NL8602892A - Balanced differential amplifier for filter, oscillator, etc. - uses three pairs of junction transistors and simple current sources - Google Patents
Balanced differential amplifier for filter, oscillator, etc. - uses three pairs of junction transistors and simple current sources Download PDFInfo
- Publication number
- NL8602892A NL8602892A NL8602892A NL8602892A NL8602892A NL 8602892 A NL8602892 A NL 8602892A NL 8602892 A NL8602892 A NL 8602892A NL 8602892 A NL8602892 A NL 8602892A NL 8602892 A NL8602892 A NL 8602892A
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- transistor
- inverting
- input
- transistors
- amplifier
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45008—Indexing scheme relating to differential amplifiers the addition of two signals being made by a resistor addition circuit for producing the common mode signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45018—Indexing scheme relating to differential amplifiers the differential amplifier amplifying transistors have added cross couplings
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45024—Indexing scheme relating to differential amplifiers the differential amplifier amplifying transistors are cascode coupled transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45031—Indexing scheme relating to differential amplifiers the differential amplifier amplifying transistors are compositions of multiple transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45052—Indexing scheme relating to differential amplifiers the cascode stage of the cascode differential amplifier being controlled by a controlling signal, which controlling signal can also be the input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45074—A comparator circuit compares the common mode signal to a reference before controlling the differential amplifier or related stages
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
t 2 £ PHN 11.936 1 H.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.t 2 £ PHN 11,936 1 H.V. Philips' Light bulb factories in Eindhoven.
"Gebalanceerde versterker en versterkerschakeling voorzien van een dergelijke versterker.""Balanced amplifier and amplifier circuit equipped with such an amplifier."
De uitvinding heeft betrekking op een gebalanceerde versterker met een inverterende en een niet-inverterende ingang en een inverterende en een niet-inverterende uitgang.The invention relates to a balanced amplifier with an inverting and a non-inverting input and an inverting and a non-inverting output.
De uitvinding heeft verder betrekking op een 5 versterkerschakeling bevattende een gebalanceerde versterker met een inverterende en een niet-inverterende ingang en een inverterende en niet-inverterende uitgang, ten minste een eerste ingangsketen tussen een eerste ingangsklem en de inverterende ingang, ten minste een tweede ingangsketen tussen een tweede ingangsklem en de niet-inverterende 10 ingang, een eerste terugkoppelketen tussen de niet-inverterende uitgang en de inverterende ingang en een tweede terugkoppelketen tussen de inverterende uitgang en de niet-inverterende ingang, welke eerste en tweede ingangsketen zijn voorzien van een onderling nagenoeg gelijk eerste schakelingselement en welke eerste en tweede terugkoppelketen 15 zijn voorzien van een onderling nagenoeg gelijk tweede schakelingselement.The invention further relates to an amplifier circuit comprising a balanced amplifier with an inverting and a non-inverting input and an inverting and non-inverting output, at least a first input circuit between a first input terminal and the inverting input, at least a second input circuit between a second input terminal and the non-inverting input, a first feedback circuit between the non-inverting output and the inverting input and a second feedback circuit between the inverting output and the non-inverting input, the first and second input circuits having a mutual substantially the same first circuit element and which first and second feedback circuit 15 are provided with a mutually substantially equal second circuit element.
Een dergelijke versterker en versterkerschakeling kunnen bijvoorbeeld worden toegepast in filters, oscillators en resonators.Such an amplifier and amplifier circuit can for instance be used in filters, oscillators and resonators.
Een dergelijke versterkerschakeling is bekend uit het 20 Amerikaanse octrooischrift 4.509.019. Daarbij wordt het ene schakelingselement gevormd door een condensator met een vaste capaciteit en wordt het andere schakelingselement gevormd door een door een M0S-transistor gevormde weerstand, waarvan de weerstandswaarde met behulp van een stuurspanning kan worden ingesteld. De condensators kunnen in de 25 terugkoppelketens en de weerstanden in de ingangsketens of de condensators kunnen in de ingangsketens en de weerstanden in de terugkoppelketens worden aangebracht. In het eerste geval vormt de versterkerschakeling een integrator of laagdoorlatend filter en in het tweede geval een differentiator of hoogdoorlatend filter.Such an amplifier circuit is known from United States Patent Specification 4,509,019. One circuit element is formed by a capacitor with a fixed capacity and the other circuit element is formed by a resistor formed by an M0S transistor, the resistance value of which can be adjusted by means of a control voltage. The capacitors can be applied in the feedback chains and the resistors in the input chains or the capacitors can be applied in the input chains and the resistors in the feedback chains. In the first case, the amplifier circuit forms an integrator or low-pass filter and in the second, a differentiator or high-pass filter.
30 Aan de eerste en de tweede ingangsklem van de versterkerschakeling wordt een gebalanceerde ingangsspanning toegevoerd en van de eerste en tweede uitgang wordt een gebalanceerde 8602892 % PHN 11.936 2 uitgangsspanning afgenomen. Deze uitgangsspanning is nagenoeg vrij van even-orde harmonische vervormingen, die onder meer veroorzaakt worden door de niet-lineariteiten van de MOS-transistorweerstanden. Door de symmetrische opbouw en gebalanceerde aansturing van de 5 versterkerschakeling heffen de harmonische componenten van de twee MOS-transistors elkaar namelijk op.A balanced input voltage is applied to the first and second input terminals of the amplifier circuit, and a balanced 8602892% PHN 11.936 2 output voltage is taken from the first and second outputs. This output voltage is practically free of even-order harmonic distortions, which are caused, among other things, by the non-linearities of the MOS transistor resistors. The harmonic components of the two MOS transistors cancel each other out due to the symmetrical construction and balanced control of the amplifier circuit.
Bij de bekende versterkerschakeling wordt de versterker gevormd door een standaard operationele versterker, waarvan de enkelzijdige uitgangsspanning met behulp van een inverter in een even 10 grootte doch in polariteit tegengestelde uitgangsspanning wordt omgezet. Een dergelijke versterker heeft echter het bezwaar, dat de inverter, in het bijzonder voor hoge frequenties, extra fasedraaiing introduceert, waardoor de uitgangsspanningen op de inverterende en niet-inverterende uitgang van de versterker niet meer volledig gebalanceerd 15 zijn. Bovendien bevat een standaard operationele versterker een relatief groot aantal komponenten en benodigt daardoor een relatief groot integratie-oppervlak.In the known amplifier circuit, the amplifier is formed by a standard operational amplifier, the single-sided output voltage of which is converted into an even size but in polarity opposite output voltage by means of an inverter. However, such an amplifier has the drawback that the inverter, especially for high frequencies, introduces extra phase rotation, as a result of which the output voltages on the inverting and non-inverting output of the amplifier are no longer fully balanced. In addition, a standard operational amplifier contains a relatively large number of components and therefore requires a relatively large integration surface.
Het is dan ook het doel van de uitvinding een gebalanceerde versterker aan te geven, die een eenvoudige opbouw bezit 20 en op een relatief klein oppervlak kan worden geïntegreerd en die bovendien geschikt is voor het versterken van hoog-frequente signalen. Een versterker van een in de aanhef genoemde soort wordt volgens de uitvinding gekenmerkt, doordat de versterker is voorzien van: een eerste verschilpaar met een eerste en een tweede 25 transistor, waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de niet-inverterende en de inverterende ingang, een tweede verschilpaar met een derde en een vierde transistor, waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de emitter van de eerste en de tweede transistor, de emitters zijn 30 verbonden met een eerste gemeenschappelijk emitteraansluitpunt, dat is gekoppeld met een stroombron, en waarvan de kollektors zijn gekoppeld met respectievelijk de inverterende en de niet-inverterende uitgang, die belast worden door respectievelijk een eerste en een tweede belastingsimpedantie, en 35 - een derde verschilpaar met een vijfde en een zesde transistor, waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de emitter van de eerste en de tweede transistor, de emitters zijn 8602892 i Λ PHN 11.936 3 verbonden met een tweede gemeenschappelijk emitteraansluitpunt, dat gekoppeld is met een stroombron en waarvan de kollektors kruisgekoppeld zijn met de bases.It is therefore the object of the invention to provide a balanced amplifier which has a simple structure and which can be integrated on a relatively small area and which is moreover suitable for amplifying high-frequency signals. An amplifier of the type mentioned in the preamble is characterized according to the invention in that the amplifier comprises: a first difference pair with a first and a second transistor, the bases of which are connected to the non-inverting and the inverting input, respectively, a second differential pair with a third and a fourth transistor, the bases of which are connected to the emitter of the first and the second transistor, respectively, the emitters are connected to a first common emitter terminal, which is coupled to a current source, and whose collectors are coupled to the inverting and non-inverting outputs, respectively, which are loaded by a first and a second load impedance, respectively, and 35 - a third differential pair with a fifth and a sixth transistor, the bases of which are connected to the emitter of the first and second transistor, the emitters are 8602892 i Λ PHN 11.936 3 verbo with a second common emitter terminal, which is coupled to a power source and whose collectors are cross coupled to the bases.
