（ｔ）を既知の信号Ｓj（ｔ）で除算して得られた
信号の自然対数を計算して虚数部と実数部とに分離する
ように構成されているが、入力信号を実数部と虚数部と
に分離して出力する機能を有する直交検波回路を用いて
も、この発明によるアダプティブアレイ無線基地局の動
作原理を実現することができる。すなわち、直交検波回
路から出力されるＩ信号とＱ信号とを用いても、容易に
受信信号の位相成分と振幅成分とを抽出することが可能
である。
たとえば、測定された受信信号を既知の信号で除算し
て得られる式（１−３）の右辺の信号｛ＲＸjk（ｔ）／
Ｓj（ｔ）｝が直交検波回路に入力され、Ｉ信号とＱ信
号とに分離されたものとする。ここで直交検波回路の入
力信号の振幅値をＡとすると、次式で表わされる。
Ａ＝（Ｉ2＋Ｑ2）1/2 一方、直交検波回路の入力信号の位相値をθとする
と、次式で表わされる。
θ＝Ｔａｎ-1 (Ｑ／１) (Ｑ＞０の場合) θ＝Ｔａｎ-1 (Ｑ／１) ＋π (Ｑ＜０の場合) ただし、０＜Ｔａｎ-1 (Ｑ／１) ＜πであるとする。
したがって、このように直交検波回路を用いても、位
相成分と振幅成分とを容易に分離することができる。な
お、直交検波回路を用いて位相成分と直交成分とを抽出
する技術自体は周知の技術である。
このように直交検波回路を用いてこの発明の第１の基
本構成を実現した場合、位相抽出回路の出力信号を
Ｙjk，振幅抽出回路の出力信号をＸjkとすると、次式で
表わされる。
Ｙjk＝φjk＋ΔφＴＸj＋ΔφＲＸk Ｘjk＝ＡjkＡＴＸjＡＲＸk したがって、受信信号を位相に関する方程式と振幅に
関する方程式とに分離することができ、以下、これまで
に説明した手順と同様の手順により、送信回路と受信回
路との間の位相回転量差および振幅変動量差を計算する
ことができる。
なお、以下に説明する各実施の形態においても、受信
信号を既知の信号で除算した信号から位相成分と振幅成
分とを抽出する際に、上述の直交検波回路の技術を用い
ることができる。
なお、送信回路および受信回路の伝送特性は気温など
の外部の要因によって常に変化するため、この発明のア
ダプティブアレイ無線基地局では、上述のような伝送特
性の推定およびキャリブレーションは数時間おきに、１
日数回の頻度で行なわれる。
上述のようなこの発明の第１の基本構成の動作は、現
実には、信号処理回路２０を構成するマイクロコンピュ
ータにより、ソフトウェア的に実行される。図７および
図８は、上述の第１の基本構成の動作をマイクロコンピ
ュータを用いてソフトウェア的に実現する際のフロー図
である。
まず、所定のタイミングで（または外部からの指令に
より）位相および振幅誤差の推定命令が発せられると、
上述のキャリブレーション動作が開始される。
まず、ステップＳ１−１において、ｊ＝１番目の伝送
系が選択され、ステップＳ１−２において、当該伝送系
のフェイズシフタＰＳ1の位相回転量を０に、アッテネ
ータＡＴＴ1の振幅変動量Ａ1が１（＝０ｄＢ）にセット
される。そして、メモリ２１からは、この１番目の伝送
系に対応する既知の信号Ｓ1（ｔ）が出力される。
次に、ステップＳ１−３において、変数ｋが１に設定
され、ステップＳ１−４において、当該伝送系がｋ＝１
番目に該当するか否かが判断される。ここでｋ＝ｊ＝１
なので、ステップＳ１−５において、当該伝送系の送信
回路ＴＸ1と受信回路ＲＸ1とを接続するようにアンテナ
共用器ＳＷ1が切換えられる。
次に、ステップＳ１−６において、１番目の伝送系の
受信信号測定装置ＳＭ1により、上述の式（１−１）に
基づいて受信信号ＲＸ11（ｔ）を測定し、式（１−３）
によりＲＸ11（ｔ）／Ｓ1（ｔ）を算出し、さらに式
（１−６）、（１−７）、（１−８）により、虚数部と
実数部とに分離する。そして、ＲＸ11（ｔ）／Ｓ
1（ｔ）の位相成分を式（１−９）のように抽出してＹ
11としてメモリ２１に記憶し、ＲＸ11（ｔ）／Ｓ
1（ｔ）の振幅成分を式（１−１０）のように抽出して
Ｘ11としてメモリ２１に記憶する。
次に、ステップＳ１−７，Ｓ１−８，Ｓ１−４におい
てｋの値を１ずつインクリメントしながら、ステップＳ
１−９において当該伝送系（ｊ＝１）の送信回路ＴＸ1
とアンテナ素子ＡＮＴ1とを接続するようにアンテナ共
用器ＳＷ1が切換えられる。
次に、ステップＳ１−６において、１番目の伝送系の
アンテナ素子ＡＮＴ1から送信された電波信号をｋ番目
の伝送系の受信信号測定装置ＳＭk で測定してＲＸ
1k（ｔ）を求め、前述のように式（１−６）〜（１−１
０）により、ＲＸ1k（ｔ）／Ｓ1 （ｔ）の位相成分
Ｙ1k、振幅成分Ｘ1kを算出してメモリ２１に記憶する。
ステップＳ１−７において、ｋがｎに達したことが判
定されると、ステップＳ１−１０，Ｓ１−１１において
ｊの値を１インクリメントして、次の伝送系ｊ＝２にお
いて、上述のステップＳ１−２〜Ｓ１−９の動作を繰返
す。
このようにして、ステップＳ１−１０において、ｊが
ｎに達したことが判定されると、（ｊ＝１，２，…，
ｎ），（ｋ＝１，２，…，ｎ）のすべての組合せに対す
るＹjk，Ｘjkが算出され、メモリ２１に記憶されたこと
になる。
次に、図８のステップＳ１−１２において、メモリ２
１に記憶されているすべてのＹjk，Ｘjk（ｊ＝１，２，
…，ｎ），（ｋ＝１，２，…，ｎ）を用いて、上述の式
（１−１１）および（１−１２）の２つの連立一次方程
式を解く。
次に、ステップＳ１−１３において、算出された伝送
系ごとの送信回路と受信回路との間の位相回転量の差お
よび振幅変動量の比を、対応する伝送系の（予め０に設
定されている）フェイズシフタＰＳおよび（予め１に設
定されている）アッテネータＡＴＴにそれぞれ設定す
る。これにより、各伝送系の送信時に上記の伝送特性の
差がそれぞれ補償され、キャリブレーションが実行され
る。
次に、図９および図１０は、上述の図７および図８に
示した動作の変形例を示すフロー図である。図９および
図１０に示す動作は、以下の点を除いて図７および図８
に示した動作と同じであり、共通する動作については説
明を繰返さない。
すなわち、図７の例では、ステップＳ１−２におい
て、各伝送系のフェイズシフタの位相回転量を０に、ア
ッテネータの振幅変動量を１（＝０ｄＢ）に設定してい
るが、図９の例では、ステップＳ１−２ａにおいて、そ
のような設定を行なわず、そのときのフェズシフタＰＳ
jの位相回転量θjおよびアッテネータＡＴＴjの振幅変
動量Ａjを測定し、それぞれメモリ２１に記憶してい
る。
そして、図８の例では、ステップＳ１−１３におい
て、伝送系ごとに、算出された送信回路と受信回路との
間の位相回転量の差および振幅変動量の比を、対応する
伝送系の予め０に設定されたフェイズシフタおよび予め
１に設定されたアッテネータに設定することにより、位
相回転量差および振幅変動量差を補償するキャリブレー
ションを行なっているのに対し、図１０の例では、ステ
ップＳ１−１３ａにおいて、キャリブレーションの開始
時に図９のステップＳ１−２ａで測定されメモリ２１に
記憶されているフェイズシフタおよびアッテネータの初
期値であるθjおよびＡjを読出し、これらの初期値を、
算出された位相回転量の差および振幅変動量の比で補償
することにより、キャリブレーションを行なっている。
次に、図１１は、図１に示したこの発明の第１の基本
構成の変形例であり、各伝送系の送信回路と受信回路と
の間の位相回転量差のみを推定する場合のアダプティブ
アレイ無線基地局の信号処理回路２０の構成を示すブロ
ック図である。図１１の回路構成は、各伝送系ごとにア
ッテネータＡＴＴjおよび振幅抽出回路ＡＥj（ｊ＝１，
２，…，ｎ）が省略されている点を除いて、図１に示し
た第１の基本構成と同じであるので、図１の説明を援用
して、図１１の説明を省略する。また、図１２は、図１
１に示した回路の動作をマイクロコンピュータを用いて
ソフトウェア的に実現する際のフロー図であり、振幅成
分に関する演算が省略されている点を除いて、図７およ
び図８に示した第１の基本構成の動作フロー図と同じで
あるので、図７および図８の説明を援用して、図１２の
説明を省略する。
次に、図１３は、図１に示したこの発明の第１の基本
構成のさらなる変形例であり、各伝送系の送信回路と受
信回路との間の振幅変動量差のみを推定する場合のアダ
プティブアレイ無線基地局の信号処理回路２０の構成を
示すブロック図である。図１３の回路構成は、各伝送系
ごとにフェイズシフタＰＳjおよび位相抽出回路ＰＥ
j（ｊ＝１，２，…，ｎ）が省略されている点を除い
て、図１に示した第１の基本構成と同じであるので、図
１の説明を援用して、図１３の説明を省略する。
また、図１４は、図１３に示した回路の動作をマイク
ロコンピュータを用いてソフトウェア的に実現する際の
フロー図であり、位相成分に関する演算が省略されてい
る点を除いて、図７および図８に示した第１の基本構成
の動作フロー図と同じであるので、図７および図８の説
明を援用して、図１４の説明を省略する。
［第１の基本構成の実施の形態］ 実施の形態１ 次に、図１５は、図１に示したこの発明の第１の基本
構成によるアダプティブアレイ無線基地局の信号処理回
路２０の具体的な回路構成である実施の形態１を示すブ
ロック図である。
図１の回路構成と対比して、第１の基本構成のうち、
各伝送系の位相抽出回路ＰＥjおよび振幅抽出回路ＡＥj
（ｊ＝１，２，…，ｎ）が、１つの乗算器ＭＰjと１つ
の信号処理回路ＳＰjとによって構成されている。
各伝送系の乗算器ＭＰj（ｊ＝１，２，…，ｎ）は、
図６に関連して説明した式（１−３）の演算を行なう。
すなわち、受信信号測定装置ＳＭjで測定された受信信
号を、当該伝送系の既知の送信信号Ｓj（ｔ）で除算す
る。
次に、各伝送系の信号処理回路ＳＰj（ｊ＝１，２，
…，ｎ）は、図６に関連して説明した式（１−４）〜
（１−１０）の演算を行なう。すなわち、信号処理回路
ＳＰjは、対応する乗算器ＭＰjの出力の自然対数を計算
し、その虚数部をＹnjとして抽出して式（１−９）の位
相に関する方程式を形成し、かつ実数部をＸnjとして抽
出して式（１−１０）の振幅に関する方程式を形成す
る。
図１６は、図１５に示した実施の形態１の動作を説明
するフロー図であり、図７に示した第１の基本構成の動
作の前半に対応している。図７のフロー図と対応して、
図７のステップＳ１−６で行なわれる信号処理の内容
が、図１６のステップＳ１−６ｄにより特定的に記載さ
れている。すなわち、図１６のステップＳ１−６ｄにお
いて、ＲＸjk（ｔ）／Ｓj（ｔ）の自然対数を計算し、
その虚数部および実数部を抽出することにより、位相成
分の方程式（１−９）および振幅成分の方程式（１−１
０）が得られる。
実施の形態２ 次に、図１７は、図１に示したこの発明の第１の基本
構成によるアダプティブアレイ無線基地局の信号処理回
路２０の他の具体的な回路構成である実施の形態２を示
すブロック図である。
図１の回路構成と対比して、第１の基本構成のうち、
各伝送系の位相抽出回路ＰＥjおよび振幅抽出回路ＡＥj
（ｊ＝１，２，…，とｎ）が、１つの信号処理回路ＳＰ
jと２つの減算器ＳＡj，ＳＢjとによって構成されてい
る。
まず、各伝送系の信号処理回路ＳＰj（ｊ＝１，２，
…，ｎ）は、受信信号測定装置ＳＭjで測定された受信
信号の自然対数を計算し、その虚数部を抽出して一方の
減算器ＳＡjに与え、かつ実数部を抽出して他方の減算
器ＳＢjに与える。
上記一方の減算器ＳＡjは、与えられた受信信号の虚
数部から、当該伝送系の既知の送信信号Ｓj（ｔ）の自
然対数を計算したものの虚数部Ｉｍ［ｌｏｇe｛Ｓ
j（ｔ）｝］を減算する。上記他方の減算器ＳＢjは、与
えられた受信信号の実数部から、当該伝送系の既知の送
信信号Ｓj（ｔ）の自然対数を計算したものの実数部Ｒ
ｅ［ｌｏｇe｛Ｓj（ｔ）｝］を減算する。
上述の一方の減算器ＳＡjによる虚数部の減算の結果
をＹnjとして抽出し、式（１−９）の位相に関する方程
式を形成し、かつ他方の減算器ＳＢjによる実数部の減
算の結果をＸnjとして抽出し、式（１−１０）の振幅に
関する方程式を形成する。
以上のように、図１７の実施の形態２では、先に受信
信号の虚数部と実数部との分離を行なった後に、既知の
信号Ｓj（ｔ）の虚数部および実数部をそれぞれ減算し
ている。
これに対し、図６および図１５に関連して説明した実
施の形態１では、虚数部と実数部とに分離するのに先立
って受信信号を既知の信号で除算しており、演算の順序
が前後している。しかしながら、いずれの方法でも最終
的には、式（１−９）および（１−１０）で表わす方程
式が得られるため、図１７に示す回路構成も図１に示す
第１の基本構成と等価なものと考えられる。
図１８は、図１７に示した実施の形態２の動作を説明
するフロー図であり、図７に示した第１の基本構成の動
作の前半に対応している。図７のフロー図と対比して、
図７のステップＳ１−６で行なわれる信号処理の内容
が、図１８のステップＳ１−６ｅにより特定的に記憶さ
れている。すなわち、図１８のステップＳ１−６ｅにお
いて、ＲＸjk（ｔ）の自然対数を計算したものの虚数部
および実数部から、Ｓj（ｔ）の自然対数を計算したも
のの虚数部および実数部をそれぞれ減算することによ
り、位相成分の方程式（１−９）および振幅成分の方程
式（１−１０）が得られる。
なお、これらの実施の形態１および２の説明において
は、先に述べたように、Ｓ／Ｎ比が十分よいことを前提
とした。すなわち、図１５〜図１８に示す実施の形態１
および２は、受信信号のＳ／Ｎ比が良好な場合に有効で
あり、後述する他の実施の形態に比べても、比較的少な
い信号処理量で、各伝送系の送信回路・受信回路間の位
相回転量差および振幅変動量差の推定を行なうことがで
きる。
［第２の基本構成の動作原理］ 図１９は、図３に示したこの発明の第２の基本構成に
よるアダプティブアレイ無線基地局におけるキャリブレ
ーション時の信号の送受信の態様を模式的に示す図であ
る。以下に、図１９を参照して、この発明の第２の基本
構成によるアダプティブアレイ無線基地局の動作原理に
ついて説明する。
まず、キャリブレーション時には、制御装置２２から
の制御信号に応じて、たとえばｊ番目の伝送系のフェイ
ズシフタＰＳjの位相回転量が０に、アッテネータＡＴ
Ｔjの振幅変動量Ａjが１（＝０ｄＢ）にセットされる。
そして、メモリ２１からは制御装置２２の制御により、
このｊ番目の伝送系に対応する既知の信号Ｓj（ｔ）が
出力され、当該伝送系のフェイズシフタＰＳj、アッテ
ネータＡＴＴj、送信信号出力装置ＳＧj、送信回路ＴＸ
j、アンテナ共用器ＳＷj、およびアンテナ素子ＡＮＴj
を介して電波信号として送出される。
送信された電波信号は、ｊ番目の伝送系を除く他のす
べての伝送系の各々、たとえばｋ番目の伝送系のアンテ
ナ素子ＡＮＴkおよび受信回路ＲＸkで受信され、受信信
号測定装置ＳＭk で受信信号Ｒjk（ｔ）として測定され
る。
なお、この図１９に示す第２の基本構成によるアダプ
ティブアレイ無線基地局では、図６に示した第１の基本
構成によるアダプティブアレイ無線基地局とは異なり、
同じ伝送系において送信回路ＴＸと受信回路ＲＸとが接
続さるようにアンテナ共用器ＳＷが切換わることはな
い。
ｊ番目の伝送系から送出され、ｋ番目の伝送系で受信
され測定された信号ＲＸjk（ｔ）は、下記の式（１−１
３）で表わされるが、さらに信号を送信するｊ番目の伝
送系を１番目からｎ番目まで順次切換えて、その都度、
送信している伝送系を除く１番目からｎ番目までのすべ
ての伝送系で受信された測定された信号ＲＸjk（ｔ）
は、下記の式（１−１４）で表わされる。
Rxjk(t)=Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)} Sj(t)+njk(t) (k=1, 2, …，n) ただし、k≠j …(1-13) RXjk(t)=Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}Sj(t)+njk(t) (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(1-14) 次に、上記の式（１−１４）の両辺を、送信時におけ
る既知の信号Ｓj（ｔ）で割ると下記の式（１−１５）
で表わされるようになり、さらにその式の両辺の自然対
数を計算すると下記の式（１−１６）で表わされるよう
になる。
Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}+njk(t)/Sj(t) =RXjk(t)/Sj(t) …(1-15) loge[Ajk ATXj ARXkexp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}+njk(t)/Sj(t)] =loge[RXjk(t)/Sj(t)] …(1-16) ここで、式（１−１６）の左辺をｌｏｇe［ｖ＋ｍ］
と表わす。ただし、 ＡjkＡＴＸjＡＲＸkｅｘｐ｛ｉ（φjk＋ΔφＴＸj＋ΔφＲＸj）｝＝ｖ ｎjk（ｔ）／Ｓj（ｔ）＝ｗ ここで、信号電力対雑音電力比（Ｓ／Ｎ比）が十分よ
いと仮定すれば、ｖ＞ｗとなる。
上述のような置換えを行なった式（１−１６）の左辺
をテイラー展開すると、下記の式（１−１７）のとおり
になり、上述のようにＳ／Ｎ比が十分よい（｜ｗ／ｖ｜
＜＜１）と仮定したので、式（１−１７）の右辺のｗ／
ｖ以後の項は無視することができる。
ここで、先の式（１−１６）の右辺と、式（１−１
７）の右辺とから、下記の等式（１−１８）が導かれ
る。
loge[v+w]=loge[v]+w/v-(w/v)2/2+(w/v)3/3-… …(1-17) loge[Ajk ATXj ARXk]+i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)=loge[RXjk(t)/Sj(t)] …(1-18) 上記の式（１−１８）の虚数部に注目すると下記の式
（１−１９）が導かれ、実数部に注目すると下記の式
（１−２０）が導かれる。
φjk＋ΔφTXj+ΔφRXk=Im[loge{RXjk(t)/Sj(t)}] =Im[loge{RXjk(t)}]-Im[loge{Sj(t)}], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(1-19) loge[Ajk ATXj ARXk]=Re[loge{RXjk(t)/Sj(t)}] Re[loge{RXjk(t)}]-Re[loge{Sj(t)}], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(1-20) 以上の処理により、位相に関する方程式である式（１
−１９）と、振幅に関する方程式である式（１−２０）
とを、別々に分離している。
ここで、これらの式中のＲＸjk（ｔ）は実際に測定さ
れた信号であり、Ｓj（ｔ）は既知の信号である。した
がって、式（１−１９）および式（１−２０）のそれぞ
れの右辺の値は計算によって求めることができる。
そこで、式（１−１９）および式（１−２０）のそれ
ぞれの右辺の計算によって求められた値をＹjk，Ｘjkと
すると、それぞれの式は、下記の式（１−２１）および
式（１−２２）のように表わされる。
Yjk=φjk+ΔφTXj+ΔφRXk, (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(1-21) Xjk=loge[Ajk]+loge[ATXj]+loge[ARXk], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(1-22) このように求められた位相情報のうち、Ｙjk−Ｙkj＝
Ｚjkとおいて式（１−２１）に代入すると、下記の式
（１−２３）が得られる。また、得られた振幅情報のう
ち、Ｘjk−Ｘkj＝Ｖjkとおいて式（１−２２）に代入す
ると、下記の式（１−２４）が得られる。
Zjk=(φjk-φkj)+(ΔφRXk-ΔφTXk)-(ΔφRXj-ΔφTXj), (j=1, 2, …，n-1), (k=j+1, j+2, …，n) …(1-23) Vjk=(loge[Ajk]-loge[Akj])+(loge[ARXk]-loge[ATXk]) -(loge[ARXj]-loge[ATXj]), (j=1, 2, …，n-1), (k=j+1, j+2, …，n) …(1-24) ここで、φjkとφkjとは、それぞれ伝播する方向は逆
であるが、全く同一の回路および伝播路を通過した信号
の位相回転量であり、それらの値は互いに一致する（た
だしｊ≠ｋ）。したがって、下記の式（１−２５）が成
り立つ。
一方、ｌｏｇe［Ａjk］とｌｏｇe［Ａkj］とは、それ
ぞれ伝播する方向は逆であるが、全く同一の回路および
伝播路を通過した信号の振幅変動量であり、それらの値
は互いに一致する（ただしｊ≠ｋ）。すなわち、下記の
式（１−２６）が成り立つ。
φjk＝φkj, (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(1-25) loge[Ajk]=loge[AKj], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(1-26) ここで、ｊ番目の伝送系の受信回路を信号が通過する
ことによって生じる信号の位相回転量と同じ伝送系の送
信回路を信号が通過することによって生じる信号の位相
回転量の差をΔφjとすると、下記の式（１−２７）の
ように表わされ、ｊ番目の伝送系の受信回路を信号が通
過することによって生じる信号の振幅変動量と同じ伝送
系の送信回路を信号が通過することによって生じる信号
の振幅変動量との差をΔＡjとすると、下記の式（１−
２８）のように表わされる。
Δφj=ΔφRXj-ΔφTXj, (j=1, 2, …，n) …(1-27) ΔAj=loge[ARXj]-loge[ATXj], (j=1, 2, …，n) …(1-28) 上記の式（１−２３）に、これらの式（１−２５）お
よび（１−２７）を代入すると、下記の式（１−２９）
となる。
Zjk=Δφk-Δφj, (j=1, 2, …，n-1), (k=j+1, j+2, …，n) …(1-29) この式は、未知の変数の個数がｎ個、独立した一次方
程式の個数がｎ（ｎ−１）／２個の連立方程式であり、
次の式（１−３０）のように表わされる。
Z12=Δφ2-Δφ1 Z13=Δφ3-Δφ1 … Zn-1 n=Δφn-Δφn-1 …(1-30) 一方、上記の式（１−２４）に、これらの式（１−２
６）および式（１−２８）を代入すると、下記の式（１
−３１）となる。
Vjk=ΔAk-ΔAj, (j=1, 2, …，n-1), (k=j+1, j+2, …，n) …(1-31) この式も、未知の変数の個数がｎ個、独立した一次方
程式の個数がｎ（ｎ−１）／２個の連立方程式であり、
次の式（１−３２）のように表わされる。
V12=ΔA2-ΔA1 V13=ΔA3-ΔA1 … Vn-1 n=ΔAn-ΔAn-1 …(1-32) これらの連立一次方程式を解くためには、各連立一次
方程式を構成する式の総数ｎ（ｎ−１）／２が少なくと
も未知の変数の個数ｎと同じでなければならない。すな
わち、ｎが３以上のとき、ｎ（ｎ−１）／２≧ｎが成立
するため、伝送系の数ｎが３以上であれば、連立一次方
程式（１−３１）および（１−３２）の各々において、
方程式の個数が未知の変数の個数を上回り、双方の連立
