JP3283112B2 - エミッタホロワ回路 - Google Patents
エミッタホロワ回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は電子回路一般に用いら
れているエミッタホロワ回路に係り、特に半導体集積回
路化に好適なエミッタホロワ回路に関する。
れているエミッタホロワ回路に係り、特に半導体集積回
路化に好適なエミッタホロワ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】アナログ集積回路において、回路負荷を
ドライブするため、低インピーダンス出力を得る回路と
して最も一般的なものに図６に示す、ベースを入力と
し、コレクタに電源Ｖccが、エミッタに電流源Ｉｏがそ
れぞれ接続されたトランジスタＱ1 のエミッタから出力
を取り出すエミッタホロワ回路がある。この回路の出力
インピーダンスＲｏは、
ドライブするため、低インピーダンス出力を得る回路と
して最も一般的なものに図６に示す、ベースを入力と
し、コレクタに電源Ｖccが、エミッタに電流源Ｉｏがそ
れぞれ接続されたトランジスタＱ1 のエミッタから出力
を取り出すエミッタホロワ回路がある。この回路の出力
インピーダンスＲｏは、
【数１】 で表すことができる。ただし、ＶＴは熱電圧、ｑは電子
素量、ｋはボルツマン定数である。
素量、ｋはボルツマン定数である。
【０００３】バイアス電流Ｉｏの値として実用的な１０
０μＡ前後ではＲｏの値は２５０Ω程度であり、負荷変
動が少ないことが要求される用途においては出力インピ
ーダンスとしてやや大きい。また出力インピーダンスを
さらに下げるためには、（１）式からも明らかなよう
に、バイアス電流Ｉｏを増す必要がある。特に１０Ω以
下の出力インピーダンスが要求される場合などは２．５
ｍＡもの電流を必要とし、著しく消費電流が増えるとい
う欠点がある。
０μＡ前後ではＲｏの値は２５０Ω程度であり、負荷変
動が少ないことが要求される用途においては出力インピ
ーダンスとしてやや大きい。また出力インピーダンスを
さらに下げるためには、（１）式からも明らかなよう
に、バイアス電流Ｉｏを増す必要がある。特に１０Ω以
下の出力インピーダンスが要求される場合などは２．５
ｍＡもの電流を必要とし、著しく消費電流が増えるとい
う欠点がある。
【０００４】消費電流をそれほど増やさずに低インピー
ダンスを実現する回路として、図７のようにエミッタホ
ロワのバイアス電流に帰還をかける方法がある。これは
エミッタホロワトランジスタＱ2 のエミッタ端に負荷電
流が流れてエミッタ電位に変動あるような場合、このエ
ミッタ電位と負荷につながらない基準のエミッタホロワ
トランジスタＱ3 のエミッタ電位とをオペアンプＯＰで
比較し、その比較出力によりトランジスタＱ2 のバイア
ス電流ＩＢを制御するものである。
ダンスを実現する回路として、図７のようにエミッタホ
ロワのバイアス電流に帰還をかける方法がある。これは
エミッタホロワトランジスタＱ2 のエミッタ端に負荷電
流が流れてエミッタ電位に変動あるような場合、このエ
ミッタ電位と負荷につながらない基準のエミッタホロワ
トランジスタＱ3 のエミッタ電位とをオペアンプＯＰで
比較し、その比較出力によりトランジスタＱ2 のバイア
ス電流ＩＢを制御するものである。
【０００５】すなわち、負荷電流ＩＬが流れ、トランジ
スタＱ2 に流れる電流が減って出力電圧Ｖｏが浮いてし
まうときに、オペアンプＯＰには正の電圧が出力され、
バイアス電流ＩＢが増え、上記の電流減少が補償される
ことになる。このような帰還動作により出力インピーダ
ンスは単なるエミッタホロワ回路に比べ著しく低下させ
ることができる。
スタＱ2 に流れる電流が減って出力電圧Ｖｏが浮いてし
まうときに、オペアンプＯＰには正の電圧が出力され、
バイアス電流ＩＢが増え、上記の電流減少が補償される
ことになる。このような帰還動作により出力インピーダ