Bij de versterker volgens de uitvinding wordt direkt een 5 gebalanceerd uitgangssignaal verkregen. De versterkerschakeling volgens de uitvinding bezit een grote transconductantie, hetgeen gunstig is voor de gevoeligheid van de schakeling. Het derde kruisgekoppelde verschilpaar reduceert namelijk de omzetweerstand van het eerste verschilpaar en het tweede verschilpaar zorgt voor een extra 10 stroomversterking van de signaalstroom door het eerste en derde verschilpaar. De versterker volgens de uitvinding heeft bovendien een groot uitstuurbereik.In the amplifier according to the invention a balanced output signal is immediately obtained. The amplifier circuit according to the invention has a high transconductance, which is favorable for the sensitivity of the circuit. Namely, the third cross-coupled difference pair reduces the conversion resistance of the first difference pair, and the second difference pair provides an additional current amplification of the signal current through the first and third difference pairs. The amplifier according to the invention moreover has a wide output range.
Een eerste uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding kan worden gekenmerkt, doordat het eerste gemeenschappelijke 15 emitteraansluitpunt met een eerste stroombron en het tweede gemeenschappelijke emitteraansluitpunt met een tweede stroombron is verbonden. De stroomversterking is bij deze uitvoeringsvorm gelijk aan de verhouding van de stroomsterkten van de eerste en de tweede stroombron. In plaats van met twee voedingsstroombronnen kan de 20 versterker volgens de uitvinding ook met één stroombron worden uitgevoerd, indien deze volgens een tweede uitvoeringsvorm wordt gekenmerkt, doordat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt en het tweede gemeenschappelijke emitteraansluitpunt met een eerste stroombron zijn verbonden en doordat het emitteroppervlak van de derde 25 en de vierde transistor groter is als dat van de vijfde en de zesde transistor.De stroomversterking wordt hierbij bepaald door de verhouding van de emitteroppervlakken van de transistors van het tweede en het derde verschilpaar. Het is ook mogelijk de versterker met één stroombron en gelijke emitteroppervlakken van de transistors uit te 30 voeren, indien deze volgens een derde uitvoeringsvorm wordt gekenmerkt, doordat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt is gekoppeld met een eerste stroombron en doordat het tweede gemeenschappelijke emitteraansluitpunt door middel van een eerste weerstand is gekoppeld met de eerste stroombron. De stroomversterking wordt bij deze 35 uitvoeringsvorm vastgelegd door de weerstandswaarde van de eerste weerstand. Deze uitvoeringsvorm kan nader worden gekenmerkt, doordat het eerste gemeenschappelijke emitteraansluitpunt door middel van een 8602892 % PHN 11.936 4 tweede weerstand is gekoppeld met de eerste stroombron. In dit geval wordt de stroomversterking bepaald door de weerstandswaarden van de eerste en de tweede weerstand.A first embodiment of an amplifier according to the invention can be characterized in that the first common emitter connection point is connected to a first current source and the second common emitter connection point to a second current source. The current gain in this embodiment is equal to the ratio of the current strengths of the first and second current sources. Instead of having two supply current sources, the amplifier according to the invention can also be equipped with one current source, if it is characterized according to a second embodiment, in that the first common emitter connection point and the second common emitter connection point are connected to a first current source and because the emitter surface of the third and fourth transistors are larger than that of the fifth and sixth transistors. The current gain is determined by the ratio of the emitter surfaces of the transistors of the second and third differential pairs. It is also possible to design the amplifier with one current source and equal emitter surfaces of the transistors, if it is characterized according to a third embodiment, in that the first common emitter terminal is coupled to a first current source and in that the second common emitter terminal is connected by means of a first resistor is coupled to the first current source. The current gain in this embodiment is determined by the resistance value of the first resistor. This embodiment can be further characterized in that the first common emitter terminal is coupled to the first current source by means of a 8602892% PHN 11.936 4. In this case, the current gain is determined by the resistance values of the first and second resistors.
Een vierde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de 5 uitvinding wordt gekenmerkt, doordat tussen de kollektor van de vierde transistor en de basis van de derde transistor een eerste condensator en tussen de kollektor van de derde transistor en de basis van de vierde transistor een tweede condensator is opgenomen. De condensators compenseren de signaalstromen die via de parasitaire kollektor-basis 10 capaciteiten van de transistors van het tweede verschilpaar weglekken.A fourth embodiment of an amplifier according to the invention is characterized in that between the collector of the fourth transistor and the base of the third transistor there is a first capacitor and between the collector of the third transistor and the base of the fourth transistor there is a second capacitor included. The capacitors compensate for the signal currents which leak through the parasitic collector base 10 capacitors of the transistors of the second difference pair.
Een vijfde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding wordt gekenmerkt, doordat de versterker is voorzien van een vierde verschilpaar met een zevende en een achtste transistor, waarvan de emitters zijn verbonden met het tweede gemeenschappelijke 15 emitteraansluitpunt en verder is voorzien van een negende en een tiende transistor, die met respectievelijk de zevende en de achtste transistor in cascode zijn geschakeld en waarvan de bases zijn verbonden met respectievelijk de basis van de eerste transistor en de basis van de tweede transistor. Door deze maatregelen verkrijgt de versterker een 20 zeer hoge ingangsimpedantie.A fifth embodiment of an amplifier according to the invention is characterized in that the amplifier is provided with a fourth difference pair with a seventh and an eighth transistor, the emitters of which are connected to the second common emitter terminal and furthermore are provided with a ninth and a tenth transistors cascaded with the seventh and eighth transistors respectively, the bases of which are connected to the bases of the first transistor and the bases of the second transistor, respectively. Due to these measures, the amplifier obtains a very high input impedance.
Een zesde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding wordt gekenmerkt, doordat de eerste en de tweede belastingsimpedantie worden gevormd door respectievelijk een eerste en een tweede transistorstroombron. Het gebruik van stroombronnen als 25 belastingsimpedantie heeft het voordeel, dat nagenoeg de volledige signaalstroom aan de uitgang ter beschikking komt en dat de spanningsval over de stroombronnen relatief klein is, zodat de schakeling slechts een relatief lage voedingsspanning benodigt.A sixth embodiment of an amplifier according to the invention is characterized in that the first and the second load impedance are formed by a first and a second transistor current source, respectively. The use of current sources as a load impedance has the advantage that almost the entire signal current becomes available at the output and that the voltage drop across the current sources is relatively small, so that the circuit only requires a relatively low supply voltage.
