NL8602892A - Gebalanceerde versterker en versterkerschakeling voorzien van een dergelijke versterker. - Google Patents

Description

t 2 £ PHN 11.936 1 H.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.

"Gebalanceerde versterker en versterkerschakeling voorzien van een dergelijke versterker."

De uitvinding heeft betrekking op een gebalanceerde versterker met een inverterende en een niet-inverterende ingang en een inverterende en een niet-inverterende uitgang.

De uitvinding heeft verder betrekking op een 5 versterkerschakeling bevattende een gebalanceerde versterker met een inverterende en een niet-inverterende ingang en een inverterende en niet-inverterende uitgang, ten minste een eerste ingangsketen tussen een eerste ingangsklem en de inverterende ingang, ten minste een tweede ingangsketen tussen een tweede ingangsklem en de niet-inverterende 10 ingang, een eerste terugkoppelketen tussen de niet-inverterende uitgang en de inverterende ingang en een tweede terugkoppelketen tussen de inverterende uitgang en de niet-inverterende ingang, welke eerste en tweede ingangsketen zijn voorzien van een onderling nagenoeg gelijk eerste schakelingselement en welke eerste en tweede terugkoppelketen 15 zijn voorzien van een onderling nagenoeg gelijk tweede schakelingselement.

Een dergelijke versterker en versterkerschakeling kunnen bijvoorbeeld worden toegepast in filters, oscillators en resonators.

Een dergelijke versterkerschakeling is bekend uit het 20 Amerikaanse octrooischrift 4.509.019. Daarbij wordt het ene schakelingselement gevormd door een condensator met een vaste capaciteit en wordt het andere schakelingselement gevormd door een door een M0S-transistor gevormde weerstand, waarvan de weerstandswaarde met behulp van een stuurspanning kan worden ingesteld. De condensators kunnen in de 25 terugkoppelketens en de weerstanden in de ingangsketens of de condensators kunnen in de ingangsketens en de weerstanden in de terugkoppelketens worden aangebracht. In het eerste geval vormt de versterkerschakeling een integrator of laagdoorlatend filter en in het tweede geval een differentiator of hoogdoorlatend filter.

30 Aan de eerste en de tweede ingangsklem van de versterkerschakeling wordt een gebalanceerde ingangsspanning toegevoerd en van de eerste en tweede uitgang wordt een gebalanceerde 8602892 % PHN 11.936 2 uitgangsspanning afgenomen. Deze uitgangsspanning is nagenoeg vrij van even-orde harmonische vervormingen, die onder meer veroorzaakt worden door de niet-lineariteiten van de MOS-transistorweerstanden. Door de symmetrische opbouw en gebalanceerde aansturing van de 5 versterkerschakeling heffen de harmonische componenten van de twee MOS-transistors elkaar namelijk op.

Bij de bekende versterkerschakeling wordt de versterker gevormd door een standaard operationele versterker, waarvan de enkelzijdige uitgangsspanning met behulp van een inverter in een even 10 grootte doch in polariteit tegengestelde uitgangsspanning wordt omgezet. Een dergelijke versterker heeft echter het bezwaar, dat de inverter, in het bijzonder voor hoge frequenties, extra fasedraaiing introduceert, waardoor de uitgangsspanningen op de inverterende en niet-inverterende uitgang van de versterker niet meer volledig gebalanceerd 15 zijn. Bovendien bevat een standaard operationele versterker een relatief groot aantal komponenten en benodigt daardoor een relatief groot integratie-oppervlak.

Het is dan ook het doel van de uitvinding een gebalanceerde versterker aan te geven, die een eenvoudige opbouw bezit 20 en op een relatief klein oppervlak kan worden geïntegreerd en die bovendien geschikt is voor het versterken van hoog-frequente signalen. Een versterker van een in de aanhef genoemde soort wordt volgens de uitvinding gekenmerkt, doordat de versterker is voorzien van: een eerste verschilpaar met een eerste en een tweede 25 transistor, waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de niet-inverterende en de inverterende ingang, een tweede verschilpaar met een derde en een vierde transistor, waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de emitter van de eerste en de tweede transistor, de emitters zijn 30 verbonden met een eerste gemeenschappelijk emitteraansluitpunt, dat is gekoppeld met een stroombron, en waarvan de kollektors zijn gekoppeld met respectievelijk de inverterende en de niet-inverterende uitgang, die belast worden door respectievelijk een eerste en een tweede belastingsimpedantie, en 35 - een derde verschilpaar met een vijfde en een zesde transistor, waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de emitter van de eerste en de tweede transistor, de emitters zijn 8602892 i Λ PHN 11.936 3 verbonden met een tweede gemeenschappelijk emitteraansluitpunt, dat gekoppeld is met een stroombron en waarvan de kollektors kruisgekoppeld zijn met de bases.