ンスは単なるエミッタホロワ回路に比べ著しく低下させ
ることができる。
【０００６】しかしながら、オペアンプＯＰを使用して
いるため、帰還動作の周波数応答性が悪く，ビデオ帯域
以上の高周波領域においては、出力インピーダンスをそ
れほど低くはできないことと、回路も複雑になり、素子
数も多くなるという欠点がある。このような欠点は図７
の場合に限らず同じ目的でオペアンプのボルテージホロ
ワ回路を用いる場合なども全く同じ問題点があった。
いるため、帰還動作の周波数応答性が悪く，ビデオ帯域
以上の高周波領域においては、出力インピーダンスをそ
れほど低くはできないことと、回路も複雑になり、素子
数も多くなるという欠点がある。このような欠点は図７
の場合に限らず同じ目的でオペアンプのボルテージホロ
ワ回路を用いる場合なども全く同じ問題点があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来のエミッ
タホロワ回路では、高周波領域において出力インピーダ
ンスをそれほど低くできず、回路も複雑になり、素子数
も多くなるという欠点があった。
タホロワ回路では、高周波領域において出力インピーダ
ンスをそれほど低くできず、回路も複雑になり、素子数
も多くなるという欠点があった。
【０００８】この発明は、簡単な回路構成と少ない消費
電流で周波数特性がよく負荷変動の極めて少ないエミッ
タホロワ回路を提供する。
電流で周波数特性がよく負荷変動の極めて少ないエミッ
タホロワ回路を提供する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、エミッタホロワ回路の受け側において、エミッタ
ホロワ回路の負荷電流と大きさが同じで方向が逆の電流
を作り、この電流をエミッタホロワ回路の出力端に直接
供給する負荷電流を補償する手段を備えてなることを特
徴とする。
めに、エミッタホロワ回路の受け側において、エミッタ
ホロワ回路の負荷電流と大きさが同じで方向が逆の電流
を作り、この電流をエミッタホロワ回路の出力端に直接
供給する負荷電流を補償する手段を備えてなることを特
徴とする。
【００１０】
【作用】上記した手段により、エミッタホロワ回路の出
力端においては、負荷電流がその補償電流と相殺されて
負荷による出力端の電位変動が理論的には全く生じない
ことになる。このような補償電流は、レベルシフト回路
などの直流応用回路の場合、カレントミラーの折り返し
を用いて生成し、フィルタ回路などの交流応用回路の場
合、差動アンプのコレクタ電流出力を用いて容易に作る
ことができる。
力端においては、負荷電流がその補償電流と相殺されて
負荷による出力端の電位変動が理論的には全く生じない
ことになる。このような補償電流は、レベルシフト回路
などの直流応用回路の場合、カレントミラーの折り返し
を用いて生成し、フィルタ回路などの交流応用回路の場
合、差動アンプのコレクタ電流出力を用いて容易に作る
ことができる。
【００１１】
【実施例】以下、この発明の実施例について図面ととも
に詳細に説明する。図１はこの発明の一実施例を説明す
るためのもので、図１は直流的な例を示している。図１
において、コレクタが電源Ｖccに接続されたトランジス
タＱのベースに入力を供給し、電流源Ｉを介して接地さ
れたエミッタから抵抗Ｒを介して次段の回路網１１にΔ
ＩＬを出力し、回路網１１からトランジスタＱのエミッ
タに、抵抗Ｒを介して流した電流とは逆方向の電流ΔＩ
Ｌを流して打ち消すようにしたものである。
に詳細に説明する。図１はこの発明の一実施例を説明す
るためのもので、図１は直流的な例を示している。図１
において、コレクタが電源Ｖccに接続されたトランジス
タＱのベースに入力を供給し、電流源Ｉを介して接地さ
れたエミッタから抵抗Ｒを介して次段の回路網１１にΔ
ＩＬを出力し、回路網１１からトランジスタＱのエミッ
タに、抵抗Ｒを介して流した電流とは逆方向の電流ΔＩ