Een zevende uitvoeringsvorm van een versterker volgens de 30 uitvinding wordt gekenmerkt, doordat de eerste en de tweede belastingsstroombron worden gevormd door twee gekoppelde stroombronnen met een gemeenschappelijke stuuringang, doordat tussen de niet-inverterende en de inverterende uitgang van de versterker een spanningsdeler van twee nagenoeg gelijke belastingsweerstanden is 35 aangebracht, waarvan het verbindingspunt is verbonden met een eerste ingang van een transistorversterker, die is voorzien van een uitgang, welke verbonden is met de gemeenschappelijke stuuringang van de eerste 8602892 * PHN 11.936 5 en de tweede belastingsstroombron. De belastingsstroombronnen leveren de instelstroom voor de transistors van het tweede verschilpaar en de belastingsweerstanden net de transistorversterker leggen de gelijkspanning op de uitgangen van de versterker vast. Deze 5 uitvoeringsvorm kan nader worden gekenmerkt, doordat de twee belastingsstroombronnen worden gevormd door transistors van een geleidingstype tegengesteld aan dat van de eerste en de tweede transistor en waarvan de emitters zijn verbonden met een eerste voedingsaansluitpunt, de bases zijn verbonden met de gemeenschappelijke 10 stuuringang en de kollektors zijn verbonden met de inverterende en niet-inverterende uitgang van de versterker. De transistorversterker kan zijn voorzien van een tweede ingang voor het voeren van een referentiespanning. De transistorversterker kan volgens een uitvoeringsvorm ook worden gevormd door een elfde transistor van 15 hetzelfde geleidingstype als de eerste en de tweede transistor, waarvan de emitter de eerste ingang, de basis de tweede ingang en de kollektor de uitgang vormt. Daarbij kan op voordelige wijze de basis van de elfde transistor met de gemeenschappelijke stuuringang van de twee belastingsstroombronnen worden verbonden.A seventh embodiment of an amplifier according to the invention is characterized in that the first and the second load current source are formed by two coupled current sources with a common control input, in that a voltage divider of two substantially equal values is present between the non-inverting and the inverting output of the amplifier. load resistors are provided, the connection point of which is connected to a first input of a transistor amplifier, which is provided with an output, which is connected to the common control input of the first 8602892 * PHN 11.936 5 and the second load current source. The load current sources provide the bias current for the transistors of the second differential pair, and the load resistors along the transistor amplifier fix the DC voltage at the outputs of the amplifier. This embodiment can be further characterized in that the two load current sources are formed by transistors of a conductivity type opposite to that of the first and second transistors, the emitters of which are connected to a first supply terminal, the bases are connected to the common control input and the collectors are connected to the inverting and non-inverting output of the amplifier. The transistor amplifier may include a second input for supplying a reference voltage. According to one embodiment, the transistor amplifier can also be formed by an eleventh transistor of the same conductivity type as the first and the second transistor, the emitter of which forms the first input, the base the second input and the collector the output. The base of the eleventh transistor can advantageously be connected to the common control input of the two load current sources.
20 De transistorversterker kan volgens een andere uitvoeringsvorm ook worden gevormd door een transistor van hetzelfde geleidingstype als de negende en tiende transistor, waarvan de basis is verbonden met het verbindingspunt van de twee belastingsweerstanden, de emitter is verbonden met de gemeenschappelijke stuuringang en de 25 kollektor is verbonden met een tweede voedingsaansluitpunt of volgens weer een andere uitvoeringsvorm door een MOS-transistor, waarvan de gate is verbonden met het verbindingspunt van de twee belastingsweerstanden, de source is verbonden met de gemeenschappelijke stuuringang van de twee belastingsstroombronnen en de drain is verbonden met een tweede 30 voedingsaansluitpunt.In another embodiment, the transistor amplifier can also be constituted by a transistor of the same conductivity type as the ninth and tenth transistors, the base of which is connected to the junction of the two load resistors, the emitter is connected to the common control input and the collector is connected to a second power supply terminal or according to yet another embodiment by a MOS transistor, the gate of which is connected to the connection point of the two load resistors, the source is connected to the common control input of the two load current sources and the drain is connected to a second 30 power supply terminal.
De uitvinding wordt nader toegelicht aan de hand van bijgaande tekening, waarin figuur 1 de principeschema's van enige uitvoeringsvormen van een versterkerschakeling volgens de uitvinding 35 weergeeft, figuur 2 een eerste uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, 8602892 PHN 11.936 6 figuur 3 een tweede uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, figuur 4 een derde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, 5 figuur 5 een vierde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, figuur 6 een vijfde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, figuur 7 een zesde uitvoeringsvorm van een versterker 10 volgens de uitvinding weergeeft, figuur 8 een zevende uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergeeft, figuur 9 enige uitvoeringsvormen van de belastingsschakeling uit figuur 8 toont, 15 figuur 10a een uitvoeringsvorm van een belastingsschakeling met MOS-transistors toont, en figuur 10b een resonator met twee versterkerschakelingen van een in figuur 1 getoond type weergeeft.The invention is further elucidated with reference to the annexed drawing, in which figure 1 shows the schematic diagrams of some embodiments of an amplifier circuit according to the invention, figure 2 shows a first embodiment of an amplifier according to the invention, 8602892 PHN 11.936 6 figure 3 a second figure 4 shows a third embodiment of an amplifier according to the invention, figure 5 shows a fourth embodiment of an amplifier according to the invention, figure 6 shows a fifth embodiment of an amplifier according to the invention, figure 7 shows a sixth embodiment of an amplifier 10 according to the invention, figure 8 shows a seventh embodiment of an amplifier according to the invention, figure 9 shows some embodiments of the load circuit of figure 8, figure 10a shows an embodiment of a load circuit with MOS trans istors, and Figure 10b shows a two-amplifier resonator of a type shown in Figure 1.
In figuur 1 zijn de principe-schema's van enige 20 mogelijke uitvoeringsvormen van een versterkerschakeling volgens de uitvinding weergegeven. De in figuur 1a getoonde versterkerschakeling bevat een versterker 1 met een niet-inverterende ingang 2, een inverterende ingang 3 en een niet-inverterende uitgang 4 en een inverterende uitgang 5. Tussen een eerste ingangsklem 6 en de 25 niet-inverterende ingang 2 bevindt zich een eerste ingangsketen met een als MOS-transistor uitgevoerde weerstand Rp, waarvan de weerstandswaarde kan worden ingesteld door middel van de stuurspanning Vc. Tussen een tweede ingangsklem 7 en de inverterende ingang 3 bevindt zich een tweede ingangsketen met een aan de in de eerste 30 ingangsketen gelijke weerstand Rp. Tussen de inverterende uitgang 5 en de niet-inverterende ingang 2 is een eerste terugkoppelketen met een condensator Cp aangebracht en tussen de niet-inverterende uitgang 4 en de inverterende ingang 3 is een tweede terugkoppelketen met eveneens een condensator CF aangebracht. De versterkerschakeling vormt op deze 35 wijze een gebalanceerde integrator, waarvan de RC-tijdconstante kan worden ingesteld door het regelen van de weerstandswaarde van weerstanden Rp met behulp van de stuurspanning V^. Voor het 8602892 PHN 11.936 7 automatisch afregelen van dergelijke tijdconstanten in een uit een aantal integratoren opgebouwde schakeling zijn een aantal technieken bekend. Deze worden hier echter niet nader beschreven, omdat deze niet het onderwerp van de onderhavige aanvrage vormen. Aan de ingangsklemmen 5 6 en 7 wordt een gebalanceerde ingangsspanning toegevoerd en van de uitgangsklemmen 4 en 5 wordt een gebalanceerde uitgangsspanning afgenomen. De gebalanceerde aansturing van de versterkerschakeling heeft het voordeel, dat de door de niet-lineariteit van de beide MOS-transistors veroorzaakte vervormingen elkaar in de schakeling nagenoeg 10 volledig compenseren. De versterkerschakeling is hierdoor over een groot bereik van ingangsspanning lineair. Opgemerkt wordt, dat de weerstanden RF ook in de terugkoppelketens en de condensators Cp ook in de ingangsketens kunnen worden aangebracht. De versterkerschakeling vormt dan echter een differentiator.Figure 1 shows the basic diagrams of some possible embodiments of an amplifier circuit according to the invention. The amplifier circuit shown in Figure 1a comprises an amplifier 1 with a non-inverting input 2, an inverting input 3 and a non-inverting output 4 and an inverting output 5. Between a first input terminal 6 and the 25 non-inverting input 2 there is a first input circuit with a resistor Rp configured as an MOS transistor, the resistance value of which can be adjusted by means of the control voltage Vc. Between a second input terminal 7 and the inverting input 3 there is a second input circuit with a resistor Rp equal to in the first input circuit. A first feedback circuit with a capacitor Cp is arranged between the inverting output 5 and the non-inverting input 2 and a second feedback circuit with also a capacitor CF is arranged between the non-inverting output 4 and the inverting input 3. The amplifier circuit thus forms a balanced integrator, the RC time constant of which can be adjusted by controlling the resistance value of resistors Rp using the control voltage Vc. A number of techniques are known for the automatic adjustment of such time constants in a circuit built up from a number of integrators for the 8602892 PHN 11.936 7. However, these are not further described here, because they are not the subject of the present application. A balanced input voltage is applied to the input terminals 5, 6 and 7, and a balanced output voltage is taken from the output terminals 4 and 5. The balanced control of the amplifier circuit has the advantage that the distortions caused by the non-linearity of the two MOS transistors almost completely compensate each other in the circuit. The amplifier circuit is therefore linear over a wide range of input voltage. It is noted that the resistors RF can also be applied in the feedback circuits and the capacitors Cp also in the input circuits. However, the amplifier circuit then forms a differentiator.
