WO2000008777A1

WO2000008777A1 - Dispositif radio et son procede d'etalonnage

Info

Publication number: WO2000008777A1
Application number: PCT/JP1999/004173
Authority: WO
Inventors: Yoshiharu Doi; Toshinori Iinuma
Original assignee: Sanyo Electric Co., Ltd.
Priority date: 1998-08-05
Filing date: 1999-08-02
Publication date: 2000-02-17
Also published as: AU757396B2; HK1042603A1; EP1104122A1; AU757396C; DE69936210T2; EP1104122B1; KR100404833B1; JP3332911B2; CN1146140C; CN1322414A; ID27970A; KR20010085330A; DE69936210D1; US6870878B1; EP1104122A4; AU4933599A

Description

明細書無線装置おょぴそのキヤリブレ一シヨン方法技術分野

この発明は、無線装置およびそのキャリブレーション方法に関し、特に、ァダプティプアレイ無線基地局において用いられる無線装置およびそのキヤリブレーション方法に関する。背景技術

近年、携帯電話等の移動通信システムの無線基地局として、アレイアンテナを用いたァダプティブアレイ（adaptive array) 無線基地局が実用化されている。このようなァダプティブアレイ無線基地局の動作原理については、たとえば下記の文献に説明されている。

B. Widrow, et al. ： Adaptive Antenna Systems, Proc. IEEE, vol. 5o,

No. 12， pp. 2143-2159 (Dec. 1967 ) .

S. P. Applebaum ： "Adaptive Arrays " , IEEE Trans. Antennas & Propag. , vol. AP - 24, No. 5, pp. 585- 598 (Sept. 1976) .

0. し Frost, III ： ' Adaptive Least Squares Optimization Subject to Linear Equality Constraints, " SEL - 70- 055， Technical Report, No. 6796 - 2, Information System Lab.， Stanford Univ. (Aug. 1970 ) .

B. Widrow and S. D. Stearns ： " Adaptive Signal Processing, Prentice-Hall, Englewood Cliffs (1985) .

R. A. Monzingo and T. W. Miller ： "Introduction to Adaptive Arrays, John Wiley & Sons, New York (1980) .

J. E. Hudson ： Adaptive Array Principles, " Peter Peregrinus Ltd. , London (1981) .

R. T. Compton, Jr. ： "Adaptive Antennas ― Concepts and Performance, " Prentice-Hall, Englewood Cliffs (1988) . E. Nicolau and D. Zaharia： "Adaptive Arrays,，， Elsevier, Amsterdam (

1989) .

図 6 8は、このようなァダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。図 6 8において、 1つのァダプティブアレイ無線基地局 1は、 n本のアンテナ # 1， # 2， # 3， · · ·, # nからなるアレイアンテナ 2を備えており、その電波が届く範囲を第 1の斜線領域 3として表わす。一方、隣接する他の無線基地局 6の電波が届く範囲を第 2の斜線領域 7として表わす。

領域 3内で、ュ一ザ Aの端末である携帯電話機 4とァダプティブアレイ無線基地局 1との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印 5 ) 。一方、領域 7内で、他のユーザ Bの端末である携帯電話機 8と無線基地局 6との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印 9 )。

ここで、たまたまユーザ Aの携帯電話機 4の電波信号の周波数とユーザ Bの携帯電話機 8の電波信号の周波数とが等しいとき、ユーザ Bの位置によっては、ュ一ザ Bの携帯電話機 8からの電波信号が領域 3内で不要な干渉信号となり、ユーザ Aの携帯電話機 4とァダプティブアレイ無線基地局 1との間の電波信号に混入してしまうことになる。

このように、ユーザ Aおよび Bの双方からの混合した電波信号を受信したァダプティブアレイ無線基地局 1では、何らかの処理を施さなければ、ユーザ Aおよび Bの双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、本来通話すべきュ —ザ Aの通話が妨げられることになる。

ァダプティブアレイ無線基地局 1では、このユーザ Bからの信号を出力信号から除去するために、次のような処理を行なっている。図 6 9は、ァダプティブァレイ無線基地局 1の構成を示す概略ブロック図である。

まず、ユーザ Aからの信号を A ( t ) 、ユーザ Bからの信号を B ( t ) とすると、図 6 8のアレイアンテナ 2を構成する第 1のアンテナ # 1での受信信号 X 1 ( t ) は、次式のように表わされる：

X 1 ( t ) = a 1 X A ( t ) + b 1 X B ( t )

ここで、 a l， b 1は、後述するようにリアルタイムで変化する係数である。次に、第 2のアンテナ # 2での受信信号 X 2 ( t ) は、次式のように表わされる：

x 2 ( t ) = a 2 X A ( t) + b 2 X B ( t )

ここで、 a 2， b 2も同様にリアルタイムで変化する係数である。

次に、第 3のアンテナ # 3での受信信号 X 3 ( t ) は、次式のように表わされる：

X 3 ( t ) = a 3 X A ( t ) + b 3 X B ( t )

ここで、 a 3， b 3も同様にリアルタイムで変化する係数である。

同様に、第 nのアンテナ #nでの受信信号 X n (t) は、次式のように表わされる：

X n ( t ) = a n X A ( t ) + b n X B ( t )

ここで、 a n, b nも同様にリアルタイムで変化する係数である。

上記の係数 a 1， a 2, a 3, …， a nは、ユーザ Aからの電波信号に対し、アレイアンテナ 2を構成するアンテナ # 1， # 2, #3， …， #nのそれぞれの相対位置が異なるため（各アンテナ同士は互いに、電波信号の波長の 5倍、すなわち 1メートル程度の間隔をあけて配されている）、それぞれのアンテナでの受信強度に差が生じることを表わしている。

また、上記の係数 b l， b 2, b 3, ···, b nも同様に、ユーザ Bからの電波信号に対し、アンテナ # 1， # 2, #3， …， #nのそれぞれでの受信強度に差が生じることを表わしている。各ユーザは移動しているため、これらの係数はリアルタイムで変化する。

それぞれのアンテナで受信された信号 X 1 ( t) , x 2 ( t) , x 3 ( t ) , ···, X n ( t ) は、対応するスィッチ 10— 1， 10— 2， 10-3, …， 10 一 nを介してァダプティブアレイ無線基地局 1を構成する受信部 1 Rに入り、ゥエイトベクトル制御部 1 1に与えられるとともに、対応する乗算器 1 2— 1， 1 2 - 2, 1 2— 3， ···, 1 2_nの一方入力にそれぞれ与えられる。

これらの乗算器の他方入力には、ウェイトべクトル制御部 1 1からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み wl， w2, w3, ···, wnが印加される。これらの重みは、後述するように、ウェイトべクトル制御部 1 1により、リアルタイムで算出される。したがって、アンテナ # 1での受信信号 x 1 (t) は、乗算器 1 2— 1を経て、 wl X (a 1 A (t) +b 1 B (t) ) となり、アンテナ # 2での受信信号 x 2 (t) は、乗算器 1 2— 2を経て、 w2X (a 2 A ( t) + b 2 B ( t) ) となり、アンテナ # 3での受信信号 x 3 (t) は、乗算器 1 2— 3を経て、 w3 X ( a 3A (t) +b 3 B (t) ) となり、さらにアンテナ # nでの受信信号 x n ( t) は、乗算器 1 2— nを経て、 wnX (a n A (t) +b n B (t) ) となる。これらの乗算器 1 2—1， 1 2-2, 1 2— 3， ···， 12— nの出力は、加算器 1 3で加算され、その出力は下記のようになる：

w 1 (a 1 A ( t) + b 1 B ( t) ) +w 2 (a 2 A ( t) +b 2 B ( t) ) +w 3 (a 3 A ( t ) + b 3 B ( t ) ) -|—— hwn (a n A ( t ) + b n B ( t ) )

これを信号 A (t) に関する項と信号 B (t) に関する項とに分けると次のようになる：

(wl a l +w2 a 2+w3 a 3H wn a n) A ( t ) + (w 1 b 1 + w 2 b 2 +w 3 b 3 H hwn b n) B ( t )

ここで、後述するように、ァダプティブアレイ無線基地局 1は、ユーザ A， B を識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重み w 1， w2, w3, …， wnを計算する。たとえば、図 69の例では、ウェイトベクトル制御部 1 1は、本来通話すべきュ一ザ Aからの信号 A (t) のみを抽出するために、係数 a l， a 2, a 3 , …， a n, b l， b 2, b 3 , ···， b nを定数とみなし、信号 A (t) の係数が全体として 1、信号 B (t) の係数が全体として 0となるよつに、直み w 1， w 2 , w 3 , · ·, wnを g十算する。

すなわち、ウェイトべクトル制御部 1 1は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号 A (t) の係数が 1、信号 B (t) の係数が 0となる重み wl， w 2, w3， ···, wnをリアルタイムで算出する：

w 1 a 1 + w 2 a 2 + w J a ύ -\ hwn a n = 1

w 1 b l+w2 b 2 +w 3 b 3 H hwn b n = 0

この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した文献に記載されているとおり周知であり、現にァダプティブァレイ無線基地局において既に実用ィ匕されているものである。

このように重み wl， w2， w3, ···, wnを設定することにより、加算器 1 3の出力信号は下記のとおりとなる：

出力信号 = 1 XA (t) +O XB (t) =A (t)

なお、前記のユーザ A， Bの識別は次のように行なわれる。図 70は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は大きくは、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とから構成される。

プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでいる。ァダプティブアレイ無線基地局 1のウェイトベクトル制御部 1 1 (図 69) は、メモリ 14から取出したユーザ Aに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザ Aに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウェイトべクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザ Aの信号は、出力信号 S_RX (t) としてァダプティブアレイ無線基地局 1から外部出力される。

一方、図 69において、外部からの入力信号 S_TX ( t) は、ァダプティブァレィ無線基地局 1を構成する送信部 1 Tに入り、乗算器 1 5— 1， 1 5— 2， 1 5 一 3， ···, 1 5— nの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウェイトべクトル制御部 1 1により先に受信信号に基づいて算出された重み wl， w 2, w3, ···, wnがコピーされて印加される。

これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスィッチ 10— 1， 10— 2， 10— 3， …， 10— nを介して、対応するアンテナ # 1， #2， # 3, …， #nに送られ、図 66の領域 3内に送信される。

ここで、受信時と同じアレイアンテナ 2を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザ Aをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザ Aに対する指向性を有するかのようにユーザ Aの携帯電話機 4により受信される。図 71は、このようなユーザ Aとァダプティブァレィ無線基地局 1との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。現実に電波が届く範囲を示す図 68の領域 3に対比して、図 71の仮想上の領域 3 aに示すようにァダプティプアレイ無線基地局 1からはユーザ Aの携帯電話機 4をターゲットとして指向性を伴って電波信号が飛ばされている状態がイメージされる。ところで、所望のユーザとァダプティブアレイ無線基地局 1との間でこのような指向性を伴った電波信号の送受信を実現するためには、ァダプティブアレイ無線基地局 1において重み wl， w2， w3, ···, wnが厳密に算出され、受信部 1 Rと送信部 1 Tとで、受信信号および送信信号に対し同等に重み付けされる必要がある。しかしながら、たとえ重み付けの制御が完全になされたとしても、受信信号に対し、送信信号の伝送特性が変化し、目標に向かって送信信号を飛ばすことができない場合がある。

たとえば、図 69に示したァダプティブアレイ無線基地局 1において、スイツチ 10— 1， 10— 2， 10— 3， ···, 10— nおよび受信部 1 Rの対応する乗算器 1 2— 1， 1 2-2, 1 2-3, ···, 1 2 _ nの間の距離と、スィッチ 1 0 —1， 10-2, 10— 3， ···, 10— nおよび送信部 1 Tの対応する乗算器 1 5— 1， 1 5-2, 1 5— 3， ···， 1 5— nの間の距離とは、通常は完全に同一であることはない。これらの距離に差があれば、各アンテナで送受信される受信信号と送信信号との間に位相回転量の差、振幅変動量の差などが生じてしまい、ターゲットとなるユーザとァダプティプアレイ無線基地局との間で良好な指向性をもって電波信号の送受信を行なうことができなくなる。

特に、図 69には示していないが、通常は、スィッチ 10— 1， 10— 2， 1

0— 3， …， 10— nと受信部 1 Rの対応する乗算器との間の経路はそれぞれ、必要な受信回路を含み、これらのスィツチと送信部 1 Tの対応する乗算器との間の経路はそれぞれ、必要な送信回路を含んでいる。したがって、これらの回路を構成するアンプ、フィルタ等の特性によっても、各アンテナで送受信される受信信号と送信信号との間に位相回転量の差、振幅変動量の差などが生じてしまうことになる。

したがって、ァダプティブアレイ無線基地局 1においては、アレイアンテナ 2 を構成する各アンテナごとに、受信回路の位相回転量、振幅変動量などの伝送特性と、送信回路の位相回転量、振幅変動量などの伝送特性とを測定し、その差を補償する必要がある。従来はこれらの伝送特性を測定するための測定回路がァダプティブァレイ無線基地局に別途設けられていたため、ァダプティブァレイ無線基地局の回路構成が大型化および複雑化し、コストも高くなるという問題点があつた。

この発明は、特別な測定回路を設けることなく簡単かつ安価な構成で受信回路および送信回路の伝送特性の差を推定し、補償することができる無線装置およびそのキヤリブレーション方法を提供することを目的とする。発明の開示

この発明は、伝送特性のキャリブレーションが可能な無線装置に関し、 n ( n は n 3の整数）個の信号伝送系と、制御装置と、信号処理回路と、メモリと、演算回路とを備えている。

n個の信号伝送系の各々は、アンテナと、アンテナを共用する送信回路および受信回路とを含んでいる。

制御装置は、キャリブレーション時に、 n個の信号伝送系の各々の送信回路から既知の信号を送信し、かつ送信された信号を n個の信号伝送系の複数のものの受信回路で受信するように制御を行なう。

信号処理回路は、信号伝送系ごとに設けられ、当該信号伝送系の受信回路で受信された信号に対し既知の信号を用いて所定の信号処理を行なう。

メモリは、信号伝送系の複数のものにおける信号処理回路によって得られた信号を記憶する。

演算回路は、メモリに記憶された信号に基づいて、 n個の信号伝送系の各々の送信回路および受信回路のそれぞれを信号が通過することによって当該信号に生じる位相回転量および振幅変動量の少なくとも一方に関する情報を算出する。さらに、この発明は、アンテナと、アンテナを共用する送信回路および受信回路とを各々が含む、 n ( nは n≥3の整数）個の信号伝送系を備えた無線装匱のためのキャリブレーション方法に関し、制御ステップと、信号処理ステップと、記憶ステップと、演算ステップと、キャリブレーションステップとを含んでいる。制御ステップは、キャリブレーション時に、 n個の信号伝送系の各々の送信回路から既知の信号を送信し、かつ送信された信号を n個の信号伝送系の複数のものの受信回路で受信するように制御を行なう。信号処理ステツプは、信号伝送系ごとに受信回路で受信された信号に対し既知の信号を用いて所定の信号処理を行なう。記憶ステップは、信号伝送系の複数のものにおける信号処理の結果得られた信号を記憶する。演算ステップは、記憶された信号に基づいて、 n個の信号伝送系の各々の送信回路おょぴ受信回路のそれぞれを信号が通過することによって当該信号に生じる位相回転量および振幅変動量の少なくとも一方に関する情報を算出する。キャリブレーションステップは、算出された情報に基づいて、 n個の信号伝送系の各々の送信回路および受信回路の間の位相回転量の差および振幅変動量の差の少なくとも一方のキャリブレーションを行なう。図面の簡単な説明

図 1は、この発明によるァダプティプアレイ無線基地局の第 1の基本構成の要部を示す概略プロック図である。

図 2は、この発明によるァダプティブアレイ無線基地局の第 1の基本構成の変形例を示す概略ブロック図である。

図 3は、この発明によるァダプティプアレイ無線基地局の第 2の基本構成の要部を示す概略ブロック図である。

図 4は、この発明によるァダプティプアレイ無線基地局の第 2の基本構成の変形例を示す概略ブロック図である。

図 5は、第 1および第 2の基本構成の各部における信号の位相回転量および振幅変動量を示した図である。

図 6は、この発明の第 1の基本構成によるァダプティブァレイ無線基地局におけるキヤリプレーション時の信号の送受信の態様を示す模式図である。

図 7は、第 1の基本構成の動作の前半を示すフロー図である。

図 8は、第 1の基本構成の動作の後半を示すフロー図である。

図 9は、第 1の基本構成の変形例の動作の前半を示すフロー図である。

図 1 0は、第 1の基本構成の変形例の動作の後半を示すフロー図である。図 1 1は、この発明の第 1の基本構成の変形例を示す概略ブロック図である。図 1 2は、図 1 1に示した変形例の動作を示すフロー図である。

図 1 3は、この発明の第 1の基本構成のさらなる変形例を示す概略ブロック図である。

図 1 4は、図 1 3に示した変形例の動作を示すフロー図である。

図 1 5は、この発明の第 1の基本構成の実施の形態 1を示すプロック図である。図 1 6は、図 1 5に示した実施の形態 1の動作を示すフロー図である。

図 1 7は、この発明の第 1の基本構成の実施の形態 2を示すプロック図である。図 1 8は、図 1 7に示した実施の形態 2の動作を示すフロー図である。

図 1 9は、この発明の第 2の基本構成によるァダプティブアレイ無線基地局におけるキヤリブレーシヨン時の信号の送受信の態様を示す模式図である。

図 2 0は、第 2の基本構成の動作の前半を示すフロー図である。

図 2 1は、第 2の基本構成の動作の後半を示すフロー図である。

図 2 2は、第 2の基本構成の変形例の動作の前半を示すフロー図である。

図 2 3は、第 2の基本構成の変形例の動作の後半を示すフロー図である。

図 2 4は、この発明の第 2の基本構成の変形例を示す概略プロック図である。図 2 5は、図 2 4に示した変形例の動作の前半を示すフロー図である。

図 2 6は、図 2 4に示した変形例の動作の後半を示すフロー図である。

図 2 7は、この発明の第 2の基本構成のさらなる変形例を示す概略ブロック図である。

図 2 8は、図 2 7に示した変形例の動作の前半を示すフロー図である。

図 2 9は、図 2 7に示した変形例の動作の後半を示すフロー図である。

図 3 0は、この発明の第 2の基本構成の実施の形態 3を示すプロック図である。図 3 1は、図 3◦に示した実施の形態 3の動作を示すフロー図である。

図 3 2は、この発明の第 2の基本構成の実施の形態 4を示すブロック図である。図 3 3は、図 3 2に示した実施の形態 4の動作を説明するフロー図である。図 3 4は、この発明の実施の形態 5の具体的な回路構成を示すプロック図である。

図 3 5は、図 3 4に示した実施の形態 5の動作を示すフロー図である。

図 3 6は、図 3 5の動作の計算ル一チンを示すフロー図である。図 3 7は、この発明の実施の形態 6の具体的な回路構成を示すプロック図である。

図 3 8は、この発明の実施の形態 7の具体的な回路構成を示すプロック図である。

図 3 9は、この発明の実施の形態 6および 7の動作を包括的に示すフロー図である。

図 4 0は、図 3 9の動作の計算ルーチンを示すフロー図である。

図 4 1は、図 3 9の動作の計算ルーチンを示すフロー図である。

図 4 2は、この発明の実施の形態 8の具体的な回路構成を示すブロック図である。

図 4 3は、この発明の実施の形態 9の具体的な回路構成を示すブロック図である。

図 4 4は、図 3 9の動作の計算ル一チンを示すフロー図である。

図 4 5は、図 3 9の動作の計算ルーチンを示すフロー図である。

図 4 6は、この発明の実施の形態 1 0の具体的な回路構成を示すプロック図である。

図 4 7は、図 4 6に示した実施の形態 1 0の動作を示すフロー図である。図 4 8は、この発明の実施の形態 1 1の具体的な回路構成を示すプロック図である。

図 4 9は、この発明の実施の形態 1 2の具体的な回路構成を示すブロック図である。

図 5 0は、この発明の実施の形態 1 1および 1 2の動作を包括的に示すフロー図である。

図 5 1は、この発明の実施の形態 1 3の具体的な回路構成を示すブロック図である。

図 5 2は、この発明の実施の形態 1 4の具体的な回路構成を示すブロック図である。

図 5 3は、この発明の実施の形態 1 5の具体的な回路構成を示すプロック図である。図 5 4は、図 5 3に示した実施の形態 1 5の計算ルーチンを示すフロー図である。

図 5 5は、この発明の実施の形態 1 6の具体的な回路構成を示すプロック図である。

図 5 6は、この発明の実施の形態 1 7の動作の前半を説明するフ口一図である。図 5 7は、図 5 6の動作の計算ルーチンを示すフロー図である。

図 5 8は、この発明の実施の形態 1 8の動作の前半を示すフロー図である。図 5 9は、この発明の実施の形態 1 8の動作の後半を示すフロー図である。図 6 0は、この発明の実施の形態 1 8の変形例の動作の前半を示すフロー図である。

図 6 1は、この発明の実施の形態 1 8の変形例の動作の後半を示すフロー図である。

図 6 2は、この発明の実施の形態 1 9の動作の後半を示すフロー図である。図 6 3は、この発明の実施の形態 2 0の動作の前半を示すフロー図である。図 6 4は、この発明の実施の形態 2 0の動作の後半を示すフロー図である。図 6 5は、この発明の実施の形態 2 1の具体的な回路構成を示すプロック図である。

図 6 6は、この発明の第 3の基本構成の実施の形態 2 3を示すブロック図である。

図 6 7は、この発明の第 3の基本構成の実施の形態 2 4を示すプロック図である。

図 6 8は、ァダプティブアレイ無線基地局の基本動作を概念的に示す模式図である。

図 6 9は、ァダプティブアレイ無線基地局の構成を示す概略ブロック図である _c 図 7 0は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。

図 7 1は、ァダプティブアレイ無線基地局とユーザとの間の電波信号の授受をィメージ化した模式図である。発明を実施するための最良の形態 [第 1の基本構成の概要]

図 1は、この発明によるァダプティブアレイ無線基地局の第 1の基本構成の要部を示す概略プロック図である。図 1の基本構成は、ァダプティブアレイ無線基地局のうち、この発明に関連する位相回転量および振幅変動量の推定ならびにそれらのキャリブレーションに関する部分のみを示しており、前述の図 6 9に示した受信信号および送信信号の重み付けのための受信部 1 Rおよび送信部 1 Tに対応する部分は図示省略している。以後説明する各実施の形態においても同様である。

図 1に示すァダプティブァレイ無線基地局は、信号処理回路 2◦と、アレイァンテナを構成する n個のアンテナ素子 ANT!， ···, ANTj , …， ANT_k, …， ANT_nと、それぞれのアンテナ素子に対応して設けられたアンテナ共用器， ···, SWj , …， SW_k , ···, SW_nと、それぞれのアンテナ素子に対応して、アンテナ共用器と信号処理回路 20との間に設けられた送信回路， …， T X" ···, TX_k , …， TX_nおよび受信回路， ···, RXj , ···, RX_k， …， RX_nとを備えている。

信号処理回路 20は、キャリブレーション時にそれぞれのアンテナ素子から送信すべき既知の信号 ( t) ， …， Sj ( t ) , …， S_k ( t) , ···, S_n ( t ) が予め記憶されるとともに後述する算出された各信号を記憶するためのメモリ 2 1と、このメモリ 2 1との間で制御信号おょぴデータの送受信を行なう制御装置 2 2と、それぞれのアンテナ素子に対応してメモリ 2 1と送信回路 TXとの間に設けられた、フェイズシフタ ···, P Sj , ···, P S_k， ···, P S_n、ァッテネータ ΑΤΤ, , ···, ATTj , ···, ATT_k， ■··, ATT_nおよび送信信号出力装置 SG! , ···, S Gj , …， S G_k， …， S G_nと、それぞれのアンテナ素子に対応して受信回路 RXとメモリ 2 1との間に設けられた受信信号測定装置 S M, , …， SMj , …， SM_k， …， SM_n、位相抽出回路 PE^ …， PE₃ , …， P E_k, ···, PE_nおよび振幅抽出回路， ···, AEj , …， AE_k， …， AE _nとを備えている。

なお、送信回路 TX …， TXj , ···, TX_k， …， TX_nの各々は、たとえば周波数変換器、アンプ、フィルタ、拡散器などからなり、対応する送信信号出力装置 S Gから対応するァンテナ共用器 S Wまでの経路に存在する回路を総称するものとする。なお、図 2以降の各図においては、図示の都合上、各送信回路 T Xの図示を省略しており、各送信信号出力装置 S Gと対応のアンテナ共用器 S W との間のライン TXがそのような送信回路の存在を示しているものとする。

同様に、受信回路 …， RXj , ···, RX_k ， …， RX_nの各々も、たとえば周波数変換器、アンプ、フィルタ、逆拡散器などからなり、対応するアンテナ共用器 S Wから対応する受信信号測定装置 S Mまでの経路に存在する回路を総称するものとする。なお、図 2以降の各図においては、図示の都合上、各受信回路 RXの図示を省略しており、各アンテナ共用器 SWと対応の受信信号測定装置 SMとの間のライン RXがそのような受信回路の存在を示しているものとする。キャリブレーション時に、メモリ 2 1から出力されたそれぞれのアンテナ素子に対応する既知の信号 ( t) ， ·■·, Sj ( t ) ， …， S_k ( t ) , …， S_n ( t) は、対応するフェイズシフタ P S_t ， ···, P Sj , ···, P Sい …， P S_nにより 0ぃ …， 0J , …， 0_k, …， 0_nだけ位相が回転させられ、信号 Si (t ) e x p ( i Θ J ) , ···， Sj ( t ) e x p ( i Θ _} ) , ···， S_k ( t ) e x p ( i 6_k) ， ■■·, S_n ( t) e x p ( i θ_η) となる。なお、それぞれのフェイズシフタの位相回転量は制御装置 22からの制御信号により制御される。

これらの位相回転された信号はそれぞれ、対応するアツテネータ ΑΤΤ\， …， ATTj , ···, ATT_k， ···, ATT_nにより、 Αい …， A, , ···, A_k， ···, A_n だけ振幅変動させられ、信号 At Si ( t) e x p ( i Q ) , …， Aj S」 (t) e x p ( i Θ j ) , ···， A_k S_k ( t ) e x p ( i Θ _k ) , ···， A_n S_n ( t ) e x p ( i 0_n) となる。なお、それぞれのアツテネータの振幅変動量は制御装置 2 2からの制御信号により制御される。

これらの信号は、それぞれ、対応する送信信号出力装置 S Gi， ■··, S G_} , …， SG_k， ···， SG_nから送信され、対応する送信回路 TXい ···, TXj , …， TX_k ， ···, TX_nを介して対応するアンテナ共用器 SWい ···, SWj , ···, S w_k , ·■·, sw_nに与えられる。

これらのアンテナ共用器 SWの各々は、制御装置 22からの制御信号に応じて、対応する送信回路 TXからの信号を、対応するアンテナ素子 ANTまたは受信回路 RXのいずれかに選択的に与えるよう切換わる。

アンテナ共用器 SWのそれぞれから対応するアンテナ素子 ANTに与えられる信号は、電波信号として放出される。なお、アンテナ共用器 SWがアンテナ素子側に接続されていない場合、当該アンテナ共用器に入った送信信号はそのまま対応する受信回路 RXによって受信される。