Ｌを流して打ち消すようにしたものである。
【００１２】図２はこの発明の他の実施例の交流的な例
の概念図を説明するためのものである。図２はコレクタ
が電源Ｖccに接続されたトランジスタＱのベースに入力
を供給し、電流源Ｉを介して接地されたエミッタからコ
ンデンサＣを介して次段の回路網１２にΔＩＬを出力
し、回路網１２からトランジスタＱのエミッタに、コン
デンサＣを介して流した電流とは逆方向の電流ΔＩＬを
流して打ち消すようにしたものである。
の概念図を説明するためのものである。図２はコレクタ
が電源Ｖccに接続されたトランジスタＱのベースに入力
を供給し、電流源Ｉを介して接地されたエミッタからコ
ンデンサＣを介して次段の回路網１２にΔＩＬを出力
し、回路網１２からトランジスタＱのエミッタに、コン
デンサＣを介して流した電流とは逆方向の電流ΔＩＬを
流して打ち消すようにしたものである。
【００１３】図１および図２の実施例ともに、負荷電流
であるΔＩＬが補償電流であるΔＩＬにより相殺されて
負荷による出力端の電位変動が理論的には全く生じない
ことになる。
であるΔＩＬが補償電流であるΔＩＬにより相殺されて
負荷による出力端の電位変動が理論的には全く生じない
ことになる。
【００１４】図３は図１のエミッタホロワ回路を、レベ
ルシフト回路に適用したこの発明の応用例を説明する回
路図である。３１は入力信号を入力する入力であり、こ
の入力３１はコレクタを電源Ｖccに接続されたトランジ
スタＱ1 のベースに接続する。トランジスタＱ1 のエミ
ッタは電流源３２を介して接地するとともに抵抗Ｒ1を
介してトランジスタＱ2 のベースに接続する。トランジ
スタＱ2 のエミッタは電流源３３を介して電源Ｖccに接
続するとともに出力３４に接続する。３５はオペアンプ
であり、オペアンプ３５の非反転入力は定電圧源３６
に、反転入力はトランジスタＱ3 のエミッタに接続す
る。トランジスタＱ3 のベースは、オペアンプ３５の出
力に接続し、コレクタはカレントミラーＣＭ１の入力に
接続する。カレントミラーＣＭ１の第１の出力ＣＭａは
抵抗Ｒ1 とトランジスタＱ2 のベースとの接続点に接続
する。カレントミラーＣＭ１の第２の出力ＣＭｂはカレ
ントミラーＣＭ２の入力に、カレントミラーＣＭ２の出
力はトランジスタＱ1 のエミッタと抵抗Ｒ1 の接続点に
接続する。
ルシフト回路に適用したこの発明の応用例を説明する回
路図である。３１は入力信号を入力する入力であり、こ
の入力３１はコレクタを電源Ｖccに接続されたトランジ
スタＱ1 のベースに接続する。トランジスタＱ1 のエミ
ッタは電流源３２を介して接地するとともに抵抗Ｒ1を
介してトランジスタＱ2 のベースに接続する。トランジ
スタＱ2 のエミッタは電流源３３を介して電源Ｖccに接
続するとともに出力３４に接続する。３５はオペアンプ
であり、オペアンプ３５の非反転入力は定電圧源３６
に、反転入力はトランジスタＱ3 のエミッタに接続す
る。トランジスタＱ3 のベースは、オペアンプ３５の出
力に接続し、コレクタはカレントミラーＣＭ１の入力に
接続する。カレントミラーＣＭ１の第１の出力ＣＭａは
抵抗Ｒ1 とトランジスタＱ2 のベースとの接続点に接続
する。カレントミラーＣＭ１の第２の出力ＣＭｂはカレ
ントミラーＣＭ２の入力に、カレントミラーＣＭ２の出
力はトランジスタＱ1 のエミッタと抵抗Ｒ1 の接続点に
接続する。
【００１５】このように構成されたレベルシフト回路は
抵抗Ｒ1 に発生する直流電圧を可変することにより変化
させて出力を調整するものである。調整値とレベルシフ
ト量の関係が正しく制御できるように、入力にトランジ
スタＱ1 と電流源３２とにより構成されるエミッタホロ
ワ回路を入れて、抵抗Ｒ1 への出力インピーダンスを下
げている。出力３４の出力インピーダンスを下げるた
め、トランジスタＱ2 と電流源３３とによりエミッタホ
ロワ回路を構成して出力している。調整電流はオペアン