Bij de versterker volgens de uitvinding wordt direkt een 5 gebalanceerd uitgangssignaal verkregen. De versterkerschakeling volgens de uitvinding bezit een grote transconductantie, hetgeen gunstig is voor de gevoeligheid van de schakeling. Het derde kruisgekoppelde verschilpaar reduceert namelijk de omzetweerstand van het eerste verschilpaar en het tweede verschilpaar zorgt voor een extra 10 stroomversterking van de signaalstroom door het eerste en derde verschilpaar. De versterker volgens de uitvinding heeft bovendien een groot uitstuurbereik.

Een eerste uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding kan worden gekenmerkt, doordat het eerste gemeenschappelijke 15 emitteraansluitpunt met een eerste stroombron en het tweede gemeenschappelijke emitteraansluitpunt met een tweede stroombron is verbonden. De stroomversterking is bij deze uitvoeringsvorm gelijk aan de verhouding van de stroomsterkten van de eerste en de tweede stroombron. In plaats van met twee voedingsstroombronnen kan de 20 versterker volgens de uitvinding ook met één stroombron worden uitgevoerd, indien deze volgens een tweede uitvoeringsvorm wordt gekenmerkt, doordat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt en het tweede gemeenschappelijke emitteraansluitpunt met een eerste stroombron zijn verbonden en doordat het emitteroppervlak van de derde 25 en de vierde transistor groter is als dat van de vijfde en de zesde transistor.De stroomversterking wordt hierbij bepaald door de verhouding van de emitteroppervlakken van de transistors van het tweede en het derde verschilpaar. Het is ook mogelijk de versterker met één stroombron en gelijke emitteroppervlakken van de transistors uit te 30 voeren, indien deze volgens een derde uitvoeringsvorm wordt gekenmerkt, doordat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt is gekoppeld met een eerste stroombron en doordat het tweede gemeenschappelijke emitteraansluitpunt door middel van een eerste weerstand is gekoppeld met de eerste stroombron. De stroomversterking wordt bij deze 35 uitvoeringsvorm vastgelegd door de weerstandswaarde van de eerste weerstand. Deze uitvoeringsvorm kan nader worden gekenmerkt, doordat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt door middel van een 8602892 % PHN 11.936 4 tweede weerstand is gekoppeld met de eerste stroombron. In dit geval wordt de stroomversterking bepaald door de weerstandswaarden van de eerste en de tweede weerstand.

Een vierde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de 5 uitvinding wordt gekenmerkt, doordat tussen de kollektor van de vierde transistor en de basis van de derde transistor een eerste condensator en tussen de kollektor van de derde transistor en de basis van de vierde transistor een tweede condensator is opgenomen. De condensators compenseren de signaalstromen die via de parasitaire kollektor-basis 10 capaciteiten van de transistors van het tweede verschilpaar weglekken.

Een vijfde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding wordt gekenmerkt, doordat de versterker is voorzien van een vierde verschilpaar met een zevende en een achtste transistor, waarvan de emitters zijn verbonden met het tweede gemeenschappelijke 15 emitteraansluitpunt en verder is voorzien van een negende en een tiende transistor, die met respectievelijk de zevende en de achtste transistor in cascode zijn geschakeld en waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de basis van de eerste transistor en de basis van de tweede transistor. Door deze maatregelen verkrijgt de versterker een 20 zeer hoge ingangsimpedantie.

Een zesde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding wordt gekenmerkt, doordat de eerste en de tweede belastingsimpedantie worden gevormd door respectievelijk een eerste en een tweede transistorstroombron. Het gebruik van stroombronnen als 25 belastingsimpedantie heeft het voordeel, dat nagenoeg de volledige signaalstroom aan de uitgang ter beschikking komt en dat de spanningsval over de stroombronnen relatief klein is, zodat de schakeling slechts een relatief lage voedingsspanning benodigt.

Een zevende uitvoeringsvorm van een versterker volgens de 30 uitvinding wordt gekenmerkt, doordat de eerste en de tweede belastingsstroombron worden gevormd door twee gekoppelde stroombronnen met een gemeenschappelijke stuuringang, doordat tussen de niet-inverterende en de inverterende uitgang van de versterker een spanningsdeler van twee nagenoeg gelijke belastingsweerstanden is 35 aangebracht, waarvan het verbindingspunt is verbonden met een eerste ingang van een transistorversterker, die is voorzien van een uitgang, welke verbonden is met de gemeenschappelijke stuuringang van de eerste 8602892 * PHN 11.936 5 en de tweede belastingsstroombron. De belastingsstroombronnen leveren de instelstroom voor de transistors van het tweede verschilpaar en de belastingsweerstanden net de transistorversterker leggen de gelijkspanning op de uitgangen van de versterker vast. Deze 5 uitvoeringsvorm kan nader worden gekenmerkt, doordat de twee belastingsstroombronnen worden gevormd door transistors van een geleidingstype tegengesteld aan dat van de eerste en de tweede transistor en waarvan de emitters zijn verbonden met een eerste voedingsaansluitpunt, de bases zijn verbonden met de gemeenschappelijke 10 stuuringang en de kollektors zijn verbonden met de inverterende en niet-inverterende uitgang van de versterker. De transistorversterker kan zijn voorzien van een tweede ingang voor het voeren van een referentiespanning. De transistorversterker kan volgens een uitvoeringsvorm ook worden gevormd door een elfde transistor van 15 hetzelfde geleidingstype als de eerste en de tweede transistor, waarvan de emitter de eerste ingang, de basis de tweede ingang en de kollektor de uitgang vormt. Daarbij kan op voordelige wijze de basis van de elfde transistor met de gemeenschappelijke stuuringang van de twee belastingsstroombronnen worden verbonden.