—方、キャリブレーション時に、それぞれのアンテナ素子 ΑΝΤ\， ···, AN Τ』， ···， ANT_{k )} …， ANT_nで受信された信号は、対応するアンテナ共用器 SW_t , ···, SWj, …， SW_{k )} …， SW_nを介して、対応する受信信号測定装置 SMi , ···, SMj , ···, SM_k， ··, SM_nに与えられる。なお、前述のように、アンテナ共用器 SWがアンテナ素子側に接続されていない場合には、アンテナ素子ではなく対応する送信回路 T Xからの信号が対応する受信信号測定装置 S Mに与えられることになる。

これらの受信信号測定装置で受取られた信号はそれぞれ、対応する位相抽出回路 PE_{1 ;} ···, PEj, ···, PE_k， ···, PE_nおよび振幅抽出回路 AEい …， A Ej , ···, AE_k， …， AE_nに並列に与えられる。後述するように、これらの位相抽出回路 PEおよび振幅抽出回路 AEで抽出された情報はメモリ 21に与えられ、そこに蓄えられる。

なお、送信信号出力装置 SGi , ···, SGj, ···, SG_k， ·■·, SG_nおよび受信信号測定装置 SM,， ···, SMj, …， SM_k， …， SM_nの動作は、制御装置 22からの制御信号によって制御される。

以後、各々のアンテナ素子を介する信号の送受信に関係する一群の回路構成を

(信号）伝送系と称することとする。

なお、キャリブレーション時以外の通常の信号送受信時には、メモリ 21からの既知の信号ではなく、図示しない送信部（図 69の 1 T参照）によって各伝送系ごとに重みづけされた送信信号が、図示しない信号経路を介して当該伝送系のフェイズシフタ PSに与えられ、以後アツテネータ ATT、送信信号出力装置 S G、送信回路 TX、およびアンテナ共用器 SWを介してアンテナ素子 ANTにより送出される。また、各アンテナ素子 ANTによって受信された信号は、当該伝送系のァンテナ共用器 S W、受信回路 R Xを介して受信信号測定装置 S Mによつて受信された後、位相抽出回路 PEおよび振幅抽出回路 AEではなく、図示しない信号経路を介して、図示しない受信部（図 69の 1 R参照）に与えられて重みづけ処理がなされ、出力信号として外部へ供給される。

図 2は、図 1のァダプティプアレイ無線基地局の第 1の基本構成の変形例を示す概略ブロック図である。図 2の構成は、以下の点を除いて、図 1に示した第 1 の基本構成と同じである。

すなわち、図 1では、それぞれの伝送系のフェイズシフタ P Sおよびアツテネータ ATTが信号処理回路 20内に設けられているが、図 2に示した変形例では、これらのフェイズシフタ P Sおよびアツテネータ ATTが、信号処理回路 20の外部に、すなわち当該伝送系の送信信号出力装置 SGと送信回路 TXとの間に設けられている。

このように、フェイズシフタ P Sおよびアツテネータ ATTの配置場所については、メモリ 21と各アンテナ共用器 SWとの間であれば制約はなく、特に図示しないが、フェイズシフタ P Sおよびアツテネータ ATTの一方を信号処理回路 20内に、他方を信号処理回路 20外に、別々に配するように構成してもよい。またフェイズシフタ P Sおよびアツテネータ ATTは、信号処理回路 20の内部および外部の双方に設けてもよい。

[第 2の基本構成の概要]

図 3は、この発明によるァダプティブアレイ無線基地局の第 2の基本構成の要部を示す概略ブロック図である。図 3に示した第 2の基本構成は、以下の点を除いて、図 1に示した第 1の基本構成と同じである。

すなわち、各伝送系のアンテナ共用器 SWには、制御装置 22から制御信号は与えられておらず、図 1の第 1の基本構成のように、送信回路 TXからの信号が直接受信回路 R Xに与えられるように各ァンテナ共用器 S Wが切換わることはない。したがって、各伝送系の送信回路 TXからの信号は必ず対応するアンテナ共用器 SWを介してアンテナ素子 ANTから送信され、アンテナ素子 ANTで受信された信号は対応するアンテナ共用器 SWを介して受信回路 RXに与えられる。その他の構成は、図 1の第 1の基本構成と同じであり、ここでは説明を繰返さな図 4は、図 3のァダプティプアレイ無線基地局の第 2の基本構成の変形例を示す概略ブロック図である。図 4の構成は、以下の点を除いて、図 3に示した第 2 の基本構成と同じである。

すなわち、図 3 は、それぞれの伝送系のフェイズシフタ P Sおよびアツテネータ ATTが信号処理回路 20内に設けられているが、図 4に示した変形例では、これらのフェイズシフタ P Sおよびアツテネータ ATTが、信号処理回路 20の外部に設けられている。

図 2の変形例に関して説明したように、フェイズシフタ P Sおよぴァッテネータ AT Tの配置場所については、メモリ 21と各アンテナ共用器 SWとの間であれば制約はなく、特に図示しないが、フェイズシフタ PSおよびアツテネータ A TTの一方を信号処理回路 20内に、他方をその外部に、別々に配するように構成してもよい。また、フェイズシフタ P Sおよびアツテネータ ATTを、信号処理回路 20の内部および外部の双方に設けてもよい。

以下に、これらの第 1および第 2の基本構成の動作原理および具体的な実施の形態について個別に説明することとするが、その前に、以後の説明に用いる各種の変数について、以下にように定義することとする：

Sj ( t) ： j番目の送信信号出力装置 SGjから出力される既知の信号

RX_Jk ( t) ： j番目の送信信号出力装置 SGjから出力された信号 Sj (t) 1S k番目の受信信号測定装置 SM_kによって測定された信号

0 j ： j番目のフェイズシフタ P Sjを信号が通過することによって生じる信号の位相回転量

A RX_} ： j番目の受信回路 RXjを信号が通過することによって生じる信号の位相回転量

A 0 TXj ： j番目の送信回路 TXjを信号が通過することによって生じる信号の位相回転量

0_Jk： j番目のアンテナ共用器 SWjから j番目のアンテナ素子 ANTjまでを信号が通過することによって生じる信号の位相回転量と、 j番目のァンテナ素子 ANTjから k番目のアンテナ素子 AN T_kまで電波信号が伝播することによつて生じる信号の位相回転量と、 k番目のアンテナ素子 ANT\から k番目のアンテナ共用器 s w_kまでを信号が通過することによって生じる信号の位相回転量との合計値

Aj ： j番目のアツテネータ ATTjを信号が通過することによって生じる信号の振幅変動量

ARXj ： j番目の受信回路 RXjを信号が通過することによって生じる信号の振幅変動量

ATXj ： j番目の送信回路 ΤΧ_Λを信号が通過することによって生じる信号の振幅変動量

A_jk： j番目のアンテナ共用器 SWjから j番目のアンテナ素子 ANTjまで信号が通過することによって生じる信号の振幅変動量と、 j番目のアンテナ素子 A NTjから k番目のアンテナ素子 AN T_kまで電波信号が伝播することによって生じる信号の振幅変動量と、 k番目のァンテナ素子 A N T_kから k番目のアンテナ共用器 S W_kまでを信号が通過することによって生じる信号の振幅変動量との合計値

n ：アンテナ素子数（伝送系の数）

なお、図 5は、上述の各種の変数のうち、信号の位相回転量および振幅変動量を、先に説明した第 1および第 2の基本構成の該当部位に表示した図である。

[第 1の基本構成の動作原理]

図 6は、図 1に示したこの発明の第 1の基本構成によるァダプティプアレイ無線基地局におけるキャリブレーション時の信号の送受信の態様を模式的に示す図である。以下に、図 6を参照して、この発明の第 1の基本構成によるァダプティプアレイ無線基地局の動作原理について説明する。

まず、キャリブレーション時には、制御装置 22からの制御信号に応じて、たとえば j番目の伝送系のフェイズシフタ P S jの位相回転量が 0に、アツテネータ ΑΤΤ』の振幅変動量 Ajが 1 (=O d B) にセットされる。そしてメモリ 2 1からは制御装置 22の制御により、この j番目の伝送系に対応する既知の信号 Sj (t) が出力され、当該伝送系のフェイズシフタ PS アツテネータ AT Tj、送信信号出力装置 SGj、送信回路 ΤΧ』、アンテナ共用器 SWいおよびアンテナ素子 ANTjを介して電波信号として送出される。送信された電波信号は、 j番目の伝送系を除く他のすべての伝送系の各々、たとえば k番目の伝送系のアンテナ素子 A N T_kおよび受信回路 R X_kで受信され、受信信号送信装置 SM_kで受信信号 RX_Jk (t) として測定される。

なお、制御装置 22からの制御信号により j番目の伝送系のアンテナ共用器 S Wjのスィツチが送信回路 ΤΧ』を同じ伝送系の受信回路 RXjに接続するように切換えることにより、送信回路 T Xjからの送信信号が当該伝送系自身の受信回路 RXjで受信され、受信信号測定装置 SMjで受信信号 RXjj (t) として測定される。

j番目の伝送系から送出され、 k番目の伝送系で受信され測定された信号 RX _jk (t) は、下記の式（1一 1) で表わされるが、さらに信号を送信する j番目の伝送系を 1番目から n番目まで順次切換えて、その都度 1番目から n番目までのすベての伝送系で受信された測定された信号 RX_jk (t) は、下記の式（1— 2) で表わされる。 RX_jk(t)=A_jk ATXj ARX_k exp{i ( _jk+A φ TXj+Δ 0RX_k)}Sj(t)+n_jk(t),

(k=l， 2, …， n) ·'·(1— 1)

RX_jk(t)=A_jk ATXj ARX_k exp{i ( φ _jk+A φ TXj+Δ ø RX_k) }Sj (t)+n_jk(t),

(j=l, 2, ···， n), (k=l, 2, ···， n)

ただし、 Aj_k=l， φ _jk=0, ( kのとき） ·'·（1- 2) なお、これらの式において、 n_jk (t) は雑音を表わし、 iは虚数単位（ i² =- 1) を表わしている。

次に、上記の式（1— 2) の両辺を、送信時における既知の信号 Sj (t) で割ると、下記の式（1— 3) で表わされるようになり、さらにその式の両辺の自然対数を計算すると下記の式（1—4) で表わされるようになる。 Aj_k ATXj ARX_k exp { i ( ø _jk+ Δ φ TXj+ Δ φ RX_k) } +n_jk (t) /S j (t)

log_e[A_jk ATXj ARX_kexp { i ( φ _jk+ Δ φ TXj+ Δ φ RX_k) } +n_jk (t) /S j (t) ]

=log_e[RXj_k(t)/Sj(t)] -(1-4) なお、これらの式において、 1 o g_e [ · ] は [ ·] の自然対数を意味する。ここで、式（1—4) の左辺を 1 o g_e [v+w] と表わす。ただし、

A_jkATXj ARX_k e x p { i (0_jk+A φ TXj +Δ ø RX_k) } = v

ここで、信号電力対雑音電力比（S N比）が十分よいと仮定すれば v>wとなる。

上述のような置換えを行なった式（1—4) の左辺をティラー展開すると、下記の式（1— 5) のとおりになり、上述のように SZN比が十分よい U wZv I << 1) と仮定したので、式（1— 5) の右辺の wZv以後の項は無視することができる。ここで、先の式（1—4) の右辺と、式（1— 5) の右辺とから、下記の等式（1一 6) が導かれる。 log_e [v+w] =log_e [v] +w/v- (w/v) ^z/2+ (w/v) ³/3- · · …（1-5) log_e[A_jk ATXj ARX_k] +i ( _jk+ Δ TXj+ Δ φ RX_k) =log_e [RX_jk (t) /S j (t) ]

-(1-6) 上記の式（1一 6) の虚数部に注目すると下記の式（1一 7) が導かれ、実数部に着目すると下記の式（1— 8) が導かれる。なお、これらの式において、 I m [ · ] は ] の虚数部を意味し、 R e [ · ] は [ · ] の実数部を意味するものとする。 φ +Δ φΤΧ」+Δ 0RX_k=Im[log_e{RXj_k(t)/Sj (t)}]

=Im[log_e {RX_jk (t) } ] - Im [log_e (t)}],

(j=l, 2, ···, n)， (k=l, 2, ···， n)、

ただし、

（j=kのとき） (1-7) log_e[A_jk ATXj ARX_k]=Re[log_e{RXj_k(t)/Sj(t)}]

二 Re [log_e {RX_jk (t) } ] -Re [log_e {Sj (t) } ]，

(j=l, 2， ···， n)，（k=l， 2, ···， n)、

ただし、 Aj_k=l，（j=kのとき） (1-8) 以上の処理により、位相に関する方程式である式（1— 7) と、振幅に関する方程式である式（1一 8) とを別々に分離している。

ここで、これらの式中の RX_Jk (t) は実際に測定された受信信号であり、 Sj (t) は既知の信号である。したがって、式（1— 7) および式（1—8) のそれぞれの右辺の値は計算によって容易に求めることができる。

そこで、式（1一 7) および式（1— 8) のそれぞれの右辺の計算によって求められた値を Y_Jk， X_Jkとすると、それぞれの式は、下記の式（1— 9) および式（1— 10) のように表わされる。 Y_jk=0 _jk+A φ TXj+ Δ φ RX_k,

(j=l, 2， ···， n)， (k=l, 2, ···， n)、

ただし、 0j_k=O, (j=kのとき） (1-9)

X_jk=log_e [A_jk] +log_e [ATXj] +log_e [ARX_k]，

(j=l, 2, ···， n), (k=l, 2, ···, n)、

ただし、 A_jk=l, (j=kのとき) (1-10) 上記の位相に関する式（1— 9) は n²個の一次方程式からなる連立一次方程式であり、下記の式（1— 1 1) のように表現される。 Υ_η=Δ φΤΧ^Δ 0RX_L

Υ₁₂=φ ₁₂+Δ 0TX_x+A 0RX₂

Υ_ηη=Δ φΤΧ_η+Δ 0RX_n -(1-11) ここで、 0_Jkと 0_kjとは、それぞれ伝播する方向は逆であるが、全く同一の回路および伝播路を通過した信号の位相回転量であり、それらの値は互いに一致する（ただし j≠k) 。したがって、連立一次方程式（1一 1 1) 中の未知の変数である 0_jkの個数は n (n— 1) Z2個であり、未知の変数である ΔφΤΧ』、 A<i>RX_kの個数は 2 η個である（（j =l， 2， …， n) ， (k= 1 , 2， …， n) ) 。したがって、上記の連立一次方程式（1一 11) の未知の変数の総計は (n² +3 n) /2個となる。

一方、上述の振幅に関する式（1— 10) も n²個の一次方程式からなる連立一次方程式であり、下記の式（1— 12) のように表現される。

Xi2=log_e [A₁₂] +log_e [ATX +log_e [ARX₂] X_m= log_e[ATX_n]+log_e[ARX_n] -(1-12) ここで、 A_Jkと A_kJとは、それぞれ伝播する方向は逆であるが、全く同一の回路または伝播路を通過した信号の振幅変動量であり、それらの値は互いに一致する（ただし j≠k) 。したがって、連立一次方程式（1— 12) 中の未知の変数である 1 o g_e [A_Jk] の個数は n (n- 1) 2個であり、未知の変数である 1 o g_e [ATXj] 、 1 o g_e [ARX_k] の個数は 2 n個である（（ j = 1， 2, …， n) ，（k=l， 2， …， n) ) 。したがって、上記の連立一次方程式 (1— 12) の未知の変数の総数も（η² + 3 η) Ζ 2個となる。

これらの連立一次方程式を解くためには、各連立一次方程式を構成する式の総数 η ²が少なくとも未知の変数の個数（η² + 3 η) 2と同じでなければならない。すなわち、 ηが 3以上のとき、 η² (η² + 3 η) /2が成立するため、信号伝送系の数 ηが 3以上であれば、連立一次方程式（ 1一 1 1 ) および（ 1一 1 2) の各々において、方程式の個数が未知の変数の個数を上回り、双方の連立一次方程式においてすベての未知の変数の値を求めることが可能となる。

すなわち、これら連立一次方程式（1一 1 1) および（1— 1 2) を解くことにより、すべての伝送系において、送信回路 ΤΧ』 ( j = 1, 2， ···， n) を通過することによって生じる信号の位相回転量 Δ φ T X」および振幅変動量 AT Χ』と、受信回路 RXjを通過することによって生じる信号の位相回転量 Δ φ RXj および振幅変動量 ARXjとを算出することができる。

そして、このような計算により推定された、各伝送系ごとの受信回路と送信回路との間の位相回転量の差の情報を当該伝送系のフェイズシフタに与え、各伝送系ごとの受信回路と送信回路との間の振幅変動量の差に関する情報を当該伝送系のアツテネータに与えることにり、各伝送系ごとに、受信信号と送信信号との間の位相回転量おょぴ振幅変動量の差を補償し、伝送特性のキヤリブレーシヨンを行なうことができる。

なお、上述の動作原理の説明では、測定された信号 RX_Jk (t) を既知の信号 Sj (t) で除算して得られた信号の自然対数を計算して虚数部と実数部とに分離するように構成されているが、入力信号を実数部と虚数部とに分離して出力する機能を有する直交検波回路を用いても、この発明によるァダプティブアレイ無線基地局の動作原理を実現することができる。すなわち、直交検波回路から出力される I信号と Q信号とを用いても、容易に受信信号の位相成分と振幅成分とを抽出することが可能である。

たとえば、測定された受信信号を既知の信号で除算して得られる式（1一 3) の右辺の信号 {RX_jk (t) Sj ( t) } が直交検波回路に入力され、 I信号と Q信号とに分離されたものとする。ここで直交検波回路の入力信号の振幅値を Aとすると、次式で表わされる。

A= (I² +Q²) ^1/2

一方、直交検波回路の入力信号の位相値を 0とすると、次式で表わされる。 θ = T a η "¹ (Q/ I ) (Q〉0の場合）

θ = T a η "¹ (Q/ I ) + π (Qく 0の場合）

ただし、 0く T a n -¹ (Q/ I ) く πであるとする。

したがって、このように直交検波回路を用いても、位相成分と振幅成分とを容易に分離することができる。なお、直交検波回路を用いて位相成分と直交成分とを抽出する技術自体は周知の技術である。

このように直交検波回路を用いてこの発明の第 1の基本構成を実現した場合、位相抽出回路の出力信号を Y_Jk，振幅抽出回路の出力信号を X_Jkとすると、次式で表わされる。

したがって、受信信号を位相に関する方程式と振幅に関する方程式とに分離することができ、以下、これまでに説明した手順と同様の手順により、送信回路と受信回路との間の位相回転量差および振幅変動量差を計算することができる。なお、以下に説明する各実施の形態においても、受信信号を既知の信号で除算した信号から位相成分と振幅成分とを抽出する際に、上述の直交検波回路の技術を用いることができる。

なお、送信回路および受信回路の伝送特性は気温などの外部の要因によって常に変化するため、この発明のァダブティブアレイ無線基地局では、上述のような伝送特性の推定およびキャリブレーションは数時間おきに、 1日数回の頻度で行なわれる。

上述のようなこの発明の第 1の基本構成の動作は、現実には、信号処理回路 2 0を構成するマイクロコンピュータにより、ソフトウェア的に実行される。図 7 および図 8は、上述の第 1の基本構成の動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウェア的に実現する際のフロー図である。

まず、所定のタイミングで（または外部からの指令により）位相および振幅誤差の推定命令が発せられると、上述のキャリブレーション動作が開始される。まず、ステップ S 1— 1において、 j = 1番目の伝送系が選択され、ステップ S 1—2において、当該伝送系のフェイズシフタ P S ,の位相回転量を 0に、ァッテネータ ATT!の振幅変動量 A,が 1 (=O d B) にセットされる。そして、メモリ 2 1からは、この 1番目の伝送系に対応する既知の信号 ( t ) が出力される。

次に、ステップ S 1— 3において、変数 kが 1に設定され、ステップ S 1—4 において、当該伝送系が k = l番目に該当するか否かが判断される。ここで k = j = lなので、ステップ S 1— 5において、当該伝送系の送信回路と受信回路 RX_tとを接続するようにアンテナ共用器 SW,が切換えられる。

次に、ステップ S 1— 6において、 1番目の伝送系の受信信号測定装置 SA^ により、上述の式（1— 1 ) に基づいて受信信号 RX_U ( t ) を測定し、式（1 - 3) により RX„ ( t ) /S, ( t ) を算出し、さらに式 ( 1 - 6) 、（1一 7) 、（1— 8) により、虚数部と実数部とに分離する。そして、 RX„ ( t ) /S₁ ( t ) の位相成分を式（1— 9) のように抽出して Y„としてメモリ 2 1 に記憶し、 RXu ( t ) /S, ( t ) の振幅成分を式（1一 1 0) のように抽出して X„としてメモリ 2 1に記憶する。

次に、ステップ S 1— 7， S 1— 8， S 1—4において kの値を 1ずつインクリメントしながら、ステップ S 1— 9において当該伝送系（j = l ) の送信回路 TX,とアンテナ素子 ΑΝΤ\とを接続するようにアンテナ共用器が切換えられる。

次に、ステップ S 1— 6において、 1番目の伝送系のアンテナ素子 ANT,から送信された電波信号を k番目の伝送系の受信信号測定装置 S M_kで測定して R X_lk ( t) を求め、前述のように式（1 — 6) 〜（1 — 1 0) により、 RX_lk ( t) /S, ( t ) の位相成分 Y_lk、振幅成分 X_lkを算出してメモリ 2 1に記憶する。ステップ S 1— 7において、 kが nに達したことが判定されると、ステップ S 1 - 1 0, S 1 - 1 1において jの値を 1インクリメントして、次の伝送系 j = 2において、上述のステップ S 1— 2〜S 1— 9の動作を繰返す。

このようにして、ステップ S 1— 1 0において、 jが nに達したことが判定されると、（j = l， 2， ···, n) , (k = l， 2， ···, n) のすベての組合せに対する Y_jk， X_Jkが算出され、メモリ 2 1に記憶されたことになる。

次に、図 8のステップ S 1— 1 2において、メモリ 2 1に記憶されているすべての Y_jk， X_Jk ( j = 1 , 2， ···， n) ， (k = 1 , 2, ···， n) を用いて、上述の式（1— 1 1) および（1— 1 2) の 2つの連立一次方程式を解く。

次に、ステップ S 1— 1 3において、算出された伝送系ごとの送信回路と受信回路との間の位相回転量の差および振幅変動量の比を、対応する伝送系の（予め 0に設定されている）フェイズシフタ PSおよび（予め 1に設定されている）ァッテネ一タ ATTにそれぞれ設定する。これにより、各伝送系の送信時に上記の伝送特性の差がそれぞれ補償され、キャリブレーションが実行される。

次に、図 9および図 10は、上述の図 7および図 8に示した動作の変形例を示すフロー図である。図 9および図 10に示す動作は、以下の点を除いて図 7および図 8に示した動作と同じであり、共通する動作については説明を繰返さない。すなわち、図 7の例では、ステップ S 1—2において、各伝送系のフェイズシフタの位相回転量を 0に、アツテネータの振幅変動量を 1 (=O dB) に設定しているが、図 9の例では、ステップ S 1—2 aにおいて、そのような設定を行なわず、そのときのフェイズシフタ P Sjの位相回転量 θ」およびアツテネータ A TTjの振幅変動量 Α」を測定し、それぞれメモリ 21に記憶している。

そして、図 8の例では、ステップ S 1— 13において、伝送系ごとに、算出された送信回路と受信回路との間の位相回転量の差および振幅変動量の比を、対応する伝送系の予め 0に設定されたフェイズシフタおよぴ予め 1に設定されたァッテネータに設定することにより、位相回転量差および振幅変動量差を補償するキヤリブレーシヨンを行なっているのに対し、図 10の例では、ステップ S 1— 1 3 aにおいて、キャリブレーションの開始時に図 9のステップ S 1—2 aで測定されメモリ 21に記憶されているフヱイズシフタおよびアツテネータの初期値であるおよび Α」を読出し、これらの初期値を、算出された位相回転量の差および振幅変動量の比で捕償することにより、キヤリブレーションを行なっている。次に、図 1 1は、図 1に示したこの発明の第 1の基本構成の変形例であり、各伝送系の送信回路と受信回路との間の位相回転量差のみを推定する場合のァダプティブアレイ無線基地局の信号処理回路 20の構成を示すプロック図である。図 1 1の回路構成は、各伝送系ごとにアツテネータ ΑΤΤ」および振幅抽出回路 A Ej (j = 1, 2， ···, n) が省略されている点を除いて、図 1に示した第 1の基本構成と同じであるので、図 1の説明を援用して、図 1 1の説明を省略する。また、図 1 2は、図 1 1に示した回路の動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウェア的に実現する際のフロー図であり、振幅成分に関する演算が省略されている点を除いて、図 7および図 8に示した第 1の基本構成の動作フロー図と同じであるので、図 7および図 8の説明を援用して、図 1 2の説明を省略する。次に、図 1 3は、図 1に示したこの発明の第 1の基本構成のさらなる変形例であり、各伝送系の送信回路と受信回路との間の振幅変動量差のみを推定する場合のァダプティプアレイ無線基地局の信号処理回路 20の構成を示すプロック図である。図 1 3の回路構成は、各伝送系ごとにフェイズシフタ PSjおよび位相抽出回路 PEj ( j =1, 2， ···, n) が省略されている点を除いて、図 1に示した第 1の基本構成と同じであるので、図 1の説明を援用して、図 13の説明を省略する。

また、図 14は、図 13に示した回路の動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウエア的に実現する際のフロー図であり、位相成分に関する演算が省略されている点を除いて、図 7およぴ図 8に示した第 1の基本構成の動作フロー図と同じであるので、図 7およぴ図 8の説明を援用して、図 14の説明を省略する。

[第 1の基本構成の実施の形態]

実施の形態 1

次に、図 1 5は、図 1に示したこの発明の第 1の基本構成によるァダプティブァレイ無線基地局の信号処理回路 20の具体的な回路構成である実施の形態 1を示すブロック図である。

図 1の回路構成と対比して、第 1の基本構成のうち、各伝送系の位相抽出回路 ΡΕ および振幅抽出回路 AEj ( j = 1, 2, ···, n) 力 1つの乗算器 ΜΡ と 1つの信号処理回路 S Pjとによって構成されている。

各伝送系の乗算器 MP」（j =l， 2， ···, n) は、図 6に関連して説明した式（1一 3) の演算を行なう。すなわち、受信信号測定装置 SMjで測定された受信信号を、当該伝送系の既知の送信信号 Sj (t) で除算する。

次に、各伝送系の信号処理回路 S Pj ( j =1, 2， …， n) は、図 6に関連して説明した式（1—4) 〜（1— 10) の演算を行なう。すなわち、信号処理回路 S Pjは、対応する乗算器 MPjの出力の自然対数を計算し、その虚数部を

Y_mjとして抽出して式（1—9) の位相に関する方程式を形成し、かつ実数部を X_mJとして抽出して式（1一 10) の振幅に関する方程式を形成する。

図 1 6は、図 1 5に示した実施の形態 1の動作を説明するフロー図であり、図 7に示した第 1の基本構成の動作の前半に対応している。図 7のフロー図と対応して、図 7のステップ S 1—6で行なわれる信号処理の内容が、図 16のステツプ S 1— 6 dにより特定的に記載されている。すなわち、図 1 6のステップ S 1 — 6 dにおいて、 RX_jk (t) Sj (t) の自然対数を計算し、その虚数部および実数部を抽出することにより、位相成分の方程式（1一 9) および振幅成分の方程式（1— 10) が得られる。

実施の形態 2

次に、図 1 7は、図 1に示したこの発明の第 1の基本構成によるァダプティブァレイ無線基地局の信号処理回路 20の他の具体的な回路構成である実施の形態 2を示すブロック図である。