15 Bij de in figuur 1b getoonde versterkerschakeling bevinden zich in de ingangsketens vaste weerstanden Rp en in de terugkoppelketens condensators CF, waarvan de capaciteit kan worden ingesteld. De wijze waarop dergelijke condensators kunnen worden gerealiseerd, wordt beschreven in een gelijktijdig ingediende 20 octrooiaanvrage (PHN 11.937). De schakeling vormt weer een integrator, waarbij door de gebalanceerde opbouw en aansturing van de schakeling de door de niet-lineariteit van de condensators veroorzaakte vervormingen elkaar nagenoeg compenseren. Ook hier kunnen de weerstanden RF in de terugkoppelketens en de condensators CF in de ingangsketens worden 25 aangebracht, waarbij de schakeling dan weer een differentiator vormt.In the amplifier circuit shown in Figure 1b, in the input circuits there are fixed resistors Rp and in the feedback circuits, capacitors CF, the capacitance of which can be adjusted. The manner in which such capacitors can be realized is described in a co-filed patent application (PHN 11.937). The circuit again forms an integrator, whereby due to the balanced structure and control of the circuit, the distortions caused by the non-linearity of the capacitors virtually compensate each other. Here too, the resistors RF in the feedback circuits and the capacitors CF can be applied in the input circuits, the circuit then again forming a differentiator.
Bij de uitvoeringsvorm van figuur 1c zijn de beide ingangsketens met elkaar gekoppeld. De ingangsketens bevatten elk een transistor, waarvan de emitters zijn verbonden met een instelbare stroombron. De bases van deze transistors vormen de ingangsklemmen 6 en 30 7, waaraan een gebalanceerde ingangsspanning wordt toegevoerd. De twee als verschilpaar geschakelde transistors vormen een variabele weerstand, waarvan de weerstandswaarde kan worden ingesteld met behulp van de instelbare stroombron en waarmee de gebalanceerde ingangsspanning wordt omgezet in een gebalanceerde uitgangstroom, die aan de ingangen 2 en 3 35 van de versterker 1 wordt toègevoerd. Ook bij deze schakeling heffen de door de niet-lineariteit van de transistors en versterker veroorzaakte vervormingen elkaar nagenoeg op.In the embodiment of figure 1c, the two input chains are coupled together. The input circuits each contain a transistor, the emitters of which are connected to an adjustable current source. The bases of these transistors form the input terminals 6 and 7, to which a balanced input voltage is applied. The two differential pair switched transistors form a variable resistor, the resistance value of which can be adjusted using the adjustable current source and converts the balanced input voltage into a balanced output current, which is applied to inputs 2 and 3 of amplifier 1. Also in this circuit, the distortions caused by the non-linearity of the transistors and amplifier virtually cancel each other out.
8602892 •k- PHN 11.936 88602892 • k- PHN 11.936 8
De in figuur 1c getoonde uitvoeringsvorm is op zich het onderwerp van een gelijktijdig ingediende octrooiaanvrage (PHN 11.938).The embodiment shown in figure 1c is itself the subject of a co-filed patent application (PHN 11.938).
Bij de in figuur 1 getoonde uitvoeringsvormen is telkens de waarde van één element instelbaar en van het andere element 5 vast. Het is echter ook mogelijk de waarde van beide elementen instelbaar te maken. Verder is het mogelijk de condensators in de schakelingen te vervangen door al of niet instelbare weerstanden waarbij de versterkerschakeling dan een sommeer- of inverteerschakeling vormt. Daarnaast is het ook mogelijk, dat beide elementen een vaste waarde 10 bezitten. In het algemeen kan gesteld worden, dat het eerste schakelingselement een eerste, al of niet instelbare impedantie en het tweede schakelingselement een tweede al of niet instelbare impedantie is.In the embodiments shown in figure 1, the value of one element is adjustable and that of the other element 5 is fixed. However, it is also possible to make the value of both elements adjustable. Furthermore, it is possible to replace the capacitors in the circuits with adjustable or non-adjustable resistors, the amplifier circuit then forming a summing or inverting circuit. In addition, it is also possible that both elements have a fixed value. In general, it can be stated that the first circuit element is a first, adjustable or non-adjustable impedance and the second circuit element is a second, adjustable or non-adjustable impedance.
Met de in figuur 1 getoonde schakelingen kunnen praktisch 15 alle mogelijke filters, resonators en oscillators worden gerealiseerd.With the circuits shown in figure 1, practically all possible filters, resonators and oscillators can be realized.
In figuur 2 is een principe-schema van een versterker 1 voor de in figuur 1 getoonde versterkerschakelingen weergegeven. De versterker bevat een eerste verschilpaar met een eerste transistor T-j en een tweede transistor T2. De basis van transistor is met de 20 niet-inverterende ingang 2 en de basis van transistor T2 is met de inverterende ingang 3 verbonden. De kollektors van de transistors en T2 zijn met de positieve voedingsspanningsaansluiting verbonden. De versterker bevat verder een tweede verschilpaar met een derde transistor T3 en een vierde transistor T4. De basis van transistor T3 is met 25 de emitter van transistor T·) en de basis van transistor T4 is met de emitter van transistor T2 verbonden. De emitters van de transistors T3 en T4 zijn verbonden met een eerste gemeenschappelijk emitteraansluitpunt 8, dat door middel van een stroombron = 2ml met het negatieve voedingsaansluitpunt is verbonden. De kollektor van 30 transistor T3 is verbonden met de inverterende uitgang 5, die belast wordt door een stroombron I3 = ml en de kollektor van transistor T4 is verbonden met de niet-inverterende uitgang 4, die belast wordt door een stroombron I4 = ml. De versterker bevat voorts een derde verschilpaar met een vijfde transistor Tg en een zesde 35 transistor Tg. De basis van transistor Tg is met de emitter van transistor T1 en de basis van transistor Tg is met de emitter van transistor T2 verbonden. De emitters van de transistors Tg en Tg 8602892 PHN 11.936 9 zijn verbonden met een tweede gemeenschappelijk emitteraansluitpunt 9, dat door middel van een stroombron I2 = 21 met het negatieve voedingsaansluitpunt is verbonden. Verder is de kollektor van transistor Tg met de basis van transistor Tg en de kollektor van transistor 5 Tg met de basis van transistor Tg verbonden.Figure 2 shows a basic diagram of an amplifier 1 for the amplifier circuits shown in Figure 1. The amplifier includes a first difference pair with a first transistor T-j and a second transistor T2. The base of transistor is connected to the non-inverting input 2 and the base of transistor T2 is connected to the inverting input 3. The collectors of the transistors and T2 are connected to the positive supply voltage connection. The amplifier further includes a second differential pair with a third transistor T3 and a fourth transistor T4. The base of transistor T3 is connected to the emitter of transistor T1) and the base of transistor T4 is connected to the emitter of transistor T2. The emitters of transistors T3 and T4 are connected to a first common emitter terminal 8, which is connected to the negative power terminal by a current source = 2ml. The collector of transistor T3 is connected to the inverting output 5, which is loaded by a current source I3 = ml, and the collector of transistor T4 is connected to the non-inverting output 4, which is loaded by a current source I4 = ml. The amplifier further includes a third differential pair with a fifth transistor Tg and a sixth transistor Tg. The base of transistor Tg is connected to the emitter of transistor T1 and the base of transistor Tg is connected to the emitter of transistor T2. The emitters of transistors Tg and Tg 8602892 PHN 11.936 9 are connected to a second common emitter terminal 9, which is connected to the negative power terminal by a current source I2 = 21. Furthermore, the collector of transistor Tg is connected to the base of transistor Tg and the collector of transistor 5 Tg to the base of transistor Tg.