20 De transistorversterker kan volgens een andere uitvoeringsvorm ook worden gevormd door een transistor van hetzelfde geleidingstype als de negende en tiende transistor, waarvan de basis is verbonden met het verbindingspunt van de twee belastingsweerstanden, de emitter is verbonden met de gemeenschappelijke stuuringang en de 25 kollektor is verbonden met een tweede voedingsaansluitpunt of volgens weer een andere uitvoeringsvorm door een MOS-transistor, waarvan de gate is verbonden met het verbindingspunt van de twee belastingsweerstanden, de source is verbonden met de gemeenschappelijke stuuringang van de twee belastingsstroombronnen en de drain is verbonden met een tweede 30 voedingsaansluitpunt.

De uitvinding wordt nader toegelicht aan de hand van bijgaande tekening, waarin figuur 1 de principeschema's van enige uitvoeringsvormen van een versterkerschakeling volgens de uitvinding 35 weergeeft, figuur 2 een eerste uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, 8602892 PHN 11.936 6 figuur 3 een tweede uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, figuur 4 een derde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, 5 figuur 5 een vierde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, figuur 6 een vijfde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, figuur 7 een zesde uitvoeringsvorm van een versterker 10 volgens de uitvinding weergeeft, figuur 8 een zevende uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, figuur 9 enige uitvoeringsvormen van de belastingsschakeling uit figuur 8 toont, 15 figuur 10a een uitvoeringsvorm van een belastingsschakeling met MOS-transistors toont, en figuur 10b een resonator met twee versterkerschakelingen van een in figuur 1 getoond type weergeeft.

In figuur 1 zijn de principe-schema's van enige 20 mogelijke uitvoeringsvormen van een versterkerschakeling volgens de uitvinding weergegeven. De in figuur 1a getoonde versterkerschakeling bevat een versterker 1 met een niet-inverterende ingang 2, een inverterende ingang 3 en een niet-inverterende uitgang 4 en een inverterende uitgang 5. Tussen een eerste ingangsklem 6 en de 25 niet-inverterende ingang 2 bevindt zich een eerste ingangsketen met een als MOS-transistor uitgevoerde weerstand Rp, waarvan de weerstandswaarde kan worden ingesteld door middel van de stuurspanning Vc. Tussen een tweede ingangsklem 7 en de inverterende ingang 3 bevindt zich een tweede ingangsketen met een aan de in de eerste 30 ingangsketen gelijke weerstand Rp. Tussen de inverterende uitgang 5 en de niet-inverterende ingang 2 is een eerste terugkoppelketen met een condensator Cp aangebracht en tussen de niet-inverterende uitgang 4 en de inverterende ingang 3 is een tweede terugkoppelketen met eveneens een condensator CF aangebracht. De versterkerschakeling vormt op deze 35 wijze een gebalanceerde integrator, waarvan de RC-tijdconstante kan worden ingesteld door het regelen van de weerstandswaarde van weerstanden Rp met behulp van de stuurspanning V^. Voor het 8602892 PHN 11.936 7 automatisch afregelen van dergelijke tijdconstanten in een uit een aantal integratoren opgebouwde schakeling zijn een aantal technieken bekend. Deze worden hier echter niet nader beschreven, omdat deze niet het onderwerp van de onderhavige aanvrage vormen. Aan de ingangsklemmen 5 6 en 7 wordt een gebalanceerde ingangsspanning toegevoerd en van de uitgangsklemmen 4 en 5 wordt een gebalanceerde uitgangsspanning afgenomen. De gebalanceerde aansturing van de versterkerschakeling heeft het voordeel, dat de door de niet-lineariteit van de beide MOS-transistors veroorzaakte vervormingen elkaar in de schakeling nagenoeg 10 volledig compenseren. De versterkerschakeling is hierdoor over een groot bereik van ingangsspanning lineair. Opgemerkt wordt, dat de weerstanden RF ook in de terugkoppelketens en de condensators Cp ook in de ingangsketens kunnen worden aangebracht. De versterkerschakeling vormt dan echter een differentiator.

15 Bij de in figuur 1b getoonde versterkerschakeling bevinden zich in de ingangsketens vaste weerstanden Rp en in de terugkoppelketens condensators CF, waarvan de capaciteit kan worden ingesteld. De wijze waarop dergelijke condensators kunnen worden gerealiseerd, wordt beschreven in een gelijktijdig ingediende 20 octrooiaanvrage (PHN 11.937). De schakeling vormt weer een integrator, waarbij door de gebalanceerde opbouw en aansturing van de schakeling de door de niet-lineariteit van de condensators veroorzaakte vervormingen elkaar nagenoeg compenseren. Ook hier kunnen de weerstanden RF in de terugkoppelketens en de condensators CF in de ingangsketens worden 25 aangebracht, waarbij de schakeling dan weer een differentiator vormt.