プ３５、定電圧源３６、トランジスタＱ３それに可変抵
抗Ｒ2 で構成される電圧電流変換回路とにより生成す
る。
抵抗Ｒ1 に発生する直流電圧を可変することにより変化
させて出力を調整するものである。調整値とレベルシフ
ト量の関係が正しく制御できるように、入力にトランジ
スタＱ1 と電流源３２とにより構成されるエミッタホロ
ワ回路を入れて、抵抗Ｒ1 への出力インピーダンスを下
げている。出力３４の出力インピーダンスを下げるた
め、トランジスタＱ2 と電流源３３とによりエミッタホ
ロワ回路を構成して出力している。調整電流はオペアン
プ３５、定電圧源３６、トランジスタＱ３それに可変抵
抗Ｒ2 で構成される電圧電流変換回路とにより生成す
る。
【００１６】定電圧源３６の値をＶｂとすると調整電流
ΔＩは（Ｖcc−Ｖｂ）／Ｒ2 となる。この電流がカレン
トミラーＣＭ1 で折り返されて第１の出力ＣＭａより調
整電流ΔＩを抵抗Ｒ１に流すとともに、同じ電流ΔＩを
さらに第２の出力ＣＭｂにより折り返してトランジスタ
Ｑ1 のエミッタ端に供給する。
ΔＩは（Ｖcc−Ｖｂ）／Ｒ2 となる。この電流がカレン
トミラーＣＭ1 で折り返されて第１の出力ＣＭａより調
整電流ΔＩを抵抗Ｒ１に流すとともに、同じ電流ΔＩを
さらに第２の出力ＣＭｂにより折り返してトランジスタ
Ｑ1 のエミッタ端に供給する。
【００１７】一般のレベルシフト回路は、カレントミラ
ーＣＭ1 の第２の出力ＣＭｂとカレントミラーＣＭ2 と
は構成にない。この場合でも第１の出力ＣＭａが供給す
る電流ΔＩと抵抗Ｒ1 との積でレベルシフト量がΔＩＲ
1 が決まり、これだけでレベルシフトの機能は一応果た
す。しかし調整電流ΔＩはそのままトランジスタＱ1を
流れる電流の一部となるため調整によってトランジスタ
Ｑ1 のエミッタ電流密度が変わることにより、レベルシ
フト量はΔＩＲ1 に対し、エミッタホロワの出力抵抗分
で決まる次式の第２項の分だけずれることになる。
ーＣＭ1 の第２の出力ＣＭｂとカレントミラーＣＭ2 と
は構成にない。この場合でも第１の出力ＣＭａが供給す
る電流ΔＩと抵抗Ｒ1 との積でレベルシフト量がΔＩＲ
1 が決まり、これだけでレベルシフトの機能は一応果た
す。しかし調整電流ΔＩはそのままトランジスタＱ1を
流れる電流の一部となるため調整によってトランジスタ
Ｑ1 のエミッタ電流密度が変わることにより、レベルシ
フト量はΔＩＲ1 に対し、エミッタホロワの出力抵抗分
で決まる次式の第２項の分だけずれることになる。
【００１８】
【数２】 調整に高い精度が要求される回路では、このずれ分が精
度のよい調整の妨げとなり、特にこれが温度によって変
化することが問題となる。このようなずれを補償するの
がカレントミラーＣＭ1 の第２の出力ＣＭｂからカレン
トミラーＣＭ2で折り返してトランジスタＱ1 のエミッ
タに調整電流ΔＩを供給している経路である。
度のよい調整の妨げとなり、特にこれが温度によって変
化することが問題となる。このようなずれを補償するの
がカレントミラーＣＭ1 の第２の出力ＣＭｂからカレン
トミラーＣＭ2で折り返してトランジスタＱ1 のエミッ
タに調整電流ΔＩを供給している経路である。
【００１９】これにより、トランジスタＱ1 に流れる電
流は、調整電流ΔＩに全く依存しないで、常に一定のバ
イアス電流だけということになる。トランジスタＱ1 の
エミッタ端電圧は調整による変化が全くない。換言する
れば、調整に対するトランジスタＱ1 のエミッタ端イン
ピーダンスは無限小であると言える。これを従来回路に
カレントミラーＣＭ1 の第２の出力ＣＭｂとカレントミ
ラーＣＭ2 を付け加えるだけで現実しており、消費電流
もほとんど増えていない。
流は、調整電流ΔＩに全く依存しないで、常に一定のバ
イアス電流だけということになる。トランジスタＱ1 の
エミッタ端電圧は調整による変化が全くない。換言する