一次方程式においてすべての未知の変数の値を求めるこ
とが可能となる。
すなわち、これらの連立一次方程式（１−３１）およ
び（１−３２）を解くことにより、すべての伝送系にお
いて、送信回路および受信回路を通過する信号の間の位
相回転量の差Δφj（ｊ＝１，２，…，ｎ）および振幅
変動量の差ΔＡj（ｊ＝１，２，…ｎ）を算出すること
ができる。
そして、このような計算により推定された、各伝送系
ごとの受信回路と送信回路との間の位相回転量の差に関
する情報を当該伝送系のフェイズシフタに与え、各伝送
系ごとの受信回路と送信回路との間の振幅変動量の差に
関する情報を当該伝送系のアッテネータに与えることに
より、各伝送系ごとに、受信信号と送信信号との間の位
相回転量および振幅変動量の差を補償し、伝送特性のキ
ャリブレーションを行なうことができる。
上述のような、この発明の第２の基本構成の動作は、
現実には、信号処理回路２０を構成するマイクロコンピ
ュータにより、ソフトウェア的に実行される。図２０お
よび図２１は、上述の第２の基本構成の動作をマイクロ
コンピュータを用いてソフトウェア的に実現するときの
フロー図である。
まず、所定のタイミングで（または外部からの指令に
より）位相および振幅誤差の推定命令が発せられると、
上述のキャリブレーション動作が開始される。
まず、ステップＳ２−１において、ｊ＝１番目の伝送
系が選択され、ステップＳ２−２において、当該伝送系
のフェイズシフタＰＳ1の位相回転量が０に、アッテネ
ータＡＴＴ1の振幅変動量Ａ1が１（＝０ｄＢ）にセット
される。そして、メモリ２１からは、この１番目の伝送
系に対応する既知の信号Ｓ1（ｔ）が出力される。
次に、ステップＳ２−３において、変数ｋが１に設定
され、ステップＳ２−４において、当該伝送系がｋ＝１
番目に該当するか否かが判断される。ここでｋ＝ｊ＝１
なので、何ら処理を行なわず、ステップＳ２−６，Ｓ２
−７においてｋの値を１インクリメントする。ステップ
Ｓ２−４でｋ≠ｊが判断されれば、ステップＳ２−５に
おいて、１番目の伝送路のアンテナ素子ＡＮＴ1から送
信された電波信号をｋ番目の伝送系の受信信号測定装置
ＳＭkで測定してＲＸ1k（ｔ）を求め、前述のように式
（１−１３）〜式（１−２２）により、ＲＸ1k（ｔ）／
Ｓ1（ｔ）の位相成分Ｙ1k、振幅成分Ｘ1kを算出してメ
モリ２１に記憶する。
ステップＳ２−６において、ｋがｎに達したことが判
定されると、ステップＳ２−８、Ｓ２−９においてｊの
値を１インクリメントして、次の伝送系ｊ＝２におい
て、上述のステップＳ２−２〜Ｓ２−７の動作を繰返
す。
このようにして、ステップＳ２−８において、ｊがｎ
に達したことが判定されると、（ｊ＝１，２，…，
ｎ），（ｋ＝１，２，…，ｎ）のすべての組合せ（ただ
しｊ≠ｋ）に対するＹjk，Ｘjkが算出され、メモリ２１
に記憶されたことになる。
次に、図２１のステップＳ２−１０において、ｊ＝
１、ステップＳ２−１１においてｋ＝ｊ＋１に設定し、
前述のようにＺjk＝Ｙjk−Ｙkj、およびＶjk＝Ｘjk−Ｘ
kjを計算し、メモリ２１に記憶する。ステップＳ２−１
３およびＳ２−１４を介してｋを１ずつインクリメント
しながらＺjk、Ｖjkを計算し、ステップＳ２−１３でｋ
がｎに達したことが判定されると、ステップＳ２−１
５、Ｓ２−１６を介してｊを１ずつインクリメントし、
上述のＺjk、Ｙjk計算を繰返す。ステップＳ２−１５で
ｊがｎ−１に達したことが判定されると、（ｊ＝１，
２，…，ｎ），（ｋ＝１，２，…，ｎ）のすべての組合
せ（ただしｊ≠ｋ）に対するＺjk，Ｖjkが算出され、メ
モリ２１に記憶されたことになる。
次に、ステップＳ２−１７において、メモリ２１に記
憶されているすべてのＺjk，Ｖjk（ｊ＝１，２，…，
ｎ）（ｋ＝１，２，…，ｎ）（ただしｊ≠ｋ）を用い
て、上述の式（１−３０）および式（１−３２）の２つ
の連立一次方程式を解く。
最後に、ステップＳ２−１８において、算出された伝
送系ごとの送信回路と受信回路との間の位相回転量の差
および振幅変動量の差を、当該伝送系の（予め０にセッ
トされている）フェイズシフタおよび（予め１に設定さ
れている）アッテネータにそれぞれ設定する。これによ
り、各伝送系の送信時、上記の伝送特性の差がそれぞれ
補償され、キャリブレーションが実行される。
次に、図２２および図２３は、上述の図２０および図
２１に示した動作の変形例を示すフロー図である。図２
２および図２３に示す動作は、以下の点を除いて図２０
および図２１に示した動作と同じであり、共通する動作
については説明を繰返さない。
すなわち、図２０の例では、ステップＳ２−２におい
て、各伝送系のフェイズシフタの位相回転量を０に、ア
ッテネータの振幅変動量を１（＝０ｄＢ）に設定してい
るが、図２２の例では、ステップＳ２−２ａにおいて、
そのような設定を行なわず、そのときのフェイズシフタ
ＰＳjの位相回転量θjおよびアッテネータＡＴＴjの振
幅変動量Ａjを測定し、それぞれメモリ２１に記憶して
いる。
そして、図２１の例では、ステップＳ２−１８におい
て、伝送系ごとに、算出された送信回路と受信回路との
間の位相回転量の差および振幅変動量の差を、対応する
伝送系の予め０に設定されたフェイズシフタおよび予め
１に設定されたアッテネータに設定することにより、上
記差を補償するキャリブレーションを行なっているのに
対し、図２３の例では、ステップＳ２−１８ａにおい
て、キャリブレーションの開始時に図２２のステップＳ
２−２ａで測定されメモリ２１に記憶されているフェイ
ズシフタおよびアッテネータの初期値θjおよびＡjを読
出し、これらの初期値を、算出された位相回転量の差お
よび振幅変動量の差で補正することにより、キャリブレ
ーションを行なっている。
次に、図２４は、図３に示したこの発明の第２の基本
構成の変形例であり、各伝送系の送信回路と受信回路と
の間の位相回転量差のみを推定する場合のアダプティブ
アレイ無線基地局の信号処理回路２０の構成を示すブロ
ック図である。図２４の回路構成は、各伝送系ごとにア
ッテネータＡＴＴjおよび振幅抽出回路ＡＥj（ｊ＝１，
２，…，ｎ）が省略されている点を除いて、図３に示し
た第２の基本構成と同じであるので、図３の説明を援用
して、図２４の説明を省略する。
また、図２５および図２６は、図２４に示した回路の
動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウェア的に
実現する際のフロー図であり、振幅成分に関する演算が
省略されている点を除いて、図２０および図２１に示し
たフロー図と同じであるので、図２０および図２１の説
明を援用して、図２５および図２６の説明を省略する。
次に、図２７は、図３に示したこの発明の第２の基本
構成のさらなる変形例であり、各伝送系の送信回路と受
信回路との間の振幅変動量差のみを推定する場合のアダ
プティブアレイ無線基地局の信号処理回路２０の構成を
示すブロック図である。図２７の回路構成は、各伝送系
ごとにフェイズシフタＰＳjおよび位相抽出回路ＰＥ
j（ｊ＝１，２，…，ｎ）が省略されている点を除い
て、図３に示した第２の基本構成と同じであるので、図
３の説明を援用して、図２７の説明を省略する。
また、図２８および図２９は、図２７に示した回路の
動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウェア的に
実現する際のフロー図であり、位相成分に関する演算が
省略されている点を除いて、図２０および図２１に示し
たフロー図と同じであるので、図２０および図２１の説
明を援用して、図２８および図２９の説明を省略する。
［第２の基本構成の実施の形態］ 実施の形態３ 次に、図３０は、図３に示したこの発明の第２の基本
構成によるアダプティブアレイ無線基地局の信号処理回
路２０の具体的な回路構成である実施の形態３を示すブ
ロック図である。
図３の回路構成と対比して、第２の基本構成のうち、
各伝送系の位相抽出回路ＰＥjおよび振幅抽出回路ＡＥj
（ｊ＝１，２，…，ｎ）が、１つの乗算器ＭＰjと１つ
の信号処理回路ＳＰjとによって構成されている。
まず、各伝送系の乗算器ＭＰj（ｊ＝１，２，…，
ｎ）は、図１９に関連して説明した式（１−１５）の演
算を行なう。すなわち、受信信号測定装置ＳＭjで測定
された受信信号を、当該伝送系の既知の送信信号Ｓ
j（ｔ）で除算する。
次に、各伝送系の信号処理回路ＳＰj（ｊ＝１，２，
…，ｎ）は、図１９に関連して説明した式（１−１６）
〜式（１−２２）の演算を行なう。すなわち、信号処理
回路ＳＰjは、対応する乗算器ＭＰjの出力の自然対数を
計算し、その虚数部をＹnjとして抽出して式（１−２
１）の位相に関する方程式を形成し、かつ実数部をＸnj
として抽出して式（１−２２）の振幅に関する方程式を
形成する。
図３１は、図３０に示した実施の形態３の動作を説明
するフロー図であり、図２０に示した第２の基本構成の
動作の前半に対応している。図２０のフロー図と対比し
て、図２０のステップＳ２−５で行なわれる信号処理の
内容が図３１のステップＳ２−６ｄにより特定的に記載
されている。すなわち、図３１のステップＳ２−６ｄに
おいて、ＲＸjk（ｔ）／Ｓj（ｔ）の自然対数を計算
し、その虚数部および実数部を抽出することにより、位
相成分の方程式（１−２１）および振幅成分の方程式
（１−２２）が得られる。
実施の形態４ 次に、図３２は、図３に示したこの発明の第２の基本
構成によるアダプティブアレイ無線基地局の信号処理回
路２０の他の具体的な回路構成である実施の形態４を示
すブロック図である。
図３の回路構成と対比して、第２の基本構成のうち、
各伝送系の位相抽出回路ＰＥjおよび振幅抽出回路ＡＥj
（ｊ＝１，２，…，ｎ）が、１つの信号処理回路ＳＰj
と２つの減算器ＳＡj，ＳＢjとによって構成されてい
る。
まず、各伝送系の信号処理回路ＳＰj（ｊ＝１，２，
…，ｎ）は、受信信号測定装置ＳＭjで測定された受信
信号の自然対数を計算し、その虚数部を抽出して一方の
減算器ＳＡjに与え、かつ実数部を抽出して他方の減算
器ＳＢjに与える。
上記一方の減算器ＳＡjは、与えられた受信信号の虚
数部から、当該伝送系の既知の送信信号Ｓj（ｔ）の自
然対数を計算したものの虚数部Ｉｍ［ｌｏｇe｛Ｓ
j（ｔ）｝］を減算する。上記他方の乗算器ＳＢjは、与
えられた受信信号の実数部から、当該伝送系の既知の送
信信号Ｓj（ｔ）の自然対数を計算したものの実数部Ｒ
ｅ［ｌｏｇe｛Ｓj（ｔ）｝］を減算する。
上述の一方の減算器ＳＡjによる虚数部の減算の結果
をＹnjとして抽出し、式（１−２１）の位相に関する方
程式を形成し、かつ他方の減算器ＳＢjによる実数部の
減算の結果をＸnjとして抽出し、式（１−２２）の振幅
に関する方程式を形成する。
以上のように、図３２の実施の形態４では、先に受信
信号の虚数部と実数部との分離を行なった後に、既知の
信号Ｓj（ｔ）の虚数部および実数部をそれぞれ減算し
ている。
これに対し、図１９および図３０に関連して説明した
実施の形態３では、虚数部と実数部との分離に先立って
受信信号を既知の信号で除算しており、演算の順序が前
後している。しかしながら、いずれの方法でも、結果的
には式（１−２１）および式（１−２２）で表わす方程
式が得られるため、図３２に示す回路構成も図３に示す
第２の基本構成と等価なものと考えられる。
図３３は、図３２に示した実施の形態４の動作を説明
するフロー図であり、図２０に示した第２の基本構成の
動作の前半に対応している。図２０のフロー図と対比し
て、図２０のステップＳ２−５で行なわれる信号処理の
内容が、図３２のステップＳ２−５ｅにより特定的に記
載されている。すなわち、図３３のステップＳ２−５ｅ
において、ＲＸjk（ｔ）の自然対数を計算したものの虚
数部および実数部から、Ｓj（ｔ）の自然対数を計算し
たものの虚数部および実数部をそれぞれ減算することに
より、位相成分の方程式（１−２１）および振幅成分の
方程式（１−２２）が得られる。
なおこれらの実施の形態３および４の説明において
も、前述のように、Ｓ／Ｎ比が十分よいことを前提とし
た。すなわち、図３０〜図３３に示す実施の形態３およ
び４は、受信信号のＳ／Ｎ比が良好な場合に有効であ
り、後述する他の実施の形態に比べても、比較的少ない
信号処理で、各伝送系の送信回路・受信回路間の位相回
転量差および振幅変動量差の推定を行なうことができ
る。
［第１の基本構成に時間平均回路を設ける方式］ 実施の形態５ 次に、図３４は、この発明の実施の形態５の具体的な
回路構成を示すブロック図である。この図３４に示す実
施の形態５は、図１５に示したこの発明の第１の基本構
成の実施の形態１に、時間平均回路を付加したものであ
る。以下に、この実施の形態５のアダプティブアレイ無
線基地局の動作原理について説明する。
まず、キャリブレーション時には、ｊ番目（ｊ＝１，
２，…，ｎ）の伝送系のフェイズシフタＰＳjの位相回
転量θjが０に、アッテネータＡＴＴjの振幅変動量Ａj
が１（＝０ｄＢ）にセットされる。そして、メモリ２１
からは、このｊ番目の伝送系に対応する既知の信号Ｓj
（ｔ）が読出され、アンテナ素子ＡＮＴjを介して送信
される。
送信された信号は、ｊ番目の伝送系を除く他のすべて
の伝送系のアンテナ素子ＡＮＴk（ｋ＝１，２，…，
ｎ、ただしｊ≠ｋ）で受信され、各伝送系の受信信号測
定装置ＳＭkで受信信号Ｒjk（ｔ）として測定される。
なお、ｊ番目の伝送系のアンテナ共用器ＳＷjが送信
回路ＴＸjを同じ伝送系の受信回路ＲＸjに接続するよう
に切換わることにより、送信回路ＴＸjからの送信信号
が当該伝送系自身の受信回路ＳＭjで受信信号ＲＸ
jj（ｔ）として測定される。
ｊ番目の伝送系から送出され、ｋ番目の伝送系で受信
され測定された信号ＲＸjk（ｔ）は、図６の第１の基本
構成に関連して先に説明した式（１−１）で表わされる
が、さらに信号を送信する伝送系を１番目からｎ番目ま
で順次切換えて、その都度、１番目からｎ番目までのす
べての伝送系で受信され測定された信号ＲＸjk（ｔ）
は、先に説明した式（１−２）で表わされる。なお、こ
れらの式において、ｎjk（ｔ）は雑音を表わす。
この式（１−２）の両辺の各伝送系の乗算器ＭＰjで
既知の信号Ｓf（ｔ）で除算し、雑音を含む項を左辺か
ら右辺へ移行すると、下記の式（２−１）となる。そし
て、各伝送系の時間平均回路ＴＡj（ｊ＝１，２，…，
ｎ）でこの式（２−１）に対して時間平均を行なうと、
左辺は時間に対して常に定数であるので、下記の式（２
−２）となる。
Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)} ＝RXjk(t)+Sj(t)-njk(t)/Sj(t) …(2-1) Ajk ATXj ARXkexp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)} ＝Ave[Rxjk(t)/Sj(t)]-Ave[njk(t)/Sj(t)] …(2-2) なお、上式において、Ａｖｅ［・］は、［・］の時間
平均操作を意味する。
ここで、雑音の性質から、Ａｖｅ［ｎjk（ｔ）／Ｓj
（ｔ）］＝０なので、各伝送系の信号処理回路ＳＰjで
上記の式（２−２）の両辺の自然対数を計算すると、下
記の式（２−３）で表わされるようになる。そして、そ
の虚数部に着目すると下記の式（２−４）が導かれ、そ
の実数部に着目すると下記の式（２−５）が導かれる。
loge[Ajk ATXj ARXk]+i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk) =loge[Ave[RXjk(t)/Sj(t)]] …(2-3) φjk+ΔφTXj+ΔφRXk=Im[loge[Ave[RXjk(t)/Sj(t)]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、φjk=0, (j=kのとき) …(2-4) loge[Ajk ATXj ARXk]=Re[loge[Ave[RXjk(t)/Sj(t)]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, (j=kのとき) …(2-5) ここで、式（２−４）および（２−５）のそれぞれの
右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求める
ことができ、その算出結果はメモリ２１に記憶される。
そこで、式（２−４）および（２−５）のそれぞれの
右辺の値をＹjk，Ｘjkとすると、それぞれの式は、下記
の式（２−６）および（２−７）のように表わされる。
Yjk=φjk+ΔφTXj+ΔφRXk, (j=1, 2, …，n), (k=1,2,…，n)、 ただし、φjk=0, (j=kのとき) …(2-6) Xjk=loge[Ajk]+loge[ATXj]+loge[ARXk], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, (j=kのとき) …(2-7) これ以後の処理は、図６に関連して説明した処理と同
じであり、伝送系の数ｎが３以上であれば、メモリ２１
に記憶された値Ｙjk，Ｘjkを用いて上述の連立一次方程
式（２−６）および（２−７）を解くことにより、すべ
ての伝送系において、送信回路ＴＸj（ｊ＝１，２，
…，ｎ）を通過することによって生じる信号の位相回転
量ΔφＴＸjおよび振幅変動量ＡＴＸjと、受信回路ＲＸ
jを通過することによって生じる信号の位相回転量Δφ
ＲＸjおよび振幅変動量ＡＲＸjとを算出することができ
る。
そして、このように推定された各伝送系ごとの受信回
路と送信回路との間の位相差情報を当該伝送系のフェイ
ズシフタに与え、各伝送系ごとの振幅変動量情報を当該
伝送系のアッテネータに与えることにより、各伝送系ご
とに受信信号と送信信号との間の伝送特性のキャリブレ
ーションを行なうことができる。
図３５は、図３４に示した実施の形態５の動作を説明
するフロー図であり、図１６に示した実施の形態１の動
作に対応している。図１６のフロー図と対比して、図３
５では、ステップＳ１−６ｆにおいてＡｖｅ［・］で表
わされる時間平均操作が加わっている点で異なってい
る。すなわち、図３５のステップＳ１−６ｆにおいて、
ｌｏｇe［Ａｖｅ｛ＲＸjk（ｔ）／Ｓj（ｔ）｝］の虚数
部および実数部を抽出することにより、位相成分の方程
式（２−６）および振幅成分の方程式（２−７）を得て
いる。
図３６は、この図３５のステップＳ１−６ｆの計算ル
ーチンを詳細に示すフロー図である。図３６のフロー図
において、テンポラリーな変数Ｔｍｐを０とおき、時間
Ｔに達するまでＲＸjk（ｔ）／Ｓj（ｔ）の累算を行な
う。そして、その累算結果をＴで除算して時間平均Ｔｍ
ｐ／Ｔを算出し、その自然対数を計算して虚数部Ｙｊ
ｋ，実数部Ｘｊｋを抽出している。
このステップＳ１−６ｆを除く他の処理は図１６のフ
ロー図と同じであり、その説明を省略する。
以上のように、この発明の実施の形態５によれば、各
伝送系ごとに時間平均回路を設けることにより雑音成分
を含む項を消去できるので、たとえ受信信号の雑音成分
が多くＳ／Ｎ比が悪くても、雑音の影響による推定の誤
差を抑えることができ、各伝送系の位相差および振幅変
動量情報を良好に推定することが可能となる。
実施の形態６および７ 次に、図３７は、この発明の実施の形態６の具体的な
回路構成を示すブロック図である。この図３７に示す実
施の形態６は、図１５に示したこの発明の第１の基本構
成の実施の形態１において、図３４の実施の形態５とは
異なる位置に時間平均回路を付加したものである。
すなわち、前述の式（１−２）の両辺を既知の信号Ｓ
j（ｔ）で除算し、実施の形態５のように時間平均を行
なうことなく、自然対数を計算し、テイラー展開する。
Ｓ／Ｎ比がそれほど良くない条件では、テイラー展開の
結果は下記の近似式（２−８）で表現できる。
この式（２−８）の両辺の虚数部および実数部を別々
に抽出して時間平均を行なうと、左辺の雑音成分Ｎ
jk（ｔ）を含む項は０となり、他の項は時間に対して定
数であるので、下記の式（２−９）および（２−１０）
が得られる。
loge[Ajk ATXj ARXk]+i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk) +njk(t)/[Ajk ATXj ARXk exp {i(φjk+ΔφTXj+ΔRXk)} Sj(t)]=loge[RXjk(t)/Sj(t)] …(2-8) φjk+ΔφTXj+ΔφRXk=Ave[Im[loge[RXjk(t)/Sj(t)]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、φjk=0, (j=kのとき) …(2-9) loge[Ajk ATXj ARXk]=Ave[Re[loge[RXjk(t)/Sj(t)]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, (j=kのとき) …(2-10) ここで式（２−９）および（２−１０）のそれぞれの
右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求める
ことができ、その算出結果はすべてメモリ２１に記憶さ
れる。
そこで式（２−９）および（２−１０）のそれぞれの
右辺の値をＹjk，Ｘjkとすると、それぞれの式は、図３
４に関連して説明した連立一次方程式（２−６）および
（２−７）となり、以後の処理は図３４に関連して説明
した処理と同じである。
次に、図３８は、この発明の実施の形態７の具体的な
回路構成を示すブロック図である。この図３８に示す実
施の形態７は、図１５に示したこの発明の第１の実施の
形態１における信号処理回路ＳＰjを、対数計算回路Ｌ
Ｃjと時間平均回路ＴＡjとＩ／Ｑ分離回路ＩＱjとで置
換えたものである。
すなわち、乗算器ＭＰjにより前述の式（１−２）の
両辺を既知の信号Ｓj（ｔ）で除算し、対数計算回路Ｌ
Ｃjで両辺の自然対数を計算してテイラー展開する。Ｓ
／Ｎ比がそれほど良くない条件では、テイラー展開の結
果は前述の式（２−８）となる。
この実施の形態７では、前述の実施の形態６のよう
に、この段階で虚数部と実数部との分離を行なうことな
く、式（２−８）に対して時間平均回路ＴＡjにより時
間平均操作を行なう。この場合、式（２−８）の左辺第
１項および第２項は時間に対して定数であり、雑音成分
Ｎjk（ｔ）を含む項は時間平均により０となるので、下
記の式（２−１１）が得られる。
そして、このＩ／Ｑ分離回路ＩＱjによりこの式（２
−１１）の両辺の虚数部および実数部を別々に抽出する
と、下記の式（２−１２）および（２−１３）が得られ
る。
loge[Ajk ATXj ARXk]+i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk) =Ave[loge[RXjk(t)/Sj(t)]] …(2-11) φjk+ΔφTXj+ΔφRXk=Im[Ave[loge[RXjk(t)/Sj(t)]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、φjk=0, (j=kのとき) …(2-12) loge[Ajk ATXj ARXk]=Re[Ave[loge[RXjk(t)/Sj(t)]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, (j=kのとき) …(2-13) ここで式（２−１２）および（２−１３）のそれぞれ