図 1の回路構成と対比して、第 1の基本構成のうち、各伝送系の位相抽出回路 PEjおよび振幅抽出回路 AEj ( j = 1 , 2， ···, と n) 力 1つの信号処理回路 S Pjと 2つの減算器 S Aj， S Bjとによって構成されている。

まず、各伝送系の信号処理回路 S Pj (j = l， 2， …， n) は、受信信号測定装置 SMjで測定された受信信号の自然対数を計算し、その虚数部を抽出して —方の減算器 S Ajに与え、かつ実数部を抽出して他方の減算器 S Bjに与える。上記一方の減算器 SAjは、与えられた受信信号の虚数部から、当該伝送系の既知の送信信号 Sj (t) の自然対数を計算したものの虚数部 I m [ 1 o g_e { Sj (t) } ] を減算する。上記他方の減算器 S B jは、与えられた受信信号の実数部から、当該伝送系の既知の送信信号 S」 (t) の自然対数を計算したものの実数部 Re [ 1 o g_e {Sj (t) } ] を減算する。

上述の一方の減算器 SA」による虚数部の減算の結果を Y_njとして抽出し、式 (1 -9) の位相に関する方程式を成し、かつ他方の減算器 S B jによる実数部の減算の結果を X_nJとして抽出し、式（1— 1 0) の振幅に関する方程式を形成する。以上のように、図 17の実施の形態 2では、先に受信信号の虚数部と実数部との分離を行なった後に、既知の信号 Sj ( t ) の虚数部おょぴ実数部をそれぞれ減算している。

これに対し、図 6および図 15に関連して説明した実施の形態 1では、虚数部と実数部とに分離するのに先立って受信信号を既知の信号で除算しており、演算の順序が前後している。しかしながら、いずれの方法でも最終的には、式（1一

9) および（1— 10) で表わす方程式が得られるため、図 17に示す回路構成も図 1に示す第 1の基本構成と等価なものと考えられる。

図 18は、図 17に示した実施の形態 2の動作を説明するフロー図であり、図 7に示した第 1の基本構成の動作の前半に対応している。図 7のフロー図と対比して、図 7のステップ S 1 _ 6で行なわれる信号処理の内容が、図 18のステツプ S 1—6 eにより特定的に記載されている。すなわち、図 18のステップ S 1 一 6 eにおいて、 RX_jk (t) の自然対数を計算したものの虚数部および実数部力、 Sj (t) の自然対数を計算したものの虚数部および実数部をそれぞれ減算することにより、位相成分の方程式（ 1— 9 ) および振幅成分の方程式（ 1―

10) が得られる。

なお、これらの実施の形態 1および 2の説明においては、先に述べたように、 SZN比が十分よいことを前提とした。すなわち、図 15〜図 18に示す実施の形態 1および 2は、受信信号の SZN比が良好な場合に有効であり、後述する他の実施の形態に比べても、比較的少ない信号処理量で、各伝送系の送信回路，受信回路間の位相回転量差および振幅変動量差の推定を行なうことができる。

[第 2の基本構成の動作原理]

図 19は、図 3に示したこの発明の第 2の基本構成によるァダプティブアレイ無線基地局におけるキヤリブレーション時の信号の送受信の態様を模式的に示す図である。以下に、図 19を参照して、この発明の第 2の基本構成によるァダプティブアレイ無線基地局の動作原理について説明する。

まず、キャリブレーション時には、制御装置 22からの制御信号に応じて、たとえば j番目の伝送系のフェイズシフタ P Sjの位相回転量が 0に、アツテネータ ΑΤΤ』の振幅変動量 Α」が 1 (=O d B) にセットされる。そして、メモリ 21からは制御装置 22の制御により、この j番目の伝送系に対応する既知の信号 Sj (t) が出力され、当該伝送系のフェイズシフタ PS" アツテネータ A

TTい送信信号出力装置 SGj、送信回路 TXいアンテナ共用器 SWj、およびアンテナ素子 ΑΝΤ」を介して電波信号として送出される。

送信された電波信号は、 j番目の伝送系を除く他のすべての伝送系の各々、たとえば k番目の伝送系のアンテナ素子 A N T_kおよび受信回路 R X_kで受信され、受信信号測定装置 SM_kで受信信号 R_jk (t) として測定される。

なお、この図 19に示す第 2の基本構成によるァダプティブアレイ無線基地局では、図 6に示した第 1の基本構成によるァダプティプアレイ無線基地局とは異なり、同じ伝送系において送信回路 TXと受信回路 RXとが接続さるようにアンテナ共用器 SWが切換わることはない。

j番目の伝送系から送出され、 k番目の伝送系で受信され測定された信号 RX _Jk (t) は、下記の式（1一 1 3) で表わされるが、さらに信号を送信する j番目の伝送系を 1番目から n番目まで順次切換えて、その都度、送信している伝送系を除く 1番目から n番目までのすべての伝送系で受信された測定された信号 R X_Jk (t) は、下記の式（1— 14) で表わされる。

RX_jk(t)=A_jk ATXj ARX_k exp{i ( _jk+A ø ΤΧ,+ Δ 0RX_k)} Sj(t)+n_jk(t)

(k=l， 2， ···， n) ただし、 k≠j ·'·(1- 13)

RXj_k (t) =A_jk ATXj ARX_k exp { i ( ø _jk+ Δ φ TXj+ Δ φ RX_k) } Sj (t) +n_jk (t)

(j=l, 2, ···， n)， (k=l, 2, ···， n)

ただし、 j≠k …ひ- 14) 次に、上記の式（1一 14) の両辺を、送信時における既知の信号 Sj (t) で割ると下記の式（1— 1 5) で表わされるようになり、さらにその式の両辺の自然対数を計算すると下記の式（1— 16) で表わされるようになる。 A_jk ATXj ARX_k exp { i ( φ _jk+ Δ φ TXj+ Δ φ RX_k) } +n _jk (t) /S j (t)

log_e[A_jk ATXj ARX_kexp { i ( φ _jk+ Δ ø TXj+ Δ φ RX_k) } +n_jk (t) /S j (t) ]

ここで、式（1一 16) の左辺を 1 o g_e [v+w] と表わす。ただし、 A_jkATXj ARX_k e x p { i (0 _jk+厶 0 ΤΧ』 +Δ ø RX_k ) } = v

ここで、信号電力対雑音電力比（SZN比）が十分よいと仮定すれば、 v〉w となる。

上述のような置換えを行なった式（1— 16) の左辺をティラー展開すると、下記の式（1— 17) のとおりになり、上述のように SZN比が十分よい（ | w Zv I << 1) と仮定したので、式（1一 1 7) の右辺の wZv以後の項は無視することができる。

ここで、先の式（1一 16) の右辺と、式（1— 17) の右辺とから、下記の等式（1— 18) が導かれる。

1 og_e [v+w] =log_e [v] +w/v- (w/v) ²/2+ (w/v) ³/3- · · · …（ 1— 17) log_e[A_jk ATXj ARX_k]+i(0_jk+A 0T j+A

…（ト 18) 上記の式（1— 18) の虚数部に注目すると下記の式（1— 19) が導かれ、実数部に注目すると下記の式（1— 20) が導かれる。 ø j_k+△ ø TXj+厶 φ RX_k=Im [log_e {RXj_k (t) /Sj (t) } ]

=Im[log_e {RX_jk (t) }]-Im [log_e {Sj(t)}],

(j=l, 2， ···， n), (k=l, 2, ···， n),

ただし、 j≠k (1-19) log_e[A_jk ATXj ARX_k]=Re[log_e{RXj_k(t)/Sj(t)}]

=Re [log_e {RXj_k (t) } ] - Re [log_e {S j (t) } ]，

(j=l, 2, '··， n)， (k=l, 2, ···， n)，

ただし、 j≠k (1-20) 以上の処理により、位相に関する方程式である式（1— 1 9) と、振幅に関する方程式である式（1— 20) とを、別々に分離している。

ここで、これらの式中の RX_jk ( t) は実際に測定された信号であり、 Sj ( t) は既知の信号である。したがって、式（1— 1 9) および式（1— 20) のそれぞれの右辺の値は計算によって求めることができる。

そこで、式（1— 1 9) および式（1— 20) のそれぞれの右辺の計算によつて求められた値を Y_Jk， X_Jkとすると、それぞれの式は、下記の式（1一 21) および式（1— 22) のように表わされる。 Y_jk=0 jk+Δ 0TXj+A 0RX_k, (j=l, 2, ···, n), (k=l， 2, ···， n)，

ただし、 j≠k --(1-21)

X_jk=log_e [Aj_k] +log_e [ATXj]+log_e [ARX_k] ,

(j=l, 2， ···， n)， (k=l, 2, ·.·' n)，

ただし、 j≠k (1-22) このように求められた位相情報のうち、 Y_jk— Y_kJ=Z_jkとおいて式（1— 21 ) に代入すると、下記の式（1— 23) が得られる。また、得られた振幅情報のうち、 X_jk— X_kj=V_Jkとおいて式（1— 22) に代入すると、下記の式（1— 2 4) が得られる _c

jk— 0k +(A 0RXk一△ Φ^Τ )-( 0RXj—△ 0^TXj)，

( 1， 2， ■··, n-l), (k二 j+2, ···， n) (1-23)

V_jk= (log_e [Aj_k] -log_e [A_kj] ) + (log_e [ARX_k]-log_e [ATX_k] )

- (log_e [組 j] - log_e[ATXj])，

(j=l, 2, ···， n-l), (k=j+l， j+2, ···， n) (1-24) ここで、 0_jkと 0_kjとは、それぞれ伝播する方向は逆であるが、全く同一の回路および伝播路を通過した信号の位相回転量であり、それらの値は互いに一致する（ただし j≠k) 。したがって、下記の式（1— 25) が成り立つ。

一方、 1 o g_e [A_Jk] と 1 o g_e [A_kJ] とは、それぞれ伝播する方向は逆であるが、全く同一の回路および伝播路を通過した信号の振幅変動量であり、それらの値は互いに一致する（ただし j≠k) 。すなわち、下記の式（1— 26) が成り立つ。

jk⁼ Φ kj» -1» ²， n), (k=l, 2, n),

ただし、 j≠k -(1-25) log_e[Aj_k]=log_e[Akj]， (j=l, 2, n), (k=l, 2, ·， n)，

ただし、 j≠k -(1-26) ここで、 j番目の伝送系の受信回路を信号が通過することによって生じる信号の位相回転量と同じ伝送系の送信回路を信号が通過することによって生じる信号の位相回転量の差を Δ<^とすると、下記の式（1— 27) のように表わされ、 j番目の伝送系の受信回路を信号が通過することによって生じる信号の振幅変動量と同じ伝送系の送信回路を信号が通過することによって生じる信号の振幅変動量との差を ΔΑ』とすると、下記の式（1ー28) のように表わされる。 Δ φ」=△ 0RX_r Δ 0TXj, (j=l, 2， …， n) …（ト 27)

Δ Aj=log_e [ARXj] -log_e [ATXj] , (j=l， 2, ···, n) …（1— 28) 上記の式（1一 23) に、これらの式（1— 25) および（1— 27) を代入すると、下記の式（1— 29) となる。

(j=l， 2， ···， n— 1)， (k=j+l, j+2, ···， n) "'(1—29) この式は、未知の変数の個数が n個、独立した一次方程式の個数が n (n- 1 ) /2個の連立方程式であり、次の式（1— 30) のように表わされる。 Ζ₁₂=Δφ₂-厶

Ζ₁₃=Δ φ₃—Δ φ i

一方、上記の式（1— 24) に、これらの式 (1 -26) および式（1ー28 ) を代入すると、下記の式（1一 31) となる。

(j=l, 2, …， n - 1)， (k=j+l, j+2, ···, η) ·'·(1一 31) この式も、未知の変数の個数が η個、独立した一次方程式の個数が η (η- 1 ) 2個の連立方程式であり、次の式（1— 32) のように表わされる。 ν₁₂=ΔΑ₂- AAJL

ν₁₃=ΔΑ₃-ΔΑ₁

V_N一丄 _Η=ΔΑ_Η- ΔΑ,Η …ひ- 32) これらの連立一次方程式を解くためには、各連立一次方程式を構成する式の総数 η (η- 1) ノ 2が少なくとも未知の変数の個数 ηと同じでなければならない。すなわち、 ηが 3以上のとき、 η (η- 1) 2 ηが成立するため、伝送系の数 ηが 3以上であれば、連立一次方程式（1— 31) および（1—32) の各々において、方程式の個数が未知の変数の個数を上回り、双方の連立一次方程式においてすベての未知の変数の値を求めることが可能となる。

すなわち、これらの連立一次方程式（1— 3 1) および（1一 32) を解くことにより、すべての伝送系において、送信回路および受信回路を通過する信号の間の位相回転量の差 Δφ』 ( j = 1 , 2， ···, n) および振幅変動量の差 ΔΑ_Λ ( j =1, 2， -n) を算出することができる。

そして、このような計算により推定された、各伝送系ごとの受信回路と送信回路との間の位相回転量の差に関する情報を当該伝送系のフェィズシフタに与え、各伝送系ごとの受信回路と送信回路との間の振幅変動量の差に関する情報を当該伝送系のアツテネータに与えることにより、各伝送系ごとに、受信信号と送信信号との間の位相回転量および振幅変動量の差を補償し、伝送特性のキヤリブレーシヨンを行なうことができる。

上述のような、この発明の第 2の基本構成の動作は、現実には、信号処理回路 20を構成するマイクロコンピュータにより、ソフトウェア的に実行される。図 20およぴ図 21は、上述の第 2の基本構成の動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウェア的に実現するときのフロー図である。

まず、所定のタイミングで（または外部からの指令により）位相および振幅誤差の推定命令が発せられると、上述のキャリブレーション動作が開始される。まず、ステップ S 2— 1において、 j = 1番目の伝送系が選択され、ステップ S 2— 2において、当該伝送系のフェイズシフタ P S_tの位相回転量が 0に、ァッテネータ AT 1\の振幅変動量 A,が 1 (=0 d B) にセットされる。そして、メモリ 2 1からは、この 1番目の伝送系に対応する既知の信号 S_t ( t) が出力される。

次に、ステップ S 2— 3において、変数 kが 1に設定され、ステップ S 2— 4 において、当該伝送系が k= 1番目に該当するか否かが判断される。ここで k= j = lなので、何ら処理を行なわず、ステップ S 2— 6， S 2— 7において kの値を 1インクリメントする。ステップ S 2— 4で k≠ jが判断されれば、ステツプ S 2— 5において、 1番目の伝送路のアンテナ素子 ANT\から送信された電波信号を k番目の伝送系の受信信号測定装置 SM_kで測定して RX_lk ( t) を求め、前述のように式（1— 1 3) 〜式（1— 2 2) により、 RX_lk ( t ) /S_x (t) の位相成分 Y_lk、振幅成分 X_lkを算出してメモリ 2 1に記憶する。

ステップ S 2— 6において、 kが nに達したことが判定されると、ステップ S 2— 8、 S 2— 9において jの値を 1インクリメントして、次の伝送系 j = 2において、上述のステップ S 2— 2〜S 2— 7の動作を繰返す。

このようにして、ステップ S 2— 8において、 jが nに達したことが判定されると、（j = l， 2， ···, n) ，（k = l， 2， ···, n) のすベての組合せ（ただし j ≠k) に対する Y_jk， X_jkが算出され、メモリ 2 1に記憶されたことになる。

次に、図 2 1のステップ S 2— 1 0において、 j = 1、ステップ S 2- 1 1において k= j + 1に設定し、前述のように Z_Jk=Y_jk— Y_w、および V_Jk=X_Jk— X _kJを計算し、メモリ 2 1に記憶する。ステップ S 2— 1 3および S 2— 1 4を介して kを 1ずつインクリメントしながら Z_Jk、 V_jkを計算し、ステップ S 2— 1 3で kが nに達したことが判定されると、ステップ S 2— 1 5、 S 2— 1 6を介して jを 1ずつインクリメントし、上述の Z 、 Y_Jk計算を繰返す。ステップ S 2— 1 5で jが n— 1に達したことが判定されると、（j = l， 2， ···， n) ， (k = 1 , 2， ···, n) のすベての組合せ（ただし j ≠ k) に対する Z ， V_Jk が算出され、メモリ 2 1に記憶されたことになる。

次に、ステップ S 2— 1 7において、メモリ 2 1に記憶されているすべての Z _jk， V_jk ( j = 1 , 2， ···, η) (k= l , 2， ···, η) (ただし j ≠ k) を用いて、上述の式（1—3 0 ) および式（1— 3 2 ) の 2つの連立一次方程式を解

< o

最後に、ステップ S 2— 1 8において、算出された伝送系ごとの送信回路と受信回路との間の位相回転量の差および振幅変動量の差を、当該伝送系の（予め 0 にセットされている）フェイズシフタおよび（予め 1に設定されている）アツテネータにそれぞれ設定する。これにより、各伝送系の送信時、上記の伝送特性の差がそれぞれ補償され、キヤリブレーションが実行される。

次に、図 2 2およぴ図 2 3は、上述の図 2 0および図 2 1に示した動作の変形例を示すフロー図である。図 2 2および図 2 3に示す動作は、以下の点を除いて図 2 0および図 2 1に示した動作と同じであり、共通する動作については説明を繰返さない。

すなわち、図 2 0の例では、ステップ S 2— 2において、各伝送系のフェイズシフタの位相回転量を 0に、アツテネ一タの振幅変動量を 1 (== O d B ) に設定しているが、図 2 2の例では、ステップ S 2— 2 aにおいて、そのような設定を行なわず、そのときのフェイズシフタ P S」の位相回転量およびアツテネータ Α Τ Τ』の振幅変動量 Α』を測定し、それぞれメモリ 2 1に記憶している。そして、図 2 1の例では、ステップ S 2— 1 8において、伝送系ごとに、算出された送信回路と受信回路との間の位相回転量の差および振幅変動量の差を、対応する伝送系の予め 0に設定されたフェイズシフタおよび予め 1に設定されたァッテネータに設定することにより、上記差を補償するキャリブレーションを行なつているのに対し、図 2 3の例では、ステップ S 2— 1 8 aにおいて、キヤリブレーシヨンの開始時に図 2 2のステップ S 2 - 2 aで測定されメモリ 2 1に記憶されているフェイズシフタおよびアツテネ一タの初期値およびを読出し、これらの初期値を、算出された位相回転量の差および振幅変動量の差で補正することにより、キャリブレーションを行なっている。

次に、図 2 4は、図 3に示したこの発明の第 2の基本構成の変形例であり、各伝送系の送信回路と受信回路との間の位相回転量差のみを推定する場合のァダプティブアレイ無線基地局の信号処理回路 2 0の構成を示すプロック図である。図 2 4の回路構成は、各伝送系ごとにアツテネータ A T Τ」および振幅抽出回路 A Ej ( j = 1, 2， ···， n) が省略されている点を除いて、図 3に示した第 2の基本構成と同じであるので、図 3の説明を援用して、図 24の説明を省略する。また、図 25および図 26は、図 24に示した回路の動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウェア的に実現する際のフロー図であり、振幅成分に関する演算が省略されている点を除いて、図 20および図 21に示したフロー図と同じであるので、図 20およぴ図 21の説明を援用して、図 25およぴ図 26の説明を省略する。

次に、図 27は、図 3に示したこの発明の第 2の基本構成のさらなる変形例であり、各伝送系の送信回路と受信回路との間の振幅変動量差のみを推定する場合のァダプティプアレイ無線基地局の信号処理回路 20の構成を示すプロック図である。図 27の回路構成は、各伝送系ごとにフェイズシフタ PSjおよび位相抽出回路 PEj (j =l， 2, ···, n) が省略されている点を除いて、図 3に示した第 2の基本構成と同じであるので、図 3の説明を援用して、図 27の説明を省略する。

また、図 28およぴ図 29は、図 27に示した回路の動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウェア的に実現する際のフロー図であり、位相成分に関する演算が省略されている点を除いて、図 20およぴ図 21に示したフロー図と同じであるので、図 20および図 21の説明を援用して、図 28および図 29の説明を省略する。

[第 2の基本構成の実施の形態]

実施の形態 3

次に、図 30は、図 3に示したこの発明の第 2の基本構成によるァダプティブアレイ無線基地局の信号処理回路 20の具体的な回路構成である実施の形態 3を示すブロック図である。

図 3の回路構成と対比して、第 2の基本構成のうち、各伝送系の位相抽出回路 ΡΕ』および振幅抽出回路 AEj (j =l， 2， ···， n) 力 1つの乗算器 ΜΡ』と 1つの信号処理回路 S Pjとによって構成されている。

まず、各伝送系の乗算器 MPj ( j =1, 2， …， n) は、図 1 9に関連して説明した式（1— 15) の演算を行なう。すなわち、受信信号測定装置 SMjで測定された受信信号を、当該伝送系の既知の送信信号 Sj (t) で除算する。次に、各伝送系の信号処理回路 S Pj (j = l， 2， ···, n) は、図 1 9に関連して説明した式（1— 16) 〜式（1— 22) の演算を行なう。すなわち、信号処理回路 S Pjは、対応する乗算器 MPjの出力の自然対数を計算し、その虚数部を Y_njとして抽出して式（1— 21) の位相に関する方程式を形成し、かつ実数部を X_DJとして抽出して式（1ー22) の振幅に関する方程式を形成する。図 31は、図 30に示した実施の形態 3の動作を説明するフロー図であり、図 20に示した第 2の基本構成の動作の前半に対応している。図 20のフロー図と対比して、図 20のステップ S 2— 5で行なわれる信号処理の内容が図 31のステツプ S 2— 6 dにより特定的に記載されている。すなわち、図 31のステップ S 2— 6 dにおいて、 RX_Jk (t) Sj ( t) の自然対数を計算し、その虚数部おょぴ実数部を抽出することにより、位相成分の方程式（1一 21) および振幅成分の方程式（1ー22) が得られる。

実施の形態 4

次に、図 32は、図 3に示したこの発明の第 2の基本構成によるァダプティブァレイ無線基地局の信号処理回路 20の他の具体的な回路構成である実施の形態 4を示すブロック図である。

図 3の回路構成と対比して、第 2の基本構成のうち、各伝送系の位相抽出回路 PEjおよび振幅抽出回路 AEj ( j = 1 , 2, …， n) 1つの信号処理回路 S Pjと 2つの減算器 S Aj， S Β』とによって構成されている。

まず、各伝送系の信号処理回路 S P」 (j = 1, 2， ···, n) は、受信信号測定装置 SMjで測定された受信信号の自然対数を計算し、その虚数部を抽出して一方の減算器 S Ajに与え、かつ実数部を抽出して他方の減算器 S B jに与える。上記一方の減算器 SAjは、与えられた受信信号の虚数部から、当該伝送系の既知の送信信号 Sj (t) の自然対数を計算したものの虚数部 I m [ 1 o g_e { Sj (t) } ] を減算する。上記他方の乗算器 S B』は、与えられた受信信号の実数部から、当該伝送系の既知の送信信号 Sj (t) の自然対数を計算したものの実数部 Re [ 1 o g_e {Sj (t) } ] を減算する。

上述の一方の減算器 SAjによる虚数部の減算の結果を Y_mJとして抽出し、式 ( 1 - 2 1 ) の位相に関する方程式を形成し、かつ他方の減算器 S B jによる実数部の減算の結果を X_mjとして抽出し、式（1ー2 2 ) の振幅に関する方程式を形成する。

以上のように、図 3 2の実施の形態 4では、先に受信信号の虚数部と実数部との分離を行なった後に、既知の信号 S j ( t ) の虚数部および実数部をそれぞれ減算している。

これに対し、図 1 9およぴ図 3 0に関連して説明した実施の形態 3では、虚数部と実数部との分離に先立って受信信号を既知の信号で除算しており、演算の順序が前後している。しかしながら、いずれの方法でも、結果的には式（1— 2 1 ) および式（1— 2 2 ) で表わす方程式が得られるため、図 3 2に示す回路構成も図 3に示す第 2の基本構成と等価なものと考えられる。

図 3 3は、図 3 2に示した実施の形態 4の動作を説明するフロー図であり、図 2 0に示した第 2の基本構成の動作の前半に対応している。図 2 0のフロー図と対比して、図 2 0のステップ S 2— 5で行なわれる信号処理の内容が、図 3 2のステップ S 2— 5 eにより特定的に記載されている。すなわち、図 3 3のステツプ S 2—5 eにおいて、 R X_Jk ( t ) の自然対数を計算したものの虚数部および実数部から、 S j ( t ) の自然対数を計算したものの虚数部および実数部をそれぞれ減算することにより、位相成分の方程式（1一 2 1 ) および振幅成分の方程式（1— 2 2 ) が得られる。

なおこれらの実施の形態 3および 4の説明においても、前述のように、 S ZN 比が十分よいことを前提とした。すなわち、図 3 0〜図 3 3に示す実施の形態 3 および 4は、受信信号の S /N比が良好な場合に有効であり、後述する他の実施の形態に比べても、比較的少ない信号処理で、各伝送系の送信回路 ·受信回路間の位相回転量差および振幅変動量差の推定を行なうことができる。

[第 1の基本構成に時間平均回路を設ける方式]

実施の形態 5

次に、図 3 4は、この発明の実施の形態 5の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図 3 4に示す実施の形態 5は、図 1 5に示したこの発明の第 1の基本構成の実施の形態 1に、時間平均回路を付加したものである。以下に、この実施の形態 5のァダプティブアレイ無線基地局の動作原理について説明する。まず、キャリブレーション時には、 j番目（j =l， 2， ···, n) の伝送系のフェイズシフタ P S」の位相回転量 Θ jが 0に、アツテネータ A T T」の振幅変動量 Ajが 1 (=0 dB) にセットされる。そして、メモリ 21からは、この j番目の伝送系に対応する既知の信号 S」（t) が読出され、アンテナ素子 ANTj を介して送信される。

送信された信号は、 j番目の伝送系を除く他のすべての伝送系のアンテナ素子 ANT_k (k= l, 2, ···, n、ただし j ≠k) で受信され、各伝送系の受信信号測定装置 SM_kで受信信号 R_Jk (t) として測定される。

なお、 j番目の伝送系のアンテナ共用器 SWjが送信回路 ΤΧ」を同じ伝送系の受信回路 RXjに接続するように切換わることにより、送信回路 TXjからの送信信号が当該伝送系自身の受信回路 SM』で受信信号 RXjj (t) として測定される。

j番目の伝送系から送出され、 k番目の伝送系で受信され測定された信号 RX _Jk (t) は、図 6の第 1の基本構成に関連して先に説明した式（1— 1) で表わされるが、さらに信号を送信する伝送系を 1番目から n番目まで順次切換えて、その都度、 1番目から n番目までのすべての伝送系で受信され測定された信号 R X_Jk (t) は、先に説明した式（1— 2) で表わされる。なお、これらの式において、 n_jk (t) は雑音を表わす。

この式（1— 2) の両辺を各伝送系の乗算器 MP」で既知の信号 Sj (t) で除算し、雑音を含む項を左辺から右辺へ移行すると、下記の式（2— 1) となる。そして、各伝送系の時間平均回路 ΤΑ^ ( j = 1, 2， ···, n) でこの式（2— 1) に対して時間平均を行なうと、左辺は時間に対して常に定数であるので、下記の式（2— 2) となる。

A_jk ATXj ARX_k exp{i(0_jk+A φ TXj+ Δ φ RX_k) }

=RX_jk (t) /Sj (t) -n_jk (t) /Sj (t) …（2—1) Aj_k ATXj ARX_kexp{i (φ _jk+A φ TXj+Δ φ RX_k) }