De werking van de schakeling kan als volgt nader worden toegelicht. Bij aansturing van de bases 2 en 3 van transistors T^ en T2 door een gebalanceerde ingangsspanning +V^n, -Vj_n zal door transistor Tf een stroom I-i en door transistor T2 een stroom I+i 10 vloeien, waarbij i de signaalstroom ten gevolge van de ingangsspanning is. De stroom door transistor Tj vloeit ook door transistor Tg, zodat de stroom hierdoor eveneens gelijk is aan X-i en de stroom door transistor T2 vloeit ook door transistor Tg, zodat de stroom door deze transistor gelijk is aan I+i. De grootte van de signaalstroom i 15 wordt bepaald door de som van de basis-emitterweerstanden van de transistors T1f T2, Tg en Tg. Doordat door de transistors T1 en Tg en door de transistors T2 en Tg tegengestelde signaalstromen vloeien, wordt de basis-emitterweerstand van transistor T^ nagenoeg gecompenseerd door die van transistor Tg en wordt de basis-20 emitterweerstand van transistor T2 nagenoeg gecompenseerd door die van transistor Tg. De totale weerstand tussen de ingangen 2 en 3 is daardoor zeer klein en dientengevolge is de transconductantie van de schakeling gevormd door de transistors T.j, T2, Tg en Tg zeer groot. De transistors T3 t/m Tg vormen een zogenaamde translineaire 25 schakeling. Het de bekende exponentiële relatie tussen de kollektorstroom en de basis-eraitterspanning van een transistor en het gegeven dat de transistors gelijke emitteroppervlakken bezitten, volgt dan dat de stromen door de transistors T3 en Tg en door de transistors T4 en Tg zich verhouden als stromen van de stroombronnen 30 1^ en I2. Door transistor T3 vloeit derhalve een stroom m(I+i) en door transistor T4 een stroom m(I-i). De gelijkstroomkomponent ml van de stroom door transistor T3 wordt geleverd door stroombron I3 en die door transistor T4 wordt geleverd door stroombron I4. Aan de niet-inverterende uitgang 4 wordt dientengevolge een signaalstroom +mi 35 en aan de inverterende uitgang 5 een signaalstroom -mi afgegeven.The operation of the circuit can be further explained as follows. When the bases 2 and 3 of transistors T ^ and T2 are driven by a balanced input voltage + V ^ n, -Vj_n a current Ii will flow through transistor Tf and a current I + i 10 through transistor T2, whereby i the signal current of the input voltage. The current through transistor Tj also flows through transistor Tg, so that the current through this also equals X-i and the current through transistor T2 also flows through transistor Tg, so that the current through this transistor equals I + i. The magnitude of the signal current i15 is determined by the sum of the base emitter resistors of the transistors T1f T2, Tg and Tg. Because opposite signal currents flow through transistors T1 and Tg and through transistors T2 and Tg, the base-emitter resistor of transistor T1 is substantially compensated by that of transistor Tg and the base-emitter resistor of transistor T2 is nearly compensated by that of transistor Tg. The total resistance between the inputs 2 and 3 is therefore very small and consequently the transconductance of the circuit formed by the transistors T.j, T2, Tg and Tg is very large. The transistors T3 to Tg form a so-called translinear circuit. It follows from the known exponential relationship between the collector current and the base-eraser voltage of a transistor and the fact that the transistors have equal emitter surfaces, that the currents through the transistors T3 and Tg and through the transistors T4 and Tg relate as currents of the current sources 30 1 ^ and I2. A current m (I + i) therefore flows through transistor T3 and a current m (I-i) flows through transistor T4. The DC component ml of the current through transistor T3 is supplied by current source I3 and that by transistor T4 is supplied by current source I4. Consequently, a signal current + mi 35 is supplied to the non-inverting output 4 and a signal current -mi is applied to the inverting output 5.
Bij de versterker van figuur 2 zorgt het derde verschilpaar met transistors Tg en Tg dus voor een vergroting van 8602892 PHN 11.936 10 de transconductantie van het eerste verschilpaar met transistors T1 en T2, terwijl het tweede verschilpaar met transistors T3 en T4 voor een additionele stroomversterking zorgt. Daarnaast heeft het gebruik van het tweede verschilpaar ten opzichte van een schakeling, 5 waarin de transistors T1 en T2 worden belast door stroombronnen en de uitgangsstromen van de kollektors van deze transistors worden afgenomen, het voordeel dat de transistors en T2 niet in verzadiging gestuurd kunnen worden. Dit voorkomt het ontstaan van latch-up. Bovendien bezit de versterker volgens de uitvinding ten opzichte van 10 een dergelijke schakeling een groter uitgangsspanningsbereik, daar de gelijkspanning op de bases van de transistors T3 en T4 één basis-emitterspanning lager dan de spanning op de bases van de transistors T.| en T2 is. Verder is, zoals reeds genoemd, een groot voordeel van de schakeling, dat deze vrij is van zogenaamde "latch-up", d.w.z. bij 15 het inschakelen van de voedingsspanning stelt de schakeling zich telkens in de gewenste rusttoestand in.Thus, in the amplifier of Figure 2, the third difference pair with transistors Tg and Tg increases the transconductance of the first difference pair with transistors T1 and T2 by 8602892 PHN 11.936, while the second difference pair with transistors T3 and T4 provides additional current gain. . In addition, the use of the second difference pair relative to a circuit in which the transistors T1 and T2 are loaded by current sources and the output currents of the collectors of these transistors are decreased has the advantage that the transistors and T2 cannot be driven in saturation . This prevents the creation of a latch-up. Moreover, the amplifier according to the invention has a wider output voltage range compared to such a circuit, since the DC voltage on the bases of transistors T3 and T4 is one base-emitter voltage lower than the voltage on the bases of transistors T. | and T2 is. Furthermore, as already mentioned, a great advantage of the circuit is that it is free from so-called "latch-up", that is, when the supply voltage is switched on, the circuit always sets itself in the desired quiescent state.
In figuur 3 is een tweede uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven, waarbij gelijke onderdelen met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 2 zijn aangegeven. Bij de 20 schakeling van figuur 2 worden het tweede en het derde verschilpaar gevoed door afzonderlijke stroombronnen I1 en I2, waarvan de stroomsterkten zich dienen te verhouden als m:1 om bij gelijke emitteroppervlakken van de transistors een stroomversterking m te verkrijgen. Bij de schakeling van fig. 3 worden het tweede en het 25 derde verschilpaar gevoed door één gemeenschappelijke stroombron Ig, waarvan de stroomsterkte gelijk is aan (2m+2)I. Het emitteroppervlak van de transistors T3 en T4 is nu echter m x groter als dat van de transistors Tg en Tg. Hierdoor verhouden de stromen door de transistors T3 en Tg en door de transistors T4 en Tg 30 zich weer als m:1. De werking van de schakeling is verder hetzelfde als die van figuur 1.Figure 3 shows a second embodiment of an amplifier according to the invention, in which like parts are indicated with the same reference numerals as in Figure 2. In the circuit of Figure 2, the second and third difference pairs are fed by separate current sources I1 and I2, the current strengths of which should be in the ratio m: 1 to obtain a current amplification m with equal emitter surfaces of the transistors. In the circuit of Fig. 3, the second and third difference pairs are fed by one common current source Ig, the current of which is equal to (2m + 2) I. However, the emitter surface of transistors T3 and T4 is now m x larger than that of transistors Tg and Tg. As a result, the currents through the transistors T3 and Tg and through the transistors T4 and Tg 30 again relate as m: 1. The operation of the circuit is otherwise the same as that of figure 1.