の右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求め
ることができ、その算出結果はすべてのメモリ２１に記
憶される。
そこで式（２−１２）および（２−１３）のそれぞれ
の右辺の値をＹjk，Ｘjkとすると、それぞれの式は、図
３４に関連して説明した連立一次方程式（２−６）およ
び（２−７）となり、以後の処理は図３４に関連して説
明した処理と同じである。
図３９は、図３７および図３８に示した実施の形態６
および７の動作を包括的に説明するフロー図であり、図
１６に示した実施の形態１の動作に対応している。
また、図４０は、図３９のフロー図のステップＳ１−
６ｇに対応する、実施の形態６の計算ルーチンを示すフ
ロー図であり、図４１は、図３９のフロー図のステップ
Ｓ１−６ｇに対応する、実施の形態７の計算ルーチンを
示すフロー図である。
実施の形態６では、ステップＳ１−６ｇにおいて、ｌ
ｏｇe｛ＲＸjk（ｔ）／Ｓj（ｔ）｝の虚数部および実数
部を分離した後、時間平均を行なって、位相成分Ｙjk、
振幅成分Ｘjkを得ている。
より詳細に説明すると、図４０のフロー図において、
Ｙjk，Ｘjkを０とおき、時間Ｔに達するまでｌｏｇ
e（ＲＸjk（ｔ）／Ｓj（ｔ））の虚数部および実数部の
累算を行なう。そして、その累算結果をＴで除算して時
間平均Ｙjk／Ｔ，Ｘjk／Ｔを算出し、位相成分Ｙjk、振
幅成分Ｘjkとして出力する。このステップＳ１−６ｇを
除いて、実施の形態６の他の処理は図１６の実施の形態
１の処理と同じである。
実施の形態７では、ステップＳ１−６ｇにおいて、ｌ
ｏｇe（ＲＸjk（ｔ）／Ｓj（ｔ））の時間平均を行なっ
た後、虚数部と実数部とを分離して位相成分Ｙjkと振幅
成分Ｘjkとを得ている。
より詳細に説明すると、図４１のフロー図において、
テンポラリーな変数Ｔmpを０とおき、時間Ｔに達するま
でｌｏｇe｛ＲＸjk（ｔ）／Ｓj（ｔ）｝の累算を行な
う。そして、その累算結果をＴで除算して時間平均Ｔmp
／Ｔを算出し、その虚数部を位相成分Ｙjkとして、実数
部を振幅成分Ｘjkとして抽出している。このステップＳ
１−６ｇを除いて、実施の形態７の他の処理は図１６の
実施の形態１の処理と同じである。
実施の形態８および９ 次に、図４２は、この発明の実施の形態８の具体的な
回路構成を示すブロック図である。この図４２に示す実
施の形態８は、図３７に示す実施の形態６と対比して、
既知の信号Ｓj（ｔ）による除算を、測定された受信信
号ＲＸjp（ｔ）に対してでなく、自然対数が計算されか
つ虚数部および実数部に分離されて時間平均された受信
信号に対して最終段階で行なう点で相違しているだけで
ある。
次に、図４３は、この発明の実施の形態９の具体的な
回路構成を示すブロック図である。この図４３に示す実
施の形態９は、図３８に示す実施の形態７と対比して、
既知の信号Ｓj（ｔ）による除算を、測定された受信信
号ＲＸjk（ｔ）に対してでなく、自然対数が計算され、
時間平均され、かつ虚数部および実数部に分離された受
信信号に対して最終段階で行なう点で相違しているだけ
である。
図４２および図４３に示した実施の形態８および９の
動作もまた、図３９のフロー図によって包括的に示され
る。また、図４４は、図３９のフロー図のステップＳ１
−６ｇに対応する、実施の形態８の計算ルーチンを示す
フロー図であり、図４５は、図３９のフロー図のステッ
プＳ１−６ｇに対応する、実施の形態９の計算ルーチン
を示すフロー図である。
実施の形態８では、ステップＳ１−６ｇにおいて、ｌ
ｏｇe｛ＲＸjk（ｔ）｝の虚数部および実数部を分離し
た後、時間平均を行ない、その後、メモリに入っている
ｌｏｇe｛Ｓj（ｔ）｝の虚数部および実数部の平均値を
それぞれ減算して、位相成分Ｙjk、振幅成分Ｘjkを得て
いる。
より詳細に説明すると、図４４のフロー図において、
Ｙjk，Ｘjkを０とおき、時間Ｔに達するまでｌｏｇ
e｛ＲＸjk（ｔ）｝の虚数部および実数部の累算を行な
う。そして、その累算結果をＴで除算して時間平均Ｙjk
／Ｔ，Ｘjk／Ｔを算出し、そこから、メモリ２１に記憶
されているｌｏｇe｛Ｓj（ｔ）｝の虚数部および実数部
の平均値をそれぞれ減算して、位相成分Ｙjk、振幅成分
Ｘjkとして出力する。このステップＳ１−６ｇを除い
て、実施の形態８の他の処理は図１６の実施の形態１の
処理と同じである。
実施の形態９では、ステップＳ１−６ｇにおいて、ｌ
ｏｇe｛ＲＸjk（ｔ）｝の時間平均を行なった後、虚数
部および実数部に分離し、その後、メモリに入っている
ｌｏｇe｛Ｓj（ｔ）｝の平均値の虚数部および実数部を
それぞれ減算して、位相成分Ｙjk，Ｘjkを得ている。
より詳細に説明すると、図４５のフロー図において、
テンポラリーな変数Ｔｍｐを０とおき、時間Ｔに達する
までｌｏｇe｛ＲＸjk（ｔ）｝の累算を行なう。そし
て、その累算結果をＴで除算して時間平均Ｔｍｐ／Ｔを
算出し、そこから、メモリ２１に記憶されているｌｏｇ
ｅ｛Ｓj（ｔ）｝の平均値の虚数部および実数部をそれ
ぞれ減算して、位相成分Ｙjkおよび振幅成分Ｘjkを得て
いる。
以上のように、これらの実施の形態６ないし９によれ
ば、各伝送系ごとに時間平均回路を設けることにより雑
音成分を含む項を消去できるので、たとえ受信信号のＳ
／Ｎ比が悪くても、雑音の影響による推定の誤差を抑え
ることができ、各伝送系の位相差および振幅変動量情報
を良好に推定することが可能となる。
［第２の基本構成に時間平均回路を設ける方式］ 実施の形態１０ 次に、図４６は、この発明の実施の形態１０の具体的
な回路構成を示すブロック図である。この図４６に示す
実施の形態１０は、図３０に示したこの発明の第２の基
本構成の実施の形態３に、時間平均回路を付加したもの
である。以下に、この実施の形態１０のアダプティブア
レイ無線基地局の動作原理について説明する。
まず、キャリブレーション時には、ｊ番目（ｊ＝１，
２，…，ｎ）の伝送系のフェイズシフタＰＳjの位相回
転量θjが０に、アッテネータＡＴＴjの振幅変動量Ａj
が１（＝０ｄＢ）にセットされる。そして、メモリ２１
からは、このｊ番目の伝送系に対応する既知の信号Ｓj
（ｔ）が読出され、アンテナ素子ＡＮＴjを介して送信
される。
送信された信号は、ｊ番目の伝送系を除く他のすべて
の伝送系のアンテナ素子ＡＮＴk（ｋ＝１，２，…，
ｎ、ただしｊ≠ｋ）で受信され、各伝送系の受信信号測
定装置ＳＭkで受信信号ＲＸjk（ｔ）として測定され
る。
なお、この図４６に示す実施の形態１０では、各伝送
系において送信回路と受信回路とが接続されるようにア
ンテナ共用器が切換わることはない。
ｊ番目の伝送系から送出され、ｋ番目の伝送系で受信
され測定された信号ＲＸjk（ｔ）は、図１９の第２の基
本構成に関連して先に説明した式（１−１３）で表わさ
れるが、さらに信号を送信する伝送系を１番目からｎ番
目まで順次切換えて、その都度、送信している伝送系を
除く１番目からｎ番目までのすべての伝送系で受信され
測定された信号ＲＸjk（ｔ）は、先に説明した式（１−
１４）で表わされる。なお、これらの式において、ｎjk
（ｔ）は雑音を表わす。
この式（１−１４）の両辺を各伝送系の乗算器ＭＰj
で既知の信号Ｓj（ｔ）で除算し、雑音を含む項を左辺
から右辺へ移行すると、図３４に関して先に説明した式
（２−１）となる。そして、各伝送系の時間平均回路Ｔ
Ａj（ｊ＝１，２，…，ｎ）でこの式（２−１）に対し
て時間平均を行なうと、左辺は時間に対して定数である
ので、先の式（２−２）となる。
ここで、雑音の性質から、Ａｖｅ［ｎjk（ｔ）／Ｓj
（ｔ）］＝０なので、各伝送系の信号処理回路ＳＰjで
先の式（２−２）の両辺の自然対数を計算すると、下記
の式（２−３）で表わされるようになる。そして、その
虚数部に着目すると下記の式（２−１４）が導かれ、そ
の実数部に着目すると下記の式（２−１５）が導かれ
る。
φjk+ΔφTXj+ΔφRXk=Im[loge[Ave[RXjk(t)/Sj(t)]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(2-14) loge[Ajk ATXj ARXk]=Re[loge[Ave[RXjk(t)/Sj(t) ]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(2-15) ここで、式（２−１４）および（２−１５）のそれぞ
れの右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求
めることができ、その算出結果は、メモリ２１に記憶さ
れる。
そこで、式（２−１４）および（２−１５）のそれぞ
れの右辺の値をＹjk，Ｘjkとすると、それぞれの式は、
下記の式（２−１６）および（２−１７）のように表わ
される。
Yjk=φjk+ΔφTXj+ΔφRXk, (j=1, 2, …，n), (k=1,2,…，n), ただし、j≠k …(2-16) Xjk=loge[Ajk]+loge[ATXj]+loge[ARXk], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(2-17) このように求められた位相情報のうち、Ｙjk−Ｙkj＝
Ｚjkとおいて式（２−１６）に代入すると、下記の連立
一次方程式（２−１８）が得られる。また、得られた振
幅情報のうち、Ｘjk−Ｘkj＝Ｖjkとおいて、式（２−１
７）に代入すると、下記の式（２−１９）が得られる。
Zjk=Yjk-Ykj=Δφk-Δφj, (j=1, 2, …，n-1), (k=j+1, j+2, …，n) …(2-18) Vjk=Xjk-Xkj=ΔAk-ΔAj, (j=1, 2, …，n-1), (k=j+1, j+2, …，n) …(2-19) これ以後の処理は、図１９に関連して説明した処理と
同じであり、伝送系の数ｎが３以上であれば、メモリ２
１に記憶された値Ｙjk，Ｘjkを用いて、上述の連立一次
方程式（２−１８）および（２−１９）を解くことによ
り、すべての伝送系において、送信回路および受信回路
を通過する信号の間の位相回転量の差Δφjおよび振幅
変動量の差ΔＡjを算出することができる。
そして、このように推定された各伝送系ごとの受信回
路と送信回路との間の位相差情報を当該伝送系のフェイ
ズシフタに与え、各伝送系ごとの振幅変動量情報を当該
伝送系のアッテネータに与えることにより、各伝送系ご
とに受信信号と送信信号との間の伝送特性のキャリブレ
ーションを行なうことができる。
図４７は、図４６に示した実施の形態１０の動作を説
明するフロー図であり、図３１に示した実施の形態３の
動作に対応している。図３１のフロー図と対比して、図
４７では、ステップＳ２−５ｆにおいてＡｖｅ［・］で
表わされる時間平均操作が加わっている点で異なってい
る。すなわち、図４７のステップＳ２−５ｆにおいて、
ｌｏｇe［Ａｖｅ｛ＲＸjk（ｔ）／Ｓj（ｔ）｝］の虚数
部および実数部を抽出することにより、位相成分の方程
式（２−１８）および振幅成分の方程式（１−１９）を
得ている。
ステップＳ２−５ｆの計算ルーチンは実施の形態５に
関連して説明した図３６の計算のルーチンと同じなの
で、説明を省略する。
このステップＳ２−５ｆを除く他の処理は図３１のフ
ロー図と同じであり、その説明を省略する。
以上のように、この発明の実施の形態１０によれば、
各伝送系ごとに、時間平均回路を設けることにより雑音
成分を含む項を消去できるので、たとえ受信信号の雑音
成分が多くＳ／Ｎ比が悪くても、雑音の影響による推定
の誤差を抑えることができ、各伝送系の位相差および振
幅変動量情報を良好に推定することが可能となる。
実施の形態１１および１２ 次に、図４８は、この発明の実施の形態１１の具体的
な回路構成を示すブロック図である。この図４８に示す
実施の形態１１は、図３０に示したこの発明の第１の基
本構成の実施の形態３において、図４６の実施の形態１
０とは異なる位置に時間平均回路を付加したものであ
る。
すなわち、前述の式（１−２）の両辺を既知の信号Ｓ
j（ｔ）で除算し、実施の形態１０のように時間平均を
行なうことなく、自然対数を計算し、テイラー展開す
る。Ｓ／Ｎ比がそれほど良くない条件では、テイラー展
開の結果は先の近似式（２−８）で表現できる。この式
（２−８）の両辺の虚数部および実数部を別々に抽出し
て時間平均を行なうと、左辺の雑音成分Ｎjk（ｔ）を含
む項は０となり、他の項は時間に対して定数であるので
下記の式（２−２０）および（２−２１）が得られる。
φjk+ΔφTXj+ΔφRXj=Ave[Im[loge[RXjk(t)/Sj(t)]]] (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(2-20) loge[Ajk ATXj ARXk]=Ave[Re[loge[RXjk(t)/Sj(t)]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(2-21) ここで式（２−２０）および（２−２１）のそれぞれ
の右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求め
ることができ、その算出結果はすべてメモリ２１に記憶
される。
そこで式（２−２０）および（２−２１）のそれぞれ
の右辺の値をＹjk，Ｘjkとすると、それぞれの式は、図
４６に関連して説明した式（２−１６）および（２−１
７）となり、以後の処理は図４６に関連して説明した処
理と同じである。
次に、図４９は、この発明の実施の形態１２の具体的
な回路構成を示すブロック図である。この図４９に示す
実施の形態１２は、図３０に示したこの発明の第２の基
本構成の実施の形態３における信号処理回路ＳＰjを、
対数計算回路ＬＣjと時間平均回路ＴＡjとＩ／Ｑ分離回
路ＩＱjとで置換えたものである。
すなわち、乗算器ＭＰjにより前述の式（１−２）の
両辺を既知の信号Ｓj（ｔ）で除算し、対数計算回路Ｌ
Ｃjで両辺の自然対数を計算してテイラー展開する。Ｓ
／Ｎ比がそれほど良くない条件では、テイラー展開の結
果は前述の式（２−８）となる。
この実施の形態１２では、前述の実施の形態１１のよ
うに、この段階で虚数部と実数部との分離を行なうこと
なく、式（２−８）に対して時間平均回路ＴＡjにより
時間平均操作を行なう。この場合、式（２−８）の左辺
第１項および第２項は時間に対して定数であり、雑音成
分Ｎjk（ｔ）を含む項は時間平均により０となるので、
前述の式（２−１１）が得られる。
そして、Ｉ／Ｑ分離回路ＩＱjによりこの式（２−１
１）の両辺の虚数部および実数部を別々に抽出すると、
下記の式（２−２２）および（２−２３）が得られる。
φjk+ΔφTXj+ΔφRXj= Im[Ave[loge[RXjk(t)/Sj(t)]]] (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(2-22) loge[Ajk ATXj ARXk]= Re[Ave[loge[RXjk(t)/Sj(t)]]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n), ただし、j≠k …(2-23) ここで式（２−２２）および（２−２３）のそれぞれ
の右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求め
ることができ、その算出結果はすべてメモリ２１に記憶
される。
そこで，式（２−２２）および（２−２３）のそれぞ
れの右辺の値をＹjk，Ｘjkとすると、それぞれの式は、
図４６に関連して説明した連立一次方程式（２−１６）
および（２−１７）となり、以後の処理は図４６に関連
して説明した処理と同じである。
図５０は、図４８および図４９に示した実施の形態１
１および１２の動作を包括的に説明するフロー図であ
り、図３１に示した実施の形態３の動作に対応してい
る。
実施の形態１２の場合のステップＳ２−５ｇの計算ル
ーチンは、実施の形態６に関連して先に説明した図４０
の計算ルーチンと同じなので、説明を省略する。また、
実施の形態１１の場合のステップＳ２−５ｇの計算ルー
チンは、実施の形態７に関連して先に説明した図４１の
計算ルーチンと同じなので、説明を省略する。
以上のように、この発明の実施の形態１１および１２
によれば、各伝送系ごとに時間平均回路を設けることに
より、たとえ受信信号のＳ／Ｎ比が悪くても雑音の影響
による位相差情報の推定誤差を抑えることができる。
実施の形態１３および１４ 次に、図５１は、この発明の実施の形態１３の具体的
な回路構成を示すブロック図である。
この図５１に示す実施の形態１３は、図４８に示す実
施の形態１１と対比して、既知の信号Ｓj（ｔ）による
除算を、測定された受信信号ＲＸjk（ｔ）に対してでな
く、自然対数が計算されかつ虚数部および実数部に分離
されて時間平均された受信信号に対して最終段階で行な
う点で相違しているだけである。
次に、図５２は、この発明の実施の形態１４の具体的
な回路構成を示すブロック図である。この図５２に示す
実施の形態１４は、図４９に示す実施の形態１２と対比
して、既知の信号Ｓj（ｔ）による除算を、測定された
受信信号ＲＸjk（ｔ）に対してでなく、自然対数が計算
され、時間平均され、かつ虚数部および実数部に分離さ
れた受信信号に対して最終段階で行なう点で相違してい
るだけである。
図５１および図５２に示した実施の形態１３および１
４の動作もまた、図５０のフロー図によって包括的に示
される。
実施の形態１３の場合のステップＳ２−５ｇの計算ル
ーチンは、実施の形態８に関連して先に説明した図４４
の計算ルーチンと同じなので説明は省略する。
実施の形態１４の場合のステップＳ２−５ｇの計算ル
ーチンは、実施の形態９に関連して先に説明した図４５
の計算ルーチンと同じなので説明を省略する。
以上のように、この発明の実施の形態１３および１４
によれば、各伝送系ごとに時間平均回路を設けることに
より、たとえ受信信号のＳ／Ｎ比が悪くても、雑音の影
響による位相差および振幅変動量情報の推定誤差を抑え
ることができる。
［第１の基本構成に相関回路を設ける方式］ 実施の形態１５ 次に、図５３は、この発明の実施の形態１５の具体的
な回路構成を示すブロック図である。この図５３に示す
実施の形態１５は、図１５に示したこの発明の第１の基
本構成の実施の形態１の各伝送系の乗算器ＭＰjを相関
器ＣＲj（ｊ＝１，２，…，ｎ）で置換えたものであ
る。以下に、この実施の形態１５のアダプティブアレイ
無線基地局の動作原理について説明する。
まず、キャリブレーション時には、ｊ番目（ｊ＝１，
２，…，ｎ）の伝送系のフェイズシフタＰＳjの位相回
転量θjが０に、アッテネータＡＴＴjの振幅変動量Ａj
が１（＝０ｄＢ）にセットされる。そして、メモリ２１
からは、このｊ番目の伝送系に対応する既知の信号Ｓj
（ｔ）が読出され、アンテナ素子ＡＮＴjを介して送信
される。
送信された信号は、ｊ番目の伝送系を除く他のすべて
の伝送系のアンテナ素子ＡＮＴk（ｋ＝１，２，…，
ｎ、ただしｊ≠ｋ）で受信され、各伝送系の受信信号測
定装置ＳＭkで受信信号ＲＸjk（ｔ）として測定され
る。
なお、ｊ番目の伝送系のアンテナ共用器ＳＷjが送信
回路ＴＸjを同じ伝送系の受信回路ＲＸjに接続するよう
に切換わることにより、送信回路ＴＸjからの送信信号
が当該伝送系自身の受信回路ＳＭjで受信信号ＲＸ
jj（ｔ）として測定される。
信号を送信する伝送系を１番目からｎ番目まで順次切
換えて、その都度、１番目からｎ番目までのすべての伝
送系で受信された測定された信号ＲＸjk（ｔ）は、下記
の式（３−１）で表わされる。
RXjk(t)=Ajk ATXj ARXk exp {i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)} Sj(t)+Ijk(t)+njk(t), (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, φjk=0, (j=kのとき) …(3-1) なお、この式において、Ｉjk（ｔ）は、受信信号に含
まれるすべての干渉信号の合成信号を表わしている。こ
こで干渉信号とは、従来の技術で説明したような他のユ
ーザからの電波信号等を含んでいる。
次に、受信信号ＲＸjk（ｔ）と、対応する伝送系の既
知の信号Ｓj（ｔ）との相互相関値ＣＳjkを計算する。
相互相関値は、時間ｔの関数である２つの信号を共通の
時間軸上で互いに乗算した結果を加算し、その時間平均
を求めたものであり、次の式（３−２）のように表わさ
れる。そして、この式（３−２）を計算すると式（３−
３）となる。
CSjk=＜RXjk(t)・Sj(t)＞ …(3-2) CSjk=Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)} ＜Sj(t)・Sj(t)＞+＜Ijk(t)・Sj(t)＞+＜njk(t)・Sj(t)＞, (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, φjk=0, (j=kのとき) …(3-3) 上述の相関処理の性質上、送信信号と干渉信号との
間、および送信信号と雑音成分との間には、相関がな
い。このため、既知の信号Ｓj（ｔ）、干渉信号Ｉ
jk（ｔ）、および雑音成分Ｎjk（ｔ）の間には、次の式
（３−４）、（３−５）および（３−６）が成立する。
＜Sj(t)・Sj(t)＞=1 …(3-4) ＜Ijk(t)・Sj(t)＞=0 …(3-5) ＜njk(t)・Sj(t)＞=0 …(3-6) したがって、これらの式（３−４）、（３−５）およ
び（３−６）を、上述の式（３−３）に代入すると、下
記の式（３−７）で表わされるようになり、その自然対
数を計算すると式（３−８）のように表わされる。
CSjk=Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}, (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, φjk=0, (j=kのとき) …(3-7) loge[Ajk ATXj ARXk]+i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)=loge[CSjk] …(3-8) この式（３−８）の虚数部に着目すると式（３−９）
が導かれ、実数部に着目すると式（３−１０）が導かれ
る。
φjk+ΔφTXj+ΔφRXk=Im[loge[CSjk]] (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、φjk=0, (j=kのとき) …(3-9) loge[Ajk ATXj ARXk]=Re[loge[CSjk]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, (j=kのとき) …(3-10) ここで、式（３−９）および（３−１０）のそれぞれ
の右辺は各伝送系ごとに測定および計算によって求める
ことができ、その結果はメモリ２１に記憶される。
そこで、式（３−９）および（３−１０）のそれぞれ
の右辺の値をＹjk，Ｘjkとすると、それぞれの式は、下
記の式（３−１１）および（３−１２）のように表わさ