=Ave [RX_jk (t) /Sj (t) ] -Ave [n_jk (t) /Sj (t) ] (2-2) なお、上式において、 Av e [ ·] は、 ] の時間平均操作を意味する。ここで、雑音の性質から、 Av e [n_Jk (t) /S_s (t) ] = 0なので、各伝送系の信号処理回路 S P」で上記の式（2— 2) の両辺の自然対数を計算すると、下記の式（2— 3) で表わされるようになる。そして、その虚数部に着目すると下記の式（2— 4) が導かれ、その実数部に着目すると下記の式（2— 5) が導かれる。 log_e[A_jk ATXj ARX_k]+i ( φ +Δ φ TXj+Δ φ RX_k)

φ + φ TXj+ Δ φ RX_k=Im [log_e [Ave [RX_jk (t) /Sj (t)]]],

(j=l, 2, ···， n)， (k=l, 2, ···， n)、

ただし、 0j_k=O，（ kのとき） (2-4) log_e[A_jk ATXj ARX_k] =Re [log_e [Ave [RX_jk (t) /S j (t) ] ] ] ,

(j=l， 2, ···, n)，（k=l， 2, ···, n)、

ただし、 A_jk=l, (j=kのとき) (2-5) ここで、式（2— 4) および（2— 5) のそれぞれの右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求めることができ、その算出結果はメモリ 21に記憶される。

そこで、式（2— 4) および（2— 5) のそれぞれの右辺の値を Y_Jk， X_Jkとすると、それぞれの式は、下記の式（2— 6) および（2— 7) のように表わされる。

(j=l， 2, ··'， n), (k=l, 2， ···， n)、

ただし、 0j_k=O，（j=kのとき） (2-6)

X_jk=log_e [Aj_k] +log_e [ATXj]+log_e [ARX_k]，

(j=l, 2, ···， n)， (k=l, 2, … n)、

ただし、 Aj_k=l，（ kのとき） (2-7) これ以後の処理は、図 6に関連して説明した処理と同じであり、伝送系の数 n が 3以上であれば、メモリ 21に記憶された値 Y_Jk， X_jkを用いて上述の連立一次方程式（2— 6) および（2— 7) を解くことにより、すべての伝送系において、送信回路 ΤΧ』 ( j = 1, 2， …， n) を通過することによって生じる信号の位相回転量 A0TXjおよび振幅変動量 ATXjと、受信回路 RX」を通過することによって生じる信号の位相回転量 Δ φ RXjおよび振幅変動量 ARXjとを算出することができる。

そして、このように推定された各伝送系ごとの受信回路と送信回路との間の位相差情報を当該伝送系のフユイズシフタに与え、各伝送系ごとの振幅変動量情報を当該伝送系のァッテネータに与えることにより、各伝送系ごとに受信信号と送信信号との間の伝送特性のキャリブレーションを行なうことができる。

図 35は、図 34に示した実施の形態 5の動作を説明するフロー図であり、図 16に示した実施の形態 1の動作に対応している。図 16のフロー図と対比して、図 35では、ステップ S 1— 6 f において Av e [ ·] で表わされる時間平均操作が加わっている点で異なっている。すなわち、図 35のステップ S 1— 6 f において、 1 o g_e [Av e {RX_Jk (t) Sj (t) } ] の虚数部および実数部を抽出することにより、位相成分の方程式（2— 6) および振幅成分の方程式（ 2— 7) を得ている。

図 36は、この図 35のステップ S 1 - 6 f の計算ルーチンを詳細に示すフロ一図である。図 36のフロー図において、テンポラリーな変数 Tmpを 0とおき、時間 Tに達するまで RX_jk (t) Sj (t) の累算を行なう。そして、その累算結果を Tで除算して時間平均 Tm ρ /Tを算出し、その自然対数を計算して虚数部 Y j k，実数部 X j kを抽出している。

このステップ S 1— 6 f を除く他の処理は図 16のフロー図と同じであり、その説明を省略する。

以上のように、この発明の実施の形態 5によれば、各伝送系ごとに時間平均回路を設けることにより雑音成分を含む項を消去できるので、たとえ受信信号の雑音成分が多く SZN比が悪くても、雑音の影響による推定の誤差を抑えることができ、各伝送系の位相差および振幅変動量情報を良好に推定することが可能となる。

実施の形態 6および 7

次に、図 37は、この発明の実施の形態 6の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図 37に示す実施の形態 6は、図 15に示したこの発明の第 1の基本構成の実施の形態 1において、図 34の実施の形態 5とは異なる位置に時間平均回路を付加したものである。

すなわち、前述の式（1— 2) の両辺を既知の信号 S」 (t) で除算し、実施の形態 5のように時間平均を行なうことなく、自然対数を計算し、ティラー展開する。 SZN比がそれほど良くない条件では、テイラー展開の結果は下記の近似式（2— 8) で表現される。

この式（2— 8) の両辺の虚数部および実数部を別々に抽出して時間平均を行なうと、左辺の雑音成分 N_jk (t) を含む項は 0となり、他の項は時間に対して定数であるので、下記の式（2— 9) および（2— 10) が得られる。 log_e[A_jk ATXj ARX_k] +i ( φ _jk+ Δ φ TXj+ Δ φ RX_k)

+n_jk(t)/[A_jk ATXj ARX_k exp

{i(0_jk+A 0TXj+A 0RX_k)} Sj (t)

(t) ]

ー(2 - 8)

(j=l, 2, ···， n)， (k=l, 2, ···， n)、

ただし、 0j_k=O，（j=kのとき） (2-9) log_e[A_jk ATXj ARX_k] =Ave [Re [log_e [RX_jk (t) /S_j (t) ] ] ] ,

(j=l, 2, ···， n), (k=l, 2, '··, n)、

ただし、 Aj_k=l, (j=kのとき） (2 - 10) ここで式（2— 9) および（2— 10) のそれぞれの右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求めることができ、その算出結果はすべてメモリ 21に記憶される。

そこで式（2— 9) および（2— 1 0) のそれぞれの右辺の値を Y_jk， X_jkとすると、それぞれの式は、図 34に関連して説明した連立一次方程式（2— 6) および（2— 7) となり、以後の処理は図 34に関連して説明した処理と同じである。

次に、図 38は、この発明の実施の形態 7の具体的な回路構成を示すプロック図である。この図 38に示す実施の形態 7は、図 1 5に示したこの発明の第 1の実施の形態 1における信号処理回路 S Pjを、対数計算回路 LCjと時間平均回路 TAjと IZQ分離回路 I <3』とで置換えたものである。

すなわち、乗算器 MPjにより前述の式（1— 2) の両辺を既知の信号 Sj ( t) で除算し、対数計算回路 LCjで両辺の自然対数を計算してティラー展開する。 SZN比がそれほど良くない条件では、テイラ一展開の結果は前述の式（2 -8) となる。

この実施の形態 7では、前述の実施の形態 6のように、この段階で虚数部と実数部との分離を行なうことなく、式（2— 8) に対して時間平均回路 TAjにより時間平均操作を行なう。この場合、式（2— 8) の左辺第 1項および第 2項は時間に対して定数であり、雑音成分 N_jk (t) を含む項は時間平均により 0となるので、下記の式（2— 1 1) が得られる。

そして、この I/Q分離回路 I Q」によりこの式（2— 1 1) の両辺の虚数部および実数部を別々に抽出すると、下記の式（2 2) および（2— 1 3) が得られる。 log_e[A_jk ATXj ARX_k]+i (0_jk+A φ TXj+Δ φ RX_k)

0 jk+Δ 0ΤΧ」+Δ

(t)]]],

(j=l, 2， ···， n)，（k=l, 2， ···， n)、

ただし、 0j_k=O，（ kのとき） (2-12) log_e[A_jk ATXj ARX_k] =Re [Ave [log_e [RX_jk (t) /S j (t) ] ] ] ,

(j=l， 2, ···， n)，（k=l， 2， '··， n)、

ただし、 A_jk=l, (j=kのとき） (2-13) ここで式（2— 1 2) および（2— 1 3) のそれぞれの右辺は、各伝送系ごとに測定おょぴ計算によって求めることができ、その算出結果はすべてのメモリ 2 1に記憶される。

そこで式（2— 1 2) および（2— 1 3) のそれぞれの右辺の値を Y_Jk， X_Jk とすると、それぞれの式は、図 34に関連して説明した連立一次方程式（2— 6 ) および（2— 7) となり、以後の処理は図 34に関連して説明した処理と同じである。

図 39は、図 37および図 38に示した実施の形態 6および 7の動作を包括的に説明するフロー図であり、図 1 6に示した実施の形態 1の動作に対応している。また、図 40は、図 39のフロー図のステップ S 1 -6 gに対応する、実施の形態 6の計算ルーチンを示すフロー図であり、図 41は、図 39のフロー図のステツプ S 1—6 gに対応する、実施の形態 7の計算ルーチンを示すフロー図である。

実施の形態 6では、ステップ S 1— 6 gにおいて、 l o g_e {RX_Jk (t) / Sj (t) } の虚数部および実数部を分離した後、時間平均を行なって、位相成分 Y_jk、振幅成分 x_jkを得ている。

より詳細に説明すると、図 40のフロー図において、 Y_jk， X_Jkを 0とおき、時間 Tに達するまで 1 o g_e {RX_Jk (t) /S_j (t) } の虚数部および実数部の累算を行なう。そして、その累算結果を Tで除算して時間平均 Y_jk/T， X_Jk ZTを算出し、位相成分 Y_Jk、振幅成分 X_Jkとして出力する。このステップ S 1 — 6 gを除いて、実施の形態 6の他の処理は図 16の実施の形態 1の処理と同じである。

実施の形態 7では、ステップ S 1— 6 gにおいて、 l o g_e {RX_jk (t) / Sj (t) } の時間平均を行なった後、虚数部と実数部とを分離して位相成分 Y _Jkと振幅成分 X_Jkとを得ている。

より詳細に説明すると、図 41のフロー図において、テンポラリ一な変数 T_BP を 0とおき、時間 Tに達するまで 1 o g_e {RX_Jk (t) Sj (t) } の累算を行なう。そして、その累算結果を Tで除算して時間平均 T„_pノ Tを算出し、その虚数部を位相成分 Y_Jkとして、実数部を振幅成分 X_Jkとして抽出している。このステップ S 1— 6 gを除いて、実施の形態 7の他の処理は図 16の実施の形態 1 の処理と同じである。

実施の形態 8および 9

次に、図 42は、この発明の実施の形態 8の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図 42に示す実施の形態 8は、図 37に示す実施の形態 6と対比して、既知の信号 Sj (t) による除算を、測定された受信信号 RX_jk ( に対してでなく、自然対数が計算され力つ虚数部および実数部に分離されて時間平均された受信信号に対して最終段階で行なう点で相違しているだけである。

次に、図 43は、この発明の実施の形態 9の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図 43に示す実施の形態 9は、図 38に示す実施の形態 7と対比して、既知の信号 S」（t) による除算を、測定された受信信号 RX_jk (t) に対してでなく、自然対数が計算され、時間平均され、力虚数部および実数部に分離された受信信号に対して最終段階で行なう点で相違しているだけである。図 42および図 43に示した実施の形態 8および 9の動作もまた、図 39のフロー図によって包括的に示される。また、図 44は、図 39のフロー図のステツプ S 1— 6 gに対応する、実施の形態 8の計算ルーチンを示すフロー図であり、図 45は、図 39のフロー図のステップ S 1—6 gに対応する、実施の形態 9の計算ルーチンを示すフロー図である。

実施の形態 8では、ステップ S 1—6 gにおいて、 l o g_e {RX_Jk (t) } の虚数部および実数部を分離した後、時間平均を行ない、その後、メモリに入つている l o g_e {Sj (t) } の虚数部おょぴ実数部の平均値をそれぞれ減算して、位相成分 Y_jk、振幅成分 X_jkを得ている。

より詳細に説明すると、図 44のフロー図において、 Y_jk， X_Jkを 0とおき、時間 Tに達するまで 1 o g_e {RX_Jk (t) } の虚数部および実数部の累算を行なう。そして、その累算結果を τで除算して時間平均 Y_JkZT， x_JkZTを算出し、そこから、メモリ 21に記憶されている 1 o g_e {Sj (t) } の虚数部および実数部の平均値をそれぞれ減算して、位相成分 Y_jk、振幅成分 X_jkとして出力する。このステップ S 1—6 gを除いて、実施の形態 8の他の処理は図 1 6の実施の形態 1の処理と同じである。

実施の形態 9では、ステップ S 1—6 gにおいて、 l o g_e {RX_Jk (t) } の時間平均を行なった後、虚数部および実数部に分離し、その後、メモリに入つている 1 o g_e {Sj (t) } の平均値の虚数部および実数部をそれぞれ減算して、位相成分 Y_Jk， X_jkを得ている。

より詳細に説明すると、図 45のフロー図において、テンポラリーな変数 Tm pを 0とおき、時間 Tに達するまで 1 o g_e {RX_Jk ( t) } の累算を行なう。そして、その累算結果を Tで除算して時間平均 TmpZTを算出し、そこから、メモリ 21に記憶されている 1 o g_e {Sj (t) } の平均値の虚数部および実数部をそれぞれ減算して、位相成分 Y_jkおよび振幅成分 X_jkを得ている。

以上のように、これらの実施の形態 6ないし 9によれば、各伝送系ごとに時間平均回路を設けることにより雑音成分を含む項を消去できるので、たとえ受信信号の S/N比が悪くても、雑音の影響による推定の誤差を抑えることができ、各伝送系の位相差および振幅変動量情報を良好に推定することが可能となる。

[第 2の基本構成に時間平均回路を設ける方式]

実施の形態 10 次に、図 46は、この発明の実施の形態 10の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図 46に示す実施の形態 10は、図 30に示したこの発明の第

2の基本構成の実施の形態 3に、時間平均回路を付加したものである。以下に、この実施の形態 10のァダプティプアレイ無線基地局の動作原理について説明する。

まず、キャリブレーション時には、 j番目（j = l， 2， …， n) の伝送系のフェイズシフタ P の位相回転量が 0に、アツテネ一タ ΑΤΤ」の振幅変動量 Ajが 1 (=O dB) にセットされる。そして、メモリ 21からは、この j番目の伝送系に対応する既知の信号 (t) が読出され、アンテナ素子 ΑΝΤ』を介して送信される。

送信された信号は、 j番目の伝送系を除く他のすべての伝送系のアンテナ素子 ANT_k (k=l, 2, ···, n、ただし j ^k) で受信され、各伝送系の受信信号測定装置 SM_kで受信信号 RX_jk (t) として測定される。

なお、この図 46に示す実施の形態 10では、各伝送系において送信回路と受信回路とが接続されるようにアンテナ共用器が切換わることはない。

j番目の伝送系から送出され、 k番目の伝送系で受信され測定された信号 R X _Jk (t) は、図 19の第 2の基本構成に関連して先に説明した式（1— 13) で表わされるが、さらに信号を送信する伝送系を 1番目から n番目まで順次切換えて、その都度、送信している伝送系を除く 1番目から n番目までのすべての伝送系で受信され測定された信号 RX_jk (t) は、先に説明した式（1— 14) で表わされる。なお、これらの式において、 n_Jk ( t) は雑音を表わす。

この式（1— 14) の両辺を各伝送系の乗算器 MP jで既知の信号 Sj (t) で除算し、雑音を含む項を左辺から右辺へ移行すると、図 34に関して先に説明した式（2—1) となる。そして、各伝送系の時間平均回路 TAj ( j =1, 2, ···, n) でこの式（2—1) に対して時間平均を行なうと、左辺は時間に対して定数であるので、先の式（2— 2) となる。

ここで、雑音の性質から、 Av e [n_Jk ( t) Sj (t) ] = 0なので、各伝送系の信号処理回路 SPjで先の式（2— 2) の両辺の自然対数を計算すると、下記の式（2— 3) で表わされるようになる。そして、その虚数部に着目すると下記の式（2— 14) が導かれ、その実数部に着目すると下記の式（2— 1 5) が導かれる。

(j=l， 2， …， n), (k=l, 2， ···, n)，

ただし、 j≠k (2-14) log_e[A_jk ATXj ARX_k] =Re [log_e [Ave [RX_jk (t) /Sj (t) ]]],

(j=l, 2, ···， n)， (k=l, 2， ···， n)，

ただし、 j≠k (2-15) ここで、式（2— 14) および（2— 1 5) のそれぞれの右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求めることができ、その算出結果は、メモリ 21に記憶される。

そこで、式（2— 14) および（2— 1 5) のそれぞれの右辺の値を Y_jk， X _Jkとすると、それぞれの式は、下記の式（2— 1 6) および（2— 1 7) のように表わされる。

Y_jk=0 _jk+A 0TXj+A 0RX_k, (j=l, 2, …， n), (k=l, 2, ···， n)，

ただし、 j≠k （2- 16)

X_jk=log_e [A_jk] +log_e [ATXj]+log_e [ARX_k]，

(j=l, 2, ···, n), (k=l, 2， ···， n)，

ただし、 j≠k (2-17) このように求められた位相情報のうち、 Y_jk— Y_kj=Z_jkとおいて式（2— 1 6 ) に代入すると、下記の連立一次方程式（2— 18) が得られる。また、得られた振幅情報のうち、 X_Jk— X_kJ=V_jkとおいて、式（2— 1 7) に代入すると、下記の式（2—1 9) が得られる。

，

(j=l, 2, ···， n-1), (k=j+l, j+2, '··， n) (2-18)

Vjk -X_kj= _k- ΔΑ』，

(j=l, 2， ···， n-1), (k=j+l, j+2, n) (2-19) これ以後の処理は、図 19に関連して説明した処理と同じであり、伝送系の数 nが 3以上であれば、メモリ 21 (こ記憶された値 Y_jk， X_Jkを用いて、上述の連立一次方程式（2—18) および（2— 1 9) を解くことにより、すべての伝送系において、送信回路および受信回路を通過する信号の間の位相回転量の差 Δ 0 jおよび振幅変動量の差 ΔΑ」を算出することができる。

そして、このように推定された各伝送系ごとの受信回路と送信回路との間の位相差情報を当該伝送系のフェイズシフタに与え、各伝送系ごとの振幅変動量情報を当該伝送系のアツテネータに与えることにより、各伝送系ごとに受信信号と送信信号との間の伝送特性のキャリブレーションを行なうことができる。

図 47は、図 46に示した実施の形態 10の動作を説明するフロー図であり、図 3 1に示した実施の形態 3の動作に対応している。図 3 1のフロー図と対比して、図 47では、ステップ S 2— 5 f において A V e [ ·] で表わされる時間平均操作が加わっている点で異なっている。すなわち、図 47のステップ S 2— 5 f において、 l o g_e [Av e {RX_Jk (t) /Sj (t) } ] の虚数部おょぴ実数部を抽出することにより、位相成分の方程式（2—1 8) および振幅成分の方程式（1— 1 9) を得ている。

ステップ S 2— 5 f の計算ルーチンは実施の形態 5に関連して説明した図 36 の計算のルーチンと同じなので、説明を省略する。

このステップ S 2— 5 f を除く他の処理は図 31のフロー図と同じであり、その説明を省略する。

以上のように、この発明の実施の形態 10によれば、各伝送系ごとに、時間平均回路を設けることにより雑音成分を含む項を消去できるので、たとえ受信信号の雑音成分が多く SZN比が悪くても、雑音の影響による推定の誤差を抑えることができ、各伝送系の位相差および振幅変動量情報を良好に推定することが可能となる。

実施の形態 11および 12

次に、図 48は、この発明の実施の形態 1 1の具体的な回路構成を示すプロック図である。この図 48に示す実施の形態 1 1は、図 30に示したこの発明の第

1の基本構成の実施の形態 3において、図 46の実施の形態 10とは異なる位置に時間平均回路を付力 fjしたものである。

すなわち、前述の式（1—2) の両辺を既知の信号 Sj (t) で除算し、実施の形態 10のように時間平均を行なうことなく、自然対数を計算し、ティラー展開する。 S/N比がそれほど良くない条件では、ティラー展開の結果は先の近似式（2— 8) で表現できる。この式（2— 8) の両辺の虚数部および実数部を別々に抽出して時間平均を行なうと、左辺の雑音成分 N_jk (t) を含む項は 0となり、他の項は時間に対して定数であるので下記の式（2— 20) および（2— 2 1) が得られる。 φ jk+Δ 0ΤΧ』+Δ

(t)]]]

(j=l, 2, ···, n)， (k=l, 2， ···， n)，

ただし、 j≠k (2-20) log_e[A_jk ATXj ARX_k] =Ave [Re [log_e [RX_jk (t) /Sj (t) ] ] ] ,

(j=l, 2, ···， n)， (k=l, 2, ···, n)，

ただし、 j≠k •*(2-21) ここで式（2— 20) および（2— 21) のそれぞれの右辺は、各伝送系ごとに測定および計算によって求めることができ、その算出結果はすべてメモリ 21 に記憶される。

そこで式（2— 20) および（2— 21) のそれぞれの右辺の値を Y_jk， X_Jk とすると、それぞれの式は、図 46に関連して説明した式（2— 16) および（ 2-1 7) となり、以後の処理は図 46に関連して説明した処理と同じである。次に、図 49は、この発明の実施の形態 1 2の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図 49に示す実施の形態 1 2は、図 30に示したこの発明の第 2の基本構成の実施の形態 3における信号処理回路 S P_}を、対数計算回路 LCj と時間平均回路 ΤΑ』と I/Q分離回路 I Qjとで置換えたものである。

すなわち、乗算器 MPjにより前述の式（1— 2) の両辺を既知の信号 Sj ( t) で除算し、対数計算回路 LCjで両辺の自然対数を計算してティラー展開する。 S/N比がそれほど良くない条件では、ティラー展開の結果は前述の式（2 一 8) となる。

この実施の形態 1 2では、前述の実施の形態 1 1のように、この段階で虚数部と実数部との分離を行なうことなく、式（2— 8) に対して時間平均回路 TAj により時間平均操作を行なう。この場合、式（2— 8) の左辺第 1項および第 2 項は時間に対して定数であり、雑音成分 N_jk (t) を含む項は時間平均により 0 となるので、前述の式（2—1 1) が得られる。

そして、 IZQ分離回路 I Qjによりこの式（2— 1 1) の両辺の虚数部および実数部を別々に抽出すると、下記の式（2— 22) および（2— 23) が得られる。

0_jk+A 0TXj+A

Im [Ave [log_e [RX,_k (t) /Sj (t) ] ] ]

(j=l, 2, ···, n), (k=l, 2, ···， n),

ただし、 j≠k (2-22) log_e[A_jk ATXj ARX_k]= Re[Ave[log_e[RX_jk(t)/Sj(t)]]],

(j=l, 2, ···， n)， (k=l, 2, ···， n)，

ただし、 j≠k (2-23) ここで式（2— 22) および（2— 23) のそれぞれ右辺は、各伝送系ごと測定および計算によって求めることができ、その算出結果はすべてメモリ 21 \ 記憶される。そこで、式（2— 2 2 ) および（2— 2 3 ) のそれぞれの右辺の値を Y_jk, X

_Jkとすると、それぞれの式は、図 4 6に関連して説明した連立一次方程式（2—

1 6 ) および（2— 1 7 ) となり、以後の処理は図 4 6に関連して説明した処理と同じである。

図 5 0は、図 4 8およぴ図 4 9に示した実施の形態 1 1および 1 2の動作を包括的に説明するフロー図であり、図 3 1に示した実施の形態 3の動作に対応している。

実施の形態 1 2の場合のステップ S 2 - 5 gの計算ルーチンは、実施の形態 6 に関連して先に説明した図 4 0の計算ルーチンと同じなので、説明を省略する。また、実施の形態 1 1の場合のステップ S 2— 5 gの計算ルーチンは、実施の形態 7に関連して先に説明した図 4 1の計算ルーチンと同じなので、説明を省略する。

以上のように、この発明の実施の形態 1 1および 1 2によれば、各伝送系ごとに時間平均回路を設けることにより、たとえ受信信号の S ZN比が悪くても雑音の影響による位相差情報の推定誤差を抑えることができる。

実施の形態 1 3および 1 4

次に、図 5 1は、この発明の実施の形態 1 3の具体的な回路構成を示すブロック図である。

この図 5 1に示す実施の形態 1 3は、図 4 8に示す実施の形態 1 1と対比して、既知の信号 ( t ) による除算を、測定された受信信号 R X_Jk ( t ) に対してでなく、自然対数が計算されかつ虚数部および実数部に分離されて時間平均された受信信号に対して最終段階で行なう点で相違しているだけである。

次に、図 5 2は、この発明の実施の形態 1 4の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図 5 2に示す実施の形態 1 4は、図 4 9に示す実施の形態 1 2 と対比して、既知の信号 S j ( t ) による除算を、測定された受信信号 R X_jk ( t ) に対してでなく、自然対数が計算され、時間平均され、かつ虚数部および実数部に分離された受信信号に対して最終段階で行なう点で相違しているだけである。

図 5 1およぴ図 5 2に示した実施の形態 1 3および 1 4の動作もまた、図 5 0 のフロー図によつて包括的に示される。

実施の形態 13の場合のステップ S 2— 5 gの計算ルーチンは、実施の形態 8 に関連して先に説明した図 44の計算ルーチンと同じなので説明は省略する。実施の形態 14の場合のステップ S 2— 5 gの計算ルーチンは、実施の形態 9 に関連して先に説明した図 45の計算ルーチンと同じなので説明を省略する。以上のように、この発明の実施の形態 13および 14によれば、各伝送系ごとに時間平均回路を設けることにより、たとえ受信信号の S/N比が悪くても、雑音の影響による位相差および振幅変動量情報の推定誤差を抑えることができる。

[第 1の基本構成に相関回路を設ける方式]

実施の形態 15

次に、図 53は、この発明の実施の形態 1 5の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図 53に示す実施の形態 1 5は、図 1 5に示したこの発明の第 1の基本構成の実施の形態 1の各伝送系の乗算器 MP」を相関器 CRj ( j =1, 2， …， n) で置換えたものである。以下に、この実施の形態 1 5のァダプティブアレイ無線基地局の動作原理について説明する。

まず、キャリブレーション時には、 j番目（j =l， 2, ···, n) の伝送系のフェイズシフタ P S」の位相回転量 0』が 0に、アツテネータ A T T』の振幅変動量 Ajが 1 (=0 d B) にセットされる。そして、メモリ 21からは、この j番目の伝送系に対応する既知の信号 Sj ( t) が読出され、アンテナ素子 ANT を介して送信される。

送信された信号は、 j番目の伝送系を除く他のすべての伝送系のアンテナ素子 ANT_k (k=l， 2， …， n、ただし j≠k) で受信され、各伝送系の受信信号測定装置 SM_kで受信信号 R_jk (t) として測定される。

なお、 j番目の伝送系のアンテナ共用器 SWjが送信回路 ΤΧ」を同じ伝送系の受信回路 RXjに接続するように切換わることにより、送信回路 ΤΧ』からの送信信号が当該伝送系自身の受信回路 SM」で受信信号 RXjj (t) として測定される。

信号を送信する伝送系を 1番目から n番目まで順次切換えて、その都度、 1番目から n番目までのすべての伝送系で受信された測定された信号 RX_Jk (t) は、下記の式（3— 1) で表わされる。

RX_jk(t)=A_ik ATX ARX_k exp

{i ( ； k+Δ 0TXj+A 0RX_k)} S,(t)+L_k(t)+n_jk(t),

(j=l, 2， ···， n)， (k=l, 2, ···， n)、

ただし、 Aj_k=l， φ _jk=0, (j=kのとき） (3-1) なお、この式において、 I_jk (t) は、受信信号に含まれるすべての干渉信号の合成信号を表わしている。ここで干渉信号とは、従来の技術で説明したような他のユーザからの電波信号等を含んでいる。