Voor het verkrijgen van een relatief grote versterkingsfaktor m zijn bij de schakeling van figuur 3 transistors T3 en T5 met een relatief groot emitteroppervlak benodigd. In figuur 35 4 is een derde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven. Gelijke onderdelen zijn met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 2 aangegeven. De emitteroppervlakken van de transistors zijn 8602892 9 PHN 11.936 11 bij deze uitvoeringsvorm onderling gelijk. Het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 8 van de transistors T3 en T4 is rechtstreeks en het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 9 van de transistors Tg en Tg is via een weerstand verbonden met een stroombron I5 met een 5 stroomsterkte (2m+2)I. Opdat bij gelijke emitteroppervlakken van de transistors de stromen door de transistors T3 en m x zo groot zijn als de stromen door de transistors Tg en Tg zal het verschil tussen de basis-emitterspanningen van de transistors T3 en Tg en tussen de basis-emitterspanningen van de transistors T^ en Tg gelijk 10 aan ΔνβΕ = -S. χη m dienen te zijn. Bij een stroom 21 door de weerstand R betekent dit, dat de weerstandswaarde hiervan gelijk dient te zijn aan «r*»· Doordat in vergelijking met de uitvoeringsvorm van figuur 3 de transistors T3 en T^ kleinere emitteroppervlakken bezitten maar wel dezelfde stromen voeren, is de 15 stroomdichtheid in de transistors T3 en T4 bij de uitvoeringsvorm van figuur 4 groter dan die bij figuur 3, hetgeen bewerkstelligt dat het hoogfrequent gedrag van de schakeling van figuur 4 beter is.Transistors T3 and T5 with a relatively large emitter area are required in the circuit of Figure 3 to obtain a relatively large amplification factor m. Figure 35-4 shows a third embodiment of an amplifier according to the invention. Like parts are denoted by the same reference numerals as in Figure 2. The emitter surfaces of the transistors are the same in each embodiment 8602892 9 PHN 11.936 11. The common emitter terminal 8 of the transistors T3 and T4 is direct and the common emitter terminal 9 of the transistors Tg and Tg is connected via a resistor to a current source I5 with a current (2m + 2) I. In order that the currents through the transistors T3 and mx are equal to the currents through the transistors Tg and Tg with equal emitter surfaces of the transistors, the difference between the base emitter voltages of the transistors T3 and Tg and between the base emitter voltages of the transistors will be T ^ and Tg equal 10 to ΔνβΕ = -S. χη m should be. With a current 21 through the resistor R this means that the resistance value thereof must be equal to "r *". Because in comparison with the embodiment of figure 3 the transistors T3 and T1 have smaller emitter surfaces but carry the same currents, the current density in the transistors T3 and T4 in the embodiment of Figure 4 is greater than that in Figure 3, which causes the high-frequency behavior of the circuit of Figure 4 to be better.
In figuur 5 is een vierde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven, waarbij gelijke onderdelen 20 met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 4 zijn aangegeven. Bij deze uitvoeringsvorm is het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 9 van de transistors Tg en Tg via een weerstand R^ en het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 8 van de transistors T3 en T^ via een weerstand R3 verbonden met de stroombron Ig, waarvan een 25 eenvoudige uitvoeringsvorm is weergegeven. De stroombron wordt gevormd door een transistor Ίη, waarvan de basis een referentiespanning vref1 voert, de emitter via een weerstand R3 met het negatieve voedingsaansluitpunt is verbonden en waarvan de kollektor de uitgang van de stroombron vormt. De verhouding van de stromen door de transistors 30 T3 en Tg en dus ook van de stromen door de transistors T4 en Tg wordt in hoofdzaak bepaald door de verhouding van de weerstandswaarden van de weerstanden R^ en R3. Doordat deze verhouding vrij gekozen kan worden, kan ook met de schakeling van fig. 5 praktisch elke willekeurige stroomversterkingsfaktor m worden 35 gerealiseerd.Figure 5 shows a fourth embodiment of an amplifier according to the invention, in which like parts 20 are indicated with the same reference numerals as in figure 4. In this embodiment, the common emitter terminal 9 of the transistors Tg and Tg is connected through a resistor R ^ and the common emitter terminal 8 of the transistors T3 and Tg through a resistor R3 to the current source Ig, a simple embodiment of which is shown. The current source is constituted by a transistor Ίη, the base of which carries a reference voltage Vf1, the emitter is connected to the negative supply terminal via a resistor R3 and the collector of which is the output of the current source. The ratio of the currents through the transistors T3 and Tg and thus also of the currents through the transistors T4 and Tg is mainly determined by the ratio of the resistance values of the resistors R1 and R3. Since this ratio can be chosen freely, practically any current amplification factor m can also be realized with the circuit of Fig. 5.
In figuur 6 is een vijfde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven, waarbij gelijke onderdelen 8602892 PHN 11.936 12 met dezelfde verwijzingscijfers als in fig. 5 zijn aangegeven. Bij deze uitvoeringsvorm is tussen de kollektor van transistor T4 en de basis van transistor T3 een condensator en tussen de kollektor van transistor T3 en de basis van transistor T4 een daaraan gelijke 5 condensator C2 aangebracht. Doordat de versterker relatief grote uitgangssignaalstromen levert, kunnen op de uitgangen 4 en 5 vrij grote signaalspanningen optreden. Bij een grote positieve signaalspanning op de uitgang 5 vloeit een vrij grote signaalstroom via de parasitaire kollektor-basiskapaciteit naar de basis van transistor 13, aangezien 10 op de basis hiervan slechts een zeer kleine signaalspanning aanwezig is. Voert de uitgang 5 bijvoorbeeld een grote positieve signaalspanning dan voert de uitgang 4 een even grote negatieve signaalspanning. Van de basis van transistor T3 vloeit dan via condensator een signaalstroom naar de uitgang 5, die nagenoeg even groot is als de 15 signaalstroom, die via de parasitaire kollektor-basiskapaciteit van transistor T3 naar de basis van deze transistor vloeit. Naar de basis van transistor T3 vloeit daarom netto nagenoeg geen signaalstroom. De condensator ¢3 kompenseert op dezelfde wijze de signaalstroom, die door de parasitaire kollektorbasiscapaciteit van transistor T4 20 vloeit. Door de condensators en ¢3 wordt dus bewerkstelligd, dat de signaalstroom door transistor gelijk blijft aan die door transistor Tg en dus ook de signaalstroom door transistor T2 gelijk blijft aan die door transistor T5, zodat de compensatie van de basis-emitterweerstanden van de transistors en T2 gehandhaafd 25 blijft ook bij grote spanningsuitsturing op de uitgangen van de versterker.Figure 6 shows a fifth embodiment of an amplifier according to the invention, in which like parts 8602892 PHN 11.936 12 are indicated with the same reference numerals as in figure 5. In this embodiment, a capacitor is arranged between the collector of transistor T4 and the base of transistor T3, and a capacitor C2 equal to it is arranged between the collector of transistor T3 and the base of transistor T4. Because the amplifier supplies relatively large output signal currents, fairly large signal voltages can occur on outputs 4 and 5. With a large positive signal voltage at the output 5, a fairly large signal current flows through the parasitic collector base capacitance to the base of transistor 13, since only a very small signal voltage is present on its base. For example, if output 5 carries a large positive signal voltage, output 4 carries an equally large negative signal voltage. From the base of transistor T3, a signal current flows to the output 5 via capacitor, which is substantially the same size as the signal current, which flows via the parasitic collector base capacitance of transistor T3 to the base of this transistor. Therefore, virtually no signal current flows to the base of transistor T3. The capacitor ¢ 3 likewise compensates for the signal current flowing through the parasitic collector base capacitance of transistor T4 20. The capacitors and ¢ 3 thus ensure that the signal current through transistor remains equal to that through transistor Tg and thus also the signal current through transistor T2 remains equal to that through transistor T5, so that the compensation of the base-emitter resistors of the transistors and T2 remains at the outputs of the amplifier even with high voltage output.