れる。
Yjk=φjk+ΔφTXj+ΔφRXk, (j=1, 2, …，n), (k=1,2,…，n)、 ただし、φjk=0, (j=kのとき) …(3-11) Xjk=loge[Ajk]+loge[ATXj]+loge[ARXk], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、Ajk=1, (j=kのとき) …(3-12) これ以後の処理は、図６に関連して説明した処理と同
じであり、伝送系の数ｎが３以上であれば、メモリ２１
に記憶された値Ｙjk，Ｘjkを用いて、上述の連立方程式
（３−１１）および（３−１２）を解くことにより、す
べての伝送系において、送信回路ＴＸjを通過すること
によって生じる信号の位相回転量ΔφＴＸjおよび振幅
変動量ＡＴＸjと、受信回路ＲＸjを通過することによっ
て生じる信号の位相回転量ΔφＲＸjおよび振幅変動量
ＡＲＸjとを算出することができる。
そして、このように推定された各伝送系ごとの受信回
路と送信回路との間の位相差情報を当該伝送系のフェイ
ズシフタに与え、各伝送系ごとの振幅変動量情報を当該
伝送系のアッテネータに与えることにより、各伝送系ご
とに受信信号と送信信号との間の伝送特性のキャリブレ
ーションを行なうことができる。
図５４は、図１６の実施の形態１のフロー図のステッ
プＳ１−６ｄに対応する、実施の形態１５のＹjk，Ｘjk
の計算ルーチンを示すフロー図である。図５４のフロー
図において、テンポラリーな変数Ｔｍｐを０とおき、時
間Ｔに達するまでＲＸjk（ｔ）・Ｓj（ｔ）の累算を行
なう。そして、この累算結果をＴで除算して時間平均Ｔ
ｍｐ／Ｔを算出し、その自然対数を計算して虚数部
Ｙjk、実数部Ｘjkを抽出している。
この計算ルーチンを除く他の処理は図１６の実施の形
態１のフロー図と同じであり、その説明を省略する。
以上のように、この発明の実施の形態１５によれば、
各伝送系ごとに相関回路を設けて受信信号ＲＸjk（ｔ）
と既知の信号Ｓj（ｔ）との相関処理を行なうことによ
り、雑音成分Ｎjk（ｔ）および干渉信号Ｉjk（ｔ）が消
失している。したがって、受信信号のＳ／Ｎ比が悪い場
合、または受信信号に干渉信号が混入した場合、または
その双方の場合において、雑音成分、または干渉信号、
またはその双方の影響による推定誤差を抑えることがで
き、各伝送系ごとの位相差および振幅変動量情報を良好
に推定することができる。
［第２の基本構成に相関回路を設ける方式］ 実施の形態１６ 次に、図５５は、この発明の実施の形態１６の具体的
な回路構成を示すブロック図である。この図５５に示す
実施の形態１６は、図３０に示したこの発明の第２の基
本構成の実施の形態３の各伝送系の乗算器ＭＰjを相関
器ＣＲj（ｊ＝１，２，…，ｎ）で置換えたものであ
る。以下に、この実施の形態１６のアダプティブアレイ
無線基地局の動作原理について説明する。
まず、キャリブレーション時には、ｊ番目（ｊ＝１，
２，…，ｎ）の伝送系のフェイズシフタＰＳjの位相回
転量θjが０に、アッテネータＡＴＴjの振幅変動量Ａj
が１（＝０ｄＢ）にセットされる。そして、メモリ２１
からは、このｊ番目の伝送系に対応する既知の信号Ｓj
（ｔ）が読出され、アンテナ素子ＡＮＴjを介して送信
される。
送信された信号は、ｊ番目の伝送系を除く他のすべて
の伝送系のアンテナ素子ＡＮＴk（ｋ＝１，２，…，
ｎ、ただしｊ≠ｋ）で受信され、各伝送系の受信信号測
定器装置ＳＭkで受信信号ＲＸjk（ｔ）として測定され
る。
なお、図５５に示す実施の形態１６では、各伝送系に
おいて送信回路と受信回路とが接続されるようにアンテ
ナ共用器が切換わることはない。
信号を伝送する伝送系を１番目からｎ番目まで順次切
換えて、その都度、送信している伝送系を除く１番目か
らｎ番目までのすべての伝送系で受信された測定された
信号ＲＸjk（ｔ）は、下記の式（３−１３）で表わされ
る。
RXjk(t)=Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)} Sj(t) +Ijk(t) +njk(t) (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(3-13) 次に、受信信号ＲＸjk（ｔ）と、対応する伝送系の既
知の信号Ｓj（ｔ）との相互相関値ＣＳjkを計算する
と、式（３−１４）となる。
CSjk=Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)} ＜Sj(t) ・ Sj(t)＞+＜Ijk(t) ・ Sj(t)＞+＜ njk(t) ・ Sj(t)＞ (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(3-14) 前述の式（３−４）、（３−５）および（３−６）
を、上述の式（３−１４）に代入すると、下記の式（３
−１５）で表わされるようになり、その自然対数を計算
すると式（３−１６）のように表わされる。
CSjk= Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)} (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(3-15) loge[Ajk ATXj ARXk]+j(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)=loge[CSjk] …(3-16) この式（３−１６）の虚数部に着目すると式（３−１
７）が導かれ、実数部に着目すると式（３−１８）が導
かれる。
φjk+ΔφTXj+ΔφRXk=Im[loge[CSjk]] (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(3-17) loge[Ajk ATXj ARXk]= Re[loge[CSjk]] (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(3-18) ここで、式（３−１７）および（３−１８）のそれぞ
れの右辺は各伝送系ごとに測定および計算によって求め
ることができ、その結果はメモリ２１に記憶される。
そこで、式（３−１７）および（３−１８）のそれぞ
れの右辺の値をＹjk，Ｘjkとすると、それぞれの式は、
下記の式（３−１９）および（３−２０）のように表わ
される。
Yjk=φjk+ΔφTXj+ΔφRXk, (j=1, 2, …，n), (k=1,2,…，n)、 ただし、j≠k …(3-19) Xjk=loge[Ajk]+loge[ATXj]+loge[ARXk], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、j≠k …(3-20) このようにして求められた位相情報のうち、Ｙjk−Ｙ
kj＝Ｚjkとおいて式（３−１９）に代入すると下記の連
立一次方程式（３−２１）が得られ、また得られた振幅
情報のうちＸjk−Ｘkj＝Ｖjkとおいて、式（３−２０）
に代入すると下記の連立一次方程式（３−２２）が得ら
れる。
Zjk=Yjk-Ykj=Δφk-Δφj (j=1, 2, …，n-1), (k=j+1, j+2, …，n) …(3-21) Vjk=Xjk-Xkj=ΔAk-ΔAj, (j=1, 2, …，n), (k=j+1, j+2, …，n) …(3-22) これ以後の処理は、図１９に関連して説明した処理と
同じであり、伝送系の数ｎが３以上であれば、メモリ２
１に記憶された値Ｙjk，Ｘjkを用いて、上述の連立一次
方程式（３−２１）および（３−２２）を解くことによ
り、すべての伝送系において、送信回路および受信回路
を通過する信号の間の位相回転量の差および振動変動量
の差を算出することができる。
そして、このように推定された各伝送系ごとの受信信
号と送信信号との間の位相差情報を当該伝送系のフェイ
ズシフタに与え、各伝送系ごとの振幅変動量情報を当該
伝送系のアッテネータに与えることにより、各伝送系ご
とに受信信号と送信信号との間の伝送特性のキャリブレ
ーションを行なうことができる。
なお、実施の形態１６のＹjk，Ｘjkの計算ルーチン
は、図５４に示した実施の形態１５の計算ルーチンと同
じなので、その図示および説明は省略する。
この計算ルーチンを除く他の処理は図３１の実施の形
態３のフロー図と同じであり、その説明を省略する。
以上のように、この発明の実施の形態１６によれば、
各伝送系ごとに相関回路を設けて受信信号ＲＸjk（ｔ）
と既知の信号Ｓj（ｔ）との相関処理を行なうことによ
り、雑音成分Ｎjk（ｔ）および干渉信号Ｉjk（ｔ）が消
失している。したがって、受信信号のＳ／Ｎ比が悪い場
合、または受信信号に干渉信号が混入した場合、または
その双方の場合において、雑音成分、または干渉信号、
またはその双方の影響による推定誤差を抑えることがで
き、各伝送系ごとの位相差および振幅変動量情報を良好
に推定することができる。
［信号を同時に送信する方式］ 実施の形態１７ なお、図５５の実施の形態１６では、信号を伝送する
送信系を１番目からｎ番目まで順次切換えて、その都
度、送信している伝送系を除く１番目からｎ番目までの
すべての伝送系で受信された信号を測定し、上述の処理
を行なっている。
しかしながら、以下に説明するように、この実施の形
態１７では、図５５に示した構成において、すべての伝
送系から同時に信号を送信し、かつすべての伝送系で同
時に信号を受信することにより、キャリブレーションに
要する時間を短縮している。
まず、キャリブレーション時には、図５５に示した構
成において、すべての伝送系のフェイズシフタＰＳjの
位相回転量θjが０に、アッテネータＡＴＴjの振動変動
量Ａjが１（＝０ｄＢ）にセットされる。そして、メモ
リ２１からは、すべての伝送系に対応する既知の信号Ｓ
j（ｔ）が読出され、すべてのアンテナ素子ＡＮＴjを介
して同時に送信される。
各伝送系から送信された信号は、当該伝送系を除く他
のすべての伝送系のアンテナ素子ＡＮＴk（ｋ＝１，
２，…，ｎ、ただしｊ≠ｋ）で受信される。
したがって、ｋ番目の伝送系の受信信号測定装置ＳＭ
kで他のすべての伝送系から同時に受信され測定される
信号ＲＸk（ｔ）は下記の式（４−１）で表わされる。
RXk(t)=A1k ATX1 ARXk exp{i(φ1k+ΔφTX1+ΔφRXk)}S1(t) +A2k ATX2 ARXk exp{i(φ2k+ΔφTX2+ΔφRXk)}S2(t) +‥‥ +Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}Sj(t) +‥‥ +Ak-1 k ATXk-1 ARXk exp{i(φk-1 k+ΔφTXk-1+ΔφRXk)}Sk-1(t) +Ak+1 k ATXk+1 ARXk exp{i(φk+1 k+ΔφTXk+1+ΔφRXk)}Sk+1(t) +‥‥ +Ank ATXn ARXk exp{i(φnk+ΔφTXn+ΔφRXk)}Sn(t) +nk(t), (k=1, 2, …，n) …(4-1) 次に、受信信号ＲＸk（ｔ）と、既知の信号Ｓj（ｔ）
との相互相関値ＣＳjkを計算する。この相互相関値は、
次の式（４−２）のように表わされる。
但し、Ｓj（ｔ），（ｊ＝１，２，…，ｎ）はすべて
互いに異なる信号系列であり、その相互相関値は次の式
（４−３）を満たす。
CSjk=＜RXk(t)・Sj(t)＞ …(4-2) ＜Sj(t)・Sk(t)＞≒0, (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n)、 ただし、k≠j …(4-3) また、前述の実施の形態１５の式（３−６）で示した
ように、送信信号と雑音との間の相互相関値は０であ
り、式（３−４）に示したように送信信号の自己相関値
は１である。
したがって、式（４−１）のＲＸk（ｔ）とＳj（ｔ）
との相互相関値を計算すると、式（４−２）は下記の式
（４−４）のように表わされ、このＲＸk（ｔ）とＳ
j（ｔ）との相互相関処理を、すべての既知の送信信号
Ｓj（ｔ），（ｊ＝１，２，…，ｎ、ただしｊ≠ｋ）お
よびすべての受信信号ＲＸk（ｔ），（ｋ＝１，２，
…，ｎ）に対して行なうと、得られる相互相関値は実施
の形態１７の式（３−１５）で表わされる値となる。
CSk=＜RXk(t)・Sj(t)＞=Ajk ATXj ARXk exp{i(φjk+ΔφTXj+ΔφRXk)}, …(4-4) この式（３−１５）の自然対数を計算すると、前述の
実施の形態１６の式（３−１６）のように表わされ、そ
の虚数部に着目すると前述の式（３−１９）が導かれ、
実数部に着目すると式（３−２０）が導かれる。以後の
処理は、実施の形態１６の処理と同じなので説明を省略
する。
次に、図５６は、上述の実施の形態１７の動作の前半
を説明するフロー図であり、図５７は、図５６のフロー
図のステップＳ３−２に対応する、実施の形態１７の計
算ルーチンを示すフロー図である。
図５６のフロー図は、ステップＳ３−１において、す
べての伝送系から既知の信号Ｓj（ｔ）が同時に送信さ
れ、ステップＳ３−２において、すべての伝送系で受信
信号の測定が同時に行なわれる点で、先行するいずれの
実施の形態とも相違している。
図５７のフロー図において、送信信号Ｓj（ｔ）毎
に、テンポラリーな変数Ｔｍｐを０として、時間Ｔに達
するまでＲＸk（ｔ）・Ｓj（ｔ）の累算を行なう。そし
て、この累算結果をＴで除算して時間平均Ｔｍｐ／Ｔを
算出し、その自然対数を計算して、虚数部Ｙjk、実数部
Ｘjkを抽出している。
この演算をすべての送信信号Ｓj（ｔ）に対して行な
うことにより、すべての伝送系からの送信信号Ｓ
j（ｔ）とすべての伝送系で受信された信号ＲＸk（ｔ）
との相互相関処理が行なわれることになる。
以後の処理は図２１のフロー図と同じであるので、説
明を省略する。
なお、図５６の実施の形態１７と同じステップＳ３−
１およびＳ３−２により、すべての伝送系からの送信信
号Ｓj（ｔ）とすべての伝送系で受信された信号ＲＸ
k（ｔ）との相互相関処理を行ない、得られたＹjkの連
立一次方程式（３−１９）およびＹjkの連立一次方程式
（３−２０）を直接解くことにより、各伝送系の受信回
路の位相回転量および振幅変動量を求めるように構成し
てもよい。
以上のように、この実施の形態１７では、キャリブレ
ーション時に既知の信号Ｓj（ｔ）の同時送受信を行な
っているので、送信する伝送系を順次切り換えていた先
行する各実施の形態と比べても、キャリブレーションに
要する時間を短縮することができる。
［位相・振幅オフセット方式］ 実施の形態１８ なお、図１９に示したこの発明の第２の基本構成のア
ダプティブアレイ無線基地局では、最終的に前述の連立
一次方程式（１−３０）および（１−３２）を解くこと
により、すべての伝送系の受信回路および送信回路を通
過する信号の位相回転量の差Δφjおよび振幅変動量の
差ΔＡjを求めている。
ここで、すべての伝送系において送受信回路の位相回
転量の差Δφj，（ｊ＝１，２，…，ｎ）が同じ値であ
った場合には下記の式（５−１）が成り立ち、すべての
伝送系において送受信回路の振幅変動量の差ΔＡj，
（ｊ＝１，２，…，ｎ）が同じ値であった場合には、下
記の式（５−２）が成り立つ。
Δφ1=Δφ2= … =Δφn …(5-1) ΔA1=ΔA2= … =ΔAn …(5-2) これらの場合、各送信回路および受信回路において現
実に位相回転量の差または振幅変動量の差が生じていて
も、前述の式（１−３０）および（１−３２）から導出
される連立方程式はすべて継続関係になってしまい、解
が不定となる。したがって、正確な位相回転量の差およ
び振幅変動量の差を推定することができない場合が生じ
得る。
以下に説明する実施の形態１８は、このような点を改
善したものであり、キャリブレーションを行なう前に、
各伝送系の、フェイズシフタの位相回転量、またはアッ
テネータの振幅変動量、またはその両方を、それぞれ予
めある値に設定しておくことにより、送受信回路間の位
相回転量の差および／または振幅変動量の差が、伝送系
の間でほぼ同じ値になることを回避し、各伝送系の位相
回転量の差および振幅変動量の差の推定の精度を向上さ
せたものである。
この発明の実施の形態１８によれば、図１９に示した
この発明の第２の基本構成によるアダプティブアレイ無
線基地局において、キャリブレーション時に、予め、ｊ
番目の伝送系のフェイズシフタＰＳjの位相回転量がθj
に、アッテネータＡＴＴjの振幅変動量がＡjにセットさ
れる。但し、伝送系の間では、それぞれのフェイズシフ
タの位相回転量はθj≠θkとなるように、そしてそれぞ
れのアッテネータの振幅変動量はＡj≠Ａkとなるように
設定されるものとする。
メモリ２１から、このｊ番目の伝送系に対応する既知
の信号Ｓj（ｔ）が読出され、送信回路を介して出力さ
れる。そして、送信された信号は、ｊ番目の伝送系を除
く他のすべての伝送系の各々の受信回路で受信され、受
信信号測定装置ＳＭkで受信信号ＲＸjk（ｔ）として受
信される。信号を送信する伝送系を１番目からｎ番目ま
で順次切換えて、その都度送信している伝送系を除くす
べての伝送系で受信され測定された信号ＲＸjk（ｔ）
は、下記の式（５−３）で表わされる。
RXjk(t)=Ajk Aj ATXj ARXk exp {i(φjk+ θj+ΔφTXj+ΔφRXk)} Sj(t)+njk(t) (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(5-3) 次に、上記の式（５−３）の両辺を、送信時における
既知の信号Ｓj（ｔ）で割り、さらに両辺の自然対数を
計算してテイラー展開すると、Ｓ／Ｎ比が十分よけれ
ば、下記の式（５−４）が得られる。そして、この式
（５−４）の虚数部に注目すると下記の式（５−５）が
導かれ、実数部に注目すると下記の式（５−６）が導か
れる。
loge[Ajk Aj ATXj ARXk] +i(φjk+θj+ΔφTXj+ΔφRXk)=loge[RXjk(t)/Sj(t)] …(5-4) φjk+θj+ΔφTXj+ΔφRXk=Im[loge[RXjk(t)/Sj(t)]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(5-5) loge[Ajk Aj ATXj ARXk]=Re[loge[RXjk(t)/Sj(t)]], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(5-6) ここで、式（５−５）および（５−６）のそれぞれの
右辺の値は計算によって求めることができる。そこで、
式（５−５）および（５−６）のそれぞれの右辺の計算
によって求められた値をＹjk、Ｘjkとすると、それぞれ
の式は、下記の式（５−７）および（５−８）のように
表わされる。
Yjk=φjk+θj+ΔφTXj+ΔφRXk, (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(5-7) Xjk=loge[Ajk]+loge[Aj]+loge[ATXj]+loge[ARXk], (j=1, 2, …，n), (k=1, 2, …，n) ただし、j≠k …(5-8) ここで、上述のように予め設定された初期オフセット
値を考慮して、各伝送系の送受信回路間の位相回転量の
差Δφjおよび振幅変動量の差ΔＡjを下記の式（５−１
０）および（５−１１）のように定義する。
Δφj=ΔφRXj-{ΔφTXj+θj}, (j=1, 2, …，n) …(5-10) ΔAj=loge[ARXj]-{loge[ATXj]+loge[Aj]}, (j=1, 2, …，n) …(5-11) 次に、Ｙjk−Ｙkj＝Ｚjkとおいて式（５−７）に代入
すると下記の式（５−１２）が得られ、Ｘjk−Ｘkj＝Ｖ
jkとおいて式（５−８）に代入すると下記の式（５−１
３）が得られる。
Zjk=Yjk-Ykj=Δφk-Δφj, (j=1, 2, …，n-1), (k=j+1, j+2, …，n) …(5-12) Vjk=Xjk-Xkj=ΔAk-ΔAj, (j=1, 2, …，n-1), (k=j+1, j+2, …，n) …(5-13) 以後の動作は、図１９を参照して説明したこの発明の
第２の基本構成の動作と同じであり、これらの連立一次
方程式（５−１２）および（５−１３）を解けば、各伝
送系における送受信回路間の位相回転量の差および振幅
変動量の差を算出することができる。
次に、図５８および図５９は、上述のような実施の形
態１８の動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウ
ェア的に実現する際のフロー図である。図５８および図
５９に示したフロー図は、以下の点を除いて図２０およ
び図２１に示したこの発明の第２の基本構成の動作と同
じである。
すなわち、ステップＳ２−２ｈにおいて、当該伝送系
のフェイズシフタＰＳjの位相回転量が、０ではなく既
知の値θjに、アッテネータＡＴＴjの振幅変動量が、１
ではなく既知の値Ａjにセットされる。
そして、最後のステップＳ２−１８ｈにおいて、キャ
リブレーションのための各伝送系のフェイズシフタの位
相回転量およびアッテネータの振幅変動量を設定する際
に、上述の既知の値θjおよびＡjがそれぞれ考慮されて
いる。
その他の動作については、図２０および図２１のフロ
ー図に関する説明を援用して、ここではその説明を省略
する。
次に、図６０および図６１は、上述の図５８および図
５９に示した実施の形態１８の変形例を示すフロー図で
ある。この変形例においては、上述の実施の形態１８と
同様に、まず各伝送系のフェイズシフタの位相回転量を
θjに、アッテネータの振幅変動量をＡjに設定した後、
既知の信号Ｓj（ｔ）を送信しており、その後も実施の
形態１８と全く同じ演算処理により、ＺjkとＶjkとが算
出されている。
但し、この図６１のフロー図では、算出されたＺjk、
Ｖjkの絶対値が十分な大きさを有しているか否かが判定
される。すなわち、ステップＳ２−１９で、算出された
Ｚjkの絶対値がＺの最小値であるＭＺと比較され、｜Ｚ
jk｜がＭＺより小さければ、ステップＳ２−２０でさら
にＭＺがそのときの｜Ｚjk｜で置換えられる。同様に、
ステップＳ２−２１で、算出されたＶjkの絶対値がＶの
最小値であるＭＶと比較され、｜Ｖjk｜がＭＶより小さ
ければ、ステップＳ２−２２でさらにＭＶがそのときの
｜Ｖjk｜で置換えられる。
次に、ステップＳ２−２３において最終的に得られた
ＭＺ、ＭＶがそれぞれ所定の基準値ＣＺ、ＣＶよりも小
さいことが判定されると、フェイズシフタの位相回転量
およびアッテネータの振幅変動量の初期設定値であるθ
j、Ａjが十分ではなかったとして、ステップＳ２−２４
において、位相回転量θjおよび振幅変動量Ａjがそれぞ
れ適当な値に変更された後、Ｚjk、Ｖjkの算出が再度行
なわれる。その結果、得られたＭＺ、ＭＶがそれぞれＣ
Ｚ、ＣＶよりも大きいことが判定されれば、以後は図５
９の実施の形態１８と同じ処理が行なわれる。
［方程式選択方式］ 実施の形態１９ これまでに説明した実施の形態のいずれにおいても、
最終的には位相回転量に関する連立一次方程式および振
幅変動量に関する連立一次方程式を解くことにより、位
相回転量、振幅変動量、位相回転量差および振幅変動量
差を算出している。
ところで、いずれの実施の形態においても、アンテナ