れば、調整に対するトランジスタＱ1 のエミッタ端イン
ピーダンスは無限小であると言える。これを従来回路に
カレントミラーＣＭ1 の第２の出力ＣＭｂとカレントミ
ラーＣＭ2 を付け加えるだけで現実しており、消費電流
もほとんど増えていない。
【００２０】図４はフィルタ回路のＡＣ結合部に、図２
のエミッタホロワ回路を適用した実施例を説明するもの
である。この実施例では、フィルタの前段部の出力また
は前段回路の出力を、トランジスタＱ4 と電流源４２と
からなるエミッタホロワ回路を介してフィルタ回路の入
力段４３に供給する部分を示している。信号はエミッタ
ホロワ回路の出力がコンデンサＣを介して差動トランジ
スタのＱ5 とＱ6 、電流源４４と４５とからなるトラン
スコンダクタンス回路の出力端に入力する。
のエミッタホロワ回路を適用した実施例を説明するもの
である。この実施例では、フィルタの前段部の出力また
は前段回路の出力を、トランジスタＱ4 と電流源４２と
からなるエミッタホロワ回路を介してフィルタ回路の入
力段４３に供給する部分を示している。信号はエミッタ
ホロワ回路の出力がコンデンサＣを介して差動トランジ
スタのＱ5 とＱ6 、電流源４４と４５とからなるトラン
スコンダクタンス回路の出力端に入力する。
【００２１】このようなＡＣ結合は入力段４３がＢＰＦ
やＨＰＦの場合、入力段４３を構成する各段の接続部に
多く用いられ、コンデンサＣの値とトランスコンダクタ
ンス値とによりフィルタの時定数を形成する。この場
合、エミッタホロワ回路の出力抵抗がコンデンサＣと直
列に入ることになり、フィルタの特性に影響を与える。
特に高周波フィルタやＱの高いフィルタの場合、この直
列抵抗がフィルタの特性に及ぼす影響は大きく、大きな
特性誤差となってしまう。この誤差の対策として従来は
電流源４２の電流を増やして出力抵抗を下げることしか
有効な手段がなかったが、大電流を必要とする割りに効
果に限界があった。
やＨＰＦの場合、入力段４３を構成する各段の接続部に
多く用いられ、コンデンサＣの値とトランスコンダクタ
ンス値とによりフィルタの時定数を形成する。この場
合、エミッタホロワ回路の出力抵抗がコンデンサＣと直
列に入ることになり、フィルタの特性に影響を与える。
特に高周波フィルタやＱの高いフィルタの場合、この直
列抵抗がフィルタの特性に及ぼす影響は大きく、大きな
特性誤差となってしまう。この誤差の対策として従来は
電流源４２の電流を増やして出力抵抗を下げることしか
有効な手段がなかったが、大電流を必要とする割りに効
果に限界があった。
【００２２】この実施例では、電流源４２の直流値を増
やさずに、トランジンタＱ5 のコレクタを電源Ｖccから
エミッタホロワの出力端につなぎ変えるだけでこの問題
を解決している。シングル型のフィルタの場合、信号入
力であるトランジスタＱ6 の反対側のトランジスタのコ
レクタ端は、電源Ｖccにつないであることが多いので、
このような配線のつなぎ換えだけで容易に実現できる。
コンデンサＣを流れる交流電流は、そのままトランジス
タＱ6 のコレクタ電流となる。トランジスタＱ5 とＱ6
とは差動回路を形成しているので両者のコンクタ電流は
互いに逆相の交流電流が流れる。
やさずに、トランジンタＱ5 のコレクタを電源Ｖccから
エミッタホロワの出力端につなぎ変えるだけでこの問題
を解決している。シングル型のフィルタの場合、信号入
力であるトランジスタＱ6 の反対側のトランジスタのコ
レクタ端は、電源Ｖccにつないであることが多いので、
このような配線のつなぎ換えだけで容易に実現できる。
コンデンサＣを流れる交流電流は、そのままトランジス
タＱ6 のコレクタ電流となる。トランジスタＱ5 とＱ6
とは差動回路を形成しているので両者のコンクタ電流は
互いに逆相の交流電流が流れる。
【００２３】従って、トランジスタＱ5 のコレクタを、
トランジスタＱ4 のエミッタにつないでおけば、トラン
ジスタＱ4 のエミッタ側から見た電流は、コンデンサＣ