次に、受信信号 RX_jk (t) と、対応する伝送系の既知の信号 Sj (t) との相互相関値 CS_jkを計算する。相互相関値は、時間 tの関数である 2つの信号を共通の時間軸上で互いに乗算した結果を加算し、その時間平均を求めたものであり、次の式（3— 2) のように表わされる。そして、この式（3— 2) を計算すると式（3— 3) となる。

CS_jk=<RX 、j_ikk(t) -S^t)) (3-2)

CS_jk=A_jk ATXj ARX_k exp{i(0 _jk+A φΤΧ.+ Δ 0RX_k)}

く Sj (t) · Sj (t) >+<I_jk (t) · Sj (t) >+<n_jk (t) · Sj (t) >，

(j=l, 2， ···， n), (k=l, 2, ···, n)、

ただし、 Aj_k=l， φ _jk=0, (j=kのとき） (3-3) 上述の相関処理の性質上、送信信号と干渉信号との間、および送信信号と雑音成分との間には、相関がない。このため、既知の信号 Sj (t) 、干渉信号 I_jk (t) 、および雑音成分 N_jk (t) の間には、次の式（3— 4) 、（3— 5) および（3— 6) が成立する。 <Sj(t)-Sj (t)>=l (3-4)

<Ij_k(t)-Sj(t)>=0 • (3-5)

<n_jk(t) -Sj (t) >=0 ■ (3-6) したがって、これらの式 (3-4) , (3-5) および（3— 6) を、上述の式（3— 3) に代入すると、下記の式（3— 7) で表わされるようになり、その自然対数を計算すると式（3— 8) のように表わされる。

CS_jk=A_jk ATXj ARX_k exp {i ( φ j_k+A 0 TXj+Δ φ RX_k) }，

(j=l, 2, ···, n), (k=l, 2, ···， n)、

ただし、 Aj_k=l， φ _jk=0, ( kのとき） (3-7) log_e[A_jk ATXj ARX_k]+i(0_jk+A φΤΧ Δ 0RX_k)=log_e[CS_jk]

(3-8) この式（3— 8) の虚数部に着目すると式（3— 9) が導かれ、実数部に着目すると式（3— 10) が導かれる。 φ _jk+A 0TXj+A 0RX_k=Im[log_e[CS_jk]]

(j=l, 2， …， n)，（k=l, 2， ···， n)、

ただし、 0_jk=O, (j=kのとき） (3-9) log_e[A_jk ATXj ARX_k]=Re[log_e[CS_jk]],

(j=l, 2, ···， n), (k=l, 2, ···， n)、

ただし、 Aj_k=l, (j=kのとき) (3-10) ここで、式（3— 9) および（3— 10) のそれぞれの右辺は各伝送系ごとに測定おょぴ計算によって求めることができ、その結果はメモリ 21に記憶される。そこで、式（3— 9) および（3— 10) のそれぞれの右辺の値を Y ， X_Jk とすると、それぞれの式は、下記の式（3— 1 1) および（3 2) のように表わされる。

(j=l, 2， …， n), (k=l, 2, n)、

ただし、

（ kのとき） (3—11)

X_jk=log_e [A_jk] +log_e [ATXj] +log_e [ARX_k]，

(j=l, 2, ···， n)， (k=l, 2, ··-, n)

ただし、 A_jk=l, (j=kのとき） (3-12) これ以後の処理は、図 6に関連して説明した処理と同じであり、伝送系の数 n が 3以上であれば、メモリ 21に記憶された値 Y_Jk， X_jkを用いて、上述の連立方程式（3— 1 1) および（3— 1 2) を解くことにより、すべての伝送系において、送信回路 ΤΧ」を通過することによって生じる信号の位相回転量 Δ0ΤΧ_Λ および振幅変動量 ATXjと、受信回路 RXjを通過することによって生じる信号の位相回転量 RXjおよび振幅変動量 ARXjとを算出することができる。そして、このように推定された各伝送系ごとの受信回路と送信回路との間の位相差情報を当該伝送系のフェイズシフタに与え、各伝送系ごとの振幅変動量情報を当該伝送系のアツテネータに与えることにより、各伝送系ごとに受信信号と送信信号との間の伝送特性のキャリブレーションを行なうことができる。

図 54は、図 16の実施の形態 1のフロー図のステップ S 1-6 dに対応する、実施の形態 1 5の Y_jk， Χ の計算ルーチンを示すフロー図である。図 54のフロー図において、テンポラリーな変数 Tmpを 0とおき、時間 Tに達するまで R X_Jk (t) · Sj (t) の累算を行なう。そして、この累算結果を Tで除算して時間平均 Tmp/Tを算出し、その自然対数を計算して虚数部 Y_jk、実数部 X_Jk を抽出している。

この計算ルーチンを除く他の処理は図 1 6の実施の形態 1のフロー図と同じであり、その説明を省略する。以上のように、この発明の実施の形態 1 5によれば、各伝送系ごとに相関回路を設けて受信信号 RX_jk (t) と既知の信号 Sj (t) との相関処理を行なうことにより、雑音成分 N_jk (t) および干渉信号 I _jk ( t) が消失している。したがって、受信信号の SZN比が悪い場合、または受信信号に干渉信号が混入した場合、またはその双方の場合において、雑音成分、または干渉信号、またはその双方の影響による推定誤差を抑えることができ、各伝送系ごとの位相差および振幅変動量情報を良好に推定することができる。

[第 2の基本構成に相関回路を設ける方式]

実施の形態 1 6

次に、図 55は、この発明の実施の形態 1 6の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図 55に示す実施の形態 1 6は、図 30に示したこの発明の第 2の基本構成の実施の形態 3の各伝送系の乗算器 MP jを相関器 C Rj ( j = 1， 2， ·-, n) で置換えたものである。以下に、この実施の形態 16のァダプティプアレイ無線基地局の動作原理について説明する。

まず、キャリブレーション時には、 j番目（j =l， 2, …， n) の伝送系のフェイズシフタ P S」の位相回転量 Θ jが 0に、アツテネータ AT Tjの振幅変動量 Ajが 1 (=0 d B) にセットされる。そして、メモリ 21からは、この j番目の伝送系に対応する既知の信号 Sj ( t) が読出され、アンテナ素子 ANTj を介して送信される。

送信された信号は、 j番目の伝送系を除く他のすべての伝送系のアンテナ素子 ANT_k (k= 1, 2， ···, n、ただし j≠k) で受信され、各伝送系の受信信号測定器装置 SM_kで受信信号 RX_Jk (t) として測定される。

なお、図 55に示す実施の形態 16では、各伝送系において送信回路と受信回路とが接続されるようにアンテナ共用器が切換わることはない。

信号を伝送する伝送系を 1番目から n番目まで順次切換えて、その都度、送信している伝送系を除く 1番目から n番目までのすべての伝送系で受信された測定された信号 RX_Jk (t) は、下記の式（3— 1 3) で表わされる。 RX_jk(t)=A_jk ATXj ARX_k exp{i ( _jk+A φ TXj+Δ 0RX_k)} Sj(t) +I_jk(t) +n_jk(t)

(j=l, 2, '··， n), (k=l, 2, ···， n)

ただし、 j≠k … - 13) 次に、受信信号 RX_jk (t) と、対応する伝送系の既知の信号 Sj (t) との相互相関値 CS_jkを計算すると、式（3— 14) となる。

CS_jk=A_ik ATXj ARX_k βχρ{ϊ(φ _jk+A φ TXj+Δ φ RX_k) }

(j=l, 2， ···， n)， (k=l, 2, ···, n)

ただし、 j≠k 〜（3-14) 前述の式（3— 4) 、 (3-5) および（3— 6) を、上述の式（3— 14) に代入すると、下記の式（3— 1 5) で表わされるようになり、その自然対数を計算すると式（3— 16) のように表わされる。

CS_jk= A_k ATX, ARX_k exp{i(0 _jk+A 0TXj+A 0RX_k)}

(j=l， 2, ···， n)，（k=l, 2， ···， n)

ただし、 j≠k ·'·(3- 15) log_e[A_jk ATXj ARX_k] + j ( Φ _jk+ Δ φ TXj+ Δ φ RX_k) =log_e [CS_jk]

— (3- 16) この式（3— 1 6) の虚数部に着目すると式（3— 1 7) が導かれ、実数部に着目すると式（3— 18) が導かれる。

(j=l, 2, ···， n)，（k=l， 2, ·· n)

ただし、 j≠k (3-17) log_e[A_jk ATXj ARX_k]= Re[log_e[CS_jk]]

(j=l, 2, ··'， n), (k=l, 2, ···， n)

ただし、 j k (3-18) ここで、式（3— 17) および（3— 1 8) のそれぞれの右辺は各伝送系ごとに測定および計算によって求めることができ、その結果はメモリ 21に記憶される。

そこで、式（3— 1 7) および（3— 1 8) のそれぞれの右辺の値を Y_jk， X _Jkとすると、それぞれの式は、下記の式（3— 1 9) および（3— 20) のように表わされる。

Yj_k=0 jk+Δ 0TXj+厶 0RX_k,

(j=l, 2, ···, n)，（k=l， 2, n)、

ただし、 j≠k (3-19) X_jk-log_e [A_jk] +log_e [ATXj]+log_e [ARX_k]，

(j=l, 2， ···， n)，（k=l， 2， ···， n)、

ただし、 j≠k (3-20) このようにして求められた位相情報のうち、 Y_jk—Y_kJ=Z_jkとおいて式（3— 1 9) に代入すると下記の連立一次方程式（3— 21) が得られ、また得られた振幅情報のうち X_jk— X_kJ=V_Jkとおいて、式（3— 20) に代入すると下記の連立一次方程式（3— 22) が得られる。 Z_jk=Yjk- Ykj=A0_k- Δφ』

(j=l, 2, ···， n-1), (k=j+l, j+2, ···， n) (3-21)

V_jk=X_jk-X_kj=AA_k-AAj,

(j=l, 2, ···, n)， (k=j+l, j+2, ·'·, n) (3-22) これ以後の処理は、図 19に関連して説明した処理と同じであり、伝送系の数 nが 3以上であれば、メモリ 21に記憶された Y_jk， X_jkを用いて上述の連立一次方程式（3— 21) および（3— 22) を解くことにより、すべての伝送系において、送信回路および受信回路を通過する信号の間の位相回転量の差および振幅変動量の差を算出することができる。

そして、このように推定された各伝送系ごとの受信信号と送信信号との間の位相差情報を当該伝送系のフェイズシフタに与え、各伝送系ごとの振幅変動量情報を当該伝送系のァッテネータに与えることにより、各伝送系ごとに受信信号と送信信号との間の伝送特性のキヤリブレーションを行なうことができる。

なお、実施の形態 16の Y_jk， X_Jkの計算ルーチンは、図 54に示した実施の形態 15の計算ルーチンと同じなので、その図示および説明は省略する。

この計算ルーチンを除く他の処理は図 31の実施の形態 3のフロー図と同じであり、その説明を省略する。

以上のように、この発明の実施の形態 16によれば、各伝送系ごとに相関回路を設けて受信信号 RX_jk (t) と既知の信号 Sj (t) との相関処理を行なうことにより、雑音成分 N_jk (t) および干渉信号 I _jk (t) が消失している。したがって、受信信号の SZN比が悪い場合、または受信信号に干渉信号が混入した場合、またはその双方の場合において、雑音成分、または干渉信号、またはその双方の影響による推定誤差を抑えることができ、各伝送系ごとの位相差および振幅変動量情報を良好に推定することができる。

[信号を同時に送信する方式]

実施の形態 17

なお、図 55の実施の形態 16では、信号を伝送する送信系を 1番目から n番目まで順次切換えて、その都度、送信している伝送系を除く 1番目から n番目までのすベての伝送系で受信された信号を測定し、上述の処理を行なっている。しかしながら、以下に説明するように、この実施の形態 17では、図 55に示した構成において、すべての伝送系から同時に信号を送信し、かつすベての伝送系で同時に信号を受信することにより、キャリブレーションに要する時間を短縮している。

まず、キャリブレーション時には、図 55に示した構成において、すべての伝送系のフェイズシフタ PSjの位相回転量 0 jが 0に、アツテネ一タ ATTjの振幅変動量 Ajが 1 (=O dB) にセットされる。そして、メモリ 21からは、すベての伝送系に対応する既知の信号 Sj (t) が読出され、すべてのアンテナ素子 ANTjを介して同時に送信される。

各伝送系から送信された信号は、当該伝送系を除く他のすべての伝送系のアンテナ素子 ANT_k (k = 1, 2, ···, n、ただし j≠k) で受信される。

したがって、 k番目の伝送系の受信信号測定装置 S M_kで他のすべての伝送系力同時に受信され測定される信号 RX_k (t) は下記の式（4— 1) で表わされる。

RX_k(t)=A_lk AT _t ARX_k exp{i ( 0_11ζ+Δ φ ΤΧ^Δ ø RX_k) 丄（t)

+A_2k ATX₂ ARX_k exp{i( _2k+A φ ΤΧ₂+Δ φ RX_k) } S₂ (t)

+

+A_jk ATXj ARX_k exp{i(0 _jk+A 0T j+A 0RX_k)}Sj (t)

+

+A_k_! _k ATX_k一丄 ARX_k exp{i(0_k_! _k+ Δ φ TX_k_j + Δ φ RX_k) } S_k_! (t)

+A_k+i _k ATX_k+1 ARX_k exp{i(0_{k+1 k}+A0TX_k+1+A 0 RX_k) } S_k+1 (t)

+

+A_nk ATX ARX_k exp { i ( φ _nk+ Δ φ TX_n+ Δ φ RX_k) } S_n (t)

+n_k(t), (k=l, 2, ···， n) --(4-1) 次に、受信信号 RX_k (t) と、既知の信号 Sj (t) との相互相関値 CS_jkを計算する。この相互相関値は、次の式（4— 2) のように表わされる。

但し、 Sj (t) ， ( j =1, 2， ···， n) はすべて互いに異なる信号系列であり、その相互相関値は次の式（4一 3) を満たす。

CS;_k=<RX_k(t) - Sj(t)> (4-2) <S,(t) -S_k(t)>^0,

(j=l, 2, ···, n)，（k=l， 2， ···， n)、

ただし、 k≠j (4-3) また、前述の実施の形態 15の式（3— 6) で示したように、送信信号と雑音との間の相互相関値は 0であり、式（3—4) に示したように送信信号の自己相関値は 1である。

したがって、式（4— 1) の RX_k (t) と Sj (t) との相互相関値を計算すると、式（4— 2) は下記の式（4— 4) のように表わされ、この RX_k ( t ) と Sj (t) との相互相関処理を、すべての既知の送信信号 Sj (t) , ( j =1， 2， ···, n、ただし j≠k) およびすベての受信信号 RX_k (t) ，（k =1, 2， …， n) に対して行なうと、得られる相互相関値は実施の形態 17の式（3— 15) で表わされる値となる。 CS_k=<RX_k (t) · S； (t)〉=Aj_k ATXj ARX_k exp { i ( φ Δ ø TX ;+△ φ RX_k) }，

•••(4-4) この式（3— 15) の自然対数を計算すると、前述の実施の形態 16の式（3 -16) のように表わされ、その虚数部に着目すると前述の式（3— 19) が導かれ、実数部に着目すると式（3— 20) が導かれる。以後の処理は、実施の形態 16の処理と同じなので説明を省略する。

次に、図 56は、上述の実施の形態 17の動作の前半を説明するフロー図であり、図 57は、図 56のフロー図のステップ S 3— 2に対応する、実施の形態 1 7の計算ルーチンを示すフロー図である。図 56のフロー図は、ステップ S 3— 1において、すべての伝送系から既知の信号 Sj ( t) が同時に送信され、ステップ S 3— 2において、すべての伝送系で受信信号の測定が同時に行なわれる点で、先行するいずれの実施の形態とも相違している。

図 57のフロー図において、送信信号 Sj (t) 毎に、テンポラリーな変数 T mpを 0として、時間 Tに達するまで RX_k (t) - Sj (t) の累算を行なう。そして、この累算結果を Tで除算して時間平均 Tmp/Tを算出し、その自然対数を計算して、虚数部 Y_Jk、実数部 X_Jkを抽出している。

この演算をすベての送信信号 Sj (t) に対して行なうことにより、すべての伝送系からの送信信号 (t) とすべての伝送系で受信された信号 RX_k (t ) との相互相関処理が行なわれることになる。

以後の処理は図 21のフロー図と同じであるので、説明を省略する。

なお、図 56の実施の形態 1 7と同じステップ S 3— 1および S 3— 2により、すべての伝送系からの送信信号 S j (t) とすべての伝送系で受信された信号 R X_k (t) との相互相関処理を行ない、得られた Y_Jkの連立一次方程式（3— 1 9) および Y_jkの連立一次方程式（3— 20) を直接解くことにより、各伝送系の受信回路の位相回転量および振幅変動量を求めるように構成してもよい。

以上のように、この実施の形態 1 7では、キャリブレーション時に既知の信号 Sj (t) の同時送受信を行なっているので、送信する伝送系を順次切り換えていた先行する各実施の形態と比べても、キャリブレーションに要する時間を短縮することができる。

[位相 ·振幅オフセット方式]

実施の形態 18

なお、図 1 9に示したこの発明の第 2の基本構成のァダプティブアレイ無線基地局では、最終的に前述の連立一次方程式（1— 30) および（1— 32) を解くことにより、すべての伝送系の受信回路および送信回路を通過する信号の位相回転量の差 Δ φ」および振幅変動量の差 Δ Ajを求めている。

ここで、すべての伝送系において送受信回路の位相回転量の差 Δφ」， ( j = 1， 2， -, n) が同じ値であった場合には下記の式（5— 1) が成り立ち、すベての伝送系において送受信回路の振幅変動量の差 AAj， ( j = 1 , 2, ···, n) が同じ値であった場合には、下記の式（5— 2) が成り立つ。

Δ ：厶 … =Δ 0_η ·'·(5- 1)

Α_ί= Α₂= ■·■ =ΔΑ_η …（5-2) これらの場合、各送信回路および受信回路において現実に位相回転量の差または振幅変動量の差が生じていても、前述の式（1— 30) および（1— 32) から導出される連立方程式はすべて縦続関係になってしまい、解が不定となる。したがって、正確な位相回転量の差および振幅変動量の差を推定することができない場合が生じ得る。

以下に説明する実施の形態 18は、このような点を改善したものであり、キヤリブレーシヨンを行なう前に、各伝送系の、フェイズシフタの位相回転量、またはアツテネータの振幅変動量、またはその両方を、それぞれ予めある値に設定しておくことにより、送受信回路間の位相回転量の差および Ζまたは振幅変動量の差が、伝送系の間でほぼ同じ値になることを回避し、各伝送系の位相回転量の差および振幅変動量の差の推定の精度を向上させたものである。

この発明の実施の形態 18によれば、図 1 9に示したこの発明の第 2の基本構成によるァダプティブアレイ無線基地局において、キャリブレーション時に、予め、 j番目の伝送系のフェイズシフタ P Sjの位相回転量が 0」に、アツテネータ ATTjの振幅変動量が Ajにセットされる。伹し、伝送系の間では、それぞれのフェイズシフタの位相回転量は 6」≠ 0_kとなるように、そしてそれぞれのアツテネータの振幅変動量は Aj≠A_kとなるように設定されるものとする。

メモリ 21から、この j番目の伝送系に対応する既知の信号 Sj (t) が読出され、送信回路を介して出力される。そして、送信された信号は、 j番目の伝送系を除く他のすべての伝送系の各々の受信回路で受信され、受信信号測定装置 S M_kで受信信号 RX_Jk (t) として受信される。信号を送信する伝送系を 1番目から n番目まで順次切換えて、その都度送信している伝送系を除くすべての伝送系で受信され測定された信号 RX_Jk (t) は、下記の式（5— 3) で表わされる。 RX_jk(t)=A_jk Aj ATXj ARX_k exp

{ί(φ _jk+ 0 j+厶 0ΤΧ」+Δ 0RX_k)} Sj(t)+n_jk(t)

(j=l, 2, ···， n)， (k=l, 2, ···, n)

ただし、 j≠k (5-3) 次に、上記の式（5— 3) の両辺を、送信時における既知の信号 Sj (t) で割り、さらに両辺の自然対数を計算してテイラー展開すると、 S/N比が十分よければ、下記の式（5— 4) が得られる。そして、この式（5— 4) の虚数部に注目すると下記の式（5— 5) が導かれ、実数部に注目すると下記の式（5— 6 ) が導かれる。 log_e[A_jk Aj ATXj ARX_k]

+i ( _jk+ θ .+ Δ 0TXj+A

(t)]

(5-4) ό _ik+ 0 j+厶 Φ TXj+ Δ φ RX_k=Im [log_e [RX_jk (t) /S_j (t)]]_;

(j=l, 2, ···， n), (k=l, 2， ···， n)

ただし、 j≠k (5-5) log_e[A_jk Aj ATXj ARX_k]=Re[log_e[RXj_k(t)/Sj(t)]]，

(j=l, 2, ···, n), (k=l, 2， ···， n)

ただし、 j≠k (5-6) ここで、式（5— 5) および（5— 6) のそれぞれの右辺の値は計算によって求めることができる。そこで、式（5— 5) および（5— 6) のそれぞれの右辺の計算によって求められた値を Y_jk、 X_jkとすると、それぞれの式は、下記の式 (5-7) および（5— 8) のように表わされる。 Y_jk= φ _jk+0 j+Δ φ TXj+Δ φ RX_k,

(j=l， 2, ···, n), (k=l_; 2， · ·, n)

ただし、 j≠k (5-7)

X_jk=log_e [A_jk] +log_e [Aj] +log_e [ATXj] +log_e [ARX_k]，

(j=l, 2, ···， n), (k=l, 2, ···, n)

ただし、 j≠k (5-8) ここで、上述のように予め設定された初期オフセット値を考慮して、各伝送系の送受信回路間の位相回転量の差 Δ および振幅変動量の差 AAjを下記の式 (5— 10) および（5— 11) のように定義する。

Δ φ j=A 0RX_r{A φΤΧ,+ θ j}, (j=l, 2， ···, n) (5-10) Δ Aj=log_e [ARXj]- {log_e [ATXj] +log_e [Aj] }，

(j=l, 2, ···， n) (5-11) 次に、 Y_jk— Y_kJ=Z_jkとおいて式（5— 7) に代入すると下記の式（5— 12 ) が得られ、 X_Jk— X_kJ=V_Jkとおいて式（5— 8) に代入すると下記の式（5— 13) が得られる。

Z._ik=Yjk— Ykj⁼A0_k- A0j，

(j=l, 2, n - 1)， (k=j+l, j+2, n) (5-12) V_jk=X_jk-X_kj=AA_k-AAj,

(j=l, 2, ···， n - 1)， (k=j+l, j+2, ···, n) (5-13) 以後の動作は、図 19を参照して説明したこの発明の第 2の基本構成の動作と同じであり、これらの連立一次方程式（5— 12) および（5— 13) を解けば、各伝送系における送受信回路間の位相回転量の差および振幅変動量の差を算出することができる。

次に、図 5 8および図 5 9は、上述のような実施の形態 1 8の動作をマイクロコンピュータを用いてソフトウェア的に実現する際のフロー図である。図 5 8おょぴ図 5 9に示したフロー図は、以下の点を除いて図 2 0および図 2 1に示したこの発明の第 2の基本構成の動作と同じである。

すなわち、ステップ S 2— 2 hにおいて、当該伝送系のフェイズシフタ P S j の位相回転量が、 0ではなく既知の値 0 jに、アツテネータ A T Tjの振幅変動量が、 1ではなく既知の値 Α』にセットされる。

そして、最後のステップ S 2— 1 8 hにおいて、キャリブレーションのための各伝送系のフェイズシフタの位相回転量およぴァッテネータの振幅変動量を設定する際に、上述の既知の値 Θ jおよびがそれぞれ考慮されている。

その他の動作については、図 2 0および図 2 1のフロー図に関する説明を援用して、ここではその説明を省略する。

次に、図 6 0および図 6 1は、上述の図 5 8およぴ図 5 9に示した実施の形態

1 8の変形例を示すフロー図である。この変形例においては、上述の実施の形態 1 8と同様に、まず各伝送系のフェイズシフタの位相回転量を Θ jに、アツテネータの振幅変動量を Α」に設定した後、既知の信号 S j ( t ) を送信しており、その後も実施の形態 1 8と全く同じ演算処理により、 Z _jkと V_jkとが算出されている。

伹し、この図 6 1のフロー図では、算出された Z _jk、 V_Jkの絶対値が十分な大きさを有しているか否かが判定される。すなわち、ステップ S 2— 1 9で、算出された Z _Jkの絶対値が Zの最小値である M Zと比較され、 I Z _jk Iが M Zより小さければ、ステップ S 2— 2 0でさらに M Zがそのときの I Z _Jk |で置換えられる。同様に、ステップ S 2— 2 1で、算出された V_jkの絶対値が Vの最小値である MVと比較され、 I V_jk Iが MVより小さければ、ステップ S 2— 2 2でさらに MVがそのときの I V_Jk Iで置換えられる。

次に、ステップ S 2— 2 3において最終的に得られた M Z、 MVがそれぞれ所定の基準値 C Z、 C Vよりも小さいことが判定されると、フェイズシフタの位相回転量およびアツテネータの振幅変動量の初期設定値である 0」、 Ajが十分ではなかったとして、ステップ S 2— 2 4において、位相回転量 0 jおよび振幅変動量 Ajがそれぞれ適当な値に変更された後、 Z _Jk、 V_jkの算出が再度行なわれる。その結果、得られた M Z、 MVがそれぞれ C Z、 C Vよりも大きいことが判定されれば、以後は図 5 9の実施の形態 1 8と同じ処理が行なわれる。

[方程式選択方式]

実施の形態 1 9

これまでに説明した実施の形態のいずれにおいても、最終的には位相回転量に関する連立一次方程式および振幅変動量に関する連立一次方程式を解くことにより、位相回転量、振幅変動量、位相回転量差および振幅変動量差を算出している。ところで、いずれの実施の形態においても、アンテナ素子数が 3本の場合、未知の変数の数と各連立一次方程式を構成する独立の方程式の数とが共に 3個であり、等しい。したがってこの場合には 3個の方程式のすべてが連立一次方程式を解くのに用いられる。しかしながら、アンテナ素子数が 4本以上になると、独立の方程式の数が未知の変数の数を上回ることになる。

この発明の実施の形態 1 9では、アンテナ素子数が 4本以上の場合、測定された受信信号と送信した信号とに基づいて計算された連立一次方程式を構成するすベての独立の方程式のうち、より高い精度で導出された方程式を必要数、すなわち未知の変数の個数と同数だけ選択して、連立一次方程式を解くように構成している。

この発明の実施の形態 1 9では、この方程式の選択は、測定や計算によって得られた値である I x_Jk I 、 I Y_Jk I 、 I v_jk I、または I z_Jk Iが大きな値をとる方程式から順に選択されることになる。

図 6 2は、この実施の形態 1 9の動作を説明するフロー図であり、以下の点を除いて、図 2 1に示したこの発明の第 2の基本構成の後半の動作と同じである。すなわち、ステップ S 2— 2 5ですベての Z j_kの絶対値を計算して値の大きい順にソートし、かつステップ S 2— 2 6ですベての V_Jkの絶対値を計算して値の大きい順にソートする。そして、 I Ζ iの値の大きい順に、未知の変数の個数に相当する n個の方程式を選択して位相回転量差に関する連立一次方程式を構成して解を計算し、また I v_jk Iの値の大きい順に、 n個の方程式を選択して振幅変動量差に関する連立一次方程式を構成して解を計算する。その他の動作については、図 20およぴ図 2 1のフロー図に関する説明を援用して、ここではその説明を省略する。