Bij de uitvoeringsvorm van figuur 1c zijn de beide ingangsketens met elkaar gekoppeld. De ingangsketens bevatten elk een transistor, waarvan de emitters zijn verbonden met een instelbare stroombron. De bases van deze transistors vormen de ingangsklemmen 6 en 30 7, waaraan een gebalanceerde ingangsspanning wordt toegevoerd. De twee als verschilpaar geschakelde transistors vormen een variabele weerstand, waarvan de weerstandswaarde kan worden ingesteld met behulp van de instelbare stroombron en waarmee de gebalanceerde ingangsspanning wordt omgezet in een gebalanceerde uitgangstroom, die aan de ingangen 2 en 3 35 van de versterker 1 wordt toègevoerd. Ook bij deze schakeling heffen de door de niet-lineariteit van de transistors en versterker veroorzaakte vervormingen elkaar nagenoeg op.

8602892 •k- PHN 11.936 8

De in figuur 1c getoonde uitvoeringsvorm is op zich het onderwerp van een gelijktijdig ingediende octrooiaanvrage (PHN 11.938).

Bij de in figuur 1 getoonde uitvoeringsvormen is telkens de waarde van één element instelbaar en van het andere element 5 vast. Het is echter ook mogelijk de waarde van beide elementen instelbaar te maken. Verder is het mogelijk de condensators in de schakelingen te vervangen door al of niet instelbare weerstanden waarbij de versterkerschakeling dan een sommeer- of inverteerschakeling vormt. Daarnaast is het ook mogelijk, dat beide elementen een vaste waarde 10 bezitten. In het algemeen kan gesteld worden, dat het eerste schakelingselement een eerste, al of niet instelbare impedantie en het tweede schakelingselement een tweede al of niet instelbare impedantie is.

Met de in figuur 1 getoonde schakelingen kunnen praktisch 15 alle mogelijke filters, resonators en oscillators worden gerealiseerd.

In figuur 2 is een principe-schema van een versterker 1 voor de in figuur 1 getoonde versterkerschakelingen weergegeven. De versterker bevat een eerste verschilpaar met een eerste transistor T-j en een tweede transistor T2. De basis van transistor is met de 20 niet-inverterende ingang 2 en de basis van transistor T2 is met de inverterende ingang 3 verbonden. De kollektors van de transistors en T2 zijn met de positieve voedingsspanningsaansluiting verbonden. De versterker bevat verder een tweede verschilpaar met een derde transistor T3 en een vierde transistor T4. De basis van transistor T3 is met 25 de emitter van transistor T·) en de basis van transistor T4 is met de emitter van transistor T2 verbonden. De emitters van de transistors T3 en T4 zijn verbonden met een eerste gemeenschappelijk emitteraansluitpunt 8, dat door middel van een stroombron = 2ml met het negatieve voedingsaansluitpunt is verbonden. De kollektor van 30 transistor T3 is verbonden met de inverterende uitgang 5, die belast wordt door een stroombron I3 = ml en de kollektor van transistor T4 is verbonden met de niet-inverterende uitgang 4, die belast wordt door een stroombron I4 = ml. De versterker bevat voorts een derde verschilpaar met een vijfde transistor Tg en een zesde 35 transistor Tg. De basis van transistor Tg is met de emitter van transistor T1 en de basis van transistor Tg is met de emitter van transistor T2 verbonden. De emitters van de transistors Tg en Tg 8602892 PHN 11.936 9 zijn verbonden met een tweede gemeenschappelijk emitteraansluitpunt 9, dat door middel van een stroombron I2 = 21 met het negatieve voedingsaansluitpunt is verbonden. Verder is de kollektor van transistor Tg met de basis van transistor Tg en de kollektor van transistor 5 Tg met de basis van transistor Tg verbonden.