In figuur 7 is een zesde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding weergegeven. Gelijke onderdelen zijn met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 6 aangegeven. De 30 versterker is voorzien van een vierde verschilpaar met transistors Tg en Tg, waarvan de emitters zijn verbonden met het gemeenschappelijke emitteraansluitpunt 9. De basis van de transistors Tg en Tg zijn verbonden met de emitters van de transistors T^ en T2. De versterker bevat verder een transistor T^q, die met transistor Tg in cascode is 35 geschakeld en waarvan de basis met de basis van transistor T^ is verbonden en een transistor T^f die met transistor Tg in cascode is geschakeld en waarvan de basis met de basis van transistor T2 is 8602892 s PHN 11.936 13 verbonden. De transistors Tg en en de transistors Tg en bewerkstelligen, dat de schakeling een zeer hoge ingangsimpedantie bezit. Aangezien transistor Tg parallel aan transistor T5 is geschakeld, vloeit door deze transistor en dus ook door transistor *10 5 een stroom gelijk aan I+i. Door transistor T^ vloeit een stroom I-i, zodat de som van de signaalstromen door de transistors T«j en T10 nagenoeg gelijk is aan nul. Dientengevolge zal de som van de ingangsbasisstromen zeer klein en dus de ingangsweerstand zeer hoog zijn.Figure 7 shows a sixth embodiment of an amplifier according to the invention. Like parts are denoted by the same reference numerals as in Figure 6. The amplifier is provided with a fourth differential pair with transistors Tg and Tg, the emitters of which are connected to the common emitter terminal 9. The bases of the transistors Tg and Tg are connected to the emitters of the transistors T1 and T2. The amplifier further comprises a transistor T ^ q, which is connected in cascode to transistor Tg, the base of which is connected to the base of transistor T ^ and a transistor T ^ f which is connected in cascode to transistor Tg and whose base 8602892 s PHN 11.936 13 is connected to the base of transistor T2. The transistors Tg and and the transistors Tg ensure that the circuit has a very high input impedance. Since transistor Tg is connected in parallel with transistor T5, a current equal to I + i flows through this transistor and thus also through transistor * 10. A current I-i flows through transistor T ^, so that the sum of the signal currents through transistors T j and T 10 is virtually zero. As a result, the sum of the input base currents will be very small and thus the input resistance will be very high.
In figuur 8 is een zevende uitvoeringsvorm van een 10 versterker volgens de uitvinding weergegeven, waarbij gelijke onderdelen met dezelfde verwijzingscijfers als in figuur 7 zijn aangegeven. Bij deze uitvoeringsvorm wordt de versterker belast door een belastingscircuit, dat voorzien is van een PNP-transistor T12» waarvan de emitter met het positieve voedingsaansluitpunt, de kollektor met 15 uitgang 5 en de basis is verbonden met de basis van een PNP-transistor Tig, waarvan de emitter met het positieve voedingsaansluitpunt en de kollektor met de uitgang 4 is verbonden. Het belastingscircuit bevat verder twee gelijke weerstanden R4 en R5, die tussen de uitgangen 4 en 5 zijn aangebracht. Het verbindingspunt van deze weerstanden is 20 verbonden met een eerste ingang van een versterker 10, waarvan een tweede ingang een referentiespanning Vref2 voert en waarvan de uitgang is verbonden met de gemeenschappelijke basis van de transistors T^ en Tig. De transistors T^ en T^ vormen stroombronnen, die de instelstromen voor de transistors Tg en T4 kompenseren. De 25 versterker 10 stuurt deze transistors zodanig, dat bij voldoend hoge versterking van versterker 10 de gelijkspanning op het verbindingspunt van de weerstanden R4 en Rg gelijk is aan de referentiespanning vref2' gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 is dan eveneens gelijk aan deze referentiespanning. Door de weerstanden R4 en Rg vloeit dus 30 praktisch geen gelijkstroom. Vanwege de zeer hoge kollektorimpedantie vloeien door de transistors T^ en Tig slechts verwaarloosbaar kleine signaalstromen. De weerstandswaarde van de weerstanden R4 en R5 wordt zeer groot gekozen ten opzichte van de weerstandswaarde van de op de uitgangen 4 en 5 aan te sluiten belasting, zodat door de 35 weerstanden R4 en Rg slechts een zeer kleine signaalstroom vloeit en dientengevolge nagenoeg de volledige signaalstroom aan de belasting wordt afgegeven. De ten gevolge van de signaalstromen aan de uitgangen 4 8602892 PHN 11.936 14 en 5 optredende signaalspanningen zijn in tegenfase, zodat de spanning op het verbindingspunt van de weerstanden R4 en R5 en dus ook de gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 hierdoor niet verandert.Figure 8 shows a seventh embodiment of an amplifier according to the invention, in which like parts are indicated with the same reference numerals as in figure 7. In this embodiment, the amplifier is loaded by a load circuit, which includes a PNP transistor T12, the emitter of which has the positive power terminal, the collector with output 5 and the base is connected to the base of a PNP transistor Tig, whose emitter is connected to the positive supply terminal and the collector to the output 4. The load circuit further includes two equal resistors R4 and R5, which are arranged between the outputs 4 and 5. The junction of these resistors is connected to a first input of an amplifier 10, a second input of which carries a reference voltage Vref2 and whose output is connected to the common base of the transistors T1 and Tig. The transistors T ^ and T ^ form current sources which compensate the bias currents for the transistors Tg and T4. The amplifier 10 controls these transistors such that with a sufficiently high amplification of the amplifier 10 the DC voltage at the junction of the resistors R4 and Rg is equal to the reference voltage and DC voltage at the outputs 4 and 5 is then also equal to this reference voltage. Thus, practically no direct current flows through the resistors R4 and Rg. Due to the very high collector impedance, only small signal currents flow through the transistors T1 and Tig. The resistance value of the resistors R4 and R5 is chosen to be very large relative to the resistance value of the load to be connected to the outputs 4 and 5, so that only a very small signal current flows through the resistors R4 and Rg and, consequently, almost the entire signal current is issued to the tax. The signal voltages which occur as a result of the signal currents at the outputs 4 8602892 PHN 11.936 14 and 5 are in opposite phase, so that the voltage at the junction of the resistors R4 and R5 and therefore also the DC voltage at the outputs 4 and 5 does not change.