以上のように、この実施の形態 1 9では、高い精度で導出された方程式を選び出して連立一次方程式を構成しているので、位相回転量および振幅変動量に関する精度の高い推定結果を得ることができる。

[余剰方程式利用方式]

実施の形態 20

なお、上述のように、アンテナ素子数が 4本以上の場合、各連立一次方程式を構成する複数の独立の方程式のうち、解を得るために用いられない方程式が出てくる。この発明の実施の形態 20では、このように解を得るために用いられた方程式以外の方程式を、位相回転量および振幅変動量に関する情報の推定結果の検証に用いるものである。たとえば、アンテナ素子数が 4本で、送受信回路の位相回転量差を求める場合の連立方程式は、下記の独立の方程式（6— 1) 〜（6— 6) から構成されることになる。

Ζΐ2⁼Δ ø 9 - Δ φ I (6-1)

Ζ₁₃=厶 0₃- Δ 01 (6-2)

Ζ₁₄=Δ φ₄ ^_Δ Φ l (6-3) 23^=Δ 03—△ 2 (6-4)

Ζ₂4⁼厶 Φ 4一 Φ 2 (6-5)

Ζ3 - φ -Α φ₃ (6-6) ここで、たとえば上述の 6つの独立の方程式のうち、式（6— 1) 、（6— 2

) 、（6— 5) 、（6 _ 6) を用いて 4個の未知の変数 Δ 〜Δ φ₄を算出するものとし、実際に計算された値を t mp A c^ , ( j = 1 , 2， 3， 4) とする。この実施の形態 20では、これらの値 t mp Δ 0jを、解を算出するのに用いられなかった式（6— 3) 、（6— 4) に導入し、誤差 _{e i}， (1 = 1, 2, ··'、を計算する。この場合未使用の 2つの方程式を用いて 2つの誤差， e ₂ が下記の式（6— 7 ) および（6— 8 ) のように算出される。 e^Z^- itmpA ₄-tmpA φ (6-7)

e₂=Z₂3- (tmp Δ φ ₃-tmpA φ ₂) (6—8) そして、これらの誤差 eい e ₂がそれぞれ所定の基準値よりも小さければ、上述の推定結果 t m p Δ 0 ( j = 1 , 2 , 3， 4 ) は正しいものとみなし、出力されることになる。一方、誤差 eい e ₂が所定の基準値よりも大きければ、上述の 4つの式を用いた推定結果は正しくないとみなし、誤差 eい e ₂が所定の基準値よりも小さくなるまで、測定をやり直すなどして、推定処理を続行する。図 6 3および図 6 4は、この実施の形態 2 0の動作を示すフロー図であり、以下の点を除いて図 6 2に示したこの発明の実施の形態 1 9の動作と同じである。すなわち、ステップ S 2— 2 8において、位相差情報に関する n個の独立の方程式からなる連立一次方程式および振幅変動量差情報に関する n個の独立の方程式からなる連立一次方程式のそれぞれを解いて解を求め、ステップ S 2— 2 9において、計算された解を、この解の算出に用いられなかった方程式に代入して、 Z _Jkおよび V の最大値 Z _ma, , V_na,をそれぞれ算出する。そして、ステップ S 2 - 3 0において、算出された最大値がそれぞれ所定の基準値 C Z， C V以下であるか否かが判断され、所定の基準値以上であることが判断されるまで以上の測定および演算が繰返される。

その他の動作は、前述の実施の形態 1 9の動作と同様である。

[テーブル参照補正方式]

実施の形態 2 1

これまでに説明した実施の形態のいずれにおいても、推定された位相回転量に関する情報および振幅変動量に関する情報を、各伝送系の位相回転装置としてのフェイズシフタおょぴ振幅変動装置としてのアツテネータに伝達し、各伝送系の送受信回路間において、位相回転量差および振幅変動量差が 0となるように補償を fi¹なっている。ところが、各伝送系の送信回路または受信回路が非線形特性を有する回路要素

(たとえばアンプ）を含む場合、送信回路に入力される信号のパワーまたは受信回路に入力される信号のパワーによっては、位相特性および振幅特性が変化して上述の補償がきかなくなることがある。

この発明の実施の形態 2 1は、上述のように送信回路に入力される信号のパヮ一または受信回路に入力される信号のパワーにより位相特性および振幅特性が変ィ匕した場合でも、推定動作によって一旦得られたキャリブレーション結果と、メモリに予め記録されている補正テーブルとを用いて、フェイズシフタおよびアツテネータに設定される位相回転量および振幅変動量を適正な値に補正するものである。

図 6 5は、このような実施の形態 2 1の具体的な回路構成を示すブロック図である。図 6 5の実施の形態において、位相回転量を補償するために計算されるキヤリブレーシヨン情報は Δ φい Δ φ ₂， ·■·, Δ φ _ηであり、振幅変動量を補償するために計算されるキャリブレーション情報は厶， Δ Α₂， · · ·, Δ Α_ηである。ここで、これらのキャリブレーション情報を推定したときの送信信号の比較的低いパワーを P C_TX、受信信号の比較的低いパワーを P C_RXとする。一方、現在の送信信号のパワーを Ρ_τχ、受信信号のパワーを P _RXとする、ここでメモリ内には位相回転量情報および振幅変動量情報の補正用の情報が予め記憶されているものとし、制御装置 2 2により、 Ρ_τχと P C_TXに対応する送信系の補正情報を、または P _RXと P C_RXとに対応する受信系の補正情報をメモリ 2 1から読出し、上述の算出されたそれぞれのキヤリブレーシヨン値に加えた後、位相回転装置としてのフェイズシフタおよび振幅変動装置としてのアツテネータに与えるように構成されている。これにより、送信回路または受信回路に非線形回路要素が含まれる場合であっても、受信信号パワーまたは送信信号パワーに拘らず、常に位相回転量差情報および振幅変動量差情報に関する最適のキヤリブレーションを行なうことができる。

なお、メモリに蓄える補正情報の量を減らすために、適当な間隔で間引いた補正情報をメモリに記憶しておき、補正情報の使用時に補間により最適な補正値を求めるように構成することも可能である。 [振幅のキャリブレーション方式]

実施の形態 22

これまでに説明した実施の形態のいずれにおいても、各伝送系において受信回路と送信回路との間の振幅変動量の差が推定される。しかしながら、位相回転量の場合とは異なり、振幅変動量の場合には、送信回路と受信回路との間に特性差があること自体は大きな問題ではなく、送受信回路間の振幅変動量差がそれぞれの伝送系において異なっていることが最大の問題である。したがって、振幅情報のキヤリブレーシヨンに関しては、上述の各実施の形態のように各伝送系の受信回路と送信回路との間の振幅変動量差が 0となるように各伝送系の振幅変動装置であるアツテネータの振幅変動量を制御する方法の他に、それぞれの伝送系の送受信回路間の振幅変動量差が共通のある値になるように、各伝送系の振幅変動装置であるァッテネ一タの振幅変動量を制御するように構成してもよい。

[第 3の基本構成の概要]

図 66は、この発明によるァダプティブアレイ無線基地局の第 3の基本構成の概要を示す概略ブロック図である。図 66の第 3の基本構成は、先に説明した第 1および第 2の基本構成と同様に、ァダプティブアレイ無線基地局のうち、この発明に関連する位相回転量およぴ振幅変動量の推定ならぴにこれらのキヤリブレーシヨンに関する部分のみを示している。

図 66に示すァダプティブアレイ無線基地局においては、 4つの信号伝送系からなり、それぞれの信号伝送系のアンテナ素子（合計 4個）が正確に正方形の頂点にそれぞれ配置されていることを特徴としている。

より特定的に、図 66に示すァダプティブアレイ無線基地局は、図示しないメモリおよび制御装置からなる信号処理回路 20と、正方形のアレイアンテナを構成するアンテナ素子 ANT 1 , ANT 2, ANT3およぴ ANT4と、それぞれのアンテナ素子に対応して設けられたアンテナ共用器 SW1， SW2, SW3おょぴ SW4と、それぞれのアンテナ素子に対応してアンテナ共用器と信号処理回路 20との間に設けられた送信回路 TX 1， TX 2, TX3, TX 4および受信回路 RX 1， RX 2, RX3， RX4とを備えている。

前述の第 1およぴ第 2の基本構成と同様に、図 66の信号処理回路 20は、キヤリブレーシヨン時にそれぞれのアンテナ素子から既知の信号を送信し、他のァンテナ素子からの受信信号を実測し、実測値を用いて所定の演算を行い、後述する受信応答べクトルおよび送信べクトルを算出し、その算出結果に応じて位相回転量および振幅変動量のキヤリブレーションを行うデジタル信号処理機能を有しているものとする。

なお、送信回路 TX1， ΤΧ 2, ΤΧ 3, ΤΧ4の各々は、信号処理回路 20 力ら対応するアンテナ共用器 SWまでの経路に存在する回路を総称するものであり、受信回路 RX1， RX 2, RX 3, RX4の各々は、対応するアンテナ共用器 SWから信号処理回路 20までの経路に存在する回路を総称するものである。

[第 3の基本構成の実施の形態]

実施の形態 23

図 66において、 Θ ΤΧ Ι, θ ΤΧ 2, θ ΤΧ 3 , 0ΤΧ4の各々は、各伝送系において、信号処理回路 20から出力された信号が対応する送信回路 ΤΧおよびァンテナ共用器 S Wを通過して対応するァンテナ素子 A Ν Tに至るまでの位相回転量を表わし、 6 RX 1, Θ RX 2, Θ RX3, Θ RX 4の各々は、各伝送系にお、て、対応するァンテナ素子 A N Tで受信された信号が対応するアンテナ共用器 S Wおよび受信回路 R Xを通過して信号処理回路 20に至るまでの位相回転量を表わしている。

さらに図 66中、 0 1 2はアンテナ素子 ANT 1， ANT 2間における信号の位相回転量、 θ 13はアンテナ素子 ANT 1， ANT 3間における信号の位相回転量、 0 14はアンテナ素子 ANT 1， ANT 4問における信号の位相回転量、 Θ 23はアンテナ素子 ANT 2， ANT 3間における信号の位相回転量、 0 24 はアンテナ素子 ANT2， ANT 4間における信号の位相回転量、 634はアンテナ素子 ANT3， ANT 4間における信号の位相回転量を表わしている。この発明の第 3の基本構成の実施の形態 23は、図 66の構成において受信応答べクトルと送信応答べクトルとを求め、その位相データの差を補正値として求めるものである。

( 1 ) 受信応答べクトルの測定方法

まず、受信応答べクトルの測定方法について説明する。 ① 図 66の構成において、信号処理回路 20から初期位相 Θ I T 1が 0に固定された信号が、送信回路 TX 1、アンテナ共用器 SW1を介してアンテナ素子 ANT 1から送信され、他のアンテナ素子 ΑΝΤ 2， ΑΝΤ 3, ΑΝΤ4で受信される。

このうち、アンテナ素子 ΑΝΤ2、アンテナ共用器 SW2、受信回路 RX 2を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R 2 1は、次の式（7— 1) で表わされる。

Θ R2 1 = 0 TX 1 + θ 1 2 + 0 RX 2··· (7— 1)

同様に、アンテナ素子 ANT3、アンテナ共用器 SW3、受信回路 RX 3を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R 3 1は、次の式（7— 2) で表わされる。

6 R3 1 = Θ ΤΧ 1 + Θ 1 3 + 0 RX 3--- (7- 2)

同様に、アンテナ素子 ANT 4、アンテナ共用器 SW4、受信回路 RX 4を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R 4 1は、次の式（7— 3) で表わされる。

6 R4 1 = e TX l + 0 1 4 + 0 RX4--- (7-3)

ここで（7— 1) 式から（7— 2) 式を減じると、

6 R2 1— 0 R3 1 = 0 RX 2— 0 RX3+ (θ 1 2- θ 1 3)

(Θ RX 2- Θ RX 3) = (0 R2 1 - 0 R3 1) 一（0 1 2— 0 1 3) … (7-4)

同様に、（7— 2) 式から（7— 3) 式を減じると、

0 R3 1 - 6 R4 1 = 0 RX3 - 0 RX4+ (θ 1 3 - θ 1 4)

(Θ RX 3 - Θ RX4) = (0 R3 1 - 0 R4 1) - (0 1 3— 0 1 4) … (7- 5)

同様に、（7— 3) 式から（7— 1) 式を減じると、

0 R4 1 - 0 R2 1 = 0 RX4- 6 RX 2+ (0 1 4— 0 1 2)

(Θ RX4- 6 RX 2) = (Θ R4 1 - Θ R2 1) ― (θ 1 4 - θ 1 2) … （7— 6)

② 図 66の構成において、信号処理回路 20から初期位相 Θ I T 2が 0に固定された信号が、送信回路 TX2、アンテナ共用器 SW2を介してアンテナ素子

ΑΝΤ2から送信され、他のアンテナ素子 ΑΝΤ 1， ΑΝΤ3, ΑΝΤ4で受信される。

このうち、アンテナ素子 ΑΝΤ1、アンテナ共用器 SW1、受信回路 RX 1を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 Θ R12は、次の式（7— 7) で表わされる。

0 R 1 2 = θ TX 2 + θ 1 2+ 0 RX 1… (7-7)

同様に、アンテナ素子 ANT3、アンテナ共用器 SW3、受信回路 RX 3を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R 32は、次の式（7— 8) で表わされる。

0 R32 = ΘΤΧ2 + 023 + 6 RX3'" (7-8)

同様に、アンテナ素子 ΑΝΤ4、アンテナ共用器 SW4、受信回路 RX 4を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R 42は、次の式（7— 9) で表わされる。

Θ R42 = Θ ΤΧ2 + Θ 24 + Θ RX4-" (7-9)

ここで、（7— 7) 式から（7— 8) 式を減じると、

8 R1 2-0 R32 = e RXl -0 RX3+ (0 1 2- Θ 23)

(Θ RX 1 - Θ RX 3) = (0 R1 2-0 R32) - (θ 1 2- θ 23) ··· (7- 10)

同様に、（7— 8) 式から（7— 9) 式を減じると、

e R32-0 R42 = 0 RX3-0 RX4+ (Θ 23 - Θ 24)

(Θ RX3-0 RX4) = (Θ R32- Θ R42) 一（0 23— 6 24) … (7- 1 1)

同様に、（7— 9) 式から（7— 7) 式を減じると、

0 R42-e R1 2=e RX4-G RXl + (Θ 24-Θ 1 2)

(Θ RX4- Θ RX 1) = (0 R42-0 R1 2) - (6 24— 0 1 2) … （7— 12)

③ 図 66の構成において、信号処理回路 20から初期位相 Θ 1丁3が0に固定された信号が、送信回路 TX3、アンテナ共用器 SW3を介してアンテナ素子 ANT 3から送信され、他のアンテナ素子 ANT 1， ANT 2, ANT4で受信される。

このうち、アンテナ素子 ANT1、アンテナ共用器 SW1、受信回路 RX1を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R1 3は、次の式（7— 13) で表わされる。

0 R13 = ΘΤΧ3 + Θ 13 + 0 RX l--- (7-13)

同様に、アンテナ素子 ANT 2、アンテナ共用器 SW2、受信回路 RX 2を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R 23は、次の式（7—14) で表わされる。

Θ R 23 = θ TX 3 + Θ 23 + Θ RX 2··· (7-14)

同様に、アンテナ素子 ANT4、アンテナ共用器 SW4、受信回路 RX 4を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R 43は、次の式（7— 1 5) で表わされる。

6 R43 = 0TX3 + 034 + 6 RX4--- (7-1 5)

ここで、（7— 13) 式から（7— 14) 式を減じると、

9 R1 3-e R23 = 0 RXl -0 RX2+ (θ 1 3 - Θ 23)

(Θ RX 1 - Θ RX 2) = (0 R1 3-0 R23) - (0 1 3— 0 23) … (7- 16)

同様に、（7— 14) 式から（7— 1 5) 式を減じると、

8 R23-e R43 = e RX2-6 RX4 + (Θ 23-Θ 34)

(Θ RX 2- Θ RX4) = (0 R23-0 R43) 一（0 23— 034) … (7-17)

同様に、（7— 1 5) 式から（7— 1 3) 式を減じると、

0 R43— 6 R1 3 = 0 RX4— 0 RX 1 + (Θ 34— Θ 13)

(Θ RX4- Θ RX 1) = (0 R43— 0 R13) - (Θ 34— Θ 13)

… (7-18)

④ 図 66の構成において、信号処理回路 20から初期位相 Θ I T 4が 0に固定された信号が、送信回路 TX4、アンテナ共用器 SW4を介してアンテナ素子 ΑΝΤ4から送信され、他のアンテナ素子 ΑΝΤ 1， ΑΝΤ 2, ΑΝΤ3で受信される。

このうち、アンテナ素子 ANT 1、アンテナ共用器 SW1、受信回路 RX1を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 6 R 14は、次の式（7—1 9) で表わされる。

0 R 14 = 0 TX 4 + θ 14 + 0 RX 1… （7— 1 9)

同様に、アンテナ素子 ANT2、アンテナ共用器 SW2、受信回路 RX 2を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R

24は、次の式（7— 20) で表わされる。

6 R24 = 0 TX4 + e 24 + 0 RX2--- (7-20)

同様に、アンテナ素子 ANT 3、アンテナ共用器 SW3、受信回路 RX 3を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの位相回転量 0 R

34は、次の式（7— 21) で表わされる。

0 R 34 = 0 TX4 + Θ 34 + 0 RX 3… （7— 21)

ここで、（7— 1 9) 式から（7— 20) 式を減じると、

6 R14-0 R24 = e RXl-e RX2+ (Θ 14- 0 24)

(Θ RX 1 - Θ RX 2) = (0 R14— 0 R24) — (θ 14 - θ 24) ··· (7— 22)

同様に、（7— 20) 式から（7— 21) 式を減じると、

8 R24-e R34 = 6 RX2-0 RX3+ (024— Θ 34)

(Θ RX2-0 RX3) = (0 R24— 6 R34) — (Θ 24 - Θ 34)

… (7-23)

同様に、（7— 21) 式から（7—1 9) 式を減じると、

0 R34— 0 R14 = 0 RX3— 6 RX 1 + (034— 0 14)

(Θ RX 3 - Θ RX 1) = (0 R34— 0 R14) ― (634— Θ 14) ··· (7-24)

⑤ アンテナ素子 ANT1および ANT 2の受信信号の位相回転量の差（0 R X1 -G RX2) を算出する：

上述の式（7— 1 6) および（7— 22) の各々より（0 RX 1— 6 RX2) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。 (6 RX 1— 0 RX 2) = C { (0 R 1 4- 6 R 24) - (0 1 4— 0 2

4) } + { (0 R13-0 R23) - (θ 13 - θ 23) } ] / 2

この式より、

(6 RX 1— 0 RX 2) = C { (0 R 1 4— 0 R 24) — ( θ 1 4 - θ 2 3) } + { (0 R13-0 R23) - (Θ 13-Θ 24) } ] /2

図 66のアンテナ素子は正方形を構成するように配されているため、 0 14= Θ 23, θ 13 = 6 24が成り立つ。したがって、上式は、次の式（7— 25) となる。

(Θ RX 1 - Θ RX 2) = { (0 R14— 6 R24) + (0 R1 3-0 R2 3) } /2- - (7-25)

この式の右辺は実測値から求められるため差分（0 RX 1— 0 RX2) の値が昇出される。

⑥ アンテナ素子 ANT 2および ANT 3の受信信号の位相回転量の差（0 R X2- Θ RX3) を算出する：

上述の式（7— 4) および（7— 23) の各々より（0 RX2— 0 RX3) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(Θ RX 2- 0 RX 3) = [ { (0 R21— 0 R3 1) - (6 1 2— 0 1

3) } + { (Θ R24-6 R34) - (0 24— 034) } ] /2

この式より、

( Θ RX 2 - Θ RX 3) = [ { (0 R21— 0 R3 1) - (0 1 2— Θ 3

4) } + { (0 R24— 0 R34) - (0 24— 0 13) } ] /2

ここで Θ 1 2 = 034， 6 1 3 = 024が成り立っため、上式は、次の式（ 7 — 26) となる。

(Θ RX 2- Θ RX3) = { (Θ R21-0 R31) + (0 R24-0 R3 4) } /2 -- (7-26)

この式の右辺は実測値から求められるため差分（0 RX2— 0 RX3) の値が算出 ^れる。

⑦ アンテナ素子 ΑΝΤ 3および ΑΝΤ 4の受信信号の位相回転量の差（0 R Χ3 - Θ RX4) を算出する：上述の式（7— 5) および（7— 1 1) の各々より（0 RX3— 0 RX4) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(Θ RX 3 - Θ RX 4) = [ { (0 R3 1— 0 R4 1) — （0 1 3— 0 1

4) } + { (Θ R32- Θ R42) 一（0 23— 0 24) } ] /2

この式より、

(Θ RX 3 - Θ RX 4) = [ { (0 R3 1— 0 R4 1) ― (0 1 3— 0 2

4) } + { (Θ R32- Θ R42) 一（023— 0 14) } ] /2

ここで、 0 1 3 = 0 24， 0 23 = 0 14が成り立つため、上式は、次の式

(7-27) となる。

(Θ RX3-6 RX4) = { (Θ R3 1 - Θ R41) + (Θ R32- Θ R4

2) } /2- (7-27)

この式の右辺は実測値から求められるため差分（0 RX3— 6 RX4) の値が算出 2·4ΐ¾ο

⑧ アンテナ素子 ΑΝΤ 4および ANT 1の受信信号の位相回転量の差（0 R Χ4- Θ RX 1) を算出する：

上述の式（7— 12) および（7— 18) の各々より（6 RX4— 0 RX1) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(Θ RX 4 - Θ RX 1 ) = [ { (0 R42— 0 R 1 2) — (Θ 24 - θ 1

2) } + { (Θ R43 - Θ R 13) - (034— 0 1 3) } ] /2

この式より

(Θ RX 4 - Θ RX 1 ) = [ { (0 R42- 6 R 1 2) 一 ( Θ 24 - θ 1

3) } + { (0 R43-0 R13) - (034— 0 12) } ] /2

ここで、 0 24= 0 1 3， Θ 34 = 0 1 2が成り立つため、上式は、次の式 (7-28) となる。

(Θ RX4-0 RX 1) = { (0 R42— 0 R1 2) + (Θ R43-0 R1

3) } /2-- (7-28)

この式の右辺は実測値から求められるため差分（0 RX4— 6 RX1) の値が算出 ^れ。

⑨ 受信応答べクトルを求める： 4つの伝送系のそれぞれのアンテナ素子による受信信号の位相回転量を R (1) = Θ RX 1 , R (2) = Θ RX 2, R (3) = Θ RX 3, R (4) = Θ R X4と表わすと、 R (1) ， R (2) ， R (3) ， R (4) を成分とするべクトル尺が

位相データの受信応答べクトルである。

上述の（7— 25) 式〜（7— 28) 式で求めたように、それぞれの位相回転量の差分は、実測値により（6 RX1— 0 RX2) ， (Θ RX 2- Θ RX 3) ，

(Θ RX3-0 RX4) ， (Θ RX4- Θ RX 1) の値として具体的に算出されているが、個々の位相回転量 R (1) ， R (2) , R (3) ， R (4) の値を知るには情報が不足している。

そこで、どれか 1つの伝送系の位相回転量、たとえば R (1) を基準値 0とおくことにより、上述の各差分の算出値から残りの伝送系の位相回転量を個々に算出することが可能となる。すなわち、たとえば R (1) =0とおけば、

R (1) — R (2) = (Θ RX 1 - Θ RX 2) より

R (2) =R (1) ― (0 RX1 -0 RX2) となり、上記差分の実測値に基づいて R (2) の値が算出される。

同様に R (2) -R (3) = (Θ RX2- Θ RX3) より

R (3) =R (2) 一 (Θ RX2-0 RX3) となり、上記差分の実測値に基づいて R (3) の値が算出される。

同様に R (3) 一 R (4) = (Θ RX 3 - Θ RX4) より

R (4) =R (3) 一 (Θ RX3-6 RX4) となり、上記差分の実測値に基づいて R (4) の値が算出される。

以上のように、いずれか 1つの伝送系の位相回転量を 0とおくことにより、他の伝送系の位相回転量が個々に求まり、その結果、位相データの受信応答べクトルが得られることになる。

ここで、上述の測定結果にミスがないかを検査するレ、くつかの方法について説明する。

( i ) まず、 R (4) — R (1) = (Θ RX 4 - Θ RX 1 ) であるが、 R (1) =0とおいているため、測定が正しく行われていれば、本来的に R (4) 一 (Θ RX4- Θ RX 1) はほぼ 0となるはずである。

したがって、 r tmp= | R (4) — (0 RX4— 6 RX 1) | とおき、もしも r t mpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

(ϋ) 次に、上述の（7— 10) 式および（7— 24) 式の平均をとることにより、アンテナ素子 ANT 1および ΑΝΤ3の位相回転量の差（0 RXl— 6

RX 3) を求める。

(Θ RX 1 - Θ RX 3) = [ { (0 R 1 2— 0 R32) - ( θ 1 2 - Θ 2

3) } ― { (0 R34— 0 R14) - (Θ 34- θ 14) } ] /2

ここで、 Θ 1 2 = Θ 23， Θ 34 = θ 14が成り立つため、

(Θ RX 1 - Θ RX 3) = { (0 R1 2— 0 R32) — (6 R34-0 R1

4) } /2

この式の右辺は実測値から求められるため（0 RX1— 6 RX3) の値が算出される。

ここで、 R (1) -R (3) = (Θ RX 1 - Θ RX 3) であるが、測定が正しく行われていれば、本来的に、

{R (1) 一 R (3) } — (Θ RX 1 - Θ RX3) はほぼ 0となるはずである。

したがって、 r tmp= | {R (1) -R (3) } — (0 RX 1-0 RX3) Iとおき、もしも r tmpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

(iii) 次に、上述の（7— 1 7) 式および（7— 6) 式の平均をとることにより、アンテナ素子 ANT 2および ANT 4の位相回転量の差（0 RX2— 6 R X4) を求める。

( Θ RX 2 - Θ RX 4) = [ { (6 R23— 0 R43) — ( Θ 23 - Θ 3 4) } 一 { (0 R41— 0 R21) — （6 14— Θ 1 2) } ] /2

ここで、 6 23 = 634, 0 14 = θ 1 2が成り立つため、

(Θ RX 2— Θ RX4) = { (6 R23— 6 R43) — (Θ R41 - Θ R 2 1) } /2

この式の右辺は実測値から求められるため（0 RX2— 6 RX4) の値が算出される。

ここで、 R (2) -R (4) = (Θ RX 2- Θ RX4) であるが、測定が正しく行われていれば、本来的に、

{R (2) — R (4) } - (Θ RX 2- Θ RX4) はほぼ 0となるはずである。したがって r t mp = I {R (2) -R (4) } - (6 RX2-6 RX4) | とおき、もしも r t mpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

( 2 ) 送信応答べクトルの測定方法

次に送信応答べクトルの測定方法について説明する。

① アンテナ素子 ANT 1および ANT2の送信信号の位相回転量の差（0 T

X 1 - θ TX 2) を算出する：

前述の（7— 2) 式から（7— 8) 式を減じると、

0 R31— 6 R32 = 0TX1— 6TX2+ (0 13— 023)

(Θ TX 1 - θ TX 2) = (0 R31-0 R32) - ( θ 1 3 - Θ 23 ) ··· (7-29)