De werking van de schakeling kan als volgt nader worden toegelicht. Bij aansturing van de bases 2 en 3 van transistors T^ en T2 door een gebalanceerde ingangsspanning +V^n, -Vj_n zal door transistor Tf een stroom I-i en door transistor T2 een stroom I+i 10 vloeien, waarbij i de signaalstroom ten gevolge van de ingangsspanning is. De stroom door transistor Tj vloeit ook door transistor Tg, zodat de stroom hierdoor eveneens gelijk is aan X-i en de stroom door transistor T2 vloeit ook door transistor Tg, zodat de stroom door deze transistor gelijk is aan I+i. De grootte van de signaalstroom i 15 wordt bepaald door de som van de basis-emitterweerstanden van de transistors T1f T2, Tg en Tg. Doordat door de transistors T1 en Tg en door de transistors T2 en Tg tegengestelde signaalstromen vloeien, wordt de basis-emitterweerstand van transistor T^ nagenoeg gecompenseerd door die van transistor Tg en wordt de basis-20 emitterweerstand van transistor T2 nagenoeg gecompenseerd door die van transistor Tg. De totale weerstand tussen de ingangen 2 en 3 is daardoor zeer klein en dientengevolge is de transconductantie van de schakeling gevormd door de transistors T.j, T2, Tg en Tg zeer groot. De transistors T3 t/m Tg vormen een zogenaamde translineaire 25 schakeling. Het de bekende exponentiële relatie tussen de kollektorstroom en de basis-eraitterspanning van een transistor en het gegeven dat de transistors gelijke emitteroppervlakken bezitten, volgt dan dat de stromen door de transistors T3 en Tg en door de transistors T4 en Tg zich verhouden als stromen van de stroombronnen 30 1^ en I2. Door transistor T3 vloeit derhalve een stroom m(I+i) en door transistor T4 een stroom m(I-i). De gelijkstroomkomponent ml van de stroom door transistor T3 wordt geleverd door stroombron I3 en die door transistor T4 wordt geleverd door stroombron I4. Aan de niet-inverterende uitgang 4 wordt dientengevolge een signaalstroom +mi 35 en aan de inverterende uitgang 5 een signaalstroom -mi afgegeven.

Bij de versterker van figuur 2 zorgt het derde verschilpaar met transistors Tg en Tg dus voor een vergroting van 8602892 PHN 11.936 10 de transconductantie van het eerste verschilpaar met transistors T1 en T2, terwijl het tweede verschilpaar met transistors T3 en T4 voor een additionele stroomversterking zorgt. Daarnaast heeft het gebruik van het tweede verschilpaar ten opzichte van een schakeling, 5 waarin de transistors T1 en T2 worden belast door stroombronnen en de uitgangsstromen van de kollektors van deze transistors worden afgenomen, het voordeel dat de transistors en T2 niet in verzadiging gestuurd kunnen worden. Dit voorkomt het ontstaan van latch-up. Bovendien bezit de versterker volgens de uitvinding ten opzichte van 10 een dergelijke schakeling een groter uitgangsspanningsbereik, daar de gelijkspanning op de bases van de transistors T3 en T4 één basis-emitterspanning lager dan de spanning op de bases van de transistors T.| en T2 is. Verder is, zoals reeds genoemd, een groot voordeel van de schakeling, dat deze vrij is van zogenaamde "latch-up", d.w.z. bij 15 het inschakelen van de voedingsspanning stelt de schakeling zich telkens in de gewenste rusttoestand in.

In figuur 3 is een tweede uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven, waarbij gelijke onderdelen met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 2 zijn aangegeven. Bij de 20 schakeling van figuur 2 worden het tweede en het derde verschilpaar gevoed door afzonderlijke stroombronnen I1 en I2, waarvan de stroomsterkten zich dienen te verhouden als m:1 om bij gelijke emitteroppervlakken van de transistors een stroomversterking m te verkrijgen. Bij de schakeling van fig. 3 worden het tweede en het 25 derde verschilpaar gevoed door één gemeenschappelijke stroombron Ig, waarvan de stroomsterkte gelijk is aan (2m+2)I. Het emitteroppervlak van de transistors T3 en T4 is nu echter m x groter als dat van de transistors Tg en Tg. Hierdoor verhouden de stromen door de transistors T3 en Tg en door de transistors T4 en Tg 30 zich weer als m:1. De werking van de schakeling is verder hetzelfde als die van figuur 1.

Voor het verkrijgen van een relatief grote versterkingsfaktor m zijn bij de schakeling van figuur 3 transistors T3 en T5 met een relatief groot emitteroppervlak benodigd. In figuur 35 4 is een derde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven. Gelijke onderdelen zijn met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 2 aangegeven. De emitteroppervlakken van de transistors zijn 8602892 9 PHN 11.936 11 bij deze uitvoeringsvorm onderling gelijk. Het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 8 van de transistors T3 en T4 is rechtstreeks en het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 9 van de transistors Tg en Tg is via een weerstand verbonden met een stroombron I5 met een 5 stroomsterkte (2m+2)I. Opdat bij gelijke emitteroppervlakken van de transistors de stromen door de transistors T3 en m x zo groot zijn als de stromen door de transistors Tg en Tg zal het verschil tussen de basis-emitterspanningen van de transistors T3 en Tg en tussen de basis-emitterspanningen van de transistors T^ en Tg gelijk 10 aan ΔνβΕ = -S. χη m dienen te zijn. Bij een stroom 21 door de weerstand R betekent dit, dat de weerstandswaarde hiervan gelijk dient te zijn aan «r*»· Doordat in vergelijking met de uitvoeringsvorm van figuur 3 de transistors T3 en T^ kleinere emitteroppervlakken bezitten maar wel dezelfde stromen voeren, is de 15 stroomdichtheid in de transistors T3 en T4 bij de uitvoeringsvorm van figuur 4 groter dan die bij figuur 3, hetgeen bewerkstelligt dat het hoogfrequent gedrag van de schakeling van figuur 4 beter is.