素子数が３本の場合、未知の変数の数と各連立一次方程
式を構成する独立の方程式の数とが共に３個であり、等
しい。したがってこの場合には３個の方程式のすべてが
連立一次方程式を解くのに用いられる。しかしながら、
アンテナ素子数が４本以上になると、独立の方程式の数
が未知の変数の数を上回ることになる。
この発明の実施の形態１９では、アンテナ素子数が４
本以上の場合、測定された受信信号と送信した信号とに
基づいて計算された連立一次方程式を構成するすべての
独立の方程式のうち、より高い精度で導出された方程式
を必要数、すなわち未知の変数の個数と同数だけ選択し
て、連立一次方程式を解くように構成している。
この発明の実施の形態１９では、この方程式の選択
は、測定や計算によって得られた値である｜Ｘjk｜、｜
Ｙjk｜、｜Ｖjk｜、または｜Ｚjk｜が大きな値をとる方
程式から順に選択されることになる。
図６２は、この実施の形態１９の動作を説明するフロ
ー図であり、以下の点を除いて、図２１に示したこの発
明の第２の基本構成の後半の動作と同じである。すなわ
ち、ステップＳ２−２５ですべてのＺjkの絶対値を計算
して値の大きい順にソートし、かつステップＳ２−２６
ですべてのＶjkの絶対値を計算して値の大きい順にソー
トする。そして、｜Ｚjk｜の値の大きい順に、未知の変
数の個数に相当するｎ個の方程式を選択して位相回転量
差に関する連立一次方程式を構成して解を計算し、また
｜Ｖjk｜の値の大きい順に、ｎ個の方程式を選択して振
幅変動量差に関する連立一次方程式を構成して解を計算
する。その他の動作については、図２０および図２１の
フロー図に関する説明を援用して、ここではその説明を
省略する。
以上のように、この実施の形態１９では、高い精度で
導出された方程式を選び出して連立一次方程式を構成し
ているので、位相回転量および振幅変動量に関する精度
の高い推定結果を得ることができる。
［余剰方程式利用方式］ 実施の形態２０ なお、上述のように、アンテナ素子数が４本以上の場
合、各連立一次方程式を構成する複数の独立の方程式の
うち、解を得るために用いられない方程式が出てくる。
この発明の実施の形態２０では、このように解を得るた
めに用いられた方程式以外の方程式を、位相回転量およ
び振幅変動量に関する情報の推定結果の検証に用いるも
のである。たとえば、アンテナ素子数が４本で、送受信
回路の位相回転量差を求める場合の連立方程式は、下記
の独立の方程式（６−１）〜（６−６）から構成される
ことになる。
Z12=Δφ2-Δφ1 …(6-1) Z13=Δφ3-Δφ1 …(6-2) Z14=Δφ4-Δφ1 …(6-3) Z23=Δφ3-Δφ2 …(6-4) Z24=Δφ4-Δφ2 …(6-5) Z34=Δφ4-Δφ3 …(6-6) ここで、たとえば上述の６つの独立の方程式のうち、
式（６−１）、（６−２）、（６−５）、（６−６）を
用いて４個の未知の変数Δφ1〜Δφ4を算出するものと
し、実際に計算された値をｔｍｐΔφj，（ｊ＝１，
２，３，４）とする。この実施の形態２０では、これら
の値ｔｍｐΔφjを、解を算出するのに用いられなかっ
た式（６−３）、（６−４）に導入し、誤差ｅ1，（１
＝１，２，…）を計算する。この場合未使用の２つの方
程式を用いて２つの誤差ｅ1，ｅ2が下記の式（６−７）
および（６−８）のように算出される。
e1=Z14-(tmpΔφ4-tmpΔφ1) …(6-7) e2=Z23-(tmpΔφ3-tmpΔφ2) …(6-8) そして、これらの誤差ｅ1，ｅ2がそれぞれ所定の基準
値よりも小さければ、上述の推定結果ｔｍｐΔφj，
（ｊ＝１，２，３，４）は正しいものとみなし、出力さ
れることになる。一方、誤差ｅ1，ｅ2が所定の基準値よ
りも大きければ、上述の４つの式を用いた推定結果は正
しくないとみなし、誤差ｅ1，ｅ2が所定の基準値よりも
小さくなるまで、測定をやり直すなどして、推定処理を
続行する。
図６３および図６４は、この実施の形態２０の動作を
示すフロー図であり、以下の点を除いて図６２に示した
この発明の実施の形態１９の動作と同じである。
すなわち、ステップＳ２−２８において、位相差情報
に関するｎ個の独立の方程式からなる連立一次方程式お
よび振幅変動量差情報に関するｎ個の独立の方程式から
なる連立一次方程式のそれぞれを解いて解を求め、ステ
ップＳ２−２９において、計算された解を、この解の算
出に用いられなかった方程式に代入して、ＺjkおよびＶ
jkの最大値Ｚmax，Ｖmaxをそれぞれ算出する。そして、
ステップＳ２−３０において、算出された最大値がそれ
ぞれ所定の基準値ＣＺ，ＣＶ以下であるか否かが判断さ
れ、所定の基準値以上であることが判断されるまで以上
の測定および演算が繰返される。
その他の動作は、前述の実施の形態１９の動作と同様
である。
［テーブル参照補正方式］ 実施の形態２１ これまでに説明した実施の形態のいずれにおいても、
推定された位相回転量に関する情報および振幅変動量に
関する情報を、各伝送系の位相回転装置としてのフェイ
ズシフタおよび振幅変動装置としてのアッテネータに伝
達し、各伝送系の送受信回路間において、位相回転量差
および振幅変動量差が０となるように補償を行なってい
る。
ところが、各伝送系の送信回路または受信回路が非線
形特性を有する回路要素（たとえばアンプ）を含む場
合、送信回路に入力される信号のパワーまたは受信回路
に入力される信号のパワーによっては、位相特性および
振幅特性が変化して上述の補償がきかなくなることがあ
る。
この発明の実施の形態２１は、上述のように送信回路
に入力される信号のパワーまたは受信回路に入力される
信号のパワーにより位相特性および振幅特性が変化した
場合でも、推定動作によって一旦得られたキャリブレー
ション結果と、メモリに予め記録されている補正テーブ
ルとを用いて、フェイズシフタおよびアッテネータに設
定される位相回転量および振幅変動量を適正な値に補正
するものである。
図６５は、このような実施の形態２１の具体的な回路
構成を示すブロック図である。図６５の実施の形態にお
いて、位相回転量を補償するために計算されるキャリブ
レーション情報はΔφ1，Δφ2，…，Δφnであり、振
幅変動量を補償するために計算されるキャリブレーショ
ン情報はΔＡ1，ΔＡ2，…，ΔＡnである。
ここで、これらのキャリブレーション情報を推定した
ときの送信信号の比較的低いパワーをＰＣTX、受信信号
の比較的低いパワーをＰＣRXとする。一方、現在の送信
信号のパワーをＰTX、受信信号のパワーをＰRXとする、
ここでメモリ内には位相回転量情報および振幅変動量情
報の補正用の情報が予め記憶されているものとし、制御
装置２２により、ＰTXとＰＣTXに対応する送信系の補正
情報を、またはＰRXとＰＣRXとに対応する受信系の補正
情報をメモリ２１から読出し、上述の算出されたそれぞ
れのキャリブレーション値に加えた後、位相回転装置と
してのフェイズシフタおよび振幅変動装置としてのアッ
テネータに与えるように構成されている。これにより、
送信回路または受信回路に非線形回路要素が含まれる場
合であっても、受信信号パワーまたは送信信号パワーに
拘らず、常に位相回転量差情報および振幅変動量差情報
に関する最適のキャリブレーションを行なうことができ
る。
なお、メモリに蓄える補正情報の量を減らすために、
適当な間隔で間引いた補正情報をメモリに記憶してお
き、補正情報の使用時に補間により最適な補正値を求め
るように構成することも可能である。
［振幅のキャリブレーション方式］ 実施の形態２２ これまでに説明した実施の形態のいずれにおいても、
各伝送系において受信回路と送信回路との間の振幅変動
量の差が推定される。しかしながら、位相回転量の場合
とは異なり、振幅変動量の場合には、送信回路と受信回
路との間に特性差があること自体は大きな問題ではな
く、送受信回路間の振幅変動量差がそれぞれの伝送系に
おいて異なっていることが最大の問題である。したがっ
て、振幅情報のキャリブレーションに関しては、上述の
各実施の形態のように各伝送系の受信回路と送信回路と
の間の振幅変動量差が０となるように各伝送系の振幅変
動装置であるアッテネータの振幅変動量を制御する方法
の他に、それぞれの伝送系の送受信回路間の振幅変動量
差が共通のある値になるように、各伝送系の振幅変動装
置であるアッテネータの振幅変動量を制御するように構
成してもよい。
［第３の基本構成の概要］ 図６６は、この発明によるアダプティブアレイ無線基
地局の第３の基本構成の概要を示す概略ブロック図であ
る。図６６の第３の基本構成は、先に説明した第１およ
び第２の基本構成と同様に、アダプティブアレイ無線基
地局のうち、この発明に関連する位相回転量および振幅
変動量の推定ならびにこれらのキャリブレーションに関
する部分のみを示している。
図６６に示すアダプティブアレイ無線基地局において
は、４つの信号伝送系からなり、それぞれの信号伝送系
のアンテナ素子（合計４個）が正確に正方形の頂点にそ
れぞれ配置されていることを特徴としている。
より特定的に、図６６に示すアダプティブアレイ無線
基地局は、図示しないメモリおよび制御装置からなる信
号処理回路２０と、正方形のアレイアンテナを構成する
アンテナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ２，ＡＮＴ３およびＡＮ
Ｔ４と、それぞれのアンテナ素子に対応して設けられた
アンテナ共用器ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３およびＳＷ４
と、それぞれのアンテナ素子に対応してアンテナ共用器
と信号処理回路２０との間に設けられた送信回路ＴＸ
１，ＴＸ２，ＴＸ３，ＴＸ４および受信回路ＲＸ１，Ｒ
Ｘ２，ＲＸ３，ＲＸ４とを備えている。
前述の第１および第２の基本構成と同様に、図６６の
信号処理回路２０は、キャリブレーション時にそれぞれ
のアンテナ素子から既知の信号を送信し、他のアンテナ
素子からの受信信号を実測し、実測値を用いて所定の演
算を行い、後述する受信応答ベクトルおよび送信ベクト
ルを算出し、その算出結果に応じて位相回転量および振
幅変動量のキャリブレーションを行うデジタル信号処理
機能を有しているものとする。
なお、送信回路ＴＸ１，ＴＸ２，ＴＸ３，ＴＸ４の各
々は、信号処理回路２０から対応するアンテナ共用器Ｓ
Ｗまでの経路に存在する回路を総称するものであり、受
信回路ＲＸ１，ＲＸ２，ＲＸ３，ＲＸ４の各々は、対応
するアンテナ共用器ＳＷから信号処理回路２０までの経
路に存在する回路を総称するものである。
［第３の基本構成の実施の形態］ 実施の形態２３ 図６６において、θＴＸ１，θＴＸ２，θＴＸ３，θ
ＴＸ４の各々は、各伝送系において、信号処理回路２０
から出力された信号が対応する送信回路ＴＸおよびアン
テナ共用器ＳＷを通過して対応するアンテナ素子ＡＮＴ
に至るまでの位相回転量を表わし、θＲＸ１，θＲＸ
２，θＲＸ３，θＲＸ４の各々は、各伝送系において、
対応するアンテナ素子ＡＮＴで受信された信号が対応す
るアンテナ共用器ＳＷおよび受信回路ＲＸを通過して信
号処理回路２０に至るまでの位相回転量を表わしてい
る。
さらに図６６中、θ１２はアンテナ素子ＡＮＴ１，Ａ
ＮＴ２間における信号の位相回転量、θ１３はアンテナ
素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ３間における信号の位相回転量、
θ１４はアンテナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ４間における信
号の位相回転量、θ２３はアンテナ素子ＡＮＴ２，ＡＮ
Ｔ３間における信号の位相回転量、θ２４はアンテナ素
子ＡＮＴ２，ＡＮＴ４間における信号の位相回転量、θ
３４はアンテナ素子ＡＮＴ３，ＡＮＴ４間における信号
の位相回転量を表わしている。
この発明の第３の基本構成の実施の形態２３は、図６
６の構成において受信応答ベクトルと送信応答ベクトル
とを求め、その位相データの差を補正値として求めるも
のである。
（１） 受信応答ベクトルの測定方法 まず、受信応答ベクトルの測定方法について説明す
る。
図６６の構成において、信号処理回路２０から初期
位相θＩＴ１が０に固定された信号が、送信回路ＴＸ
１、アンテナ共用器ＳＷ１を介してアンテナ素子ＡＮＴ
１から送信され、他のアンテナ素子ＡＮＴ２，ＡＮＴ
３，ＡＮＴ４で受信される。
このうち、アンテナ素子ＡＮＴ２、アンテナ共用器Ｓ
Ｗ２、受信回路ＲＸ２を介して信号処理回路２０で受信
された信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ２１
は、次の式（７−１）で表わされる。
θＲ２１＝θＴＸ１＋θ１２＋θＲＸ２…（７−１） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ３、アンテナ共用器ＳＷ
３、受信回路ＲＸ３を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ３１
は、次の式（７−２）で表わされる。
θＲ３１＝θＴＸ１＋θ１３＋θＲＸ３…（７−２） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ４、アンテナ共用器ＳＷ
４、受信回路ＲＸ４を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ４１
は、次の式（７−３）で表わされる。
θＲ４１＝θＴＸ１＋θ１４＋θＲＸ４…（７−３） ここで（７−１）式から（７−２）式を減じると、 θＲ２１−θＲ３１＝θＲＸ２−θＲＸ３＋（θ１２−θ１３） （θＲＸ２−θＲＸ３）＝（θＲ２１−θＲ３１）−（θ１２−θ１３） …（７−４） 同様に、（７−２）式から（７−３）式を減じると、 θＲ３１−θＲ４１＝θＲＸ３−θＲＸ４＋（θ１３−θ１４） （θＲＸ３−θＲＸ４）＝（θＲ３１−θＲ４１）−（θ１３−θ１４） …（７−５） 同様に、（７−３）式から（７−１）式を減じると、 θＲ４１−θＲ２１＝θＲＸ４−θＲＸ２＋（θ１４−θ１２） （θＲＸ４−θＲＸ２）＝（θＲ４１−θＲ２１）−（θ１４−θ１２） …（７−６） 図６６の構成において、信号処理回路２０から初期
位相θＩＴ２が０に固定された信号が、送信回路ＴＸ
２、アンテナ共用器ＳＷ２を介してアンテナ素子ＡＮＴ
２から送信され、他のアンテナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ
３，ＡＮＴ４で受信される。
このうち、アンテナ素子ＡＮＴ１、アンテナ共用器Ｓ
Ｗ１、受信回路ＲＸ１を介して信号処理回路２０で受信
された信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ１２
は、次の式（７−７）で表わされる。
θＲ１２＝θＴＸ２＋θ１２＋θＲＸ１…（７−７） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ３、アンテナ共用器ＳＷ
３、受信回路ＲＸ３を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ３２
は、次の式（７−８）で表わされる。
θＲ３２＝θＴＸ２＋θ２３＋θＲＸ３…（７−８） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ４、アンテナ共用器ＳＷ
４、受信回路ＲＸ４を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ４２
は、次の式（７−９）で表わされる。
θＲ４２＝θＴＸ２＋θ２４＋θＲＸ４…（７−９） ここで（７−７）式から（７−８）式を減じると、 θＲ１２−θＲ３２＝θＲＸ１−θＲＸ３＋（θ１２−θ２３） （θＲＸ１−θＲＸ３）＝（θＲ１２−θＲ３２）−（θ１２−θ２３） …（７−１０） 同様に、（７−８）式から（７−９）式を減じると、 θＲ３２−θＲ４２＝θＲＸ３−θＲＸ４＋（θ２３−θ２４） （θＲＸ３−θＲＸ４）＝（θＲ３２−θＲ４２）−（θ２３−θ２４） …（７−１１） 同様に、（７−９）式から（７−７）式を減じると、 θＲ４２−θＲ１２＝θＲＸ４−θＲＸ１＋（θ２４−θ１２） （θＲＸ４−θＲＸ１）＝（θＲ４２−θＲ１２）−（θ２４−θ１２） …（７−１２） 図６６の構成において、信号処理回路２０から初期
位相θＩＴ３が０に固定された信号が、送信回路ＴＸ
３、アンテナ共用器ＳＷ３を介してアンテナ素子ＡＮＴ
３から送信され、他のアンテナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ
２，ＡＮＴ４で受信される。
このうち、アンテナ素子ＡＮＴ１、アンテナ共用器Ｓ
Ｗ１、受信回路ＲＸ１を介して信号処理回路２０で受信
された信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ１３
は、次の式（７−１３）で表わされる。
θＲ１３＝θＴＸ３＋θ１３＋θＲＸ１…（７−１３） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ２、アンテナ共用器ＳＷ
２、受信回路ＲＸ２を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ２３
は、次の式（７−１４）で表わされる。
θＲ２３＝θＴＸ３＋θ２３＋θＲＸ２…（７−１４） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ４、アンテナ共用器ＳＷ
４、受信回路ＲＸ４を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ４３
は、次の式（７−１５）で表わされる。
θＲ４３＝θＴＸ３＋θ３４＋θＲＸ４…（７−１５） ここで、（７−１３）式から（７−１４）式を減じる
と、 θＲ１３−θＲ２３＝θＲＸ１−θＲＸ２＋（θ１３−θ２３） （θＲＸ１−θＲＸ２）＝（θＲ１３−θＲ２３）−（θ１３−θ２３） …（７−１６） 同様に、（７−１４）式から（７−１５）式を減じる
と、 θＲ２３−θＲ４３＝θＲＸ２−θＲＸ４＋（θ２３−θ３４） （θＲＸ２−θＲＸ４）＝（θＲ２３−θＲ４３）−（θ２３−θ３４） …（７−１７） 同様に、（７−１５）式から（７−１３）式を減じる
と、 θＲ４３−θＲ１３＝θＲＸ４−θＲＸ１＋（θ３４−θ１３） （θＲＸ４−θＲＸ１）＝（θＲ４３−θＲ１３）−（θ３４−θ１３） …（７−１８） 図６６の構成において、信号処理回路２０から初期
位相θＩＴ４が０に固定された信号が、送信回路ＴＸ
４、アンテナ共用器ＳＷ４を介してアンテナ素子ＡＮＴ
４から送信され、他のアンテナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ
２，ＡＮＴ３で受信される。
このうち、アンテナ素子ＡＮＴ１、アンテナ共用器Ｓ
Ｗ１、受信回路ＲＸ１を介して信号処理回路２０で受信
された信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ１４
は、次の式（７−１９）で表わされる。
θＲ１４＝θＴＸ４＋θ１４＋θＲＸ１…（７−１９） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ２、アンテナ共用器ＳＷ
２、受信回路ＲＸ２を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ２４
は、次の式（７−２０）で表わされる。
θＲ２４＝θＴＸ４＋θ２４＋θＲＸ２…（７−２０） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ３、アンテナ共用器ＳＷ
３、受信回路ＲＸ３を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの位相回転量θＲ３４
は、次の式（７−２１）で表わされる。
θＲ３４＝θＴＸ４＋θ３４＋θＲＸ３…（７−２１） ここで（７−１９）式から（７−２０）式を減じる
と、 θＲ１４−θＲ２４＝θＲＸ１−θＲＸ２＋（θ１４−θ２４） （θＲＸ１−θＲＸ２）＝（θＲ１４−θＲ２４）−（θ１４−θ２４） …（７−２２） 同様に、（７−２０）式から（７−２１）式を減じる
と、 θＲ２４−θＲ３４＝θＲＸ２−θＲＸ３＋（θ２４−θ３４） （θＲＸ２−θＲＸ３）＝（θＲ２４−θＲ３４）−（θ２４−θ３４） …（７−２３） 同様に、（７−２１）式から（７−１９）式を減じる
と、 θＲ３４−θＲ１４＝θＲＸ３−θＲＸ１＋（θ３４−θ１４） （θＲＸ３−θＲＸ１）＝（θＲ３４−θＲ１４）−（θ３４−θ１４） …（７−２４） アンテナ素子ＡＮＴ１およびＡＮＴ２の受信信号の
位相回転量の差（θＲＸ１−θＲＸ２）を算出する： 上述の式（７−１６）および（７−２２）の各々より
（θＲＸ１−θＲＸ２）は求まるが、より精度を向上さ
せるため、両式の平均をとる。
（θＲＸ１−θＲＸ２）＝［｛（θＲ１４−θＲ２４）−（θ１４−θ２ ４）｝＋｛（θＲ１３−θＲ２３）−（θ１３−θ２３）｝］／２ この式より、 （θＲＸ１−θＲＸ２）＝［｛（θＲ１４−θＲ２４）−（θ１４−θ２ ３）｝＋｛（θＲ１３−θＲ２３）−（θ１３−θ２３）｝］／２ 図６６のアンテナ素子は正方形を構成するように配さ
れているため、θ１４＝θ２３，θ１３＝θ２４が成り
立つ。したがって、上式は、次の式（７−２５）とな
る。
（θＲＸ１−θＲＸ２）＝｛（θＲ１４−θＲ２４）＋（θＲ１３−θＲ２ ３）｝／２…（７−２５） この式の右辺は実測値から求められるため差分（θＲ
Ｘ１−θＲＸ２）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ２およびＡＮＴ３の受信信号の
位相回転量の差（θＲＸ２−θＲＸ３）を算出する： 上述の式（７−４）および（７−２３）の各々より
（θＲＸ２−θＲＸ３）は求まるが、より精度を向上さ
せるため、両式の平均をとる。
（θＲＸ２−θＲＸ３）＝［｛（θＲ２１−θＲ３１）−（θ１２−θ１ ３）｝＋｛（θＲ２４−θＲ３４）−（θ２４−θ３４）｝］／２ この式より、 （θＲＸ２−θＲＸ３）＝［｛（θＲ２１−θＲ３１）−（θ１２−θ３ ４）｝＋｛（θＲ２４−θＲ３４）−（θ２４−θ１３）｝］／２ ここで、θ１２＝θ３４，θ１３＝θ２４が成り立つ
ため、上式は、次の式（７−２６）となる。
（θＲＸ２−θＲＸ３）＝｛（θＲ２１−θＲ３１）＋（θＲ２４−θＲ３ ４）｝／２…（７−２６） この式の右辺は実測値から求められるため差分（θＲ
Ｘ２−θＲＸ３）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ３およびＡＮＴ４の受信信号の
位相回転量の差（θＲＸ３−θＲＸ４）を算出する： 上述の式（７−５）および（７−１１）の各々より
（θＲＸ３−θＲＸ４）は求まるが、より精度を向上さ
せるため、両式の平均をとる。
（θＲＸ３−θＲＸ４）＝［｛（θＲ３１−θＲ４１）−（θ１３−θ１ ４）｝＋｛（θＲ３２−θＲ４２）−（θ２３−θ２４）｝］／２ この式より、 （θＲＸ３−θＲＸ４）＝［｛（θＲ３１−θＲ４１）−（θ１３−θ２ ４）｝＋｛（θＲ３２−θＲ４２）−（θ２３−θ１４）｝］／２ ここで、θ１３＝θ２４，θ２３＝θ１４が成り立つ
ため、上式は、次の式（７−２７）となる。