同様に、（7— 3) 式から（7— 9) 式を減じると、

0 R41— 0 R42=0TX1— 0TX2+ (θ 14 - Θ 24)

(Θ TX 1 - θ TX 2) = (0 R41 -0 R42) 一（0 14— 024) … (7-30)

これらの式（7— 29) および（7— 30) の各々より（0 TX 1— 0 TX

2) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(Θ TX 1 - θ TX 2) = [ { (0 R3 1— 6 R32) — （6 1 3— 6 2

3) } + { (0 R41— 0 R42) - (0 14— 024) } ] / 2

この式より、

(Θ TX 1 - θ TX 2) = [ { (0 R3 1— 0 R32) — ( θ 1 3 - Θ 2

4) } + { (Θ R41 - Θ R42) 一 (θ 14 - Θ 23) } ] /2

ここで Θ 1 3 = 024， 6 14 = 0 23が成り立つため、上式は、次の式（7 -31) となる。

(Θ TX 1 - θ TX 2) = { (0 R31— 0 R32) + (Θ R41 - Θ R4 2) } / 2·'· (7 - 31)

この式の右辺は実測値から求められるため（0TX 1— 0TX2) の値が算出される。

② アンテナ素子 ANT 2および A NT 3の送信信号の位相回転量の差（0 T X 2- θ TX3) を算出する：

前述の（7— 7) 式から（7— 13) 式を減じると、

0 R12-0 R13 = Θ ΤΧ2-ΘΤΧ3 + ( θ 1 2 - θ 1 3 )

(Θ ΤΧ2— ΘΤΧ3) = (0 R1 2— 0 R13) — （6 1 2— 0 13) ··· (7— 32)

同様に、（7— 9) 式から（7— 1 5) 式を減じると

0 R42-6 R43=0 TX2-0 TX3+ (0 24—034)

(θ TX 2- θ TX 3) = (Θ R42- Θ R43) 一 (Θ 24 - Θ 34) … (7-33)

これらの式（7— 32) および（7— 33) の各々より（Θ ΤΧ 2— 0 TX 3) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

( θ TX 2 - θ TX 3) = [ { (6 R 1 2- 0 R 1 3) 一 ( θ 1 2 - θ 1

3) } + { (Θ R42- Θ R43) 一（024— Θ 34) } ] /2

この式より、

(θ TX 2- θ TX 3) = [ { (0 R 1 2— 0 R 1 3) — ( θ 1 2 - Θ 3 4) } + { (Θ R42- Θ R43) - (Θ 24— Θ 1 3) } ] /2

ここで、 6 1 2= 6 34， 0 24 = 0 1 3が成り立つため、上式は、次の式 (7-34) となる。

(θ TX 2- θ TX 3) = { (0 R1 2— 0 R13) + (Θ R42-6 R4 3) } /2- - (7-34)

この式の右辺は実測値から求められるため（Θ ΤΧ2— 0TX3) の値が算出される。

③ アンテナ素子 ANT 3および ANT 4の送信信号の位相回転量の差（0 T X 3 - θ TX4) を算出する：

前述の（7—13) 式から（7—1 9) 式を減じると、 (6 R13-0 R14) =ΘΤΧ3-Θ ΤΧ4+ (0 13— 0 14)

(θ TX 3 - θ TX4) = (0 R1 3-0 R14) ― (0 1 3— 0 14)

… (7-35)

同様に、（7— 14) 式から（7— 20) 式を減じると、

Θ R 23 - Θ R 24 = θ ΤΧ 3 - θ ΤΧ4 + (Θ 23-Θ 24)

(θ ΤΧ 3 - θ ΤΧ4) = (0 R23— 0 R24) — （023— 024) ··· (7-36)

これらの式（7— 35) および（7— 36) の各々より（6 ΤΧ3— 6 ΤΧ 4) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(0 ΤΧ 3— Θ ΤΧ4) = [ { (0 R 1 3- 0 R 14) 一（0 1 3— 0 1

4) } + { (Θ R23-Θ R24) 一（023— 024) } ] /2

この式より、

(θ ΤΧ 3 - θ ΤΧ4) = [ { (0 R 1 3— 0 R 14) - (0 1 3— 0 2 4) } + { (Θ R23-0 R24) ― (Θ 23- θ 14) } ] /2

ここで、 Θ 1 3 = 024， 0 23 = 0 14が成り立つため、上式は、次の式

(7-37) となる。

( θ ΤΧ 3 - θ ΤΧ 4) = { (0 R 1 3— 0 1 4) + (0 R23— 0 R2 4) } /2-- (7-37)

この式の右辺は実測値から求められるため（0 ΤΧ3— 0ΤΧ4) の値が算出される。

④ アンテナ素子 ΑΝΤ 4および ANT 1の送信信号の位相回転量の差（Θ Τ Χ4- Θ TX 1) を算出する：

前述の（7— 20) 式より（7—1) 式を減じると、

0 R24-0 R21 = 0TX4-0 TX 1+ (024— 0 1 2)

(θ TX 4 - Θ TX 1 ) = (0 R24-0 R21) - (0 24— 0 1 2)

… (7-38)

同様に、（7— 21) 式より（7— 2) 式を減じると、

6 R34— 6 R31 = 6 TX4— Θ ΤΧ 1 + (Θ 34 - θ 13)

(Θ TX4- Θ TX 1) = (0 R34— 0 R31) - (034— 0 1 3) … (7-39)

これらの式（7— 38) および（7— 39) の各々より（Θ ΤΧ4— 0 TX 1) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(Θ TX4- θ TX 1) = [ { (0 R24-0 R21) - (024— 0 1 2) } + { (G R34-e R3 l) - (Θ 34-Θ 13) } ] /2

この式より、

(Θ TX4- Θ TX 1) = [ { (0 R24— 0 R21) — （024— 6 1 3) } + { (Θ R34-Θ R31) 一 (Θ 34 - θ 12) } ] / 2

ここで、 624=0 1 3， 034 = 0 12が成り立つため、上式は、次の式 (7-40) となる。

(Θ TX4- Θ TX 1) = { (Θ R24— Θ R21) + (Θ R34-Θ R3 1) } ハ… （7 - 40)

この式の右辺は実測値から求められるため（0TX4— 0TX1) の値が算出される。

⑤ 送信応答べクトルを求める：

4つの伝送系のそれぞれのアンテナ素子による送信信号の位相回転量を T (1) = Θ TX 1 , T (2) = θ TX 2, T (3) = θ TX 3, T (4) = θ T X4と表わすと、（T (1) ， T (2) ， T (3) ， T (4) ) を成分とするベクトル Tが位相データの送信応答べクトルである。

上述の式（7— 31) ，（7— 34) ，（7— 37) ，（7— 40) で求めたように、それぞれの位相回転量の差分は、実測値により（0TX1— 0TX2) ， (ΘΤΧ2-ΘΤΧ3) , (θ TX 3 - θ TX4) , (ΘΤΧ4— 0TX1) の値として具体的に算出されているが、個々の位相回転量 T (1) , T (2) , T (3) ， T (4) の値を知るには情報が不足している。

そこで、いずれか 1つの伝送系の位相回転量、たとえば T (1) を基準値 0とおくことにより、上述の各差分の算出値から残りの伝送系の位相回転量を個々に算出することが可能となる。すなわち、たとえば T (1) =0とおけば、

T (1) 一 T (2) = (Θ TX 1 - θ TX 2) より

T (2) =T (1) - (ΘΤΧ1-ΘΤΧ2) となり、上記差分の実測値に基づいて T (2) の値が算出される。

同様に Τ (2) — Τ (3) = (θ ΤΧ 2- 0 ΤΧ 3) より

Τ (3) =Τ (2) 一 (ΘΤΧ2-ΘΤΧ3) となり、上記差分の実測値に基づいて Τ (3) の値が算出される。

同様に Τ (3) — Τ (4) = (θ ΤΧ 3 - θ ΤΧ4) より

Τ (4) =Τ (3) - (ΘΤΧ3-ΘΤΧ4) となり、上記差分の実測値に基づいて Τ (4) の値が算出される。

以上のように、いずれか 1つの伝送系の位相回転量を 0とおくことにより、他の伝送系の位相回転量が個々に求まり、その結果、位相データの送信応答べクトルが得られることになる。

ここで、上述の測定結果にミスがないかを検査するいくつかの方法について説明する。

( i ) まず、 T (4) 一 T (1) = (0 ΤΧ4-Θ TX 1) であるが、 T (1) =0とおいているため、測定が正しく行われていれば、本来的に T (4) - (ΘΤΧ4-ΘΤΧ1) はほぼ 0となるはずである。

したがって， r tmp= | T (4) - (Θ TX4- Θ TX 1) | とおき、もしも r tmpが誤差しきい値以上であれば、測定ミスがあったものと判断する。

(ii) 次に、アンテナ素子 ANT1および ANT3の位相回転量の差（0T X 1— θ TX 3) を求める。

まず、（7— 1) 式から（7— 14) 式を減じると、

6 R21— 6 R23 = 6TX1— 0TX3+ (012— 023)

(Θ TX 1 - θ TX 3) = (0 R21-0 R23) - (612— 023) … (7-41)

同様に、（7— 3) 式から（7— 15) 式を減じると、

0 R41 -0 R43 = 0TX1-0TX3+ (Θ 14-034)

(Θ TX 1 - Θ TX 3) = (0 R41— 6 R43) - (θ 14— 034) … （7— 42)

これら（7— 41) 式および（7— 42) 式の平均をとることにより

(Θ ΤΧ 1— 0 ΤΧ3) = [ { (0 R21 -6 R23) 一 ( θ 1 2 - Θ 2 3) } + { (6 R41 -9 R43) - (Θ 14-Θ 34) } ] /2

ここで Θ 12 = 023， 014 = 034が成り立っため、

(θ ΤΧ 1 - θ ΤΧ 3) = { (0 R21— 6 R23) + (0 R41-6 R4

3) } /2

この式の右辺は実測値から求められるため（0TX1— 0TX3) の値が算出される。

ここで、 Τ (1) 一 Τ (3) = (ΘΤΧ1-ΘΤΧ3) であるが、測定が正しく行われていれば、本来的に、

{Τ (1) 一 Τ (3) } 一 (θ ΤΧ 1 - 0 ΤΧ 3) はほぼ 0となるはずである。したがって， r tmp= | {T (1) -T (3) } — (ΘΤΧ1-0ΤΧ3) | とおき、もしも r tmpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

(iii) 次に、アンテナ素子 ANT 2および ANT 4の位相回転量の差（Θ TX 2 - θ TX4) を求める。

まず、（7— 7) 式から（7— 19) 式を減じると、

0 R12-0 R14 = 0TX2-0TX4+ (012—014)

(Θ TX 2- θ TX4) = (0 R12-0 R14) - (012— 0 14) … (7-43)

同様に、（7— 8) 式から（7— 21) 式を減じると、

Θ R32-Θ R34 = ΘΤΧ2-ΘΤΧ4+ (Θ 23-Θ 34)

(θ TX 2- θ ΤΧ4) = (6 R32— 0 R34) - (623— 034) … (7-44)

これら（7— 43) 式おょぴ（7— 44) 式の平均をとることにより

(θ TX 2- θ TX 4) = [ { (0 R 12-0 R 14) - (0 1 2— 0 1 4) } + { (0 R32— 0 R34) — (Θ 23 - Θ 34) } ] /2

ここで、 612=0 14， 023 = 034が成り立つため、

(θ TX 2- θ TX4) = { (0 R12-0 R14) + (θ R32-Θ R3

4) } /2

この式の右辺は実測値から求められるため（0ΤΧ2— 0ΤΧ4) の値が算出される。

ここで、 T (2) — Τ (4) = (θ ΤΧ 2- θ ΤΧ4) であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来的に、

{Τ (2) — Τ (4) } 一 (θ ΤΧ 2- 0 ΤΧ4) はほぼ 0となるはずである。

したがって r tmp= I {T (2) 一 Τ (4) } 一 (θ ΤΧ 2- θ ΤΧ4) | とおき、もしも r t mpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

(3) キャリブレーション

前述のように算出した受信応答ベクトル Rの位相回転量 R (1) , R (2) ，

R (3) , R (4) から、送信応答べクトル Tの位相回転量 T (1) , T (2) ， T (3) ， T (4) をそれぞれ減算することにより、対応する伝送系ごとに位相回転量の受信時と送信時との差、すなわち位相補正量を算出することができる。信号処理回路 20は、このようにして伝送系ごとに算出された位相補正量により、たとえば送信信号の初期位相を予めシフトすることにより、位相回転量のキヤリブレーシヨンを実行する。

実施の形態 24

図 67は、図 66に示したこの発明の第 3の基本構成において、各部の振幅変動量を示したものであり、ァダプティプアレイ無線基地局の構成そのものは図 6 6に示したものと同じである。

図 67において、 ATXl, ATX 2, ATX3, ATX4の各々は、各伝送系において、信号処理回路 20から出力された信号が対応する送信回路 TXおよぴアンテナ共用器 SWを通過して対応するアンテナ素子 ANTに至るまでの振幅変動量を表わし、 ARX， ARX 2, ARX 3, ARX4の各々は、各伝送系において、対応するアンテナ素子 ANTで受信された信号が対応するアンテナ共用器 S Wおよび受信回路 R Xを通過して信号処理回路 20に至るまでの振幅変動量を表わしている。

さらに、図 67中、 A 1 2はアンテナ素子 ANT 1， ANT2間における信号の振幅変動量、 A 13はアンテナ素子 ANT 1， ANT 3間における信号の振幅変動量、 A 14はアンテナ素子 ANT 1， ANT 4間における信号の振幅変動量、

A23はアンテナ素子 ANT2， ANT 3間における信号の振幅変動量、 A24 はアンテナ素子 ANT2， ANT 4間における信号の振幅変動量、 A34はアンテナ素子 ANT3, ANT 4間における信号の振幅変動量を表わしている。

この発明の第 3の基本構成の実施の形態 24は、図 67の構成において受信応答べクトルと送信応答べクトルとを求め、その振幅データの差を補正値として求めるものである。

( 1 ) 受信応答べクトルの測定方法

まず、受信応答べクトルの測定方法について説明する。

① 図 67の構成において、信号処理処理回路 20から初期振幅 A I T 1が 1 に固定された信号が、送信回路 TX 1、アンテナ共用器 SW1を介してアンテナ素子 ANT 1から送信され、他のアンテナ素子 ΑΝΤ 2， ΑΝΤ3, ΑΝΤ4で受信される。

このうち、アンテナ素子 ΑΝΤ2、アンテナ共用器 SW2、受信回路 RX 2を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 A R21は、次の式（8— 1) で表わされる。

AR 21 =ATX 1ネ A 12ネ ARX 2··· (8-1)

同様に、アンテナ素子 ANT3、アンテナ共用器 SW3、受信回路 RX 3を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 AR 31は、次の式（8— 2) で表わされる。

AR31 =ATX 1 *A13 *ARX3- - (8-2)

同様に、アンテナ素子 ANT 4、アンテナ共用器 SW4、受信回路 RX 4を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 A R 41は、次の式（8— 3) で表わされる。

AR4 1 =ATX 1 *A 14 *ARX4--- (8-3)

ここで（8— 1) 式を（8— 2) 式で除算すると、

AR 21/AR3 1 =ARX 2/ARX 3 * (A 1 2/A 1 3)

(ARX 2/ARX 3) = (AR21/AR3 1) / (A 1 2/A 13) … (8-4) 同様に、（8— 2) 式を（8— 3) 式で除算すると、

AR31/AR41 =ARX3 ARX4 * (A 13/A 14)

(ARX3/ARX4) = (AR31/AR41) / (A 1 3/A 14)

··· (8-5)

同様に、（8— 1) 式を（8— 3) 式で除算すると、

AR21/AR41 =ARX 2/ARX4 * (A 12/A 14)

(ARX 2/ARX4) = (AR21/AR41 ) / (A 1 2/A 14) … (8-6)

② 図 67のf成において、信号処理回路 20から初期振幅 A I T 2が 1に固定された信号が、送信回路 TX2、アンテナ共用器 SW2を介してアンテナ素子 ΑΝΤ 2から送信され、他のアンテナ素子 ANT 1， ΑΝΤ3, ΑΝΤ4で受信される。

このうち、アンテナ素子 ΑΝΤ 1、アンテナ共用器 SW1、受信回路 RX1を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 A R 12は、次の式（8— 7) で表わされる。

AR 1 2=ATX 2 * A 1 2ネ ARX " (8-7)

同様に、アンテナ素子 ANT3、アンテナ共用器 SW3、受信回路 RX 3を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 AR

32は、次の式（8— 8) で表わされる。

AR 32 =ATX 2 * A 23 * ARX 3 · · (8-8)

同様に、アンテナ素子 ANT 4、アンテナ共用器 SW4、受信回路 RX 4を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 AR

42は、次の式（8— 9) で表わされる。

AR42=ATX2*A24 *ARX4--- (8— 9)

ここで、（8— 7) 式を（8— 8) 式で除算すると、

AR 1 2/AR 32=ARX l/ARX 3 * (A1 2/A23)

(ARX 1/ARX3) = (AR1 2/AR32) / (A 1 2/A 23) … (8-10)

同様に、（8— 8) 式を（8— 9) 式で除算すると、 AR3 2/AR4 2=ARX3/ARX4 * (A 1 3 /A 24)

(ARX3/ARX4) = (AR3 2/AR4 2) / (A 23/A24)

… (8- 1 1)

同様に、（8— 9) 式を（8— 7) 式で除算すると、

AR42/AR 1 2=ARX4 ARX 1 * (A 24/A 1 2)

(ARX4/ARX 1 ) = (AR4 2/AR 1 2) / (A 24/A 1 2)

… (8- 1 2)

③ 図 67の構成において、信号処理回路 20から初期振幅 A I T 3力 S 1に固定された信号が、送信回路 TX3、アンテナ共用器 SW3を介してアンテナ素子 ΑΝΤ 3から送信され、他のアンテナ素子 ANT 1 , ΑΝΤ 2, ΑΝΤ4で受信される。

このうち、アンテナ素子 ΑΝΤ 1、アンテナ共用器 SW1、受信回路 RX 1を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 A R 1 3は、次の式（8— 1 3) で表わされる。

AR 1 3 =ATX 3 * A 1 3 * ARX 1 · · (8 - 1 3)

同様に、アンテナ素子 ANT 2、アンテナ共用器 SW2、受信回路 RX 2を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 AR 23は、次の式（8— 1 4) で表わされる。

AR 23 =ATX 3ネ A 23 * ARX 2··· (8- 1 4)

同様に、アンテナ素子 ANT4、アンテナ共用器 SW4、受信回路 RX 4を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 AR 43は、次の式（8— 1 5) で表わされる。

AR43=ATX 3 *A34 *ARX4--- (8- 1 5)

ここで、（8— 1 3) 式を（8— 1 4) 式で除算すると、

AR 1 3/AR 23 =ARX 1/ARX 2 * (A 1 3/A23)

(ARX 1/ARX 2) = (AR 1 3/AR 23) / (A 1 3/ A 23) … （8— 1 6)

同様に、（8— 1 4) 式を（8— 1 5) 式で除算すると、

AR23/AR43=ARX 2/ARX4 * (A 23/A34) (ARX 2/ARX4) = (AR 23/AR43) / (A 23 /A 34)

… (8- 1 7)

同様に、（8— 1 5) 式を（8— 13) 式で除算すると、

AR43/AR 13 =ARX4/ARX 1 * (A 34/ A 1 3)

(ARX4/ARX 1) = (AR43/AR 13) / (A34/ A 13)

… （8- 18)

④ 図 67の構成において、信号処理回路 20から初期振幅 A I T 4が 1に固定された信号が、送信回路 TX4、アンテナ共用器 SW4を介してアンテナ素子 ΑΝΤ4から送信され、他のアンテナ素子 ANT 1， ΛΝΤ2, ΑΝΤ3で受信される。

このうち、アンテナ素子 ΑΝΤ1、アンテナ共用器 SW1、受信回路 RX1を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 A R 14は、次の式（8— 1 9) で表わされる。

AR 14=ATX4 *A 14 *ARX 1… （8— 1 9)

同様に、アンテナ素子 ANT2、アンテナ共用器 SW2、受信回路 RX 2を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 AR

24は、次の式（8— 20) で表わされる。

AR24=ATX4 *A24 *ARX2--- (8-20)

同様に、アンテナ素子 ΛΝΤ3、アンテナ共用器 SW3、受信回路 RX 3を介して信号処理回路 20で受信された信号の、送信から受信までの振幅変動量 AR

34は、次の式（8— 21) で表わされる。

AR 34 =ATX 4ネ A 34 * ARX 3… (8-21 )

ここで、（ 8— 1 9 ) 式を（ 8— 20 ) 式で除算すると、

AR14/AR24=ARXl ARX2 * (A 14/A24)

(ARX 1/ARX 2) = (AR14/AR24) / (A14/A24)

… (8-22)

同様に、（8— 20) 式を（8— 21) 式で除算すると、

AR 24/AR 34 =ARX 2/ARX 3 * (A 24/A34)

(ARX2/ARX3) = (AR24/AR34) / (A 24/Λ34) … (8-23)

同様に、（8— 1 9) 式を（8— 21) 式で除算すると、

AR14/AR34=ARX 1/ARX3 * (A 14/ A34)

(ARX 1/ARX 3) = (AR 14/AR 34) / (A 14 /A 34) ··· (8— 24)

⑤ アンテナ素子 ANT 1および A NT 2の受信信号の振幅変動量の差（AR X 1/ARX 2) を算出する：

上述の式（8— 16) および（8— 22) の各々より（ARX1ZARX2) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。なお、両式の右辺第 1項は実測値から得ることができ、第 2項については、アンテナ素子間隔から厳密な値を計算することができる。したがって、算出された両式の値の差が誤差しきい値以下の場合にのみ、測定ミスがないものとして以下の平均化処理を行なう。以後の平均化処理の説明についても同様である。

(ARX 1/ARX 2) = [ { (AR 14/AR 24) / (A 14/ A 2 4) } + { (AR1 3/AR23) / (A 1 3 /A 23) } ] /2

… (8-25) 上述のように、この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔から計算された値に基づいて求められるため、差分（ARX 1ZARX2) の値が算出される。

⑥ アンテナ素子 ANT 2および ANT 3の受信信号の振幅変動量の差（AR

X 2/ARX 3) を算出する：

上述の式（8— 4) および（8— 23) の各々より（ARX2 ARX3) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(ARX 2/ARX 3) = [ { (AR 21 /AR 3 1 ) / (A 1 2/A 1 3) } + { (AR 24/AR 34) / (A 24/A 34) } ] / 2

··· (8— 26) この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔から計算した値に基づいて求められるため、差分（ARX2/ARX3) の値が算出される。

⑦ アンテナ素子 ANT 3および ΛΝΤ 4の受信信号の振幅変動量の差（AR X 3/ARX4) を算出する：

上述の式（8— 5) および（8— 1 1) の各々より（ARX3ZARX4) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(ARX3/ARX4) = [ { (AR3 1 /AR41) / (A 1 3/ A 1 4) } + { (AR32/AR42) / (A 23 /A 24) } ] /2

■·· (8-27) この式のお辺は実測値おょぴ予めアンテナ素子間隔から計算した値に基づいて求められるため、差分（ARX3ZARX4) の値が算出される。

⑧ アンテナ素子 ANT 4および ANT1の受信信号の振幅変動量の差（AR X4/ARX 1) を算出する：

上述の式（8— 1 2) および（8— 18) の各々より（ARX4 ARX1) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(ARX 4/ARX 1) = [ { (AR42/AR 1 2) / (A 24/A 1 2) } + { (AR43/AR 1 3) / (A34/A 1 3 ) } ] / 2

■·· (8-28) この式の右辺は実測値おょぴ予めアンテナ素子間隔から計算した値に基づいて求められるため、差分（ARX4/ARX 1) の値が算出される。

⑨ 受信応答べクトルを求める：

4つの伝送系のそれぞれアンテナ素子による受信信号の振幅変動量を A R (1) =ARX 1 , AR (2) =ARX 2, AR (3) =ARX 3, AR (4)

= ARX4と表わすと、 AR (1) ， AR (2) ， AR (3) ， AR (4) を成分とするべクトル A Rが振幅データの受信応答べクトルである。

上述の（8— 25) 式〜（8— 28) 式で求めたように、それぞれの振幅変動量の差分は、実測値等により（ARX1/ARX2) ，（ARX2/ARX3) ， (ARX 3/ARX4) ， (ARX4/ARX 1) の値として具体的に算出されているが、個々の振幅変動量 AR (1) ， AR (2) ， AR (3) ， AR (4) の値を知るには情報が不足している。

そこで、どれか 1つの伝送系の振幅変動量、たとえば AR (1) を基準値 1とおくことにより、上述の各差分の算出値から残りの伝送系の振幅変動量を個々に算出することが可能となる。すなわち、たとえば R (1) = 1とおけば、

AR (1) /AR (2) = (ARX 1/ARX 2) より

AR (2) =AR (1) / (ARX 1/ARX 2) となり、上記差分の実測値に基づいて AR (2) の値が算出される。

同様に、 AR (2) /AR (3) = (ARX 2/ARX 3) より

AR (3) =AR (2) / (ARX 2/ARX3) となり、上記差分の実測値に基づいて A R (3) の値が算出される。

同様に、 AR (3) /AR (4) = (ARX3/ARX4) より

AR (4) =AR (3) / (ARX3/ARX4) となり、上記差分の実測値に基づいて A R (4) の値が算出される。

以上のように、いずれか 1つの伝送系の振幅変動量を 1とおくことにより、他の伝送系の振幅変動量が個々に求まり、その結果、振幅データの受信応答べクトルが得られることになる。

( i ) まず、 AR (4) /AR (1) = (ARX4/ARX 1) であるが、 AR (1) =1とおいているため、測定が正しく行なわれていれば、本来的に A R (4) / (ARX4/ARX 1) はほぼ 1となるはずである。

したがって、 r t mp = I AR (4) / (ARX4/ARX 1) —1 | とおき、もしも r tmpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

(ii) 次に、上述の（8— 10) 式および（8— 24) 式の平均をとることにより、アンテナ素子 ANT 1および ANT3の振幅変動量の差（ARX lZA RX 3) を求める。

(ARX 1 /ARX 3 ) = [ { (AR 1 2/AR 32) / (A 1 2/A 2

3) } + { (AR 14/AR 34) / (A14/A34) } ] /2

ここで、 Al 2=A23 =A34 = A 14が成り立つため、

(ARX 1/ARX3) = { (AR 1 2/AR 32) + (AR 14/AR 3

4) } /2 この式の右辺は実測値から求められるため、（ARX 1ZARX3) の値が算出される。

ここで、 AR (1) /AR (3) = (ARX 1/ARX3) であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来的に、 {AR (1) /AR (3) } / (ARX 1 ノ ARX 3) はほぼ 1となるはずである。

したがって、 r t mp= I {AR (1) /AR (3) } / (ARX 1/ARX

3) -1 Iとおき、もしも r tmpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

(iii) 次に、上述の（8— 1 7) 式および（8— 6) 式の平均をとることにより、アンテナ素子 ANT 2および ANT 4の振幅変動量の差（ARX2/A RX4) を求める。

(ARX 2/ARX 4) = [ { (AR 23 /AR 43 ) / (A 23 /A 3

4) } + { (AR21/AR41) / (A 1 2/A 14) } ] / 1

ここで、 A12=A23=A34=A14が成り立つため、

(ARX 2/ARX4) = { (AR 23/AR43) + (AR 21 /AR4

1) } /2

この式の右辺は実測値から求められるため、（ARX2ZARX4) の値が算出される。

ここで、 AR (2) /AR (4) = (ARX 2/ARX4) であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来的に、