を流れる交流電流ｉとトランジスタＱ5 のコレクタを流
れる交流電流−ｉとが互いに打ち消し合い、トランジス
タＱ4 のエミッタに交流電流は流れないことになる。こ
れはフィルタの入力段４３の側から見たエミッタホロワ
の出力インピーダンスが無限小であることと等価であ
る。コンデンサＣに直列に入る抵抗分は０ということに
なり、理想的なフィルタ特性を実現することができる。
この場合、回路素子や消費電流を全く増やすことなく実
現することができる。
トランジスタＱ4 のエミッタにつないでおけば、トラン
ジスタＱ4 のエミッタ側から見た電流は、コンデンサＣ
を流れる交流電流ｉとトランジスタＱ5 のコレクタを流
れる交流電流−ｉとが互いに打ち消し合い、トランジス
タＱ4 のエミッタに交流電流は流れないことになる。こ
れはフィルタの入力段４３の側から見たエミッタホロワ
の出力インピーダンスが無限小であることと等価であ
る。コンデンサＣに直列に入る抵抗分は０ということに
なり、理想的なフィルタ特性を実現することができる。
この場合、回路素子や消費電流を全く増やすことなく実
現することができる。
【００２４】図５を用いて全差動型フィルタ回路のＡＣ
結合部に適用したこの発明の他の実施例について説明す
る。この実施例はフィルタの前段部の差動出力または前
段回路の差動出力をトランジスＱ7 と電流源５１、トラ
ンジスタＱ8 と電流源５２とからなる一対のエミッタホ
ロワ回路を介してフィルタ回路の差動入力部５３へ供給
する部分を示している。
結合部に適用したこの発明の他の実施例について説明す
る。この実施例はフィルタの前段部の差動出力または前
段回路の差動出力をトランジスＱ7 と電流源５１、トラ
ンジスタＱ8 と電流源５２とからなる一対のエミッタホ
ロワ回路を介してフィルタ回路の差動入力部５３へ供給
する部分を示している。
【００２５】差動信号はエミッタホロワの出力がコンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 を介して差動トランジスタＱ10とＱ11，
電流源５４〜５６とからなる全差動出力型のトランスコ
ンダクタンス回路の一対の出力端に入力する。コンデン
サＣ1 ，Ｃ2 に直列に入るエミッタホロワの出力抵抗分
がフィルタの高周波特性やＱの値を制御する点は、図３
の回路と全く同じである。
ンサＣ1 ，Ｃ2 を介して差動トランジスタＱ10とＱ11，
電流源５４〜５６とからなる全差動出力型のトランスコ
ンダクタンス回路の一対の出力端に入力する。コンデン
サＣ1 ，Ｃ2 に直列に入るエミッタホロワの出力抵抗分
がフィルタの高周波特性やＱの値を制御する点は、図３
の回路と全く同じである。
【００２６】この場合もコンデンサＣ1 ，Ｃ2 を流れる
交流電流に対し、逆相の交流電流をエミッタホロワトラ
ンジスタＱ7 ，Ｑ8 のエミッタ端へ供給すればよく、差
動トランジスタＱ10，Ｑ11の両方のコレクタ出力を使用
しているためそのまま使えるコレクタ出力がない。
交流電流に対し、逆相の交流電流をエミッタホロワトラ
ンジスタＱ7 ，Ｑ8 のエミッタ端へ供給すればよく、差
動トランジスタＱ10，Ｑ11の両方のコレクタ出力を使用
しているためそのまま使えるコレクタ出力がない。
【００２７】そこでトランジスタＱ10，Ｑ11とからなる
トランスコンダクタンス回路とベース入力を同じにし、
トランジスタＱ12，Ｑ13、電流源５７からなるトランス
コンダクタンス回路を設け、コレクタを元の差動対の場
合と入れ換えてトランジスタＱ12のコレクタをトランジ
スタＱ8 のエミッタ端へ、トランジスタＱ14のコレクタ
をトランジスタＱ7 のエミッタ端へそれぞれ接続する。
この場合電流源５６と５７の電流値を同じにし、両方の
差動回路のトランスコンダクタンス値を同じにしてお
く。
トランスコンダクタンス回路とベース入力を同じにし、
トランジスタＱ12，Ｑ13、電流源５７からなるトランス