In figuur 9a is een eenvoudige uitvoeringsvorm van het 5 belastingscircuit uit de schakeling van figuur 8 weergegeven. De versterker 10 wordt hierbij gevormd door een transistor T14, waarvan de basis de referentiespanning Vref2 voert, de emitter met het verbindingspunt van de weerstanden R4 en R5 en de kollektor met de gemeenschappelijke basis van de transistors T12 en T13 is 10 verbonden. De gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 is nu gelijk aan één basis-emitterspanning beneden de referentiespanning Vref2. In figuur 9b is een eerste variant van het belastingscircuit van figuur 9a weergegeven. De basis van transistor Τ·|4 is hierbij met de gemeenschappelijke basis van de transistors T^2 en T^3 verbonden. De 15 spanning op deze gemeenschappelijke basis is namelijk nagenoeg constant, omdat de transistors T^2 en T^3 constante stromen voeren. De uitgangen 4 en 5 bevinden zich bij deze uitvoeringsvorm op een gelijkspanningsniveau, dat twee basis-emitterspanningen beneden de positieve voedingsspanning ligt. In figuur 9c is een tweede variant van 20 het belastingscircuit weergegeven. Hierin is de als diode geschakelde NPN-transistor T14 uit fig. 9b vervangen door een PNP-transistor T15, waarvan de emitter met de gemeenschappelijke basis van de transistors T^2 en T^3, de basis met het verbindingspunt van de weerstanden R4 en R5 en de kollektor met de negatieve 25 voedingsspanning is verbonden. De gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 is dezelfde als bij het circuit van figuur 9b. In figuur 9d is een derde variant weergegeven, waarin de PNP-transistor vervangen is door een PM0S-transistor. De gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 ligt hierbij de som van een basis-emitterspanning en de gate-sourcespanning van transistor 30 Tig beneden de positieve voedingsspanning.Figure 9a shows a simple embodiment of the load circuit from the circuit of figure 8. The amplifier 10 is hereby formed by a transistor T14, the base of which carries the reference voltage Vref2, the emitter is connected to the junction of the resistors R4 and R5 and the collector is connected to the common base of the transistors T12 and T13. The DC voltage at outputs 4 and 5 is now equal to one base emitter voltage below the reference voltage Vref2. Figure 9b shows a first variant of the load circuit of figure 9a. The base of transistor | · | 4 is connected to the common base of transistors T ^ 2 and T ^ 3. Namely, the voltage on this common base is substantially constant, because the transistors T ^ 2 and T ^ 3 carry constant currents. The outputs 4 and 5 in this embodiment are at a DC voltage level, which is two base emitter voltages below the positive supply voltage. Figure 9c shows a second variant of the load circuit. Herein, the diode-switched NPN transistor T14 of FIG. 9b is replaced by a PNP transistor T15, the emitter of which has the common base of the transistors T ^ 2 and T ^ 3, the base with the junction of the resistors R4 and R5 and the collector with the negative supply voltage is connected. The DC voltage at the outputs 4 and 5 is the same as for the circuit of Figure 9b. Figure 9d shows a third variant, in which the PNP transistor has been replaced by a PM0S transistor. The DC voltage at outputs 4 and 5 is the sum of a base emitter voltage and the gate source voltage of transistor 30 Tig below the positive supply voltage.
In figuur 10a is het belastingscircuit van fig. 9b weergegeven, waarbij de weerstanden R4 en R5 worden gevormd door MOS-transistors en T^. Voorts zijn op de uitgangen 4 en 5 twee M0S- transistors en T2q aangesloten. Deze transistors vormen 35 bijvoorbeeld de ingangsweerstanden Rp van een op de versterkerschakeling aangesloten volgende versterkerschakeling. Ter illustratie van een dergelijke koppeling is in figuur 10b een 8602892Fig. 10a shows the load circuit of Fig. 9b, with resistors R4 and R5 formed by MOS transistors and Ti. In addition, two M0S transistors and T2q are connected to outputs 4 and 5. These transistors form, for example, the input resistors Rp of a subsequent amplifier circuit connected to the amplifier circuit. To illustrate such a coupling, in Figure 10b is an 8602892
Claims (17)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8602892A NL8602892A (en) | 1986-11-14 | 1986-11-14 | Balanced differential amplifier for filter, oscillator, etc. - uses three pairs of junction transistors and simple current sources |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8602892A NL8602892A (en) | 1986-11-14 | 1986-11-14 | Balanced differential amplifier for filter, oscillator, etc. - uses three pairs of junction transistors and simple current sources |
| NL8602892 | 1986-11-14 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL8602892A true NL8602892A (en) | 1988-06-01 |
Family
ID=19848837
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NL8602892A NL8602892A (en) | 1986-11-14 | 1986-11-14 | Balanced differential amplifier for filter, oscillator, etc. - uses three pairs of junction transistors and simple current sources |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| NL (1) | NL8602892A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0352790A2 (en) * | 1988-07-28 | 1990-01-31 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Integrator and active filter including integrator with simple phase compensation |
| EP0648010A1 (en) * | 1993-10-11 | 1995-04-12 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Frequency compensation circuit for stabilising a differential amplifier with cross-coupled transistors |
| EP1116324A1 (en) * | 1998-08-27 | 2001-07-18 | Maxim Integrated Products, Inc. | Differential amplifier with gain linearization through transconductance compensation |
| WO2020220347A1 (en) * | 2019-04-30 | 2020-11-05 | 华为技术有限公司 | Amplifier and amplification device |
-
1986
- 1986-11-14 NL NL8602892A patent/NL8602892A/en not_active Application Discontinuation
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0352790A2 (en) * | 1988-07-28 | 1990-01-31 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Integrator and active filter including integrator with simple phase compensation |
| EP0352790A3 (en) * | 1988-07-28 | 1991-07-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Integrator and active filter including integrator with simple phase compensation |
| US5081423A (en) * | 1988-07-28 | 1992-01-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Integrator and active filter including integrator with simple phase compensation |
| EP0648010A1 (en) * | 1993-10-11 | 1995-04-12 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Frequency compensation circuit for stabilising a differential amplifier with cross-coupled transistors |
| BE1007613A3 (en) * | 1993-10-11 | 1995-08-22 | Philips Electronics Nv | Frekwentiecompensatiecircuit for stabilization of a difference amplifier with cross coupled transistor. |
| US5525930A (en) * | 1993-10-11 | 1996-06-11 | U.S. Philips Corporation | Frequency compensation circuit for stabilizing a differential amplifier with cross-coupled transistors |
| EP1116324A1 (en) * | 1998-08-27 | 2001-07-18 | Maxim Integrated Products, Inc. | Differential amplifier with gain linearization through transconductance compensation |
| EP1116324A4 (en) * | 1998-08-27 | 2005-01-26 | Maxim Integrated Products | Differential amplifier with gain linearization through transconductance compensation |
| WO2020220347A1 (en) * | 2019-04-30 | 2020-11-05 | 华为技术有限公司 | Amplifier and amplification device |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2766264B2 (en) | Differential amplifier circuit | |
| JP3333239B2 (en) | Variable gain circuit | |
| EP0142081B1 (en) | Signal processing circuit | |
| EP0648010B1 (en) | Frequency compensation circuit for stabilising a differential amplifier with cross-coupled transistors | |
| JPH0846454A (en) | Amplifier with differential input and output | |
| US5392002A (en) | Low voltage bipolar negative impedance converter | |
| US4468628A (en) | Differential amplifier with high common-mode rejection | |
| US4780690A (en) | Filter arrangement having a transconductance circuit | |
| EP0052117B1 (en) | Current mode biquadratic active filter | |
| US4342006A (en) | Amplifier circuit for supplying load with output signal current proportional to input signal voltage | |
| NL8602892A (en) | Balanced differential amplifier for filter, oscillator, etc. - uses three pairs of junction transistors and simple current sources | |
| US4437070A (en) | Amplifier arrangement whose overall gain is controllable by means of a control voltage | |
| US5233311A (en) | Differential amplifier and oscillator mixer comprising said amplifier | |
| US4998074A (en) | Transistor circuit with base-current compensation | |
| JPH08250942A (en) | Trans-impedance amplifier circuit | |
| US5859566A (en) | Electronic circuit comprising complementary transconductors for filters and oscillators | |
| JPH0626287B2 (en) | Amplifier | |
| GB2263207A (en) | Voltage controlled oscillator using negative - resistive feedback | |
| JP3411988B2 (en) | Variable voltage-current converter | |
| KR930007762B1 (en) | Reactance control circuit | |
| JPH0620168B2 (en) | Differential amplifier | |
| JP3283112B2 (en) | Emitter follower circuit | |
| US4644295A (en) | Balanced differential load and method | |
| US5039890A (en) | Integratable filter circuit | |
| JPS646583Y2 (en) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A1B | A search report has been drawn up | ||
| BV | The patent application has lapsed |