{AR (2) /AR (4) } / (ARX 2/ARX4) はほぼ 1となるはずである。

したがって、 r t mp = I {AR (2) /AR (4) } / (ARX 2/ARX 4) —1 Iとおき、もしも r t mpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

( 2 ) 送信応答べクトルの測定方法

次に送信応答べクトルの測定方法について説明する。

① アンテナ素子 ANT1および ΛΝΤ 2の送信信号の振幅変動量の差（A TX 1/ATX 2) を算出する：前述の（8— 2) 式を（8— 8) 式で除算すると、

AR3 1/AR3 2=ATX 1/ATX 2 * (A 1 3 /A 23)

(ATX l/ATX 2) = (AR3 1/AR3 2) / (A 1 3 /A 23)

… (8- 29) 同様に、（8— 3) 式を（8— 9) 式で除算すると、

AR4 1/AR4 2=ATX 1/ATX 2 * (A 1 4/A 24)

(ATX 1/ATX 2) = (AR4 1/AR4 2) / (A 1 4/A 24)

··· (8— 30) これらの式 (8- 29) および（8— 30) の各々より（ATX 1ZATX 2) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(ATX 1 /ATX 2) = [ { (AR 3 1 /AR 3 2) / (A 1 3 /A 2 3) } + { (AR4 1 / AR4 2) / (A 1 4/A24) } ] /2

… (8- 3 1) この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔から計算した値に基づレ、て求められるため差分（ATX 1ZATX2) の値が算出される。

② アンテナ素子 ANT 2および ΛΝΤ 3の送信信号の振幅変動量の差（A TX 2/ATX 3) を算出する：

前述の（8— 7) 式を（8— 1 3) 式で除算すると、

AR 1 2/AR 1 3 =ΑΤΧ 2/ΛΤΧ 3 * (A 1 2/A 1 3)

(ATX 2/ATX 3) = (AR 1 2/AR 1 3) / (A 1 2/A 1 3)

… (8- 3 2) 同様に、（8— 9) 式を（8— 1 5) 式で除算すると、

AR4 2/AR4 3 =ATX 2/ATX 3 * (A 24/A 34)

(ATX 2/ATX 3) = (AR4 2/AR4 3) / (A 24/A 34)

- - (8- 3 3) これらの式 (8-3 2) および（8— 3 3) の各々より（ATX 2/ATX 3) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(ATX 2/ATX 3 ) = [ { (AR 1 2/AR 1 3 ) / (A 1 2/A 1 3) } + { (AR4 2/AR43) / (A24/A34) } ] /2 ··· (8-34) この式の右辺は実測値および予めァンテナ素子間隔から計算した値に基づいて求められるため差分（ATX2ZAX3) の値が算出される。

③ アンテナ素子 ANT 3および A NT 4の送信信号の振幅変動量の差（A TX 3//ATX4) を算出する：

前述の（8— 13) 式を（8— 19) 式で除算すると、

AR 13/AR 14 =ATX 3/ATX * (A 1 3 /A 14)

(ATX 3 ATX 4) = (AR 1 3/AR 14) / (A 13 /A 14)

… (8-35) 同様に、（8— 14) 式を（8— 20) 式で除算すると、

AR23/AR24=ATX3/ATX4 * (A 23/A24)

(ATX3/ATX4) = (AR 23/AR 24) / (A 23/A24)

… （8— 36) これらの式 (8-35) および（8— 36) の各々より（ATX3ZATX 4) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(ATX 3/ATX 4) = [ { (AR 1 3/AR 1 4) / (A 1 3/A 1 4) } + { (AR 23/AR 24) / (A 23/A24) } ] /2

… (8-37) この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔から計算した値に基づいて求められるため差分（ATX3/ATX4) の値が算出される。

④ アンテナ素子 ANT 4および ANT 1の送信信号の振幅変動量の差（A TX4/ATX 1) を算出する：

前述の（8— 20) 式を（8— 1) 式で除算すると、

AR 24/AR 21 =ATX4 ATX 1 * (A24/A1 2)

(ATX4/ATX 1 ) = (AR 24/AR 21 ) / (A 24/A 1 2)

… (8-38) 同様に、（8— 21) 式を（8— 2) 式で除算すると、

AR34/AR31 =ATX4/ATX 1 * (A34/A 13)

(ATX4/ATX 1 ) = (AR34/AR3 l) / (A34/A 13) … (8-39) これらの式 (8-38) および（8— 39) の各々より（ATX4ZATX 1) は求まるが、より精度を向上させるため、両式の平均をとる。

(ATX 4/ATX 1 ) = [ { (AR 24/AR 2 1 ) / (A 24/A 1 2) } + { (AR34/AR31) / (A34/A1 3) } ] /2

… (8-40) この式の右辺は実測値および予めアンテナ素子間隔から計算した値に基づいて求められるため差分（ATX4ZATX 1) の値が算出される。

⑤ 送信応答ぺクトルを求める：

4つの伝送系のそれぞれのアンテナ素子による送信信号の振幅変動量 AT

(1) =ATX 1 , AT (2) =ATX 2, AT (3) =ATX 3 , AT (4) = ATX4と表わすと、（AT (1) ， AT (2) ， AT (3) ， AT (4) ) を成分とするべクトル ATが振幅データの送信応答べクトルである。

上述の式（8— 3 1) ，（8— 34) ， (8-37) , (8— 40) で求めたように、それぞれの振幅変動量の差分は、実測値により（ΛΤΧ 1/ΑΤΧ2) ， (ATX 2/ATX 3) , (ATX3/ATX4) , (ΑΤΧ4ΖΛΤΧ 1) の値として具体的に算出されているが、個々の振幅変動量 AT (1) ， AT (2) ， AT (3) , AT (4) の値を知るには情報が不足している。

そこで、いずれか 1つの伝送系の振幅変動量、たとえば AT (1) を基準値 1 とおくことにより、上述の各差分の算出値から残りの伝送系の振幅変動量を個々に算出することが可能となる。すなわち、たとえば AT (1) = 1とおけば、 AT (1) /AT (2) = (ATX 1/ATX 2) より

AT (2) =AT (1) / (ATX 1/ATX2) となり、上記差分の実測値に基づいて AT (2) の値が算出される。

同様に AT (2) /AT (3) = (ATX 2/ATX 3) より

AT (3) =AT (2) / (ATX 2/ATX 3) となり、上記差分の実測値に基づいて AT (3) の値が算出される。

同様に AT (3) /AT (4) = (ATX 3/ATX4) より

AT (4) =AT (3) / (ATX3/ATX4) となり、上記差分の実測値に基づいて AT (4) の値が算出される。

以上のように、いずれか 1つの伝送系の振幅変動量を 1とおくことにより、他の伝送系の振幅変動量が個々に求まり、その結果、振幅データの送信応答べクトルが得られることになる。

ここで、上述の測定結果にミスがないかを検查するいくつかの方法について説明する。

( i ) まず、 AT (4) /AT (1) = (ATX4/AT 1) であるが、 A T (1) = 1とおいているため、測定が正しく行なわれていれば、本来的に AT

(4) / (ATX4/ATX 1) はほぼ 1となるはずである。

したがって、 r t mp = I AT (4) / (ATX4/ATX l) — 1 | とおき、もしも r t mpが誤差しきい値以上であれば、測定ミスがあったものと判断する。

(ii) 次に、アンテナ素子 ANT 1および ANT 3の振幅変動量の差（AT X 1/ATX3) を求める。

まず、（8— 1) 式を（8— 1 4) 式で除算すると、

AR 21/AR 23 =ΑΤΧ 1/ΛΤΧ 3 * (A 1 2/A23)

(ATX 1/ATX3) = (AR2 1/AR 23) / (A 1 2 /A 23)

… (8-4 1) 同様に、（8— 3) 式を（8— 1 5) 式で除算すると、

AR4 1/AR43=ATX 1/ATX 3 * (A 1 4/A34)

(ATX 1/ATX3) = (AR4 1/AR43) / (A 1 4/A34)

··· (8-42) これら（8— 4 1) 式および（8— 4 2) 式の平均をとることにより、

(ATX 1 /ATX 3) = [ { (AR 2 1 /AR 2 3 ) / (A 1 / K 2 3) } + { (AR4 1/AR4 3) / (A 1 4/A34) } ] /2

ここで A1 2 =A 23 =A 34 =A 1 4が成り立つため、

(ATX 1/ATX3) = { (AR2 1/AR23) + (AR4 1/AR4 3) } /2

この式の右辺は実測値から求められるため（ATX 1/ATX 3) の値が算出される。ここで、 AT (1) /AT (3) = (ATX 1 /ATX 3) であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来的に、

{AT (1) /AT (3) } / (ATX 1/ATX3) はほぼ 1となるはずである。したがって、 r t mp= I {AT (1) /AT (3) } / (ATX l/A TX3) - 1 Iとおき、もしも r tmpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

(iii) 次に、アンテナ素子 ANT 2および ANT 4の振幅変動量の差（A

TX 2/ATX 4) を求める。

まず、（8— 7) 式を（8— 1 9) 式で除算すると、

AR 1 2/AR 14 =ATX 2/ATX 4 * (A 1 2/A 14)

(ATX 2/ATX4) = (AR 1 2/AR 14) / (A 1 2/ A 1 )

… (8-43) 同様に、（8— 8) 式を（8— 21) 式で除算すると、

AR32/AR34=ATX2 ATX4 * (A 23/A34)

(ATX 2/ATX4) = (AR 32/AR 34) / (A 23 /A 34)

··· (8-44) これら（8— 43) 式おょぴ（8— 44) 式の平均をとることにより

(ATX 2/ATX 4 ) = [ { (AR 1 2/AR 1 4) / (A 1 2/A 1 4) } + { (AR32/AR34) / (A23/A34) } ] /2

ここで、 A12=Α23=Α34=Λ14が成り立つため、

(ATX 2/ΑΤΧ4) = { (AR12/AR14) + (A32/Α34) } /2

この式の右辺は実測値から求められるため（ΑΤΧ2ΖΑΤΧ4) の値が算出される。

ここで、 AT (2) /AT (4) = (ATX 2ノ ATX 4) であるが、測定が正しく行なわれていれば、本来的に、

{AT (2) /AT (4) } / (ATX 2/ATX4) はほぼ 1となるはずである。

したがって r t mp = I {AT (2) /AT (4) } / (ATX 2/ATX 4) -1 Iとおき、もしも r tmpが誤差しきい値以上であれば、測定にミスがあったものと判断される。

(3) キャリブレーション

前述のように算出した受信応答ベクトル ARの振幅変動量 AR (1) ， AR

(2) ， AR (3) ， AR (4) から、送信応答べクトル ΛΤの振幅変動量 AT

(1) ， AT (2) ， AT (3) , AT (4) をそれぞれ減算することにより、対応する伝送系ごとに振幅変動量の受信時と送信時との差、すなわち振幅補正量を算出することができる。

信号処理回路 20は、このようにして伝送系ごとに算出された振幅補正量により、たとえば送信信号の初期振幅を予め調整することにより、振幅変動量のキヤリブレ一シヨンを実行する。

以上のように、この発明によれば、複数の伝送系を含む無線装置において、それぞれの伝送系において送信した既知の信号と測定された受信信号とに基づいて当該伝送系の伝送特性に関する情報を推定するように構成したので、特別な測定回路を別途設けることなく簡単かつ安価な構成で、各伝送系の受信回路と送信回路との間の伝送特性のキヤリブレ一ションを行なうことができる。

Claims

請求の範囲

1 . 伝送特性のキャリブレーションが可能な無線装置であって、 ' アンテナ（AN T) と、前記アンテナを共用する送信回路（T X) および受信回路（R X) とを各々が含む、 n ( nは n≥3の整数）個の信号伝送系と、キヤリブレーシヨン時に、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路から既知の信号を送信し、かつ前記送信された信号を前記 n個の信号伝送系の複数のものの前記受信回路で受信するように制御を行なう制御手段（2 2 ) と、

前記信号伝送系ごとに設けられ、当該信号伝送系の前記受信回路で受信された信号に対し前記既知の信号を用いて所定の信号処理を行なう信号処理手段（P E， A E) と、

前記信号伝送系の前記複数のものにおける前記信号処理手段によつて得られた信号を記憶する記憶手段（2 1 ) と、

前記記憶手段に記憶された信号に基づいて、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路および前記受信回路のそれぞれを信号が通過することによって当該信号に生じる位相回転量および振幅変動量の少なくとも一方に関する情報を算出する演算手段（2 2 ) とを備えた、無線装置。

2 . 前記演算手段によって算出された情報に基づいて、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路および前記受信回路の間の位相回転量の差および振幅変動量の差の少なくとも一方が 0になるように、位相回転量おょぴ振幅変動量の少なくとも一方のキャリブレーションを行なうキャリブレーション手段（P S， A T T) をさらに備えた、請求項 1に記載の無線装置。

3 . 前記演算手段によって算出された情報に基づいて、前記 η個の信号伝送系の各々の前記送信回路および前記受信回路の間の振幅変動量の差が前記 η個の信号伝送系の間で互いに等しくなるように、振幅変動量のキャリブレーションを行なうキャリブレーション手段（ΑΤ Τ) をさらに備えた、請求項 1に記載の無線装

4 . 前記制御手段は、前記 η個の信号伝送系の各々の前記送信回路から送信された前記既知の信号を、前記 η個の信号伝送系のすべての前記受信回路で受信するように制御を行なう、請求項 1に記載の無線装置。

5 . 前記制御手段は、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路から送信された前記既知の信号を、前記 n個の信号伝送系のうち前記既知の信号を送信した当該信号伝送系を除く信号伝送系の前記受信回路で受信するように制御を行なう、請求項 1に記載の無線装置。

6 . 前記制御手段は、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路からの前記信号の送信を逐次的に行なう、請求項 1に記載の無線装置。

7 . 前記制御手段は、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路からの前記信号の送信を同時に行なう、請求項 5に記載の無線装置。

8 . 前記信号処理手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々を前記既知の信号で除算する手段（MP ) と、

前記除算により得られた各々の信号の位相成分と振幅成分とを抽出する手段 ( S P) とを含み、

前記演算手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって抽出された前記位相成分とからなる第 1の連立一次方程式を導出する手段と、前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって抽出された前記振幅成分とからなる第 2の連立一次方程式を導出する手段と、前記第 1およぴ第 2の連立一次方程式を解いて前記未知の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に関する情報を算出する手段とを含む、請求項 6 に記載の無線装置。

9 . 前記信号処理手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々を前記既知の信号で除算する手段（M P ) と、

前記除算により得られた信号の各々の自然対数を計算し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（S P ) とを含み、前記演算手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された前記虚数部とからなる第 1の連立一次方程式を導出する手段と、前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された前記実数部とからなる第 2の連立一次方程式を導出する手段と、前記第 1および第 2の連立一次方程式を解いて前記未知の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に関する情報を算出する手段とを含む、請求項 6 に記載の無線装置。

1 0. 前記信号処理手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々の自然対数を計算し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（S P ) と、

前記分離された虚数部から、前記既知の信号の自然対数を計算した信号の虚数部を減ずる第 1の減算を行なう手段（S A) と、

前記分離された実数部から、前記既知の信号の自然対数を計算した信号の実数部を減ずる第 2の減算を行なう手段（S B ) とを含み、

前記演算手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第 1の減算により得られた虚数部と力らなる第 1の連立一次方程式を導出する手段と、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第 2の減算により得られた実数部とからなる第 2の連立一次方程式を導出する手段と、

前記第 1および第 2の連立一次方程式を解いて前記未知の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に関する情報を算出する手段とを含む、請求項 6 に記載の無線装置。

1 1 . 前記信号処理手段の前記所定の信号処理は、信号の時間平均処理を含む、請求項 6に記載の無線装置。

1 2 . 前記信号処理手段は、

前記除算により得られた信号の各々を時間平均する手段（T A) と、前記時間平均された信号の各々の自然対数を計算し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（S P ) とを含み、

前記演算手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された前記虚数部とからなる第 1の連立一次方程式を導出する手段と、前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された前記実数部とからなる第 2の連立一次方程式を導出する手段と、前記第 1および第 2の連立一次方程式を解いて前記未知の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に関する情報を算出する手段とを含む、請求項 1 1に記載の無線装置。

1 3 . 前記信号処理手段は、

前記除算により得られた各々の信号の位相成分と振幅成分とを抽出する手段 ( S P ) と、

前記抽出された位相成分および振幅成分の各々を時間平均する手段（T A) とを含み、

前記演算手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって時間平均された前記位相成分とからなる第 1の連立一次方程式を導出する手段と、前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって時間平均された前記振幅成分とからなる第 2の連立一次方程式を導出する手段と、前記第 1および第 2の連立一次方程式を解いて前記未知の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に関する情報を算出する手段とを含む、請求項 1 1に記載の無線装置。

1 4 . 前記信号処理手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々を前記既知の信号で除算する手段（M P) と、

前記除算により得られた信号の各々の自然対数を計算し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（S P ) と、

前記分離された虚数部および実数部の各々を時間平均する手段（T A) とを含み、

前記演算手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって時間平均された前記虚数部とからなる第 1の連立一次方程式を導出する手段と、前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって時間平均された前記実数部とからなる第 2の連立一次方程式を導出する手段と、前記第 1および第 2の連立一次方程式を解いて前記未知の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に関する情報を算出する手段とを含む、請求項 1 1に記載の無線装置。

1 5 . 前記信号処理手段は、

前記除算により得られた信号の各々の自然対数を計算する手段（L C) と、前記自然対数を計算した信号を時間平均する手段（T A) と、前記時間平均された信号を虚数部と実数部とに分離する手段（I Q) とを含み、前記演算手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された前記虚数部とからなる第 1の連立一次方程式を導出する手段と、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された前記実数部とからなる第 2の連立一次方程式を導出する手段と、

前記第 1および第 2の連立一次方程式を解いて前記未知の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に関する情報を算出する手段とを含む、請求項 1 1に記載の無線装置。

1 6 . 前記信号処理手段は、

前記分離された虚数部および実数部の各々を時間平均する手段（T A) と、前記時間平均された虚数部から、前記既知の信号の自然対数を計算した信号の虚数部を減ずる第 1の減算を行なう手段（S A) と、

前記時間平均された実数部から、前記既知の信号の自然対数を計算した信号の実数部を減ずる第 2の減算を行なう手段（S B ) とを含み、

前記演算手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の位相回転量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第 1の減算により得られた虚数部とからなる第 1の連立一次方程式を導出する手段と、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段による前記第 2の減算により得られた実数部とからなる第 2の連立一次方程式を導出する手段と、 WO QO/08777 PCT/JP99/04173 , 前記第 1および第 2の連立一次方程式を解いて前記未知の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に関する情報を算出する手段とを含む、請求項 1

1に記載の無線装置。

1 7 . 前記信号処理手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々の自然対数を計算する手段（L C) と、

前記自然対数を計算した信号を時間平均する手段（T A) と、

前記時間平均された信号を虚数部と実数部とに分離する手段（I Q) と、前記分離された虚数部から、前記既知の信号の自然対数を計算した信号の虚数部を減ずる第 1の減算を行なう手段（S A) と、

前記分離された実数部から、前記既知の信号の自然対数を計算した信号の実数部を減ずる第 2の減算を行なう手段（S B) とを含み、

前記演算手段は、

1 8 . 前記信号処理手段の前記所定の信号処理は、信号の相関処理を含む、請求項 1に記載の無線装置。

1 9 . 前記信号処理手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路から当該信号伝送系の前記受信回路で受信された信号の各々と前記既知の信号との相関処理を行なう手段（C R) と、前記相関処理により得られた信号の各々の自然対数を計算し、かつ虚数部と実数部とに分離する手段（S P ) とを含み、

前記演算手段は、

前記信号伝送系のそれぞれの前記送信回路および前記受信回路の振幅変動量に関する未知の変数と、前記信号伝送系のそれぞれの前記信号処理手段によって分離された前記実数部と力らなる第 2の連立一次方程式を導出する手段と、

前記第 1および第 2の連立一次方程式を解いて前記未知の変数としての前記位相回転量および前記振幅変動量に関する情報を算出する手段とを含む、請求項 1 8に記載の無線装置。

2 0 . 各前記信号伝送系ごとの前記送信回路および前記受信回路のそれぞれの位相回転量の差が前記 n個の信号伝送系の間で互いに異なり、かつ各前記信号伝送系ごとの前記送信回路および前記受信回路のそれぞれの振幅変動量の差が前記 n 個の信号伝送系の間で互いに異なるように、各前記信号伝送系ごとに前記位相回転量の差および前記振幅変動量の差をオフセットする手段をさらに備えた、請求項 5に記載の無線装置。

2 1 . 前記演算手段は、各前記連立一次方程式を構成する方程式の数が、前記未知の変数を算出するのに必要な方程式の数よりも多いときに、より高い精度で導出された方程式を選択して前記未知の変数の算出に用いる、請求項 8、 9、 1 0、 1 2、 1 5、 1 6または 1 7に記載の無線装置。

2 2 . 前記演算手段は、各前記連立一次方程式を構成する方程式のうち選択されなかった方程式を、選択された方程式を用いて算出された変数の検証に用いる、請求項 2 1に記載の無線装置。

2 3 . 各前記信号伝送系の前記送信回路または前記受信回路に入力される信号のパワーに応じて、前記キャリブレーション手段による前記キャリブレーションの量を補正する手段をさらに備えた、請求項 2または 3に記載の無線装置。

2 4 . アンテナ（A N T) と、前記アンテナを共用する送信回路（T X) および受信回路（R X) とを各々が含む、 n ( nは n≥3の整数）個の信号伝送系を備えた無線装置のためのキヤリブレーシヨン方法であって、

キヤリブレーシヨン時に、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路から既知の信号を送信し、かつ前記送信された信号を前記 n個の信号伝送系の複数のものの前記受信回路で受信するように制御を行なうステップと、

前記信号伝送系ごとに前記受信回路で受信された信号に対し前記既知の信号を用いて所定の信号処理を行なうステップと、

前記信号伝送系の前記複数のものにおける前記信号処理の結果得られた信号を記憶するステップと、

前記記憶された信号に基づいて、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路およぴ前記受信回路のそれぞれを信号が通過することによつて当該信号に生じる位相回転量および振幅変動量の少なくとも一方に関する情報を算出するステップと、

前記算出された情報に基づいて、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路および前記受信回路の間の位相回転量の差および振幅変動量の差の少なくとも一方のキヤリブレ一シヨンを行なうステップとを含む、キヤリブレーシヨン方法。

2 5 . 前記制御を行なうステップは、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路から送信された前記既知の信号を、前記 n個の信号伝送系のすべての前記受信回路で受信するように制御を行なうステップを含む、請求項 2 4に記載のキヤリブレーシヨン方法。

2 6 . 前記制御を行なうステップは、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路から送信された前記既知の信号を、前記 n個の信号伝送系のうち前記既知の信号を送信した当該信号伝送系を除く信号伝送系の前記受信回路で受信するように制御を行なうステップを含む、請求項 2 4に記載のキヤリブレ一シヨン方法。

2 7 . 前記制御を行なうステップは、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路からの前記信号の送信を逐次的に行なうステップを含む、請求項 2 4に記載のキャリブレーション方法。

2 8 . 前記制御を行なうステップは、前記 n個の信号伝送系の各々の前記送信回路からの前記信号の送信を同時に行なうステップを含む、請求項 2 6に記載のキャリブレ一シヨン方法。

2 9 . 前記所定の信号処理を行なうステップは、信号の時間平均処理を行なうステツプを含む、請求項 2 7に記載のキャリブレーション方法。

3 0 . 前記所定の信号処理を行なうステップは、信号の相関処理を行なうステツプを含む、請求項 2 4に記載のキャリブレーション方法。

3 1 . 各前記信号伝送系ごとの前記送信回路および前記受信回路のそれぞれの位相回転量の差が前記 n個の信号伝送系の間で互いに異なり、かつ各前記信号伝送系ごとの前記送信回路および前記受信回路のそれぞれの振幅変動量の差が前記 n 個の信号伝送系の間で互いに異なるように、各前記信号伝送系ごとに前記位相回転量の差および前記振幅変動量の差をオフセットするステップをさらに含む、請求項 2 6に記載のキヤリブレーション方法。

3 2 . 各前記信号伝送系の前記送信回路または前記受信回路に入力される信号のパワーに応じて、前記キャリブレーションするステップによる前記キヤリブレーシヨンの量を補正するステップをさらに含む、請求項 2 4に記載のキヤリブレーシヨン方法。

3 3 . 伝送特性のキャリブレーションが可能な無線装置であって、

アンテナ素子（AN T) と、前記ナンテナ素子を共用する送信回路（T X) および受信回路（R X) とを各々が含む、 4個の信号伝送系を備え、前記 4個の信号伝送系のそれぞれの前記アンテナ素子は、正方形の頂点に位置するようにそれぞれ配され、

前記 4個の信号伝送系の各々の前記送信回路から初期位相が固定された信号を送信し、前記信号を送信した当該信号伝送系を除く残りの信号伝送系の前記受信回路で受信して、受信した前記信号伝送系ごとに、前記信号の送信から受信までの位相回転量を測定する手段と、

前記測定された位相回転量に基づいて、前記正方形上で隣接する 2つの信号伝送系の組合せごとに、前記受信回路間の位相回転量の差を算出する手段と、前記 4個の信号伝送系のいずれか 1つの前記受信回路の位相回転量を所定の基準値におくことにより、残りの信号伝送系の個々の受信回路の位相回転量を算出する手段と、前記測定された位相回転量に基づいて、前記正方形上で隣接する 2つの信号伝送系の組合せごとに、前記送信回路間の位相回転量の差を算出する手段と、前記 4個の信号伝送系のいずれか 1つの前記送信回路の位相回転量を所定の基準値におくことにより、残りの信号伝送系の個々の送信回路の位相回転量を算出する手段と、

前記信号伝送系ごとに算出された受信回路の位相回転量およぴ送信回路の位相回転量の差を位相補正量として算出する手段とをさらに備えた、無線装置。

3 4 . 伝送特性のキヤリブレーシヨンが可能な無線装置であって、

アンテナ素子（AN T) と、前記アンテナ素子を共用する送信回路（T X) および受信回路（R X) とを各々が含む、 4個の信号伝送系を備え、前記 4個の信号伝送系のそれぞれの前記アンテナ素子は、正方形の頂点に位置するようにそれぞれ配され、

前記 4個の信号伝送系の各々の前記送信回路から初期振幅が固定された信号を送信し、前記信号を送信した当該信号伝送系を除く残りの信号伝送系の前記受信回路で受信して、受信した前記信号伝送系ごとに、前記信号の送信から受信までの振幅変動量を測定する手段と、

前記測定された振幅変動量に基づいて、前記正方形上で隣接する 2つの信号伝送系の組合せごとに、前記受信回路間の振幅変動量の差を算出する手段と、前記 4個の信号伝送系のいずれか 1つの前記受信回路の振幅変動量を所定の基準値におくことにより、残りの信号伝送系の個々の受信回路の振幅変動量を算出する手段と、

前記測定された振幅変動量に基づいて、前記正方形上で隣接する 2つの信号伝送系の組合せごとに、前記送信回路間の振幅変動量の差を算出する手段と、前記 4個の信号伝送系のいずれか 1つの前記送信回路の振幅変動量を所定の基準値におくことにより、残りの信号伝送系の個々の送信回路の振幅変動量を算出する手段と、

前記信号伝送系ごとに算出された受信回路の振幅変動量および送信回路の振幅変動量の差を振幅補正量として算出する手段とをさらに備えた、無線装置。