コンダクタンス回路を設け、コレクタを元の差動対の場
合と入れ換えてトランジスタＱ12のコレクタをトランジ
スタＱ8 のエミッタ端へ、トランジスタＱ14のコレクタ
をトランジスタＱ7 のエミッタ端へそれぞれ接続する。
この場合電流源５６と５７の電流値を同じにし、両方の
差動回路のトランスコンダクタンス値を同じにしてお
く。
【００２８】このような回路形式とすることにより、コ
ンデンサＣ1 を流れる交流電流ｉ１と大きさが同じで逆
相の交流電流−ｉ１がトランジスタＱ13のコレクタより
トランジスタＱ7 のエミッタ端へ、コンデンサＣ2 を流
れる交流電流ｉ２と大きさが同じで逆相の交流電流−ｉ
２がトランジスタＱ12のコレクタよりトランジスタＱ8
のエミッタ端に流れて、トランジスタＱ7 とＱ8 のエミ
ッタ端での交流電流は打ち消し合う。
ンデンサＣ1 を流れる交流電流ｉ１と大きさが同じで逆
相の交流電流−ｉ１がトランジスタＱ13のコレクタより
トランジスタＱ7 のエミッタ端へ、コンデンサＣ2 を流
れる交流電流ｉ２と大きさが同じで逆相の交流電流−ｉ
２がトランジスタＱ12のコレクタよりトランジスタＱ8
のエミッタ端に流れて、トランジスタＱ7 とＱ8 のエミ
ッタ端での交流電流は打ち消し合う。
【００２９】この結果、トランジスタＱ7 とＱ8 の２つ
のエミッタホロワの出力インピーダンスは、交流信号に
対して無限小ということになり、理想的なフィルタ特性
を実現することができる。
のエミッタホロワの出力インピーダンスは、交流信号に
対して無限小ということになり、理想的なフィルタ特性
を実現することができる。
【００３０】この実施例の構成は、トランジススタＱ1
2，Ｑ13と電流源５７だけの回路素子の小規模な追加で
すむ。しかも折り返しなどの周波数特性劣化の要因を含
まないため、高周波まですぐれた補償特性を得ることが
できる。
2，Ｑ13と電流源５７だけの回路素子の小規模な追加で
すむ。しかも折り返しなどの周波数特性劣化の要因を含
まないため、高周波まですぐれた補償特性を得ることが
できる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、この発明のエミッ
タホロワ回路は簡単な回路構成の追加のみでエミッタホ
ロワ回路の出力抵抗を見掛上ほぼ零にすることができ
る。しかも直流電流、交流電流に拘らず同じ考え方で補
償可能のため、たとえば直流レベル調整用レベルシフト
回路や各種フィルタ回路のＡＣ結合部に応用することが
でき、それぞれ調整誤差、周波数特性誤差をほぼなくす
ことができる。
タホロワ回路は簡単な回路構成の追加のみでエミッタホ
ロワ回路の出力抵抗を見掛上ほぼ零にすることができ
る。しかも直流電流、交流電流に拘らず同じ考え方で補
償可能のため、たとえば直流レベル調整用レベルシフト
回路や各種フィルタ回路のＡＣ結合部に応用することが
でき、それぞれ調整誤差、周波数特性誤差をほぼなくす
ことができる。
【図１】この発明の一実施例を説明するための概念図。
【図２】この発明の他の実施例を説明するための概念
図。
図。
【図３】図１の応用例を説明するための回路図。
【図４】図２の応用例を説明するための回路図。
【図５】図２の他の応用例を説明するための回路図。
【図６】従来のエミッタホロワ回路を説明するための回
路図。
路図。
【図７】エミッタホロワ回路の出力インピーダンスを低
減手段を備えた従来の回路図。
減手段を備えた従来の回路図。
Ｑ…トランジスタ Ｉ…電流源 Ｒ…抵抗 １１，１２…回路網 Ｃ…コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 3/50
Claims (6)
- 【請求項１】 エミッタホロワ回路の出力端を、受動素
子を介して次段の他の回路網に接続し、前記受動素子を
流れる電流を相殺する逆方向の電流を、前記他の回路網
より前記出力端に供給してなることを特徴とするエミッ