In figuur 5 is een vierde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven, waarbij gelijke onderdelen 20 met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 4 zijn aangegeven. Bij deze uitvoeringsvorm is het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 9 van de transistors Tg en Tg via een weerstand R^ en het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 8 van de transistors T3 en T^ via een weerstand R3 verbonden met de stroombron Ig, waarvan een 25 eenvoudige uitvoeringsvorm is weergegeven. De stroombron wordt gevormd door een transistor Ίη, waarvan de basis een referentiespanning vref1 voert, de emitter via een weerstand R3 met het negatieve voedingsaansluitpunt is verbonden en waarvan de kollektor de uitgang van de stroombron vormt. De verhouding van de stromen door de transistors 30 T3 en Tg en dus ook van de stromen door de transistors T4 en Tg wordt in hoofdzaak bepaald door de verhouding van de weerstandswaarden van de weerstanden R^ en R3. Doordat deze verhouding vrij gekozen kan worden, kan ook met de schakeling van fig. 5 praktisch elke willekeurige stroomversterkingsfaktor m worden 35 gerealiseerd.

In figuur 6 is een vijfde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven, waarbij gelijke onderdelen 8602892 PHN 11.936 12 met dezelfde verwijzingscijfers als in fig. 5 zijn aangegeven. Bij deze uitvoeringsvorm is tussen de kollektor van transistor T4 en de basis van transistor T3 een condensator en tussen de kollektor van transistor T3 en de basis van transistor T4 een daaraan gelijke 5 condensator C2 aangebracht. Doordat de versterker relatief grote uitgangssignaalstromen levert, kunnen op de uitgangen 4 en 5 vrij grote signaalspanningen optreden. Bij een grote positieve signaalspanning op de uitgang 5 vloeit een vrij grote signaalstroom via de parasitaire kollektor-basiskapaciteit naar de basis van transistor 13, aangezien 10 op de basis hiervan slechts een zeer kleine signaalspanning aanwezig is. Voert de uitgang 5 bijvoorbeeld een grote positieve signaalspanning dan voert de uitgang 4 een even grote negatieve signaalspanning. Van de basis van transistor T3 vloeit dan via condensator een signaalstroom naar de uitgang 5, die nagenoeg even groot is als de 15 signaalstroom, die via de parasitaire kollektor-basiskapaciteit van transistor T3 naar de basis van deze transistor vloeit. Naar de basis van transistor T3 vloeit daarom netto nagenoeg geen signaalstroom. De condensator ¢3 kompenseert op dezelfde wijze de signaalstroom, die door de parasitaire kollektorbasiscapaciteit van transistor T4 20 vloeit. Door de condensators en ¢3 wordt dus bewerkstelligd, dat de signaalstroom door transistor gelijk blijft aan die door transistor Tg en dus ook de signaalstroom door transistor T2 gelijk blijft aan die door transistor T5, zodat de compensatie van de basis-emitterweerstanden van de transistors en T2 gehandhaafd 25 blijft ook bij grote spanningsuitsturing op de uitgangen van de versterker.

In figuur 7 is een zesde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven. Gelijke onderdelen zijn met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 6 aangegeven. De 30 versterker is voorzien van een vierde verschilpaar met transistors Tg en Tg, waarvan de emitters zijn verbonden met het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 9. De basis van de transistors Tg en Tg zijn verbonden met de emitters van de transistors T^ en T2. De versterker bevat verder een transistor T^q, die met transistor Tg in cascode is 35 geschakeld en waarvan de basis met de basis van transistor T^ is verbonden en een transistor T^f die met transistor Tg in cascode is geschakeld en waarvan de basis met de basis van transistor T2 is 8602892 s PHN 11.936 13 verbonden. De transistors Tg en en de transistors Tg en bewerkstelligen, dat de schakeling een zeer hoge ingangsimpedantie bezit. Aangezien transistor Tg parallel aan transistor T5 is geschakeld, vloeit door deze transistor en dus ook door transistor *10 5 een stroom gelijk aan I+i. Door transistor T^ vloeit een stroom I-i, zodat de som van de signaalstromen door de transistors T«j en T10 nagenoeg gelijk is aan nul. Dientengevolge zal de som van de ingangsbasisstromen zeer klein en dus de ingangsweerstand zeer hoog zijn.