（θＲＸ３−θＲＸ４）＝｛（θＲ３１−θＲ４１）＋（θＲ３２−θＲ４ ２）｝／２…（７−２７） この式の右辺は実測値から求められるため差分（θＲ
Ｘ３−θＲＸ４）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ４およびＡＮＴ１の受信信号の
位相回転量の差（θＲＸ４−θＲＸ１）を算出する： 上述の式（７−１２）および（７−１８）の各々より
（θＲＸ４−θＲＸ１）は求まるが、より精度を向上さ
せるため、両式の平均をとる。
（θＲＸ４−θＲＸ１）＝［｛（θＲ４２−θＲ１２）−（θ２４−θ１ ２）｝＋｛（θＲ４３−θＲ１３）−（θ３４−θ１３）｝］／２ この式より （θＲＸ４−θＲＸ１）＝［｛（θＲ４２−θＲ１２）−（θ２４−θ１ ３）｝＋｛（θＲ４３−θＲ１３）−（θ３４−θ１２）｝］／２ ここで、θ２４＝θ１３，θ３４＝θ１２が成り立つ
ため、上式は、次の式（７−２８）となる。
（θＲＸ４−θＲＸ１）＝｛（θＲ４２−θＲ１２）＋（θＲ４３−θＲ１ ３）｝／２…（７−２８） この式の右辺は実測値から求められるため差分（θＲ
Ｘ４−θＲＸ１）の値が算出される。
受信応答ベクトルを求める： ４つの伝送系のそれぞれのアンテナ素子による受信信
号の位相回転量をＲ（１）＝θＲＸ１，Ｒ（２）＝θＲ
Ｘ２，Ｒ（３）＝θＲＸ３，Ｒ（４）＝θＲＸ４と表わ
すと、Ｒ（１），Ｒ（２），Ｒ（３），Ｒ（４）を成分
とするベクトルＲが 位相データの受信応答ベクトルである。
上述の（７−２５）式〜（７−２８）式で求めたよう
に、それぞれの位相回転量の差分は、実測値により（θ
ＲＸ１−θＲＸ２），（θＲＸ２−θＲＸ３），（θＲ
Ｘ３−θＲＸ４），（θＲＸ４−θＲＸ１）の値として
具体的に算出されているが、個々の位相回転量Ｒ
（１），Ｒ（２），Ｒ（３），Ｒ（４）の値を知るには
情報が不足している。
そこで、どれか１つの伝送系の位相回転量、たとえば
Ｒ（１）を基準値０とおくことにより、上述の各差分の
算出値から残りの伝送系の位相回転量を個々に算出する
ことが可能となる。すなわち、たとえばＲ（１）＝０と
おけば、 Ｒ（１）−Ｒ（２）＝（θＲＸ１−θＲＸ２）より Ｒ（２）＝Ｒ（１）−（θＲＸ１−θＲＸ２）とな
り、上記差分の実測値に基づいてＲ（２）の値が算出さ
れる。
同様にＲ（２）−Ｒ（３）＝（θＲＸ２−θＲＸ３）
より Ｒ（３）＝Ｒ（２）−（θＲＸ２−θＲＸ３）とな
り、上記差分の実測値に基づいてＲ（３）の値が算出さ
れる。
同様にＲ（３）−Ｒ（４）＝（θＲＸ３−θＲＸ４）
より Ｒ（４）＝Ｒ（３）−（θＲＸ３−θＲＸ４）とな
り、上記差分の実測値に基づいてＲ（４）の値が算出さ
れる。
以上のように、いずれか１つの伝送系の位相回転量を
０とおくことにより、他の伝送系の位相回転量が個々に
求まり、その結果、位相データの受信応答ベクトルが得
られることになる。
ここで、上述の測定結果にミスがないかを検査するい
くつかの方法について説明する。
（ｉ） まず、Ｒ（４）−Ｒ（１）＝（θＲＸ４−θ
ＲＸ１）であるが、Ｒ（１）＝０とおいているため、測
定が正しく行なわれていれば、本来的にＲ（４）−（θ
ＲＸ４−θＲＸ１）はほぼ０となるはずである。
したがって、ｒｔｍｐ＝｜Ｒ（４）−（θＲＸ４−θ
ＲＸ１）｜とおき、もしもｒｔｍｐが誤差しきい値以上
であれば、測定にミスがあったものと判断される。
（ii） 次に、上述の（７−１０）式および（７−２
４）式の平均をとることにより、アンテナ素子ＡＮＴ１
およびＡＮＴ３の位相回転量の差（θＲＸ１−θＲＸ
３）を求める。
（θＲＸ１−θＲＸ３）＝［｛（θＲ１２−θＲ３２）−（θ１２−θ２ ３）｝−｛（θＲ３４−θＲ１４）−（θ３４−θ１４）｝］／２ ここで、θ１２＝θ２３，θ３４＝θ１４が成り立つ
ため、 （θＲＸ１−θＲＸ３）＝｛（θＲ１２−θＲ３２）−（θＲ３４−θＲ１ ４）｝／２ この式の右辺は実測値から求められるため（θＲＸ１
−θＲＸ３）の値が算出される。
ここで、Ｒ（１）−Ｒ（３）＝（θＲＸ１−θＲＸ
３）であるが、測定が正しく行われていれば、本来的
に、 ｛Ｒ（１）−Ｒ（３）｝−（θＲＸ１−θＲＸ３）は
ほぼ０となるはずである。
したがって、ｒｔｍｐ＝｜｛Ｒ（１）−Ｒ（３）｝−
（θＲＸ１−θＲＸ３）｜とおき、もしもｒｔｍｐが誤
差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判
断される。
（iii） 次に、上述の（７−１７）式および（７−
６）式の平均をとることにより、アンテナ素子ＡＮＴ２
およびＡＮＴ４の位相回転量の差（θＲＸ２−θＲＸ
４）を求める。
（θＲＸ２−θＲＸ４）＝［｛（θＲ２３−θＲ４３）−（θ２３−θ３ ４）｝−｛（θＲ４１−θＲ２１）−（θ１４−θ１２）｝］／２ ここで、θ２３＝θ３４，θ１４＝θ１２が成り立つ
ため、 （θＲＸ２−θＲＸ４）＝｛（θＲ２３−θＲ４３）−（θＲ４１−θＲ２ １）｝／２ この式の右辺は実測値から求められるため（θＲＸ２
−θＲＸ４）の値が算出される。
ここで、Ｒ（２）−Ｒ（４）＝（θＲＸ２−θＲＸ
４）であるが、測定が正しく行われていれば、本来的
に、 ｛Ｒ（２）−Ｒ（４）｝−（θＲＸ２−θＲＸ４）は
ほぼ０となるはずである。
したがってｒｔｍｐ＝｜｛Ｒ（２）−Ｒ（４）｝−
（θＲＸ２−θＲＸ４）｜とおき、もしもｒｔｍｐが誤
差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判
断される。
（２） 送信応答ベクトルの測定方法 次に送信応答ベクトルの測定方法について説明する。
アンテナ素子ＡＮＴ１およびＡＮＴ２の送信信号の
位相回転量の差（θＴＸ１−θＴＸ２）を算出する： 前述の（７−２）式から（７−８）式を減じると、 θＲ３１−θＲ３２＝θＴＸ１−θＴＸ２＋（θ１３−θ２３） （θＴＸ１−θＴＸ２）＝（θＲ３１−θＲ３２）−（θ１３−θ２３） …（７−２９） 同様に、（７−３）式から（７−９）式を減じると、 θＲ４１−θＲ４２＝θＴＸ１−θＴＸ２＋（θ１４−θ２４） （θＴＸ１−θＴＸ２）＝（θＲ４１−θＲ４２）−（θ１４−θ２４） …（７−３０） これらの式（７−２９）および（７−３０）の各々よ
り（θＴＸ１−θＴＸ２）は求まるが、より精度を向上
させるため、両式の平均をとる。
（θＴＸ１−θＴＸ２）＝［｛（θＲ３１−θＲ３２）−（θ１３−θ２ ３）｝＋｛（θＲ４１−θＲ４２）−（θ１４−θ２４）｝］／２ この式より、 （θＴＸ１−θＴＸ２）＝［｛（θＲ３１−θＲ３２）−（θ１３−θ２ ４）｝＋｛（θＲ４１−θＲ４２）−（θ１４−θ２３）｝］／２ ここでθ１３＝θ２４，θ１４＝θ２３が成り立つた
め、上式は、次の式（７−３１）となる。
（θＴＸ１−θＴＸ２）＝｛（θＲ３１−θＲ３２）＋（θＲ４１−θＲ４ ２）｝／２…（７−３１） この式の右辺は実測値から求められるため（θＴＸ１
−θＴＸ２）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ２およびＡＮＴ３の送信信号の
位相回転量の差（θＴＸ２−θＴＸ３）を算出する： 前述の（７−７）式から（７−１３）式を減じると、 θＲ１２−θＲ１３＝θＴＸ２−θＴＸ３＋（θ１２−θ１３） （θＴＸ２−θＴＸ３）＝（θＲ１２−θＲ１３）−（θ１２−θ１３） …（７−３２） 同様に、（７−９）式から（７−１５）式を減じる
と、 θＲ４２−θＲ４３＝θＴＸ２−θＴＸ３＋（θ２４−θ３４） （θＴＸ２−θＴＸ３）＝（θＲ４２−θＲ４３）−（θ２４−θ３４） …（７−３３） これらの式（７−３２）および（７−３３）の各々よ
り（θＴＸ２−θＴＸ３）は求まるが、より精度を向上
させるため、両式の平均をとる。
（θＴＸ２−θＴＸ３）＝［｛（θＲ１２−θＲ１３）−（θ１２−θ１ ３）｝＋｛（θＲ４２−θＲ４３）−（θ２４−θ３４）｝］／２ この式より、 （θＴＸ２−θＴＸ３）＝［｛（θＲ１２−θＲ１３）−（θ１２−θ３ ４）｝＋｛（θＲ４２−θＲ４３）−（θ２４−θ１３）｝］／２ ここで、θ１２＝θ３４，θ２４＝θ１３が成り立つ
ため、上式は、次の式（７−３４）となる。
（θＴＸ２−θＴＸ３）＝｛（θＲ１２−θＲ１３）＋（θＲ４２−θＲ４ ３）｝／２…（７−３４） この式の右辺は実測値から求められるため（θＴＸ２
−θＴＸ３）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ３およびＡＮＴ４の送信信号の
位相回転量の差（θＴＸ３−θＴＸ４）を算出する： 前述の（７−１３）式から（７−１９）式を減じる
と、 （θＲ１３−θＲ１４）＝θＴＸ３−θＴＸ４＋（θ１３−θ１４） （θＴＸ３−θＴＸ４）＝（θＲ１３−θＲ１４）−（θ１３−θ１４） …（７−３５） 同様に、（７−１４）式から（７−２０）式を減じる
と、 θＲ２３−θＲ２４＝θＴＸ３−θＴＸ４＋（θ２３−θ２４） （θＴＸ３−θＴＸ４）＝（θＲ２３−θＲ２４）−（θ２３−θ２４） …（７−３６） これらの式（７−３５）および（７−３６）の各々よ
り（θＴＸ３−θＴＸ４）は求まるが、より精度を向上
させるため、両式の平均をとる。
（θＴＸ３−θＴＸ４）＝［｛（θＲ１３−θＲ１４）−（θ１３−θ１ ４）｝＋｛（θＲ２３−θＲ２４）−（θ２３−θ２４）｝］／２ この式より、 （θＴＸ３−θＴＸ４）＝［｛（θＲ１３−θＲ１４）−（θ１３−θ２ ４）｝＋｛（θＲ２３−θＲ２４）−（θ２３−θ１４）｝］／２ ここで、θ１３＝θ２４，θ２３＝θ１４が成り立つ
ため、上式は、次の式（７−３７）となる。
（θＴＸ３−θＴＸ４）＝｛（θＲ１３−θ１４）＋（θＲ２３−θＲ２ ４）｝／２…（７−３７） この式の右辺は実測値から求められるため（θＴＸ３
−θＴＸ４）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ４およびＡＮＴ１の送信信号の
位相回転量の差（θＴＸ４−θＴＸ１）を算出する： 前述の（７−２０）式より（７−１）式を減じると、 θＲ２４−θＲ２１＝θＴＸ４−θＴＸ１＋（θ２４−θ１２） （θＴＸ４−θＴＸ１）＝（θＲ２４−θＲ２１）−（θ２４−θ１２） …（７−３８） 同様に、（７−２１）式より（７−２）式を減じる
と、 θＲ３４−θＲ３１＝θＴＸ４−θＴＸ１＋（θ３４−θ１３） （θＴＸ４−θＴＸ１）＝（θＲ３４−θＲ３１）−（θ３４−θ１３） …（７−３９） これらの式（７−３８）および（７−３９）の各々よ
り（θＴＸ４−θＴＸ１）は求まるが、より精度を向上
させるため、両式の平均をとる。
（θＴＸ４−θＴＸ１）＝［｛（θＲ２４−θＲ２１）−（θ２４−θ１ ２）｝＋｛（θＲ３４−θＲ３１）−（θ３４−θ１３）｝］／２ この式より、 （θＴＸ４−θＴＸ１）＝［｛（θＲ２４−θＲ２１）−（θ２４−θ１ ３）｝＋｛（θＲ３４−θＲ３１）−（θ３４−θ１２）｝］／２ ここで、θ２４＝θ１３，θ３４＝θ１２が成り立つ
ため、上式は、次の式（７−４０）となる。
（θＴＸ４−θＴＸ１）＝｛（θＲ２４−θＲ２１）＋（θＲ３４−θＲ３ １）｝／２…（７−４０） この式の右辺は実測値から求められるため（θＴＸ４
−θＴＸ１）の値が算出される。
送信応答ベクトルを求める： ４つの伝送系のそれぞれのアンテナ素子による送信信
号の位相回転量をＴ（１）＝θＴＸ１，Ｔ（２）＝θＴ
Ｘ２，Ｔ（３）＝θＴＸ３，Ｔ（４）＝θＴＸ４と表わ
すと、（Ｔ（１），Ｔ（２），Ｔ（３），Ｔ（４））を
成分とするベクトルＴが位相データの送信応答ベクトル
である。
上述の式（７−３１），（７−３４），（７−３
７），（７−４０）で求めたように、それぞれの位相回
転量の差分は、実測値により（θＴＸ１−θＴＸ２），
（θＴＸ２−θＴＸ３），（θＴＸ３−θＴＸ４），
（θＴＸ４−θＴＸ１）の値として具体的に算出されて
いるが、個々の位相回転量Ｔ（１），Ｔ（２），Ｔ
（３），Ｔ（４）の値を知るには情報が不足している。
そこで、いずれか１つの伝送系の位相回転量、たとえ
ばＴ（１）を基準値０とおくことにより、上述の各差分
の算出値から残りの伝送系の位相回転量を個々に算出す
ることが可能となる。すなわち、たとえばＴ（１）＝０
とおけば、 Ｔ（１）−Ｔ（２）＝（θＴＸ１−θＴＸ２）より Ｔ（２）＝Ｔ（１）−（θＴＸ１−θＴＸ２）とな
り、上記差分の実測値に基づいてＴ（２）の値が算出さ
れる。
同様にＴ（２）−Ｔ（３）＝（θＴＸ２−θＴＸ３）
より Ｔ（３）＝Ｔ（２）−（θＴＸ２−θＴＸ３）とな
り、上記差分の実測値に基づいてＴ（３）の値が算出さ
れる。
同様にＴ（３）−Ｔ（４）＝（θＴＸ３−θＴＸ４）
より Ｔ（４）＝Ｔ（３）−（θＴＸ３−θＴＸ４）とな
り、上記差分の実測値に基づいてＴ（４）の値が算出さ
れる。
以上のように、いずれか１つの伝送系の位相回転量を
０とおくことにより、他の伝送系の位相回転量が個々に
求まり、その結果、位相データの送信応答ベクトルが得
られることになる。
ここで、上述の測定結果にミスがないかを検査するい
くつかの方法について説明する。
（ｉ） まず、Ｔ（４）−Ｔ（１）＝（θＴＸ４−θ
ＴＸ１）であるが、Ｔ（１）＝０とおいているため、測
定が正しく行われていれば、本来的にＴ（４）−（θＴ
Ｘ４−θＴＸ１）はほぼ０となるはずである。
したがって、ｒｔｍｐ＝|Ｔ（４）−（θＴＸ４−θ
ＴＸ１）｜とおき、もしもｒｔｍｐが誤差しきい値以上
であれば、測定にミスがあったものと判断する。
（ii） 次に、アンテナ素子ＡＮＴ１およびＡＮＴ３
の位相回転量の差（θＴＸ１−θＴＸ３）を求める。
まず、（７−１）式から（７−１４）式を減じると、 θＲ２１−θＲ２３＝θＴＸ１−θＴＸ３＋（θ１２−θ２３） （θＴＸ１−θＴＸ３）＝（θＲ２１−θＲ２３）−（θ１２−θ２３） …（７−４１） 同様に、（７−３）式から（７−１５）式を減じる
と、 θＲ４１−θＲ４３＝θＴＸ１−θＴＸ３＋（θ１４−θ３４） （θＴＸ１−θＴＸ３）＝（θＲ４１−θＲ４３）−（θ１４−θ３４） …（７−４２） これら（７−４１）式および（７−４２）式の平均を
とることにより （θＴＸ１−θＴＸ３）＝［｛（θＲ２１−θＲ２３）−（θ１２−θ２ ３）｝＋｛（θＲ４１−θＲ４３）−（θ１４−θ３４）｝］／２ ここでθ１２＝θ２３，θ１４＝θ３４が成り立つた
め、 （θＴＸ１−θＴＸ３）＝｛（θＲ２１−θＲ２３）＋（θＲ４１−θＲ４ ３）｝／２ この式の右辺は実測値から求められるため（θＴＸ１
−θＴＸ３）の値が算出される。
ここで、Ｔ（１）−Ｔ（３）＝（θＴＸ１−θＴＸ
３）であるが、測定が正しく行われていれば、本来的
に、 ｛Ｔ（１）−Ｔ（３）｝−（θＴＸ１−θＴＸ３）は
ほぼ０となるはずである。したがって、ｒｔｍｐ＝｜
｛Ｔ（１）−Ｔ（３）｝−（θＴＸ１−θＴＸ３）｜と
おき、もしもｒｔｍｐが誤差しきい値以上であれば、測
定にミスがあったものと判断される。
（iii） 次に、アンテナ素子ＡＮＴ２およびＡＮＴ
４の位相回転量の差（θＴＸ２−θＴＸ４）を求める。
まず、（７−７）式から（７−１９）式を減じると、 θＲ１２−θＲ１４＝θＴＸ２−θＴＸ４＋（θ１２−θ１４） （θＴＸ２−θＴＸ４）＝（θＲ１２−θＲ１４）−（θ１２−θ１４） …（７−４３） 同様に、（７−８）式から（７−２１）式を減じる
と、 θＲ３２−θＲ３４＝θＴＸ２−θＴＸ４＋（θ２３−θ３４） （θＴＸ２−θＴＸ４）＝（θＲ３２−θＲ３４）−（θ２３−θ３４） …（７−４４） これら（７−４３）式および（７−４４）式の平均を
とることにより （θＴＸ２−θＴＸ４）＝［｛（θＲ１２−θＲ１４）−（θ１２−θ１ ４）｝−｛（θＲ３２−θＲ３４）−（θ２３−θ３４）｝］／２ ここで、θ１２＝θ１４，θ２３＝θ３４が成り立つ
ため、 （θＴＸ２−θＴＸ４）＝｛（θＲ１２−θＲ１４）＋（θＲ３２−θＲ３ ４）｝／２ この式の右辺は実測値から求められるため（θＴＸ２
−θＴＸ４）の値が算出される。
ここで、Ｔ（２）−Ｔ（４）＝（θＴＸ２−θＴＸ
４）であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来的
に、 ｛Ｔ（２）−Ｔ（４）｝−（θＴＸ２−θＴＸ４）
はほぼ０となるはずである。
したがってｒｔｍｐ＝｜（Ｔ（２）−Ｔ（４））−
（θＴＸ２−θＴＸ４）｜とおき、もしもｒｔｍｐが誤
差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判
断される。
（３） キャリブレーション 前述のように算出した受信応答ベクトルＲの位相回転
量Ｒ（１），Ｒ（２），Ｒ（３），Ｒ（４）から、送信
応答ベクトルＴの位相回転量Ｔ（１），Ｔ（２），Ｔ
（３），Ｔ（４）をそれぞれ減算することにより、対応
する伝送系ごとに位相回転量の受信時と送信時との差、
すなわち位相補正量を算出することができる。
信号処理回路２０は、このようにして伝送系ごとに算
出された位相補正量により、たとえば送信信号の初期位
相を予めシフトすることにより、位相回転量のキャリブ
レーションを実行する。
実施の形態２４ 図６７は、図６６に示したこの発明の第３の基本構成
において、各部の振幅変動量を示したものであり、アダ
プティブアレイ無線基地局の構成そのものは図６６に示
したものと同じである。
図６７において、ＡＴＸ１，ＡＴＸ２，ＡＴＸ３，Ａ
ＴＸ４の各々は、各伝送系において、信号処理回路２０
から出力された信号が対応する送信回路ＴＸおよびアン
テナ共用器ＳＷを通過して対応するアンテナ素子ＡＮＴ
に至るまでの振幅変動量を表わし、ＡＲＸ，ＡＲＸ２，
ＡＲＸ３，ＡＲＸ４の各々は、各伝送系において、対応
するアンテナ素子ＡＮＴで受信された信号が対応するア
ンテナ共用器ＳＷおよび受信回路ＲＸを通過して信号処
理回路２０に至るまでの振幅変動量を表わしている。
さらに、図６７中、Ａ１２はアンテナ素子ＡＮＴ１，
ＡＮＴ２間における信号の振幅変動量、Ａ１３はアンテ
ナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ３間における信号の振幅変動
量、Ａ１４はアンテナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ４間におけ
る信号の振幅変動量、Ａ２３はアンテナ素子ＡＮＴ２，
ＡＮＴ３間における信号の振幅変動量、Ａ２４はアンテ
ナ素子ＡＮＴ２，ＡＮＴ４間における信号の振幅変動
量、Ａ３４はアンテナ素子ＡＮＴ３，ＡＮＴ４間におけ
る信号の振幅変動量を表わしている。
この発明の第３の基本構成の実施の形態２４は、図６
７の構成において受信応答ベクトルと送信応答ベクトル
とを求め、その振幅データの差を補正値として求めるも
のである。
（１） 受信応答ベクトルの測定方法 まず、受信応答ベクトルの測定方法について説明す
る。
図６７の構成において、信号処理処理回路２０から
初期振幅ＡＩＴ１が１に固定された信号が、送信回路Ｔ
Ｘ１、アンテナ共用器ＳＷ１を介してアンテナ素子ＡＮ
Ｔ１から送信され、他のアンテナ素子ＡＮＴ２，ＡＮＴ
３，ＡＮＴ４で受信される。
このうち、アンテナ素子ＡＮＴ２、アンテナ共用器Ｓ
Ｗ２、受信回路ＲＸ２を介して信号処理回路２０で受信
された信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ２１
は、次の式（８−１）で表わされる。
ＡＲ２１＝ＡＴＸ１＊Ａ１２＊ＡＲＸ２…（８−１） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ３、アンテナ共用器ＳＷ
３、受信回路ＲＸ３を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ３１
は、次の式（８−２）で表わされる。
ＡＲ３１＝ＡＴＸ１＊Ａ１３＊ＡＲＸ３…（８−２） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ４、アンテナ共用器ＳＷ
４、受信回路ＲＸ４を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ４１
は、次の式（８−３）で表わされる。
ＡＲ４１＝ＡＴＸ１＊Ａ１４＊ＡＲＸ４…（８−３） ここで（８−１）式を（８−２）式で除算すると、 ＡＲ２１／ＡＲ３１＝ＡＲＸ２／ＡＲＸ３＊（Ａ１２／Ａ１３） （ＡＲＸ２／ＡＲＸ３）＝（ＡＲ２１／ＡＲ３１）／（Ａ１２／Ａ１３） …（８−４） 同様に、（８−２）式を（８−３）式で除算すると、 ＡＲ３１／ＡＲ４１＝ＡＲＸ３／ＡＲＸ４＊（Ａ１３／Ａ１４） （ＡＲＸ３／ＡＲＸ４）＝（ＡＲ３１／ＡＲ４１）／（Ａ１３／Ａ１４） …（８−５） 同様に、（８−１）式を（８−３）式で除算すると、 ＡＲ２１／ＡＲ４１＝ＡＲＸ２／ＡＲＸ４＊（Ａ１２／Ａ１４） （ＡＲＸ２／ＡＲＸ４）＝（ＡＲ２１／ＡＲ４１）／（Ａ１２／Ａ１４） …（８−６） 図６７の構成において、信号処理回路２０から初期
振幅ＡＩＴ２が１に固定された信号が、送信回路ＴＸ
２、アンテナ共用器ＳＷ２を介してアンテナ素子ＡＮＴ
２から送信され、他のアンテナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ
３，ＡＮＴ４で受信される。
このうち、アンテナ素子ＡＮＴ１、アンテナ共用器Ｓ
Ｗ１、受信回路ＲＸ１を介して信号処理回路２０で受信
された信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ１２
は、次の式（８−７）で表わされる。
ＡＲ１２＝ＡＴＸ２＊Ａ１２＊ＡＲＸ１…（８−７） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ３、アンテナ共用器ＳＷ
３、受信回路ＲＸ３を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ３２
は、次の式（８−８）で表わされる。
ＡＲ３２＝ＡＴＸ２＊Ａ２３＊ＡＲＸ３…（８−８） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ４、アンテナ共用器ＳＷ
４、受信回路ＲＸ４を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ４２
は、次の式（８−９）で表わされる。
ＡＲ４２＝ＡＴＸ２＊Ａ２４＊ＡＲＸ４…（８−９） ここで、（８−７）式を（８−８）式で除算すると、 ＡＲ１２／ＡＲ３２＝ＡＲＸ１／ＡＲＸ３＊（Ａ１２−Ａ２３） （ＡＲＸ１／ＡＲＸ３）＝（ＡＲ１２／ＡＲ３２）／（Ａ１２−Ａ２３） …（８−１０） 同様に、（８−８）式を（８−９）式で除算すると、 ＡＲ３２／ＡＲ４２＝ＡＲＸ３／ＡＲＸ４＊（Ａ１３／Ａ２４） （ＡＲＸ３／ＡＲＸ４）＝（ＡＲ３２／ＡＲ４２）／（Ａ２３／Ａ２４） …（８−１１） 同様に、（８−９）式を（８−７）式で除算すると、 ＡＲ４２／ＡＲ１２＝ＡＲＸ４／ＡＲＸ１＊（Ａ２４／Ａ１２） （ＡＲＸ４／ＡＲＸ１）＝（ＡＲ４２／ＡＲ１２）／（Ａ２４／Ａ１２） …（８−１２） 図６７の構成において、信号処理回路２０から初期
振幅ＡＩＴ３が１に固定された信号が、送信回路ＴＸ
３、アンテナ共用器ＳＷ３を介してアンテナ素子ＡＮＴ
３から送信され、他のアンテナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ
２，ＡＮＴ４で受信される。
このうち、アンテナ素子ＡＮＴ１、アンテナ共用器Ｓ
Ｗ１、受信回路ＲＸ１を介して信号処理回路２０で受信
された信号の、送信から受信までの位相回転量ＡＲ１３