タホロワ回路。 - 【請求項２】 エミッタホロワ回路の出力端を、抵抗を
介して次段の他の回路網に接続し、前記抵抗を流れる直
流電流と同じ大きさで位相反転した直流電流が前記回路
網より前記出力端に流れるように供給したことを特徴と
するエミッタホロワ回路。 - 【請求項３】 エミッタホロワ回路の出力端を、コンデ
ンサを介して次段の他の回路網に接続し、前記コンデン
サを流れる交流電流と同じ大きさで位相反転した交流電
流が前記回路網より前記出力端に流れるように供給した
ことを特徴とするエミッタホロワ回路。 - 【請求項４】 エミッタホロワ回路の出力端に抵抗を接
続し、該抵抗の他端に流す直流電流を調整することによ
り、レベルシフト出力を得るようにしたエミッタホロワ
回路において、 前記調整電流と同じ大きさで逆方向の直流電流を前記エ
ミッタホロワ回路の出力端に供給することを特徴とする
エミッタホロワ回路。 - 【請求項５】 エミッタホロワ回路の出力端にコンデン
サを介して次段の差動トランジスタ対の一方のコレクタ
端に接続し、他方の差動トランジスタ対のコレクタ端を
前記エミッタホロワ回路の出力端に接続したことを特徴
とする請求項３記載のエミッタホロワ回路。 - 【請求項６】 対になる差動出力がそれぞれエミッタホ
ロワ回路を介して出力し、前記差動出力のそれぞれにコ
ンデンサを介して次段の第１の差動トランジスタ対のコ
レクタ端にそれぞれ接続し、前記第１の差動トランジス
タ対と並列に接続された第２の差動トランジスタ対のそ
れぞれのコレクタが、前記第１の差動トランジスタ対の
対応するコレクタが接続されたコンデンサとは反対のコ
ンデンサ側のエミッタホロワ回路の出力端にそれぞれ接
続してなることを特徴とするエミッタホロワ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20497093A JP3283112B2 (ja) | 1993-08-19 | 1993-08-19 | エミッタホロワ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20497093A JP3283112B2 (ja) | 1993-08-19 | 1993-08-19 | エミッタホロワ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0758558A JPH0758558A (ja) | 1995-03-03 |
| JP3283112B2 true JP3283112B2 (ja) | 2002-05-20 |
Family
ID=16499317
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20497093A Expired - Fee Related JP3283112B2 (ja) | 1993-08-19 | 1993-08-19 | エミッタホロワ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3283112B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4859353B2 (ja) * | 2004-07-08 | 2012-01-25 | 株式会社アドバンテスト | 増幅回路、及び試験装置 |
-
1993
- 1993-08-19 JP JP20497093A patent/JP3283112B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0758558A (ja) | 1995-03-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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