In figuur 8 is een zevende uitvoeringsvorm van een 10 versterker volgens de uitvinding weergegeven, waarbij gelijke onderdelen met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 7 zijn aangegeven. Bij deze uitvoeringsvorm wordt de versterker belast door een belastingscircuit, dat voorzien is van een PNP-transistor T12» waarvan de emitter met het positieve voedingsaansluitpunt, de kollektor met 15 uitgang 5 en de basis is verbonden met de basis van een PNP-transistor Tig, waarvan de emitter met het positieve voedingsaansluitpunt en de kollektor met de uitgang 4 is verbonden. Het belastingscircuit bevat verder twee gelijke weerstanden R4 en R5, die tussen de uitgangen 4 en 5 zijn aangebracht. Het verbindingspunt van deze weerstanden is 20 verbonden met een eerste ingang van een versterker 10, waarvan een tweede ingang een referentiespanning Vref2 voert en waarvan de uitgang is verbonden met de gemeenschappelijke basis van de transistors T^ en Tig. De transistors T^ en T^ vormen stroombronnen, die de instelstromen voor de transistors Tg en T4 kompenseren. De 25 versterker 10 stuurt deze transistors zodanig, dat bij voldoend hoge versterking van versterker 10 de gelijkspanning op het verbindingspunt van de weerstanden R4 en Rg gelijk is aan de referentiespanning vref2' gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 is dan eveneens gelijk aan deze referentiespanning. Door de weerstanden R4 en Rg vloeit dus 30 praktisch geen gelijkstroom. Vanwege de zeer hoge kollektorimpedantie vloeien door de transistors T^ en Tig slechts verwaarloosbaar kleine signaalstromen. De weerstandswaarde van de weerstanden R4 en R5 wordt zeer groot gekozen ten opzichte van de weerstandswaarde van de op de uitgangen 4 en 5 aan te sluiten belasting, zodat door de 35 weerstanden R4 en Rg slechts een zeer kleine signaalstroom vloeit en dientengevolge nagenoeg de volledige signaalstroom aan de belasting wordt afgegeven. De ten gevolge van de signaalstromen aan de uitgangen 4 8602892 PHN 11.936 14 en 5 optredende signaalspanningen zijn in tegenfase, zodat de spanning op het verbindingspunt van de weerstanden R4 en R5 en dus ook de gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 hierdoor niet verandert.

In figuur 9a is een eenvoudige uitvoeringsvorm van het 5 belastingscircuit uit de schakeling van figuur 8 weergegeven. De versterker 10 wordt hierbij gevormd door een transistor T14, waarvan de basis de referentiespanning Vref2 voert, de emitter met het verbindingspunt van de weerstanden R4 en R5 en de kollektor met de gemeenschappelijke basis van de transistors T12 en T13 is 10 verbonden. De gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 is nu gelijk aan één basis-emitterspanning beneden de referentiespanning Vref2. In figuur 9b is een eerste variant van het belastingscircuit van figuur 9a weergegeven. De basis van transistor Τ·|4 is hierbij met de gemeenschappelijke basis van de transistors T^2 en T^3 verbonden. De 15 spanning op deze gemeenschappelijke basis is namelijk nagenoeg constant, omdat de transistors T^2 en T^3 constante stromen voeren. De uitgangen 4 en 5 bevinden zich bij deze uitvoeringsvorm op een gelijkspanningsniveau, dat twee basis-emitterspanningen beneden de positieve voedingsspanning ligt. In figuur 9c is een tweede variant van 20 het belastingscircuit weergegeven. Hierin is de als diode geschakelde NPN-transistor T14 uit fig. 9b vervangen door een PNP-transistor T15, waarvan de emitter met de gemeenschappelijke basis van de transistors T^2 en T^3, de basis met het verbindingspunt van de weerstanden R4 en R5 en de kollektor met de negatieve 25 voedingsspanning is verbonden. De gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 is dezelfde als bij het circuit van figuur 9b. In figuur 9d is een derde variant weergegeven, waarin de PNP-transistor vervangen is door een PM0S-transistor. De gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 ligt hierbij de som van een basis-emitterspanning en de gate-sourcespanning van transistor 30 Tig beneden de positieve voedingsspanning.

In figuur 10a is het belastingscircuit van fig. 9b weergegeven, waarbij de weerstanden R4 en R5 worden gevormd door MOS-transistors en T^. Voorts zijn op de uitgangen 4 en 5 twee M0S- transistors en T2q aangesloten. Deze transistors vormen 35 bijvoorbeeld de ingangsweerstanden Rp van een op de versterkerschakeling aangesloten volgende versterkerschakeling. Ter illustratie van een dergelijke koppeling is in figuur 10b een 8602892

Claims (17)

1. Gebalanceerde versterker met een inverterende en een niet-inverterende ingang en een inverterende en een niet-inverterende uitgang, met het kenmerk, dat de versterker is voorzien van: een eerste verschilpaar met een eerste en een tweede 5 transistor, waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de niet-inverterende en de inverterende ingang, een tweede verschilpaar met een derde en een vierde transistor, waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de emitter van de eerste en de tweede transistor, de emitters zijn 10 verbonden met een eerste gemeenschappelijk emitteraansluitpunt, dat is gekoppeld met een stroombron, en waarvan de kollektors zijn gekoppeld met respectievelijk de inverterende en de niet-inverterende uitgang, die belast worden door respectievelijk een eerste en een tweede belastingsimpedantie, en 15. een derde verschilpaar met een vijfde en een zesde transistor, waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de emitter van de eerste en de tweede transistor, de emitters zijn verbonden met een tweede gemeenschappelijk emitteraansluitpunt, dat gekoppeld is met een stroombron en waarvan de kollektors kruisgekoppeld 20 zijn met de bases.

2. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt met een eerste stroombron en het tweede gemeenschappelijke emitteraansluitpunt met een tweede stroombron is verbonden.

3. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt en het tweede gemeenschappelijke emitteraansluitpunt met een eerste stroombron zijn verbonden en dat het emitteroppervlak van de derde en de vierde transistor groter is als dat van de vijfde en de zesde transistor.

4. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt is gekoppeld met een eerste stroombron en dat het tweede gemeenschappelijke emitteraansluitpunt door middel van een eerste weerstand is verbonden met de eerste stroombron.

5. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt door middel van een tweede weerstand is gekoppeld met de eerste stroombron. 8602892 PHN 11.936 17

6. Gebalanceerde versterker volgens één der voorgaande conclusies, set het kenmerk, dat tussen de kollektor van de vierde transistor en de basis van de derde transistor een eerste condensator en tussen de kollektor van de derde transistor en de basis van de vierde 5 transistor een tweede condensator is opgenomen.

7. Gebalanceerde versterker volgens één der voorgaande conclusies, met het kenmerk, dat de versterker is voorzien van een vierde verschilpaar met een zevende en een achtste transistor, waarvan de emitters zijn verbonden met het tweede gemeenschappelijke 10 emitteraansluitpunt en verder is voorzien van een negende en een tiende transistor, die met respectievelijk de zevende en de achtste transistor in cascode zijn geschakeld en waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de basis van de eerste transistor en de basis van de tweede transistor.

8. Gebalanceerde versterker volgens één der voorgaande conclusies, met het kenmerk, dat de eerste en de tweede belastingsimpedantie worden gevormd door respectievelijk een eerste en een tweede belastingsstroombron.

9. Gebalanceerde versterker volgens één der voorgaande 20 conclusies, met het kenmerk, dat de eerste en de tweede belastingsstroombron worden gevormd door twee gekoppelde stroombronnen met een gemeenschappelijke stuuringang, dat tussen de niet-inverterende en de inverterende uitgang een spanningsdeler van twee nagenoeg gelijke belastingsweerstanden is aangebracht, waarvan het verbindingspunt is 25 verbonden met een eerste ingang van een transistorversterker, die is voorzien van een uitgang, welke verbonden is met de gemeenschappelijke stuuringang van de eerste en de tweede belastingsstroombron.

10. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 9, met het kenmerk, de twee belastingsstroombronnen worden gevormd door transistors 30 van een geleidingstype tegengesteld aan dat van de eerste èn de tweede transistor en waarvan de emitters zijn verbonden met een een eerste voedingsaansluitpunt, de bases zijn verbonden met de gemeenschappelijke stuuringang en de kollektors zijn verbonden met de inverterende en niet-inverterende uitgang van de versterker.

11. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 9 of 10, met het kenmerk, dat de transistorversterker is voorzien van een tweede ingang voor het voeren van een referentiespanning. 8602892 PHN 11.936 18

12. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 9 of 10, met het kenmerk, dat de transistorversterker wordt gevormd door een elfde transistor van hetzelfde geleidingstype als de eerste en de tweede transistor, waarvan de emitter de eerste ingang, de basis van de tweede 5 ingang en de kollektor de uitgang vormt.

13. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 12, met het kenmerk, dat de basis van de elfde transistor met de gemeenschappelijke stuuringang van de twee belastingsstroombronnen is verbonden.

14. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 9 of 10, met 10 het kenmerk, dat de transistorversterker wordt gevormd door een transistor van hetzelfde geleidingstype als de negende en tiende transistor, waarvan de basis is verbonden met het verbindingspunt van de twee belastingsweerstanden, de emitter is verbonden met de gemeenschappelijke stuuringang en de kollektor is verbonden met een 15 tweede voedingsaansluitpunt.

15. Gebalanceerde versterker volgens conclusie 9 of 10, met het kenmerk, dat de transistorversterker wordt gevormd door een M0S-transistor, waarvan de gate is verbonden met het verbindingspunt van de twee belastingsweerstanden, de source is verbonden met de 20 gemeenschappelijke stuuringang van de twee belastingsstroombronnen en de drain is verbonden met een tweede voedingsaansluitpunt.

16. Gebalanceerde versterker volgens één der conclusies 9 t/m 15, met het kenmerk, dat de belastingsweerstanden worden gevormd door MOS-transistors.

17. Versterkerschakeling bevattende een gebalanceerde versterker met een inverterende en een niet-inverterende ingang en een invêrterende en niet-inverterende uitgang, ten minste een eerste in-gangsketen tussen een eerste ingangsklem en de inverterende ingang, ten minste een tweede ingangsketen tussen een tweede ingangsklem en de niet-30 inverterende ingang, een eerste terugkoppelketen tussen de niet-inverterende uitgang en de inverterende ingang en een tweede terugkoppelketen tussen de inverterende uitgang en de niet-inverterende ingang, welke eerste en tweede ingangsketen zijn voorzien van een onderling nagenoeg gelijk eerste schakelingselement en welke eerste en 35 tweede terugkoppelketen zijn voorzien van een onderling nagenoeg gelijk tweede schakelingselement, met het kenmerk, dat de versterker wordt gevormd door een versterker volgens één der voorgaande conclusies. 8 b υ l j $ 1