は、次の式（８−１３）で表わされる。
ＡＲ１３＝ＡＴＸ３＊Ａ１３＊ＡＲＸ１…（８−１３） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ２、アンテナ共用器ＳＷ
２、受信回路ＲＸ２を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ２３
は、次の式（８−１４）で表わされる。
ＡＲ２３＝ＡＴＸ３＊Ａ２３＊ＡＲＸ２…（８−１４） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ４、アンテナ共用器ＳＷ
４、受信回路ＲＸ４を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ４３
は、次の式（８−１５）で表わされる。
ＡＲ４３＝ＡＴＸ３＊Ａ３４＊ＡＲＸ４…（８−１５） ここで（８−１３）式を（８−１４）式で除算する
と、 ＡＲ１３／ＡＲ２３＝ＡＲＸ１／ＡＲＸ２＊（Ａ１３／Ａ２３） （ＡＲＸ１／ＡＲＸ２）＝（ＡＲ１３／ＡＲ２３）／（Ａ１３／Ａ２３） …（８−１６） 同様に、（８−１４）式を（８−１５）式で除算する
と、 ＡＲ２３／ＡＲ４３＝ＡＲＸ２／ＡＲＸ４＊（Ａ２３／Ａ３４） （ＡＲＸ２／ＡＲＸ４）＝（ＡＲ２３／ＡＲ４３）／（Ａ２３／Ａ３４） …（８−１７） 同様に、（８−１５）式を（８−１３）式で除算する
と、 ＡＲ４３／ＡＲ１３＝ＡＲＸ４／ＡＲＸ１＊（Ａ３４／Ａ１３） （ＡＲＸ４／ＡＲＸ１）＝（ＡＲ４３／ＡＲ１３）／（Ａ３４／Ａ１３） …（８−１８） 図６７の構成において、信号処理回路２０から初期
位相ＡＩＴ４が１に固定された信号が、送信回路ＴＸ
４、アンテナ共用器ＳＷ４を介してアンテナ素子ＡＮＴ
４から送信され、他のアンテナ素子ＡＮＴ１，ＡＮＴ
２，ＡＮＴ３で受信される。
このうち、アンテナ素子ＡＮＴ１、アンテナ共用器Ｓ
Ｗ１、受信回路ＲＸ１を介して信号処理回路２０で受信
された信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ１４
は、次の式（８−１９）で表わされる。
ＡＲ１４＝ＡＴＸ４＊Ａ１４＊ＡＲＸ１…（８−１９） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ２、アンテナ共用器ＳＷ
２、受信回路ＲＸ２を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ２４
は、次の式（８−２０）で表わされる。
ＡＲ２４＝ＡＴＸ４＊Ａ２４＊ＡＲＸ２…（８−２０） 同様に、アンテナ素子ＡＮＴ３、アンテナ共用器ＳＷ
３、受信回路ＲＸ３を介して信号処理回路２０で受信さ
れた信号の、送信から受信までの振幅変動量ＡＲ３４
は、次の式（８−２１）で表わされる。
ＡＲ３４＝ＡＴＸ４＊Ａ３４＊ＡＲＸ３…（８−２１） ここで、（８−１９）式を（８−２０）式で除算する
と、 ＡＲ１４／ＡＲ２４＝ＡＲＸ１／ＡＲＸ２＊（Ａ１４／Ａ２４） （ＡＲＸ１／ＡＲＸ２）＝（ＡＲ１４／ＡＲ２４）／（Ａ１４／Ａ２４） …（８−２２） 同様に、（８−２０）式を（８−２１）式で除算する
と、 ＡＲ２４／ＡＲ３４＝ＡＲＸ２／ＡＲＸ３＊（Ａ２４／Ａ３４） （ＡＲＸ２／ＡＲＸ３）＝（ＡＲ２４／ＡＲ３４）／（Ａ２４／Ａ３４） …（８−２３） 同様に、（８−１９）式を（８−２１）式で除算する
と、 ＡＲ１４／ＡＲ３４＝ＡＲＸ１／ＡＲＸ３＊（Ａ１４／Ａ３４） （ＡＲＸ１／ＡＲＸ３）＝（ＡＲ１４／ＡＲ３４）／（Ａ１４／Ａ３４） …（８−２４） アンテナ素子ＡＮＴ１およびＡＮＴ２の受信信号の
振幅変動量の差（ＡＲＸ１−ＡＲＸ２）を算出する： 上述の式（８−１６）および（８−２２）の各々より
（ＡＲＸ１／ＡＲＸ２）は求まるが、より精度を向上さ
せるため、両式の平均をとる。なお、両式の右辺第１項
は実測値から得ることができ、第２項については、アン
テナ素子間隔から厳密な値を計算することができる。し
たがって、算出された両式の値の差が誤差しきい値以下
の場合にのみ、測定ミスがないものとして以下の平均化
処理を行なう。以後の平均化処理の説明についても同様
である。
（ＡＲＸ１／ＡＲＸ２）＝［｛（ＡＲ１４／ＡＲ２４）／（Ａ１４／Ａ２ ４）｝＋｛（ＡＲ１３／ＡＲ２３）／（Ａ１３／Ａ２３）｝］／２ …（８−２５） 上述のように、この式の右辺は実測値および予めアン
テナ素子間隔から計算された値に基づいて求められるた
め、差分（ＡＲＸ１／ＡＲＸ２）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ２およびＡＮＴ３の受信信号の
振幅変動量の差（ＡＲＸ２／ＡＲＸ３）を算出する： 上述の式（８−４）および（８−２３）の各々より
（ＡＲＸ２／ＡＲＸ３）は求まるが、より精度を向上さ
せるため、両式の平均をとる。
（ＡＲＸ２／ＡＲＸ３）＝［｛（ＡＲ２１／ＡＲ３１）／（Ａ１２／Ａ１ ３）｝＋｛（ＡＲ２４／ＡＲ３４）／（Ａ２４／Ａ３４）｝］／２ …（８−２６） この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔か
ら計算した値に基づいて求められるため、差分（ＡＲＸ
２／ＡＲＸ３）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ３およびＡＮＴ４の受信信号の
振幅変動量の差（ＡＲＸ３−ＡＲＸ４）を算出する： 上述の式（８−５）および（８−１１）の各々より
（ＡＲＸ３／ＡＲＸ４）は求まるが、より精度を向上さ
せるため、両式の平均をとる。
（ＡＲＸ３／ＡＲＸ４）＝［｛（ＡＲ３１／ＡＲ４１）／（Ａ１３／Ａ１ ４）｝＋｛（ＡＲ３２／ＡＲ４２）／（Ａ２３／Ａ２４）｝］／２ …（８−２７） この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔か
ら計算した値に基づいて求められるため、差分（ＡＲＸ
３／ＡＲＸ４）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ４およびＡＮＴ１の受信信号の
振幅変動量の差（ＡＲＸ４−ＡＲＸ１）を算出する： 上述の式（８−１２）および（８−１８）の各々より
（ＡＲＸ４／ＡＲＸ１）は求まるが、より精度を向上さ
せるため、両式の平均をとる。
（ＡＲＸ４／ＡＲＸ１）＝［｛（ＡＲ４２／ＡＲ１２）／（Ａ２４／Ａ１ ２）｝＋｛（ＡＲ４３／ＡＲ１３）／（Ａ３４／Ａ１３）｝］／２ …（８−２８） この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔か
ら計算した値に基づいて求められるため、差分（ＡＲＸ
４／ＡＲＸ１）の値が算出される。
受信応答ベクトルを求める： ４つの伝送系のそれぞれアンテナ素子による受信信号
の振幅変動量をＡＲ（１）＝ＡＲＸ１，ＡＲ（２）＝Ａ
ＲＸ２，ＡＲ（３）＝ＡＲＸ３，ＡＲ（４）＝ＡＲＸ４
と表わすと、ＡＲ（１），ＡＲ（２），ＡＲ（３），Ａ
Ｒ（４）を成分とするベクトルＡＲが振幅データの受信
応答ベクトルである。
上述の（８−２５）式〜（８−２８）式で求めたよう
に、それぞれの振幅変動量の差分は、実測値等により
（ＡＲＸ１／ＡＲＸ２），（ＡＲＸ２／ＡＲＸ３），
（ＡＲＸ３／ＡＲＸ４），（ＡＲＸ４／ＡＲＸ１）の値
として具体的に算出されているが、個々の振幅変動量Ａ
Ｒ（１），ＡＲ（２），ＡＲ（３），ＡＲ（４）の値を
知るには情報が不足している。
そこで、どれか１つの伝送系の振幅変動量、たとえば
ＡＲ（１）を基準値１とおくことにより、上述の各差分
の算出値から残りの伝送系の振幅変動量を個々に算出す
ることが可能となる。すなわち、たとえばＲ（１）＝１
とおけば、 ＡＲ（１）／ＡＲ（２）＝（ＡＲＸ１／ＡＲＸ２）よ
り ＡＲ（２）＝ＡＲ（１）／（ＡＲＸ１／ＡＲＸ２）と
なり、上記差分の実測値に基づいてＡＲ（２）の値が算
出される。
同様に、ＡＲ（２）／ＡＲ（３）＝（ＡＲＸ２／ＡＲ
Ｘ３）より ＡＲ（３）＝ＡＲ（２）／（ＡＲＸ２／ＡＲＸ３）と
なり、上記差分の実測値に基づいてＡＲ（３）の値が算
出される。
同様に、ＡＲ（３）／ＡＲ（４）＝（ＡＲＸ３／ＡＲ
Ｘ４）より ＡＲ（４）＝ＡＲ（３）／（ＡＲＸ３／ＡＲＸ４）と
なり、上記差分の実測値に基づいて、ＡＲ（４）の値が
算出される。
以上のように、いずれか１つの伝送系の振幅変動量を
１とおくことにより、他の伝送系の振幅変動量が個々に
求まり、その結果、振幅データの受信応答ベクトルが得
られることになる。
ここで、上述の測定結果にミスがないかを検査するい
くつかの方法について説明する。
（ｉ） まず、ＡＲ（４）／ＡＲ（１）＝（ＡＲＸ４
／ＡＲＸ１）であるが、ＡＲ（１）＝１とおいているた
め、測定が正しく行なわれていれば、本来的にＡＲ
（４）／（ＡＲＸ４／ＡＲＸ１）はほぼ１となるはずで
ある。
したがって、ｒｔｍｐ＝｜ＡＲ（４）／（ＡＲＸ４／
ＡＲＸ１）｜とおき、もしもｒｔｍｐが誤差しきい値以
上であれば、測定にミスがあったものと判断される。
（ii） 次に、上述の（８−１０）式および（８−２
４）式の平均をとることにより、アンテナ素子ＡＮＴ１
およびＡＮＴ３の振幅変動量の差（ＡＲＸ１／ＡＲＸ
３）を求める。
（ＡＲＸ１／ＡＲＸ３）＝［｛（ＡＲ１２／ＡＲ３２）／（Ａ１２−Ａ２ ３）｝＋｛（ＡＲ１４／ＡＲ３４）／（Ａ１４／Ａ３４）｝］／２ ここで、Ａ１２＝Ａ２３＝Ａ３４＝Ａ１４が成り立つ
ため、 （ＡＲＸ１／ＡＲＸ３）＝｛（ＡＲ１２／ＡＲ３２）＋（ＡＲ１４／ＡＲ３ ４）｝／２ この式の右辺は実測値から求められるため、（ＡＲＸ
１／ＡＲＸ３）の値が算出される。
ここで、ＡＲ（１）／ＡＲ（３）＝（ＡＲＸ１／ＡＲ
Ｘ３）であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来
的に、｛ＡＲ（１）／ＡＲ（３）｝／（ＡＲＸ１／ＡＲ
Ｘ３）はほぼ１となるはずである。
したがって、ｒｔｍｐ＝｜｛ＡＲ（１）／ＡＲ
（３）｝／（ＡＲＸ１／ＡＲＸ３）−１｜とおき、もし
もｒｔｍｐが誤差しきい値以上であれば、測定にミスが
あったものと判断される。
（iii） 次に、上述の（８−１７）式および（８−
６）式の平均をとることにより、アンテナ素子ＡＮＴ２
およびＡＮＴ４の振幅変動量の差（ＡＲＸ２／ＡＲＸ
４）を求める。
（ＡＲＸ２／ＡＲＸ４）＝［｛（ＡＲ２３／ＡＲ４３）／（Ａ２３／Ａ３ ４）｝＋｛（ＡＲ２１／ＡＲ４１）／（Ａ１２／Ａ１４）｝］／２ ここで、Ａ１２＝Ａ２３＝Ａ３４＝Ａ１４が成り立つ
ため、 （ＡＲＸ２／ＡＲＸ４）＝｛（ＡＲ２３／ＡＲ４３）＋（ＡＲ２１／ＡＲ４ １）｝／２ この式の右辺は実測値から求められるため、（ＡＲＸ
２／ＡＲＸ４）の値が算出される。
ここで、ＡＲ（２）／ＡＲ（４）＝（ＡＲＸ２／ＡＲ
Ｘ４）であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来
的に、 ｛ＡＲ（２）／ＡＲ（４）｝／（ＡＲＸ２／ＡＲＸ
４）はほぼ１となるはずである。
したがって、ｒｔｍｐ＝｜｛ＡＲ（２）／ＡＲ
（４）｝／（ＡＲＸ２／ＡＲＸ４）−１｜とおき、もし
もｒｔｍｐが誤差しきい値以上であれば、測定にミスが
あったものと判断される。
（２） 送信応答ベクトルの測定方法 次に送信応答ベクトルの測定方法について説明する。
アンテナ素子ＡＮＴ１およびＡＮＴ２の送信信号の
振幅変動量の差（ＡＴＸ１／ＡＴＸ２）を算出する： 前述の（８−２）式を（８−８）式で除算すると、 ＡＲ３１／ＡＲ３２＝ＡＴＸ１／ＡＴＸ２＊（Ａ１３／Ａ２３） （ＡＴＸ１／ＡＴＸ２）＝（ＡＲ３１／ＡＲ３２）／（Ａ１３／Ａ２３） …（８−２９） 同様に、（８−３）式を（８−９）式で除算すると、 ＡＲ４１／ＡＲ４２＝ＡＴＸ１／ＡＴＸ２＊（Ａ１４／Ａ２４） （ＡＴＸ１／ＡＴＸ２）＝（ＡＲ４１／ＡＲ４２）／（Ａ１４／Ａ２４） …（８−３０） これらの式（８−２９）および（８−３０）の各々よ
り（ＡＴＸ１／ＡＴＸ２）は求まるが、より精度を向上
させるため、両式の平均をとる。
（ＡＴＸ１／ＡＴＸ２）＝［｛（ＡＲ３１／ＡＲ３２）／（Ａ１３／Ａ２ ３）｝＋｛（ＡＲ４１／ＡＲ４２）／（Ａ１４／Ａ２４）｝］／２ …（８−３１） この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔か
ら計算した値に基づいて求められるため差分（ＡＴＸ１
／ＡＴＸ２）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ２およびＡＮＴ３の送信信号の
振幅変動量の差（ＡＴＸ２／ＡＴＸ３）を算出する： 前述の（８−７）式を（８−１３）式で除算すると、 ＡＲ１２／ＡＲ１３＝ＡＴＸ２／ＡＴＸ３＊（Ａ１２／Ａ１３） （ＡＴＸ２／ＡＴＸ３）＝（ＡＲ１２／ＡＲ１３）／（Ａ１２／Ａ１３） …（８−３２） 同様に、（８−９）式を（８−１５）式で除算する
と、 ＡＲ４２／ＡＲ４３＝ＡＴＸ２／ＡＴＸ３＊（Ａ２４／Ａ３４） （ＡＴＸ２／ＡＴＸ３）＝（ＡＲ４２／ＡＲ４３）／（Ａ２４／Ａ３４） …（８−３３） これらの式（８−３２）および（８−３３）の各々よ
り（ＡＴＸ２／ＡＴＸ３）は求まるが、より精度を向上
させるため、両式の平均をとる。
（ＡＴＸ２／ＡＴＸ３）＝［｛（ＡＲ１２／ＡＲ１３）／（Ａ１２／Ａ１ ３）｝＋｛（ＡＲ４２／ＡＲ４３）／（Ａ２４／Ａ３４）｝］／２ …（８−３４） この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔か
ら計算した値に基づいて求められるため差分（ＡＴＸ２
／ＡＴＸ３）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ３およびＡＮＴ４の送信信号の
振幅変動量の差（ＡＴＸ３／ＡＴＸ４）を算出する： 前述の（８−１３）式を（８−１９）式で除算する
と、 ＡＲ１３／ＡＲ１４＝ＡＴＸ３／ＡＴＸ４＊（Ａ１３／Ａ１４） （ＡＴＸ３／ＡＴＸ４）＝（ＡＲ１３／ＡＲ１４）／（Ａ１３／Ａ１４） …（８−３５） 同様に、（８−１４）式を（８−２０）式で除算する
と、 ＡＲ２３／ＡＲ２４＝ＡＴＸ３／ＡＴＸ４＊（Ａ２３／Ａ２４） （ＡＴＸ３／ＡＴＸ４）＝（ＡＲ２３／ＡＲ２４）／（Ａ２３／Ａ２４） …（８−３６） これらの式（８−３５）および（８−３６）の各々よ
り（ＡＴＸ３／ＡＴＸ４）は求まるが、より精度を向上
させるため、両式の平均をとる。
（ＡＴＸ３／ＡＴＸ４）＝［｛（ＡＲ１３／ＡＲ１４）／（Ａ１３／Ａ１ ４）｝＋｛（ＡＲ２３／ＡＲ２４）／（Ａ２３／Ａ２４）｝］／２ …（８−３７） この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔か
ら計算した値に基づいて求められるため差分（ＡＴＸ３
／ＡＴＸ４）の値が算出される。
アンテナ素子ＡＮＴ４およびＡＮＴ１の送信信号の
振幅変動量の差（ＡＴＸ４／ＡＴＸ１）を算出する： 前述の（８−２０）式を（８−１）式で除算すると、 ＡＲ２４／ＡＲ２１＝ＡＴＸ４／ＡＴＸ１＊（Ａ２４／Ａ１２） （ＡＴＸ４／ＡＴＸ１）＝（ＡＲ２４／ＡＲ２１）／（Ａ２４／Ａ１２） …（８−３８） 同様に、（８−２１）式を（８−２）式で除算する
と、 ＡＲ３４／ＡＲ３１＝ＡＴＸ４／ＡＴＸ１＊（Ａ３４／Ａ１３） （ＡＴＸ４／ＡＴＸ１）＝（ＡＲ３４／ＡＲ３１）／（Ａ３４／Ａ１３） …（８−３９） これらの式（８−３８）および（８−３９）の各々よ
り（ＡＴＸ４／ＡＴＸ１）は求まるが、より精度を向上
させるため、両式の平均をとる。
（ＡＴＸ４／ＡＴＸ１）＝［｛（ＡＲ２４／ＡＲ２１）／（Ａ２４／Ａ１ ２）｝＋｛（ＡＲ３４／ＡＲ３１）／（Ａ３４／Ａ１３）｝］／２ …（８−４０） この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔か
ら計算した値に基づいて求められるため差分（ＡＴＸ４
／ＡＴＸ１）の値が算出される。
送信応答ベクトルを求める： ４つの伝送系のそれぞれのアンテナ素子による送信信
号の振幅変動量ＡＴ（１）＝ＡＴＸ１，ＡＴ（２）＝Ａ
ＴＸ２，ＡＴ（３）＝ＡＴＸ３，ＡＴ（４）＝ＡＴＸ４
と表わすと、（ＡＴ（１），ＡＴ（２），ＡＴ（３），
ＡＴ（４））を成分とするベクトルＡＴが振幅データの
送信応答ベクトルである。
上述の式（８−３１），（８−３４），（８−３
７），（８−４０）で求めたように、それぞれの振幅変
動量の差分は、実測値により（ＡＴＸ１／ＡＴＸ２），
（ＡＴＸ２／ＡＴＸ３），（ＡＴＸ３／ＡＴＸ４），
（ＡＴＸ４／ＡＴＸ１）の値として具体的に算出されて
いるが、個々の振幅変動量ＡＴ（１），ＡＴ（２），Ａ
Ｔ（３），ＡＴ（４）の値を知るには情報が不足してい
る。
そこで、いずれか１つの伝送系の振幅変動量、たとえ
ばＡＴ（１）を基準値１とおくことにより、上述の各差
分の算出値から残りの伝送系の振幅変動量を個々に算出
することが可能となる。すなわち、たとえばＡＴ（１）
＝１とおけば、 ＡＴ（１）／ＡＴ（２）＝（ＡＴＸ１／ＡＴＸ２）よ
り ＡＴ（２）＝ＡＴ（１）／（ＡＴＸ１／ＡＴＸ２）と
なり、上記差分の実測値に基づいてＡＴ（２）の値が算
出される。
同様にＡＴ（２）／ＡＴ（３）＝（ＡＴＸ２／ＡＴＸ
３）より ＡＴ（３）＝ＡＴ（２）／（ＡＴＸ２／ＡＴＸ３）と
なり、上記差分の実測値に基づいてＡＴ（３）の値が算
出される。
同様にＡＴ（３）／ＡＴ（４）＝（ＡＴＸ３／ＡＴＸ
４）より ＡＴ（４）＝ＡＴ（３）／（ＡＴＸ３／ＡＴＸ４）と
なり、上記差分の実測値に基づいてＡＴ（４）の値が算
出される。
以上のように、いずれか１つの伝送系の振幅変動量を
１とおくことにより、他の伝送系の振幅変動量が個々に
求まり、その結果、振幅データの送信応答ベクトルが得
られることになる。
ここで、上述の測定結果にミスがないかを検査するい
くつかの方法について説明する。
（ｉ） まず、ＡＴ（４）／ＡＴ（１）＝（ＡＴＸ４
／ＡＴ１）であるが、ＡＴ（１）＝１とおいているた
め、測定が正しく行なわれていれば、本来的にＡＴ
（４）／（ＡＴＸ４／ＡＴＸ１）はほぼ１となるはずで
ある。
したがって、ｒｔｍｐ＝｜ＡＴ（４）／（ＡＴＸ４／
ＡＴ１）−１｜とおき、もしもｒｔｍｐが誤差しきい値
以上であれば、測定ミスがあったものと判断する。
（ii） 次に、アンテナ素子ＡＮＴ１およびＡＮＴ３
の振幅変動量の差（ＡＴＸ１／ＡＴＸ３）を求める。
まず、（８−１）式を（８−１４）式で除算すると、 ＡＲ２１／ＡＲ２３＝ＡＴＸ１／ＡＴＸ３＊（Ａ１２／Ａ２３） （ＡＴＸ１／ＡＴＸ３）＝（ＡＲ２１／ＡＲ２３）／（Ａ１２／Ａ２３） …（８−４１） 同様に、（８−３）式を（８−１５）式で除算する
と、 ＡＲ４１／ＡＲ４３＝ＡＴＸ１／ＡＴＸ３＊（Ａ１４／Ａ３４） （ＡＴＸ１／ＡＴＸ３）＝（ＡＲ４１／ＡＲ４３）／（Ａ１４／Ａ３４） …（８−４２） これら（８−４１）式および（８−４２）式の平均を
とることにより （ＡＴＸ１／ＡＴＸ３）＝［｛（ＡＲ２１／ＡＲ２３）／（Ａ１２／Ａ２ ３）｝＋｛（ＡＲ４１／ＡＲ４３）／（Ａ１４／Ａ３４）｝］／２ ここでＡ１２＝Ａ２３＝Ａ３４＝Ａ１４が成り立つた
め、 （ＡＴＸ１／ＡＴＸ３）＝｛（ＡＲ２１／ＡＲ２３）＋（ＡＲ４１／ＡＲ４ ３）｝／２ この式の右辺は実測値から求められるため（ＡＴＸ１
／ＡＴＸ３）の値が算出される。
ここで、ＡＴ（１）／ＡＴ（３）＝（ＡＴＸ１／ＡＴ
Ｘ３）であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来
的に、 ｛ＡＴ（１）／ＡＴ（３）｝／（ＡＴＸ１／ＡＴＸ
３）はほぼ１となるはずである。したがって、ｒｔｍｐ
＝｜｛ＡＴ（１）／ＡＴ（３）｝／（ＡＴＸ１／ＡＴＸ
３）−１｜とおき、もしもｒｔｍｐが誤差しきい値以上
であれば、測定にミスがあったものと判断される。
（iii） 次に、アンテナ素子ＡＮＴ２およびＡＮＴ
４の振幅変動量の差（ＡＴＸ２／ＡＴＸ４）を求める。
まず、（８−７）式を（８−１９）式で除算すると、 ＡＲ１２／ＡＲ１４＝ＡＴＸ２／ＡＴＸ４＊（Ａ１２／Ａ１４） （ＡＴＸ２／ＡＴＸ４）＝（ＡＲ１２／ＡＲ１４）／（Ａ１２／Ａ１４） …（８−４３） 同様に、（８−８）式を（８−２１）式で除算する
と、 ＡＲ３２／ＡＲ３４＝ＡＴＸ２／ＡＴＸ４＊（Ａ２３／Ａ３４） （ＡＴＸ２／ＡＴＸ４）＝（ＡＲ３２／ＡＲ３４）／（Ａ２３／Ａ３４） …（８−４４） これら（８−４３）式および（８−４４）式の平均を
とることにより （ＡＴＸ２／ＡＴＸ４）＝［｛（ＡＲ１２／ＡＲ１４）／（Ａ１２−Ａ１ ４）｝＋｛（ＡＲ３２／ＡＲ３４）／（Ａ２３／Ａ３４）｝］／２ ここで、Ａ１２＝Ａ２３＝Ａ３４＝Ａ１４が成り立つ
ため、 （ＡＴＸ２／ＡＴＸ４）＝｛（ＡＲ１２／ＡＲ１４）＋（ＡＲ３２／ＡＲ３
４）｝ ／２ この式の右辺は実測値から求められるため（ＡＴＸ２
／ＡＴＸ４）の値が算出される。
ここで、ＡＴ（２）／ＡＴ（４）＝（ＡＴＸ２／ＡＴ
Ｘ４）であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来
的に、 ｛ＡＴ（２）／ＡＴ（４）｝／（ＡＴＸ２／ＡＴＸ
４）はほぼ１となるはずである。
したがって、ｒｔｍｐ＝｜｛ＡＴ（２）／ＡＴ
（４）｝／（ＡＴＸ２／ＡＴＸ４）−１｜とおき、もし
もｒｔｍｐが誤差しきい値以上であれば、測定にミスが
あったものと判断される。
（３） キャリブレーション 前述のように算出した受信応答ベクトルＡＲの振幅変
動量ＡＲ（１），ＡＲ（２），ＡＲ（３），ＡＲ（４）
から、送信応答ベクトルＡＴの振幅変動量ＡＴ（１），
ＡＴ（２），ＡＴ（３），ＡＴ（４）をそれぞれ減算す
ることにより、対応する伝送系ごとに振幅変動量の受信
時と送信時との差、すなわち振幅補正量を算出すること
ができる。
信号処理回路２０は、このようにして伝送系ごとに算
出された振幅補正量により、たとえば送信信号の初期振
幅を予め調整することにより、振幅変動量のキャリブレ
ーションを実行する。
以上のように、この発明によれば、複数の伝送系を含
む無線装置において、それぞれの伝送系において送信し
た既知の信号と測定された受信信号とに基づいて当該伝
送系の伝送特性に関する情報を推定するように構成した
ので、特別な測定回路を別途設けることなく簡単かつ安
価な構成で、各伝送系の受信回路と送信回路との間の伝
送特性のキャリブレーションを行なうことができる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/08 H01Q 3/26

Claims (34)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 伝送特性のキャリブレーションが可能な
    無線装置であって、 アンテナ（ＡＮＴ）と、前記アンテナを共用する送信回
    路（ＴＸ）および受信回路（ＲＸ）とを各々が含む、ｎ
    （ｎはｎ≧３の整数）個の信号伝送系と、 キャリブレーション時に、前記ｎ個の信号伝送系の各々
    の前記送信回路から既知の信号を送信し、かつ前記送信
    された信号を前記ｎ個の信号伝送系の複数のものの前記
    受信回路で受信するように制御を行なう制御手段（２
    ２）と、 前記信号伝送系ごとに設けられ、当該信号伝送系の前記
    受信回路で受信された信号に対し前記既知の信号を用い
    て、前記受信された信号の位相成分および振幅成分の少
    なくとも一方に関する情報を表わす信号を算出する信号
    処理を行なう信号処理手段（ＰＥ，ＡＥ）と、 前記信号伝送系の前記複数のものにおける前記信号処理
    手段によって得られた信号を記憶する記憶手段（２１）
    と、 前記記憶手段に記憶された信号に基づいて、前記ｎ個の
    信号伝送系の各々の前記送信回路および前記受信回路の
    それぞれを信号が通過することによって当該信号に生じ
    る位相回転量および振幅変動量の少なくとも一方に関す
    る情報を算出する演算手段（２２）とを備えた、無線装
    置。
  2. 【請求項２】 前記演算手段によって算出された情報に
    基づいて、前記ｎ個の信号伝送系の各々の前記送信回路
    および前記受信回路の間の位相回転量の差および振幅変
    動量の差の少なくとも一方が０になるように、位相回転
    量および振幅変動量の少なくとも一方のキャリブレーシ
    ョンを行なうキャリブレーション手段（ＰＳ，ＡＴＴ）
    をさらに備えた、請求項１に記載の無線装置。
  3. 【請求項３】 前記演算手段によって算出された情報に
    基づいて、前記ｎ個の信号伝送系の各々の前記送信回路
    および前記受信回路の間の振幅変動量の差が前記ｎ個の
    信号伝送系の間で互いに等しくなるように、振幅変動量
    のキャリブレーションを行なうキャリブレーション手段
    （ＡＴＴ）をさらに備えた、請求項１に記載の無線装
    置。
  4. 【請求項４】 前記制御手段は、前記ｎ個の信号伝送系
    の各々の前記送信回路から送信された前記既知の信号
    を、前記ｎ個の信号伝送系のすべての前記受信回路で受
    信するように制御を行なう、請求項１に記載の無線装
    置。
  5. 【請求項５】 前記制御手段は、前記ｎ個の信号伝送系
    の各々の前記送信回路から送信された前記既知の信号
    を、前記ｎ個の信号伝送系のうち前記既知の信号を送信
    した当該信号伝送系を除く信号伝送系の前記受信回路で
    受信するように制御を行なう、請求項１に記載の無線装
    置。
  6. 【請求項６】 前記制御手段は、前記ｎ個の信号伝送系
    の各々の前記送信回路からの前記信号の送信を逐次的に
    行なう、請求項１に記載の無線装置。
  7. 【請求項７】 前記制御手段は、前記ｎ個の信号伝送系
    の各々の前記送信回路からの前記信号の送信を同時に行
    なう、請求項５に記載の無線装置。
  8. 【請求項８】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々を前記既
    知の信号で除算する手段（ＭＰ）と、 前記除算により得られた各々の信号の位相成分と振幅成
    分とを抽出する手段（ＳＰ）とを含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって抽出された
    前記位相成分とからなる第１の連立一次方程式を導出す
    る手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって抽出された
    前記振幅成分とからなる第２の連立一次方程式を導出す
    る手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項６に記載の
    無線装置。
  9. 【請求項９】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々を前記既
    知の信号で除算する手段（ＭＰ）と、 前記除算により得られた信号の各々の自然対数を計算
    し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（ＳＰ）とを
    含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された
    前記虚数部とからなる第１の連立一次方程式を導出する
    手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された
    前記実数部とからなる第２の連立一次方程式を導出する
    手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項６に記載の
    無線装置。
  10. 【請求項１０】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々の自然対
    数を計算し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（Ｓ
    Ｐ）と、 前記分離された虚数部から、前記既知の信号の自然対数
    を計算した信号の虚数部を減ずる第１の減算を行なう手
    段（ＳＡ）と、 前記分離された実数部から、前記既知の信号の自然対数
    を計算した信号の実数部を減ずる第２の減算を行なう手
    段（ＳＢ）とを含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第１の減
    算により得られた虚数部とからなる第１の連立一次方程
    式を導出する手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第２の減
    算により得られた実数部とからなる第２の連立一次方程
    式を導出する手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項６に記載の
    無線装置。
  11. 【請求項１１】 前記信号処理手段の前記所定の信号処
    理は、信号の時間平均処理を含む、請求項６に記載の無
    線装置。
  12. 【請求項１２】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々を前記既
    知の信号で除算する手段（ＭＰ）と、 前記除算により得られた信号の各々を時間平均する手段
    （ＴＡ）と、 前記時間平均された信号の各々の自然対数を計算し、か
    つ虚数部と実数部とに分離する手段（ＳＰ）とを含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された
    前記虚数部とからなる第１の連立一次方程式を導出する
    手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された
    前記実数部とからなる第２の連立一次方程式を導出する
    手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項１１に記載
    の無線装置。
  13. 【請求項１３】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々を前記既
    知の信号で除算する手段（ＭＰ）と、 前記除算により得られた各々の信号の位相成分と振幅成
    分とを抽出する手段（ＳＰ）と、 前記抽出された位相成分および振幅成分の各々を時間平
    均する手段（ＴＡ）とを含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって時間平均さ
    れた前記位相成分とからなる第１の連立一次方程式を導
    出する手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって時間平均さ
    れた前記振幅成分とからなる第２の連立一次方程式を導
    出する手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項１１に記載
    の無線装置。
  14. 【請求項１４】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々を前記既
    知の信号で除算する手段（ＭＰ）と、 前記除算により得られた信号の各々の自然対数を計算
    し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（ＳＰ）と、 前記分離された虚数部および実数部の各々を時間平均す
    る手段（ＴＡ）とを含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって時間平均さ
    れた前記虚数部とからなる第１の連立一次方程式を導出
    する手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって時間平均さ
    れた前記実数部とからなる第２の連立一次方程式を導出
    する手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項１１に記載
    の無線装置。
  15. 【請求項１５】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々を前記既
    知の信号で除算する手段（ＭＰ）と、 前記除算により得られた信号の各々の自然対数を計算す
    る手段（ＬＣ）と、 前記自然対数を計算した信号を時間平均する手段（Ｔ
    Ａ）と、 前記時間平均された信号を虚数部と実数部とに分離する
    手段（ＩＱ）とを含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された
    前記虚数部とからなる第１の連立一次方程式を導出する
    手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された
    前記実数部とからなる第２の連立一次方程式を導出する
    手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項１１に記載
    の無線装置。
  16. 【請求項１６】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々の自然対
    数を計算し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（Ｓ
    Ｐ）と、 前記分離された虚数部および実数部の各々を時間平均す
    る手段（ＴＡ）と、 前記時間平均された虚数部から、前記既知の信号の自然
    対数を計算した信号の虚数部を減ずる第１の減算を行な
    う手段（ＳＡ）と、 前記時間平均された実数部から、前記既知の信号の自然
    対数を計算した信号の実数部を減ずる第２の減算を行な
    う手段（ＳＢ）とを含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第１の減
    算により得られた虚数部とからなる第１の連立一次方程
    式を導出する手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第２の減
    算により得られた実数部とからなる第２の連立一次方程
    式を導出する手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項１１に記載
    の無線装置。
  17. 【請求項１７】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々の自然対
    数を計算する手段（ＬＣ）と、 前記自然対数を計算した信号を時間平均する手段（Ｔ
    Ａ）と、 前記時間平均された信号を虚数部と実数部とに分離する
    手段（ＩＱ）と、 前記分離された虚数部から、前記既知の信号の自然対数
    を計算した信号の虚数部を減ずる第１の減算を行なう手
    段（ＳＡ）と、 前記分離された実数部から、前記既知の信号の自然対数
    を計算した信号の実数部を減ずる第２の減算を行なう手
    段（ＳＢ）とを含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第１の減
    算により得られた虚数部とからなる第１の連立一次方程
    式を導出する手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第２の減
    算により得られた実数部とからなる第２の連立一次方程
    式を導出する手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項１１に記載
    の無線装置。
  18. 【請求項１８】 前記信号処理手段の前記所定の信号処
    理は、信号の相関処理を含む、請求項１に記載の無線装
    置。
  19. 【請求項１９】 前記信号処理手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号
    伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々と前記既
    知の信号との相関処理を行なう手段（ＣＲ）と、 前記相関処理により得られた信号の各々の自然対数を計
    算し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（ＳＰ）と
    を含み、 前記演算手段は、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された
    前記虚数部とからなる第１の連立一次方程式を導出する
    手段と、 前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受
    信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝
    送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された
    前記実数部とからなる第２の連立一次方程式を導出する
    手段と、 前記第１および第２の連立一次方程式を解いて前記未知
    の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に
    関する情報を算出する手段とを含む、請求項１８に記載
    の無線装置。
  20. 【請求項２０】 各前記信号伝送系ごとの前記送信回路
    および前記受信回路のそれぞれの位相回転量の差が前記
    ｎ個の信号伝送系の間で互いに異なり、かつ各前記信号
    伝送系ごとの前記送信回路および前記受信回路のそれぞ
    れの振幅変動量の差が前記ｎ個の信号伝送系の間で互い
    に異なるように、各前記信号伝送系ごとに前記位相回転
    量の差および前記振幅変動量の差をオフセットする手段
    をさらに備えた、請求項５に記載の無線装置。
  21. 【請求項２１】 前記演算手段は、各前記連立一次方程
    式を構成する方程式の数が、前記未知の変数を算出する
    のに必要な方程式の数よりも多いときに、より高い精度
    で導出された方程式を選択して前記未知の変数の算出に
    用いる、請求項８、９、１０、１２、１５、１６または
    １７に記載の無線装置。
  22. 【請求項２２】 前記演算手段は、各前記連立一次方程
    式を構成する方程式のうち選択されなかった方程式を、
    選択された方程式を用いて算出された変数の検証に用い
    る、請求項２１に記載の無線装置。
  23. 【請求項２３】 各前記信号伝送系の前記送信回路また
    は前記受信回路に入力される信号のパワーに応じて、前
    記キャリブレーション手段による前記キャリブレーショ
    ンの量を補正する手段をさらに備えた、請求項２または
    ３に記載の無線装置。
  24. 【請求項２４】 アンテナ（ＡＮＴ）と、前記アンテナ
    を共用する送信回路（ＴＸ）および受信回路（ＲＸ）と
    を各々が含む、ｎ（ｎはｎ≧３の整数）個の信号伝送系
    を備えた無線装置のためのキャリブレーション方法であ
    って、 キャリブレーション時に、前記ｎ個の信号伝送系の各々
    の前記送信回路から既知の信号を送信し、かつ前記送信
    された信号を前記ｎ個の信号伝送系の複数のものの前記
    受信回路で受信するように制御を行なうステップと、 前記信号伝送系ごとに前記受信回路で受信された信号に
    対し前記既知の信号を用いて、前記受信された信号の位
    相成分および振幅成分の少なくとも一方に関する情報を
    表わす信号を算出する信号処理を行なうステップと、 前記信号伝送系の前記複数のものにおける前記信号処理
    の結果得られた信号を記憶するステップと、 前記記憶された信号に基づいて、前記ｎ個の信号伝送系
    の各々の前記送信回路および前記受信回路のそれぞれを
    信号が通過することによって当該信号に生じる位相回転
    量および振幅変動量の少なくとも一方に関する情報を算
    出するステップと、 前記算出された情報に基づいて、前記ｎ個の信号伝送系
    の各々の前記送信回路および前記受信回路の間の位相回
    転量の差および振幅変動量の差の少なくとも一方のキャ
    リブレーションを行なうステップとを含む、キャリブレ
    ーション方法。
  25. 【請求項２５】 前記制御を行なうステップは、前記ｎ
    個の信号伝送系の各々の前記送信回路から送信された前
    記既知の信号を、前記ｎ個の信号伝送系のすべての前記
    受信回路で受信するように制御を行なうステップを含
    む、請求項２４に記載のキャリブレーション方法。
  26. 【請求項２６】 前記制御を行なうステップは、前記ｎ
    個の信号伝送系の各々の前記送信回路から送信された前
    記既知の信号を、前記ｎ個の信号伝送系のうち前記既知
    の信号を送信した当該信号伝送系を除く信号伝送系の前
    記受信回路で受信するように制御を行なうステップを含
    む、請求項２４に記載のキャリブレーション方法。
  27. 【請求項２７】 前記制御を行なうステップは、前記ｎ
    個の信号伝送系の各々の前記送信回路からの前記信号の
    送信を逐次的に行なうステップを含む、請求項２４に記
    載のキャリブレーション方法。
  28. 【請求項２８】 前記制御を行なうステップは、前記ｎ
    個の信号伝送系の各々の前記送信回路からの前記信号の
    送信を同時に行なうステップを含む、請求項２６に記載
    のキャリブレーション方法。
  29. 【請求項２９】 前記所定の信号処理を行なうステップ
    は、信号の時間平均処理を行なうステップを含む、請求
    項２７に記載のキャリブレーション方法。
  30. 【請求項３０】 前記所定の信号処理を行なうステップ
    は、信号の相関処理を行なうステップを含む、請求項２
    ４に記載のキャリブレーション方法。
  31. 【請求項３１】 各前記信号伝送系ごとの前記送信回路
    および前記受信回路のそれぞれの位相回転量の差が前記
    ｎ個の信号伝送系の間で互いに異なり、かつ各前記信号
    伝送系ごとの前記送信回路および前記受信回路のそれぞ
    れの振幅変動量の差が前記ｎ個の信号伝送系の間で互い
    に異なるように、各前記信号伝送系ごとに前記位相回転
    量の差および前記振幅変動量の差をオフセットするステ
    ップをさらに含む、請求項２６に記載のキャリブレーシ
    ョン方法。
  32. 【請求項３２】 各前記信号伝送系の前記送信回路また
    は前記受信回路に入力される信号のパワーに応じて、前
    記キャリブレーションするステップによる前記キャリブ
    レーションの量を補正するステップをさらに含む、請求
    項２４に記載のキャリブレーション方法。
  33. 【請求項３３】 伝送特性のキャリブレーションが可能
    な無線装置であって、 アンテナ素子（ＡＮＴ）と、前記アンテナ素子を共用す
    る送信回路（ＴＸ）および受信回路（ＲＸ）とを各々が
    含む、４個の信号伝送系を備え、前記４個の信号伝送系
    のそれぞれの前記アンテナ素子は、正方形の頂点に位置
    するようにそれぞれ配され、 前記４個の信号伝送系の各々の前記送信回路から初期位
    相が固定された信号を送信し、前記信号を送信した当該
    信号伝送系を除く残りの信号伝送系の前記受信回路で受
    信して、受信した前記信号伝送系ごとに、前記信号の送
    信から受信までの位相回転量を測定する手段と、 前記測定された位相回転量に基づいて、前記正方形上で
    隣接する２つの信号伝送系の組合せごとに、前記受信回
    路間の位相回転量の差を算出する手段と、 前記４個の信号伝送系のいずれか１つの前記受信回路の
    位相回転量を所定の基準値におくことにより、残りの信
    号伝送系の個々の受信回路の位相回転量を算出する手段
    と、 前記測定された位相回転量に基づいて、前記正方形上で
    隣接する２つの信号伝送系の組合せごとに、前記送信回
    路間の位相回転量の差を算出する手段と、 前記４個の信号伝送系のいずれか１つの前記送信回路の
    位相回転量を所定の基準値におくことにより、残りの信
    号伝送系の個々の送信回路の位相回転量を算出する手段
    と、 前記信号伝送系ごとに算出された受信回路の位相回転量
    および送信回路の位相回転量の差を位相補正量として算
    出する手段とをさらに備えた、無線装置。
  34. 【請求項３４】 伝送特性のキャリブレーションが可能
    な無線装置であって、 アンテナ素子（ＡＮＴ）と、前記アンテナ素子を共用す
    る送信回路（ＴＸ）および受信回路（ＲＸ）とを各々が
    含む、４個の信号伝送系を備え、前記４個の信号伝送系
    のそれぞれの前記アンテナ素子は、正方形の頂点に位置
    するようにそれぞれ配され、 前記４個の信号伝送系の各々の前記送信回路から初期振
    幅が固定された信号を送信し、前記信号を送信した当該
    信号伝送系を除く残りの信号伝送系の前記受信回路で受
    信して、受信した前記信号伝送系ごとに、前記信号の送
    信から受信までの振幅変動量を測定する手段と、 前記測定された振幅変動量に基づいて、前記正方形上で
    隣接する２つの信号伝送系の組合せごとに、前記受信回
    路間の振幅変動量の差を算出する手段と、 前記４個の信号伝送系のいずれか１つの前記受信回路の
    振幅変動量を所定の基準値におくことにより、残りの信
    号伝送系の個々の受信回路の振幅変動量を算出する手段
    と、 前記測定された振幅変動量に基づいて、前記正方形上で
    隣接する２つの信号伝送系の組合せごとに、前記送信回
    路間の振幅変動量の差を算出する手段と、 前記４個の信号伝送系のいずれか１つの前記送信回路の
    振幅変動量を所定の基準値におくことにより、残りの信
    号伝送系の個々の送信回路の振幅変動量を算出する手段
    と、 前記信号伝送系ごとに算出された受信回路の振幅変動量
    および送信回路の振幅変動量の差を振幅補正量として算
    出する手段とをさらに備えた、無線装置。
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